JP2009038700A - Ｆｍチューナ - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＭチューナにおいて、回路規模の拡大を抑制しつつ、隣接妨害と並行してマルチパス受信状態を検出可能とする。
【解決手段】制御入力生成回路１０６は、受信電界強度に応じた信号Ｓ_Ｍ−ＤＣと、マルチパスノイズ成分に応じた信号Ｓ_ＭＰとに基づき、ステレオ分離度の制御のための信号Ｓ_ＳＣを生成する。Ｓ_ＭＰは、マルチパスノイズ抽出回路１０４が、Ｓメータ回路９２の変動成分信号Ｓ_Ｍ−ＡＣから抽出し生成する。このステレオ分離度の制御に用いられるマルチパスノイズ抽出回路１０４を、マルチパス受信状態の検出の回路の一部として共用し、マルチパス受信検出部１０８は、マルチパスノイズ抽出回路１０４が生成するＳ_ＭＰの電圧レベルを閾値判定して、マルチパス受信状態か否かを検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭチューナに関する。

ラジオ放送局からの直接波と伝送経路上の建物等による反射波とが受信されるマルチパス受信状態（マルチパス妨害状態）では、ＦＭチューナにより再生される音声出力の品質が低下する。また、ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭチューナにおいて、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの干渉（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。さらに、これらマルチパス妨害や隣接妨害は、ＦＭラジオ放送の信号にテキストデータ等を重畳させて伝送するＲＤＳ（Radio Data System）においても望ましくない。

図３は、従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。アンテナ２にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）ｆ_ＩＦ１を有する第１中間信号Ｓ_ＩＦ１へ周波数変換され、さらに第２中間周波数ｆ_ＩＦ２を有する第２中間信号Ｓ_ＩＦ２へ周波数変換され、ＩＦＢＰＦ４に入力される。ＩＦＢＰＦ４は、ｆ_ＩＦ２を中心周波数とするバンドパスフィルタであり、その帯域幅Ｗ_Ｆは、例えば、約４０ｋＨｚ〜約２２０ｋＨｚといった範囲で可変に構成される。

ＩＦＢＰＦ４を通過したＦＭ信号は、リミッタアンプ６に供給される。リミッタアンプ６は、ＦＭ信号の振幅を増幅して矩形波とし、ＦＭ信号にのったノイズを除去する。リミッタアンプ６で増幅され矩形波とされたＦＭ信号は、ＦＭ検波回路８に入力される。ＦＭ検波回路８は、リミッタアンプ６の出力信号をＦＭ検波し、検波信号Ｓ_ＤＥＴを出力する。

マトリクス回路１０は、ステレオコンポジット信号であるＳ_ＤＥＴから、左右の音声信号（Ｌ信号及びＲ信号）の和信号（Ｌ＋Ｒ）と、差信号（Ｌ−Ｒ）とをそれぞれ抽出し、さらにマトリクス方式によりＬ信号とＲ信号とを分離し出力する。

Ｓメータ回路１２は、例えば、第１中間信号Ｓ_ＩＦ１に基づいて、Ｓ_ＩＦ１に含まれる振幅変動成分信号Ｓ_Ｍ−ＡＣを生成すると共に、当該変動成分を低域通過フィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化して受信電界強度信号Ｓ_Ｍ−ＤＣを生成する。変動成分信号Ｓ_Ｍ−ＡＣには、隣接妨害やマルチパス妨害に応じた成分が含まれる。

