JP2003018031A - 反復調回路、フィルタリング装置及び復調回路 - Google Patents
反復調回路、フィルタリング装置及び復調回路Info
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- NPURPEXKKDAKIH-UHFFFAOYSA-N iodoimino(oxo)methane Chemical compound IN=C=O NPURPEXKKDAKIH-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
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- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、基本的に復調回路と同様に製造されるが、一
般に復調器において使用されるバンドパスフィルタの代
わりに、有効信号及び干渉信号を含む入力信号を受信し
てフィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタ
を備えている反復調回路に関する。ノッチフィルタは、
有効信号の少なくとも一部を抑制するように入力信号の
周波数にほぼ相当する中心周波数を有する。反復調回路
は、フィルタリングされた信号と位相シフトされた入力
信号とを受信して、干渉信号に実質的に相当する復調出
力信号を供給するミキサ回路をさらに備えている。本発
明は、特に、ＦＭ無線における隣接チャネル障害に基づ
いて干渉信号を抑制するフィルタリング装置と共に使用
することができ、フィルタリング装置の帯域幅は、反復
調回路の出力信号に従って制御される。
般に復調器において使用されるバンドパスフィルタの代
わりに、有効信号及び干渉信号を含む入力信号を受信し
てフィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタ
を備えている反復調回路に関する。ノッチフィルタは、
有効信号の少なくとも一部を抑制するように入力信号の
周波数にほぼ相当する中心周波数を有する。反復調回路
は、フィルタリングされた信号と位相シフトされた入力
信号とを受信して、干渉信号に実質的に相当する復調出
力信号を供給するミキサ回路をさらに備えている。本発
明は、特に、ＦＭ無線における隣接チャネル障害に基づ
いて干渉信号を抑制するフィルタリング装置と共に使用
することができ、フィルタリング装置の帯域幅は、反復
調回路の出力信号に従って制御される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、反復調回路、フィ
ルタリング装置及び復調回路に関する。
ルタリング装置及び復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明に係る反復調回路は、基本的には
復調回路と同様に動作するが、所望の有効信号を抑制
し、Ｓ／Ｎ比を向上させる。反復調回路は、基本的に既
知の復調回路と同様に製造することができるが、バンド
パスフィルタの代わりに、ノッチフィルタを位相シフタ
又は遅延要素として使用する。
復調回路と同様に動作するが、所望の有効信号を抑制
し、Ｓ／Ｎ比を向上させる。反復調回路は、基本的に既
知の復調回路と同様に製造することができるが、バンド
パスフィルタの代わりに、ノッチフィルタを位相シフタ
又は遅延要素として使用する。
【０００３】また、ある周波数範囲を抑制するために、
復調器と共にノッチフィルタを使用することは、最新技
術において知られている。
復調器と共にノッチフィルタを使用することは、最新技
術において知られている。
【０００４】米国特許明細書US-A-5,307,517は、FM受信
局においてFM干渉を抑制する適応ノッチフィルタについ
て記載している。この文書の図５は、二つのPLL復調器
及び二つの事前に配置されたノッチフィルタを含む回路
の配置を示しており、これらはこの配置において位相シ
フトを行うために使用されることはない。復調回路の一
方の分岐部は強信号の復調に使用され、他方は弱信号の
復調に使用される。入力信号は両方の有効信号、即ち、
強信号及び弱信号を含んでいる。第１分岐部の復調器は
より強い信号にロックされ、第２分岐部のノッチフィル
タを同一の共振周波数に調整する。第２分岐部の復調器
はより弱い信号にロックされ、第１分岐部のノッチフィ
ルタを同一の共振周波数に調整する。その結果、第１分
岐部では弱信号が抑制され、強信号が通過することにな
り、第２分岐部ではこの逆となる。ノッチフィルタは、