Ｓ_Ｍ−ＡＣに基づいて隣接妨害やマルチパス妨害の有無を検出する回路として、高域通過フィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）１４、検波回路１６及び比較回路１８が設けられる。ＨＰＦ１４は、Ｓ_Ｍ−ＡＣから隣接妨害に応じた周波数帯域の成分とマルチパス妨害に応じた周波数帯域の成分とのいずれを抽出するかに応じて、カットオフ周波数ｆ_Ｃを切り換えることができる。例えば、Ｓ_Ｍ−ＡＣから隣接妨害に応じた成分を抽出する際にはｆ_Ｃは１００ｋＨｚ程度に設定され、Ｓ_Ｍ−ＡＣからマルチパス妨害に応じた成分を抽出する際にはｆ_Ｃは５０ｋＨｚ程度に設定される。検波回路１６は、ＨＰＦ１４を通過した高周波成分を整流検波して直流電圧Ｖ_ＳＱに変換する。比較回路１８は、検波回路１６の出力レベルＶ_ＳＱと、所定の閾値に設定さる基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較し、例えば、Ｖ_ＳＱ＞Ｖ_ｒｅｆであれば、隣接妨害又はマルチパス妨害が発生しているとの判定結果を示すＳＱセンサ信号Ｓ_ＳＱとして、論理値“１”に対応する所定の電圧Ｖ_Ｈ（Ｈレベル）を出力し、一方、Ｖ_ＳＱ≦Ｖ_ｒｅｆであれば、隣接妨害やマルチパス妨害が発生していないとの判定結果を示すＳ_ＳＱとして、論理値“０”に対応する所定の電圧Ｖ_Ｌ（Ｌレベル、Ｖ_Ｌ＜Ｖ_Ｈ）を出力する。ＲＤＳ対応のＦＭチューナでは、受信状態が好適な放送局を自動的に選択するＡＦサーチが行われるが、例えば、Ｓ_ＳＱはその自動選局に際して受信状態の判断に利用される。

また、検波回路１６から出力される隣接妨害成分に応じたＶ_ＳＱは、ＩＦＢＰＦ４の帯域幅Ｗ_Ｆを制御する帯域幅制御回路２０に入力される。帯域幅制御回路２０は、隣接妨害が生じている場合にはＷ_Ｆを狭めて、出力音声信号における隣接妨害の影響を軽減する。ここで、Ｗ_Ｆの広狭の切り換えが頻繁に起こることによる出力音声信号への影響を抑制するために、Ｖ_ＳＱは所定の時定数で平滑化される。例えば、２ｍＳ程度の時定数が付与される。

マトリクス回路１０にて生成されるステレオ信号の分離度は、ステレオ分離度制御回路２２によって制御可能に構成される。ステレオ分離度制御回路２２は、マトリクス回路１０でのマトリクス処理における、差信号（Ｌ−Ｒ）の和信号（Ｌ＋Ｒ）に対する相対的な強度を調整して、ステレオ信号の分離度を制御する。

例えば、弱電界時には、ステレオ音声におけるノイズ感を低減するために、分離度を低下させ、モノラル音声での再生とすることが行われる。また、（Ｌ−Ｒ）信号におけるマルチパスノイズの影響を軽減するため、マルチパス妨害時にも、分離度を低下させることが行われる。この制御のためのステレオ分離度制御回路２２への制御入力は、受信電界強度についてのセンサ信号Ｓ_Ｍ−ＤＣ及びマルチパス妨害についてのセンサ信号となるＳ_Ｍ−ＡＣに基づいて制御入力生成回路２４にて生成される。

ステレオ分離度制御のためにＳ_Ｍ−ＡＣからマルチパス妨害に応じた成分を抽出する回路として、ＨＰＦ２６及び検波回路２８が設けられる。ＨＰＦ２６はＳ_Ｍ−ＡＣからマルチパス妨害に応じた周波数帯域の成分を抽出し、検波回路２８へ出力する。検波回路２８は、ＨＰＦ２６を通過した高周波成分を整流検波して直流電圧Ｖ_ＭＰに変換し、制御入力生成回路２４へ出力する。制御入力生成回路２４は、Ｓ_Ｍ−ＤＣをＶ_ＭＰに応じて減衰させる。これにより、制御入力生成回路２４の出力電圧は、電界強度が弱いほど低下し、またマルチパスに応じた変動成分が大きいほど低下する。そして、ステレオ分離度制御回路２２は、制御入力生成回路２４の出力電圧が低い場合に分離度を下げ、高い場合に分離度を上げることにより、弱電界時のノイズやマルチパス妨害時の聴覚上の違和感を低減することができる。また制御入力生成回路２４は、その出力信号を所定の時定数で平滑化して、ステレオ分離度制御回路２２に入力する。これにより、ステレオ再生状態とモノラル再生状態とが不要に頻繁に切り替わることが防止できる。
特開２００３−１５２５７３号公報

ＲＤＳ受信時においては、受信状態が劣化するとＡＦサーチが行われ、受信状態が好適な放送局が自動的に選択される。受信中断状態となる期間を抑制するため、ＡＦサーチはできるだけ高速であることが望ましく、少なくとも数ｍＳで完了することが要求される。

しかし、ＡＦサーチに上述のＳＱセンサ信号Ｓ_ＳＱを利用すると、隣接妨害及びマルチパス妨害それぞれの検出結果を同時に得られないため、ＡＦサーチの高速化が難しいという問題があった。特に、Ｗ_Ｆ制御のためＶ_ＳＱに時定数が与えられる場合にＡＦサーチ時間の短縮が困難となるという問題があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、ＡＦサーチの高速化が容易なＦＭチューナを提供することを目的とする。

本発明に係るＦＭチューナは、ＦＭ受信信号から検波されるステレオ音声信号のステレオ分離度を制御するステレオ分離度制御部と、前記ＦＭ受信信号が有する振幅変動成分からマルチパス受信によるノイズ成分を抽出するマルチパスノイズ成分抽出部と、前記ノイズ成分に基づいて、前記ステレオ分離度制御部に対する制御入力信号を生成する制御入力生成部と、前記ノイズ成分のレベルに基づいて、前記マルチパス受信を検出するマルチパス受信検出部と、前記マルチパス受信検出部による前記マルチパス受信の検出と並行して、前記振幅変動成分から受信目的局に対する隣接信号の干渉（隣接妨害）を検出する隣接干渉検出部と、を有するものである。

本発明によれば、隣接妨害の検出とマルチパス妨害の検出とを別の回路で行う構成であるので、同時並列に検出可能であり、ＡＦサーチの高速化が可能となる。ここで、マルチパス受信に対してステレオ分離度を制御するＦＭチューナは、ステレオ分離度制御部に対する制御入力信号の生成のためにマルチパスノイズ成分を抽出するマルチパスノイズ抽出回路を備える。本発明では、マルチパス妨害を検出する回路の構成の一部として、当該マルチパスノイズ抽出回路を利用する。これにより、隣接妨害を検出する回路とは分離してマルチパス妨害を検出する回路を設ける構成が、マルチパスノイズ成分を抽出する回路の共用により、小型かつ簡易な回路構成で実現できる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。本ＦＭチューナ５０は、その主要部のＩＣ化を図りつつ共通の回路基板上に形成され、基本的に一体のチューナモジュールとして構成される。

当該モジュールは例えば、自動車の車載オーディオ機器にその一部として組み込まれる。アンテナ５４で受信されたＲＦ信号Ｓ_ＲＦはＦＭチューナ５０において、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６、第１局部発振部５８、第１混合回路６０、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）６２，６６、バッファアンプ６４，７２、第２局部発振部６８、第２混合回路７０、ＩＦＢＰＦ７４、リミッタアンプ７６、ＦＭ検波回路７８、ノイズキャンセラ８０、及びマトリクス回路（ＭＰＸ回路）８２を含んで構成される信号処理系で処理され、希望局の音声信号に対応した出力信号Ｓ_ＯＵＴが生成される。

ＦＭチューナ５０は上述の構成要素の他、水晶発振回路９０、Ｓメータ回路９２、帯域幅制御回路９４、ステレオ分離度制御回路９６、パイロット信号抽出回路９８、第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００、比較回路１０２、マルチパスノイズ抽出回路１０４、制御入力生成回路１０６、マルチパス受信検出部１０８、第２隣接干渉ノイズ抽出回路１１０及び変調度信号生成回路１１２を含んで構成される。また、ＦＭチューナ５０は、図示しないシステムバスに接続され、当該システムバスを介し、マイクロコンピュータ等の制御部（不図示）の制御を受けて動作する。

ＲＦ信号Ｓ_ＲＦはＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６に入力される。ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦのうち、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数ｆ_Ｒに応じた帯域から外れた成分を減衰させる。これにより、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、受信希望局の周波数ｆ_Ｒを含む帯域のＲＦ信号Ｓ_ＲＦを通過させ、このＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６の出力信号は第１混合回路６０に入力される。

第１局部発振部５８は第１発振回路１１４及び分周回路１１６を含んで構成される。第１発振回路１１４は、水晶発振回路９０が出力する原発振信号Ｓ_０を基準発振信号として利用するＰＬＬ回路で構成される。当該ＰＬＬ回路は、受信希望局に応じた周波数ｆ_ＯＳＣ１の発振信号Ｓ_ＯＳＣ１を出力する。第１発振回路１１４は、制御部によりｆ_ＯＳＣ１を制御され、ｆ_ＯＳＣ１は、αを分周回路１１６の分周比として、α・（ｆ_Ｒ＋ｆ_ＩＦ１）に設定される。分周回路１１６は、既に述べたように第１発振回路１１４からのＳ_ＯＳＣ１をα分周してＳ_ＬＯ１を生成し、第１混合回路６０へ出力する。