実際の復調器の部分を形成しないが、予め配置される。
また、最新技術において慣行的に行われているように、
ノッチフィルタは、それぞれが設けられている分岐部の
各有効信号に調整されるが、関連する分岐部では不要な
信号を抑制するよう調整される。
局においてFM干渉を抑制する適応ノッチフィルタについ
て記載している。この文書の図５は、二つのPLL復調器
及び二つの事前に配置されたノッチフィルタを含む回路
の配置を示しており、これらはこの配置において位相シ
フトを行うために使用されることはない。復調回路の一
方の分岐部は強信号の復調に使用され、他方は弱信号の
復調に使用される。入力信号は両方の有効信号、即ち、
強信号及び弱信号を含んでいる。第１分岐部の復調器は
より強い信号にロックされ、第２分岐部のノッチフィル
タを同一の共振周波数に調整する。第２分岐部の復調器
はより弱い信号にロックされ、第１分岐部のノッチフィ
ルタを同一の共振周波数に調整する。その結果、第１分
岐部では弱信号が抑制され、強信号が通過することにな
り、第２分岐部ではこの逆となる。ノッチフィルタは、
実際の復調器の部分を形成しないが、予め配置される。
また、最新技術において慣行的に行われているように、
ノッチフィルタは、それぞれが設けられている分岐部の
各有効信号に調整されるが、関連する分岐部では不要な
信号を抑制するよう調整される。
【０００５】公開特許公報特開昭５９−４０３０８号、
特開昭６０−６９８２１号、特開平３−４６３０号は、
Ｓ／Ｎ比を向上させるための、復調器を伴うノッチフィ
ルタの使用について述べている。
特開昭６０−６９８２１号、特開平３−４６３０号は、
Ｓ／Ｎ比を向上させるための、復調器を伴うノッチフィ
ルタの使用について述べている。
【０００６】ドイツ特許出願公開明細書DE-A-3840999
は、受信器における狭帯域干渉信号を抑制する回路配置
について述べており、受信器の同調システムは所望の周
波数帯域を調整する。コンピュータは、受信器がセット
されている周波数と最大干渉成分の周波数との差を計算
し、それとは無関係にPLL発振器を制御する。周波数
は、干渉成分がノッチフィルタの範囲に収まるように調
整される。従って、ノッチフィルタの出力信号には干渉
が含まれておらず、また復調器の入力信号を構成してい
る。
は、受信器における狭帯域干渉信号を抑制する回路配置
について述べており、受信器の同調システムは所望の周
波数帯域を調整する。コンピュータは、受信器がセット
されている周波数と最大干渉成分の周波数との差を計算
し、それとは無関係にPLL発振器を制御する。周波数
は、干渉成分がノッチフィルタの範囲に収まるように調
整される。従って、ノッチフィルタの出力信号には干渉
が含まれておらず、また復調器の入力信号を構成してい
る。
【０００７】また、干渉信号周波数を抑制するためのノ
ッチフィルタを使用している従来の復調器は、例えばド
イツ特許出願公開明細書DE-A-19735798及びDE-A-422022
8に記載されている。
ッチフィルタを使用している従来の復調器は、例えばド
イツ特許出願公開明細書DE-A-19735798及びDE-A-422022
8に記載されている。
【０００８】従来のFN無線受信システムにおいては、不
変のフィルタ特性を有するＩＦフィルタ、例えばセラミ
ックフィルタが使用されており、これは無線受信器の集
積回路外部の外部構成要素として実現しなければならな
いため、高価なコスト要因となる。送信器の受信後に、
ある隣接チャネルを抑制する場合、複数のこのようなフ
ィルタを直列に配置しなければならない。米国フィリッ
プス社による米国特許5,220,686及び5,341,107は、無線
受信器と、特に高品質なカーラジオとについて述べてお
り、ＩＦ経路においてＩＦフィルタによる選択の少なく
とも一部が集積回路によって実現されている。受信した
ＦＭ信号の信号状態により、このような集積フィルタの
帯域幅を変更することが可能である。特に干渉信号がな
い場合や少ない場合はフィルタの帯域幅を大きくし、ま
た、干渉信号が生じたときにそれに相応して小さくしな
ければならない。米国特許5,341,107に記載されている
復調回路においては、入力信号がＦＭ復調器の出力信号
（ＭＰＸ信号）である隣接チャネル検出器（ＡＣＤ）を
介して、集積フィルタを、干渉成分と関係なく制御する
ことが可能である。ＦＭ復調器はＩＦ入力信号に設定さ
れており、ＩＦ有効信号に対して最適化される。単一又
は複数の干渉信号が発生すると、このＦＭ復調器は、比
較的高い信号対雑音比と、従って比較的低い妨害対信号
比とを有する信号を隣接チャネル検出器に送る。従っ