第１混合回路６０は、入力されたＲＦ信号Ｓ_ＲＦを、第１局部発振部５８から入力される第１局部発振信号Ｓ_ＬＯ１と混合して、第１中間信号Ｓ_ＩＦ１を生成する。Ｓ_ＬＯ１の周波数ｆ_ＬＯ１は、Ｓ_ＲＦに含まれる周波数ｆ_Ｒの希望局の信号が第１混合回路６０によるＳ_ＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆ_ＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆ_ＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。

Ｓ_ＩＦ１は、ＢＰＦ６２、バッファアンプ６４及びＢＰＦ６６を経て、第２混合回路７０に入力される。例えば、ＢＰＦ６２，６６はセラミックフィルタを用いて構成することができる。

第２局部発振部６８は、ｆ_ＩＦ１＝１０．７ＭＨｚ、ｆ_ＩＦ２＝４５０ｋＨｚに設定する場合に対応して、周波数ｆ_ＬＯ２が１０．２５ＭＨｚであるＳ_ＬＯ２を生成する。このＳ_ＬＯ２を生成するために、本実施形態の第２局部発振部６８は分周回路１１８を有している。分周回路１１８は、水晶発振回路９０が出力する例えば２０．５ＭＨｚの発振信号Ｓ_０を２分周して、上記Ｓ_ＬＯ２を生成し、第２混合回路７０へ供給する。

第２混合回路７０は、ＢＰＦ６６から入力された第１中間信号Ｓ_ＩＦ１を、第２局部発振部６８から入力される第２局部発振信号Ｓ_ＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆ_ＩＦ２の第２中間信号Ｓ_ＩＦ２を生成する。Ｓ_ＬＯ２の周波数ｆ_ＬＯ２は、（ｆ_ＩＦ１−ｆ_ＩＦ２）に設定され、Ｓ_ＩＦ１に含まれる周波数ｆ_ＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路７０において周波数ｆ_ＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆ_ＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。

Ｓ_ＩＦ２は、バッファアンプ７２を経由して、ＩＦＢＰＦ７４に入力される。ＩＦＢＰＦ７４は、ｆ_ＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅Ｗ_Ｆを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７４の通過帯域幅Ｗ_Ｆは、後述するように帯域幅制御回路９４により制御される。

ＩＦＢＰＦ７４から出力されたＳ_ＩＦ２は、リミッタアンプ７６を経て、ＦＭ検波回路７８に入力される。ＦＭ検波回路７８は例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。ＦＭ検波回路７８は、リミッタアンプ７６から入力されたＳ_ＩＦ２をＦＭ検波し、検波出力信号Ｓ_ＤＥＴを出力する。

ノイズキャンセラ８０は、検波出力信号Ｓ_ＤＥＴからパルスノイズを除去する。例えば、車載のＦＭチューナでは、車両のエンジン、電動ミラーやワイパーなどの動作に起因して、時間幅の短く振幅の大きいパルス状のノイズが受信信号に重畳し得る。ノイズキャンセラ８０は、このようなパルスノイズによる音質劣化を抑制する。パルスノイズを除去されたＳ_ＤＥＴはマトリクス回路８２に入力される。

ノイズキャンセラ８０の出力にはパイロット信号抽出回路９８が設けられている。Ｓ_ＤＥＴは、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号及びパイロット信号Ｓ_ＰＬからなるステレオコンポジット信号であり、パイロット信号抽出回路９８はこのＳ_ＤＥＴからパイロット信号Ｓ_ＰＬを抽出する。抽出されたパイロット信号Ｓ_ＰＬは、マトリクス回路８２に入力される。

マトリクス回路８２は、ステレオ放送時には、パイロット信号抽出回路９８から入力されるパイロット信号Ｓ_ＰＬを用いて、Ｓ_ＤＥＴからパイロット信号Ｓ_ＰＬを相殺し、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号をそれぞれ抽出することができる。そして、それら（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とから、マトリクス方式によりＬ信号とＲ信号とを分離し出力することができる。