て、干渉成分に応じて集積ＩＦフィルタを最適に制御す
るためには、妨害対信号比を向上させるように隣接チャ
ネル検出器において精巧にフィルタリングを行うことに
より、有効信号成分を復調信号に含ませないようにしな
ければならない。これには非常に多数の構成要素が必要
となる。
変のフィルタ特性を有するＩＦフィルタ、例えばセラミ
ックフィルタが使用されており、これは無線受信器の集
積回路外部の外部構成要素として実現しなければならな
いため、高価なコスト要因となる。送信器の受信後に、
ある隣接チャネルを抑制する場合、複数のこのようなフ
ィルタを直列に配置しなければならない。米国フィリッ
プス社による米国特許5,220,686及び5,341,107は、無線
受信器と、特に高品質なカーラジオとについて述べてお
り、ＩＦ経路においてＩＦフィルタによる選択の少なく
とも一部が集積回路によって実現されている。受信した
ＦＭ信号の信号状態により、このような集積フィルタの
帯域幅を変更することが可能である。特に干渉信号がな
い場合や少ない場合はフィルタの帯域幅を大きくし、ま
た、干渉信号が生じたときにそれに相応して小さくしな
ければならない。米国特許5,341,107に記載されている
復調回路においては、入力信号がＦＭ復調器の出力信号
（ＭＰＸ信号）である隣接チャネル検出器（ＡＣＤ）を
介して、集積フィルタを、干渉成分と関係なく制御する
ことが可能である。ＦＭ復調器はＩＦ入力信号に設定さ
れており、ＩＦ有効信号に対して最適化される。単一又
は複数の干渉信号が発生すると、このＦＭ復調器は、比
較的高い信号対雑音比と、従って比較的低い妨害対信号
比とを有する信号を隣接チャネル検出器に送る。従っ
て、干渉成分に応じて集積ＩＦフィルタを最適に制御す
るためには、妨害対信号比を向上させるように隣接チャ
ネル検出器において精巧にフィルタリングを行うことに
より、有効信号成分を復調信号に含ませないようにしな
ければならない。これには非常に多数の構成要素が必要
となる。
【０００９】図１及び図２は、従来のＦＭ復調器の基本
構造を示している。復調器は、位相シフタとして一次バ
ンドパスフィルタ１０を含んでおり、その位相はＩＦ有
効信号（ｆ＝ｆ０）の周波数に対して０°である。中間
周波数ＩＦ（ｆ＝ｆ０）に対して復調信号ＯＭＰＸを基
準化するために、一定９０°位相シフタを分岐部に挿入
するか（図１）、又は、復調器を０°（ＩＮＣＯＳ）及
び９０°（ＩＮＳＩＮ）信号により制御することができ
る（図２）。
構造を示している。復調器は、位相シフタとして一次バ
ンドパスフィルタ１０を含んでおり、その位相はＩＦ有
効信号（ｆ＝ｆ０）の周波数に対して０°である。中間
周波数ＩＦ（ｆ＝ｆ０）に対して復調信号ＯＭＰＸを基
準化するために、一定９０°位相シフタを分岐部に挿入
するか（図１）、又は、復調器を０°（ＩＮＣＯＳ）及
び９０°（ＩＮＳＩＮ）信号により制御することができ
る（図２）。
【００１０】図３は、ここに参考として取り上げる米国
特許5,341,107に記載されている高機能復調器の回路を
示している。また、復調器のこの実施例において、位相
シフタは、一次バンドパスフィルタ、又は、共振周波数
が線形的に制御される共振増幅器１０として実現され
る。バンドパスフィルタは、０°（ＩＮＣＯＳ）及び９
０°（ＩＮＳＩＮ）入力信号により制御される。回路は
余弦経路及び正弦経路を有しており、両経路の伝達関数
は同一であり、また、両経路の位相差は総ての周波数に
対して９０°である。各経路の位相変化は、本質的に一
次バンドパスフィルタの位相変化に相当する。図３に示
す復調器は、バンドパスフィルタ１０の共振周波数制御
入力１２を介して閉じたループを構成している。バンド
パスフィルタ１０の中心周波数ｆ０は常に、復調入力信
号に相当する出力信号ＯＭＰＸのフィードバックにより
ＦＭ入力信号の瞬間周波数に調整される。この周波数で
は、経路における位相シフトはゼロになる。従って、二
つの経路のミキサ１４、１６の入力信号は９０°位相シ
フトされるので、安定した状態で出力信号が疑似ゼロと
なる。共振増幅器１０の共振周波数と共振増幅器１０を
調整する制御信号との間の線形従属に基づき、復調出力
信号ＯＭＰＸを閉じたループにおいて制御信号として直
接使用することが可能となる。
特許5,341,107に記載されている高機能復調器の回路を
示している。また、復調器のこの実施例において、位相
シフタは、一次バンドパスフィルタ、又は、共振周波数
が線形的に制御される共振増幅器１０として実現され
る。バンドパスフィルタは、０°（ＩＮＣＯＳ）及び９
０°（ＩＮＳＩＮ）入力信号により制御される。回路は