ステレオ分離度制御回路９６は、マトリクス回路８２でのマトリクス処理における、差信号（Ｌ−Ｒ）の和信号（Ｌ＋Ｒ）に対する相対的な強度を調整して、ステレオ信号の分離度を制御する。

Ｓメータ回路９２は、例えば、ＢＰＦ６６から入力されたＳ_ＩＦ１に基づいて、Ｓ_ＩＦ１に含まれる変動成分信号Ｓ_Ｍ−ＡＣを生成すると共に、当該変動成分をＬＰＦで平滑化して受信電界強度信号Ｓ_Ｍ−ＤＣを生成する。

図２は、Ｓメータ回路９２の概略の構成を示す回路図である。Ｓメータ回路９２は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１２０-1〜１２０-6、それらの出力を並列に入力される加算器１２２、加算器１２２の出力電流Ｉ_ＯＵＴをＳ_Ｍ−ＤＣ及びＳ_Ｍ−ＡＣそれぞれの出力回路へ取り出すカレントミラー回路１２４、カレントミラー回路１２４の出力電流に基づいてそれぞれＳ_Ｍ−ＤＣを生成する平滑化回路１２６を含んで構成される。

Ｓ_ＩＦ１は初段のリミッタアンプ１２０-1に入力され、各リミッタアンプ１２０で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１２０-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号Ｓ_Ａｋとして加算器１２２に入力される。加算器１２２は、各Ｓ_Ａｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δV_Ａｋ（≡Ｓ_Ａｋ−Ｖa）を求め、δV_Ａｋ＞０なるδV_Ａｋについて、当該電圧差に応じた電流δI_Ａｋを生成し、それらの合成電流をＩ_ＯＵＴとして出力する。

カレントミラー回路１２４は、Ｉ_ＯＵＴが流れる入力側経路と、２つの並列に設けられた出力側経路とを有し、入力側のＩ_ＯＵＴを各出力側経路にそれぞれ折り返す。一方に出力側経路には抵抗Ｒ_１及びキャパシタＣ_１からなる平滑化回路１２６が設けられる。平滑化回路１２６は大きな時定数を有し、十分に平滑化され実質的に直流とみなせる信号であるＳ_Ｍ−ＤＣを生成する。他方の出力側経路に取り出されたＩ_ＯＵＴに応じた信号は、種々の変動成分を含んだまま、Ｓ_Ｍ−ＡＣとして出力される。

Ｓ_Ｍ−ＡＣは、第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００とマルチパスノイズ抽出回路１０４とに入力される。

第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００は、Ｓ_Ｍ−ＡＣに含まれる、隣接干渉に起因するノイズ成分を抽出する。隣接干渉は、受信希望局に近い周波数に他の局が存在する場合に生じ、希望局の好適な受信を妨害する。隣接妨害を与える放送局と希望局とのＲＦ周波数の差をΔｆとすると、隣接妨害の発生時のＳ_Ｍ−ＡＣには、Δｆに応じた周波数の高周波成分が現れる。第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００は、ＨＰＦ１３０、検波回路１３２を含んで構成される。

ＨＰＦ１３０のカットオフ周波数ｆ_Ｃは、Ｓ_Ｍ−ＡＣに含まれる隣接干渉ノイズの主要成分がＨＰＦ１３０を通過するように設定される。例えば、日本におけるＦＭ放送のチャンネルステップが１００ｋＨｚであることなどから、ＨＰＦ１３０のカットオフ周波数ｆ_Ｃは例えば、１００ｋＨｚ程度とすることができる。

検波回路１３２はＨＰＦ１３０を通過した高周波成分を整流検波して直流電圧に変換する。これにより、第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００は、受信信号中における隣接干渉ノイズ成分量に応じた電圧レベルの直流信号Ｓ_ＡＩ１を生成する。ここで、Ｓ_ＡＩ１は、後述するように帯域幅制御回路９４にて、ＩＦＢＰＦ７４の通過帯域幅Ｗ_Ｆの広狭の切り換えに利用される。このＷ_Ｆの切り換えが頻繁に起こることによる出力音声信号への影響を抑制するために、Ｖ_ＡＩ１は所定の時定数で平滑化される。例えば、２ｍＳ程度の時定数が付与される。

比較回路１０２は、第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００にて抽出された隣接干渉ノイズ成分Ｓ_ＡＩ１のレベルを所定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆ１と比較し、隣接妨害状態か否かを判定する。具体的には、Ｓ_ＡＩ１＞Ｖ_ｒｅｆ１であれば、隣接妨害が発生しているとの判定結果を示す信号Ｓ_ＳＱ１として、論理値“１”に対応する所定の電圧Ｖ_Ｈ（Ｈレベル）を出力し、一方、Ｓ_ＡＩ１≦Ｖ_ｒｅｆ１であれば、隣接妨害が発生していないとの判定結果を示すＳ_ＳＱ１として、論理値“０”に対応する所定の電圧Ｖ_Ｌ（Ｌレベル、Ｖ_Ｌ＜Ｖ_Ｈ）を出力する。当該Ｓ_ＳＱ１は、例えば、システムバスを介してマイクロコンピュータ等の制御部に送られ、ＡＦサーチの制御に利用される。

一方、マルチパスノイズ抽出回路１０４は、ＨＰＦ１３４、検波回路１３６を含んで構成される。ＨＰＦ１３４のカットオフ周波数ｆ_Ｃは、Ｓ_Ｍ−ＡＣに含まれるマルチパスノイズの主要成分がＨＰＦ１３４を通過するように設定される。ＦＭラジオ放送では例えば、ｆ_Ｃは５０ｋＨｚ程度とすることができる。検波回路１３６はＨＰＦ１３４を通過した高周波成分を整流検波して直流電圧に変換する。これにより、マルチパスノイズ抽出回路１０４は、受信信号中におけるマルチパスノイズ成分量に応じた電圧レベルの直流信号Ｓ_ＭＰを生成し、当該Ｓ_ＭＰは制御入力生成回路１０６に入力される。Ｓ_ＭＰは後述するように、ステレオ分離度制御回路９６に対する制御入力信号Ｓ_ＳＣ及び、マルチパス妨害検出信号Ｓ_ＳＱ２の生成に用いられる。

Ｓメータ回路９２のもう一方の出力Ｓ_Ｍ−ＤＣは、制御入力生成回路１０６及び帯域幅制御回路９４に入力される。これらについては後述する。

第２隣接干渉ノイズ抽出回路１１０は、ＦＭ検波回路７８の出力信号Ｓ_ＤＥＴに含まれる隣接干渉ノイズ成分を抽出する。隣接妨害の発生時のＳ_ＤＥＴは、希望局に対応する音声帯域の信号成分に重畳して、希望局と妨害局とのＲＦ周波数差Δｆに応じた周波数を有する高周波成分を有する。第２隣接干渉ノイズ抽出回路１１０は、ＨＰＦ１３８、検波回路１４０を含んで構成され、隣接妨害により生じ得る高域成分の強弱に応じた電圧レベルの直流信号Ｓ_ＡＩ２を出力する。例えば、ＨＰＦ１３８のカットオフ周波数ｆ_ＣはＨＰＦ１３０と同様、１００ｋＨｚ程度とすることができる。Ｓ_ＡＩ２は、帯域幅制御回路９４に入力される。

変調度信号生成回路１１２は、Ｓ_ＤＥＴに基づいて受信信号の変調度に応じた電圧レベルの直流信号Ｓ_ＭＤを生成する。変調度信号生成回路１１２は、ＬＰＦ１４２、検波回路１４４を含んで構成され、隣接妨害等に起因する高域成分を除去し、変調度に応じた電圧レベルの直流信号Ｓ_ＭＤを出力する。Ｓ_ＭＤは帯域幅制御回路９４にて利用される。

帯域幅制御回路９４は、Ｓメータ回路９２が生成するＳ_Ｍ−ＤＣ、第１隣接干渉ノイズ抽出回路１００が生成するＳ_ＡＩ１、第２隣接干渉ノイズ抽出回路１１０が生成するＳ_ＡＩ２、及び変調度信号生成回路１１２からのＳ_ＭＤに基づいて、ＩＦＢＰＦ７４の帯域幅Ｗ_Ｆを制御する。例えば、帯域幅制御回路９４は、Ｓ_ＡＩ１及びＳ_ＡＩ２に基づいて、隣接妨害の強度が所定の閾値を超えた状態か否かを判定し、閾値以下では、Ｗ_Ｆを音声歪みが生じないように広めの基準帯域幅に設定する。一方、Ｓ_ＡＩ１及びＳ_ＡＩ２のいずれか、又は両方が閾値を超えた場合には、帯域幅制御回路９４は、隣接妨害が発生しているとして、Ｗ_Ｆを基準帯域幅より狭め、これにより、ＩＦＢＰＦ７４にて隣接妨害波の除去を図ることができる。

また、帯域幅制御回路９４は、例えば、隣接妨害の強度が所定の閾値以下であっても、Ｓ_Ｍ−ＤＣ及びＳ_ＭＤに基づいて、受信電界強度が所定の弱電界状態であり、かつ所定の低変調度である状態を検知した場合には、帯域幅Ｗ_Ｆを狭く設定する。これにより、弱電界状態にて増加する高域成分のノイズがＩＦＢＰＦ７４にて除去され、感度の向上が図られる。なお、高変調度の場合はＷ_Ｆを狭めると音声歪みを生じ易い。そのため、帯域幅制御回路９４は、高変調度の場合には弱電界の状態であっても、隣接妨害が発生していない限り、Ｗ_Ｆを基準帯域幅に設定する。一方、高変調度であっても隣接妨害が発生している状態では、音声歪み防止よりも隣接妨害除去を優先しＷ_Ｆを狭める。ちなみに、本ＦＭチューナ５０は、このときに生じ得る音声歪みの影響を、後述する分離度Ｒ_ＳＥＰの制御により聴感上、軽減する。

制御入力生成回路１０６は、受信電界強度に応じたＳ_Ｍ−ＤＣ及びマルチパスノイズ成分量に応じたＳ_ＭＰに基づいて、ステレオ分離度制御回路９６に対する制御入力信号Ｓ_ＳＣを生成する。制御入力生成回路１０６は、Ｓ_Ｍ−ＤＣをＳ_ＭＰに応じて減衰させてＳ_ＳＣを生成する。また、制御入力生成回路１０６はＳ_ＳＣを所定の時定数で平滑化する機能を有している。

この制御入力生成回路１０６で生成されたＳ_ＳＣは、電界強度が弱いほど低下し、またマルチパスに応じた変動成分が大きいほど低下する。これに対応して、ステレオ分離度制御回路９６は、Ｓ_ＳＣが低い場合にマトリクス回路８２での分離度を下げ、高い場合に分離度を上げるように構成される。これにより、弱電界時やマルチパス受信時にステレオ分離度を抑制した再生、又はモノラル再生とされ、ステレオ音声における弱電界時のノイズ感やマルチパスノイズの影響が軽減され、聴覚上の違和感が低減される。

また、Ｓ_ＳＣの平滑化により、ステレオ分離度の高い再生状態と、モノラル再生状態（又は分離度が抑制されたステレオ再生状態）とが不要に頻繁に切り替わることが防止され、また、状態の切り替わりが滑らかに行われ、聴覚上の違和感が低減される。

マルチパス受信検出部１０８は、マルチパスノイズ抽出回路１０４にて抽出されたマルチパスノイズ成分のレベルに応じて、マルチパス受信状態か否かを判定する。本実施形態では、マルチパス受信検出部１０８は、比較回路１４６と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ２を供給する電圧源１４８とを含んで構成される。Ｖ_ｒｅｆ２は所定の閾値に設定され、比較回路１４６は、マルチパスノイズ抽出回路１０４から入力されるＳ_ＭＰと、Ｖ_ｒｅｆ２とを比較し、例えば、Ｓ_ＭＰ＞Ｖ_ｒｅｆ２であれば、マルチパス妨害が発生しているとの判定結果を示す信号Ｓ_ＳＱ２として、論理値“１”に対応するＨレベルを出力し、一方、Ｓ_ＭＰ≦Ｖ_ｒｅｆ２であれば、マルチパス妨害が発生していないとの判定結果を示すＳ_ＳＱ２として、論理値“０”に対応するＬレベルを出力する。当該Ｓ_ＳＱ２は、例えば、Ｓ_ＳＱ１と同様、システムバスを介してマイクロコンピュータ等の制御部に送られ、ＡＦサーチの制御に利用される。

ここで、マルチパス受信検出部１０８には、比較的大きな時定数が与えられる制御入力生成回路１０６の出力信号Ｓ_ＳＣではなく、時定数が与えられる前の信号Ｓ_ＭＰが入力される。そのため、マルチパス受信検出部１０８は、マルチパス受信状態か否かの状態変化を迅速に検知、判定することができ、その結果を利用したＡＦサーチ等の高速化が図られる。

上述の構成にて、例えば、Ｖ_ｒｅｆ２は可変設定できるように構成でき、また、その制御はシステムバスを介して制御部から行うように構成することができる。

また、マルチパス受信検出部１０８は、Ｓ_ＭＰをデジタル値Ｄ_ＭＰに変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル値Ｄ_ＭＰに基づいてマルチパス受信の発生を判定するマイクロコンピュータとで構成することもできる。このマイクロコンピュータは、Ａ／Ｄ変換器とシステムバスを介して接続された制御部とすることができる。Ｄ_ＭＰはシステムバスを介して制御部に送られ、制御部での演算処理により、Ｄ_ＭＰが所定の閾値を超えたマルチパス受信状態に相当するか否かが判定される。

上述の本発明によれば、Ｓメータ回路９２によりＦＭ受信信号から抽出される振幅変動成分Ｓ_Ｍ−ＡＣに基づいて、隣接妨害の検出とマルチパス受信の検出とが並行して行われる。これにより、両検出結果を利用するＡＦサーチの高速化が図れる。マルチパス受信状態の判定のための回路の一部は、従来、ステレオ分離度の制御入力生成のためにマルチパスノイズ成分を抽出していた回路を共用する。これにより、ＦＭチューナの回路規模の拡大をわずかに留め、例えば、それが構成されるＩＣチップのサイズやコストの増加の抑制が可能となる。

本発明の実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。 Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。 従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。

符号の説明

５０ ＦＭチューナ、５４ アンテナ、５６ ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路、５８ 第１局部発振部、６０ 第１混合回路、６２，６６ ＢＰＦ、６４，７２ バッファアンプ、６８ 第２局部発振部、７０ 第２混合回路、７４ ＩＦＢＰＦ、７６ リミッタアンプ、７８ ＦＭ検波回路、８０ ノイズキャンセラ、８２ マトリクス回路、９０ 水晶発振回路、９２ Ｓメータ回路、９４ 帯域幅制御回路、９６ ステレオ分離度制御回路、９８ パイロット信号抽出回路、１００ 第１隣接干渉ノイズ抽出回路、１０２，１４６ 比較回路、１０４ マルチパスノイズ抽出回路、１０６ 制御入力生成回路、１０８ マルチパス受信検出部、１１０ 第２隣接干渉ノイズ抽出回路、１１２ 変調度信号生成回路、１１４ 第１発振回路、１１６，１１８ 分周回路、１２０ リミッタアンプ、１２２ 加算器、１２４ カレントミラー回路、１２６ 平滑化回路、１３０，１３４，１３８ ＨＰＦ、１３２，１３６，１４０，１４４ 検波回路。

Claims (4)

1. ＦＭ受信信号から検波されるステレオ音声信号のステレオ分離度を制御するステレオ分離度制御部と、
   前記ＦＭ受信信号が有する振幅変動成分からマルチパス受信によるノイズ成分を抽出するマルチパスノイズ成分抽出部と、
   前記ノイズ成分に基づいて、前記ステレオ分離度制御部に対する制御入力信号を生成する制御入力生成部と、
   前記ノイズ成分のレベルに基づいて、前記マルチパス受信を検出するマルチパス受信検出部と、
   前記マルチパス受信検出部による前記マルチパス受信の検出と並行して、前記振幅変動成分から受信目的局に対する隣接信号の干渉を検出する隣接干渉検出部と、
   を有することを特徴とするＦＭチューナ。
2. 請求項１に記載のＦＭチューナにおいて、
   前記マルチパス受信検出部は、
   前記ノイズ成分のレベルを判定基準電圧と比較し、前記マルチパス受信の発生を判定する比較器と、
   前記判定基準電圧を可変設定できる基準電圧発生部と、
   を有することを特徴とするＦＭチューナ。
3. 請求項１に記載のＦＭチューナにおいて、
   前記マルチパス受信検出部は、
   前記ノイズ成分のレベルをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記デジタル値に基づいて前記マルチパス受信の発生を判定するマイクロコンピュータと、
   を有することを特徴とするＦＭチューナ。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のＦＭチューナにおいて、
   前記制御入力生成部は、前記ノイズ成分の変動に対して所定の時定数で追随する前記制御入力信号を生成すること、を特徴とするＦＭチューナ。

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