余弦経路及び正弦経路を有しており、両経路の伝達関数
は同一であり、また、両経路の位相差は総ての周波数に
対して９０°である。各経路の位相変化は、本質的に一
次バンドパスフィルタの位相変化に相当する。図３に示
す復調器は、バンドパスフィルタ１０の共振周波数制御
入力１２を介して閉じたループを構成している。バンド
パスフィルタ１０の中心周波数ｆ０は常に、復調入力信
号に相当する出力信号ＯＭＰＸのフィードバックにより
ＦＭ入力信号の瞬間周波数に調整される。この周波数で
は、経路における位相シフトはゼロになる。従って、二
つの経路のミキサ１４、１６の入力信号は９０°位相シ
フトされるので、安定した状態で出力信号が疑似ゼロと
なる。共振増幅器１０の共振周波数と共振増幅器１０を
調整する制御信号との間の線形従属に基づき、復調出力
信号ＯＭＰＸを閉じたループにおいて制御信号として直
接使用することが可能となる。
【００１１】復調出力信号ＯＭＰＸは、余弦経路及び正
弦経路の出力信号の加算又は減算によって、図３に示す
復調回路において構成され、このために設けられた加算
回路１８は、ループフィルタ２０及び増幅回路２２の前
に配置される。
弦経路の出力信号の加算又は減算によって、図３に示す
復調回路において構成され、このために設けられた加算
回路１８は、ループフィルタ２０及び増幅回路２２の前
に配置される。
【００１２】中間周波数ｆ＝ｆ０を有する変調されてい
ない有効信号、及び、周波数ｆ＝ｆ１を有する変調され
ていない干渉成分が図１、２又は３の復調回路に送られ
ると、出力信号の周波数はｆ０〜ｆ１の値に一致するよ
うになる。従来の無線受信器の用途においては、隣接チ
ャネルの干渉成分に対して、有効信号の周波数よりも高
い又は低い１００ｋＨｚ又は２００ｋＨｚが想定され
る。そのため、出力信号ＯＭＰＸの周波数は、１００ｋ
Ｈｚ及び２００ｋＨｚの異なる周波数にそれぞれ等しく
なる。出力信号の振幅は、入力信号の振幅距離及び周波
数距離に依存している。周波数依存は、バンドパスフィ
ルタ１０のＱ値から求め、またこれにより図１及び２に
示す復調器の帯域幅が決定される。復調器帯域幅は、少
なくとも最大周波数距離と同じ大きさでなければならな
い。図３において、復調器の帯域幅は、ループフィルタ
２０の制限周波数を介して調整してもよい。実際には、
干渉信号と有効信号との間の小さな振幅距離においての
みＤＣ信号又はＤＣオフセットが得られる。
ない有効信号、及び、周波数ｆ＝ｆ１を有する変調され
ていない干渉成分が図１、２又は３の復調回路に送られ
ると、出力信号の周波数はｆ０〜ｆ１の値に一致するよ
うになる。従来の無線受信器の用途においては、隣接チ
ャネルの干渉成分に対して、有効信号の周波数よりも高
い又は低い１００ｋＨｚ又は２００ｋＨｚが想定され
る。そのため、出力信号ＯＭＰＸの周波数は、１００ｋ
Ｈｚ及び２００ｋＨｚの異なる周波数にそれぞれ等しく
なる。出力信号の振幅は、入力信号の振幅距離及び周波
数距離に依存している。周波数依存は、バンドパスフィ
ルタ１０のＱ値から求め、またこれにより図１及び２に
示す復調器の帯域幅が決定される。復調器帯域幅は、少
なくとも最大周波数距離と同じ大きさでなければならな
い。図３において、復調器の帯域幅は、ループフィルタ
２０の制限周波数を介して調整してもよい。実際には、
干渉信号と有効信号との間の小さな振幅距離においての
みＤＣ信号又はＤＣオフセットが得られる。
【００１３】図３において、復調器の帯域幅はバンドパ
スフィルタ１０のＱ値の影響を受けるが、主としてルー
プフィルタ２０の制限周波数によって決定される。
スフィルタ１０のＱ値の影響を受けるが、主としてルー
プフィルタ２０の制限周波数によって決定される。
【００１４】例えば、干渉成分に依存して所定の隣接チ
ャネル抑制を行うため、無線受信器のフィルタリング装
置を調整するように、隣接チャネル検出に図１乃至図３
に示す復調回路を使用する場合、バンドパスフィルタ１
０が有効信号に応じて干渉成分を減衰するため、これら
の回路配置には復調信号ＯＭＰＸの（本来所望の）Ｓ／
Ｎ比が低下するという欠点がある。また、干渉信号を検
出するために、復調器には通常よりもかなり高い帯域幅
が必要となる。例えば、周波数の高調波振動成分は図３
に示す復調回路の出力において高くなり、その振動は、
ミキサ回路１４、１６において生成される。バンドパス
フィルタ１０のＱ値は、帯域幅が高い場合は、有効信号
に最適に調整されることはなくなる。バンドパスフィル
タ１０の帯域幅の減少が、別の信号経路におけるアンテ
ナ入力において複数の信号が発生する場合に生成されう
る干渉信号に対しての動作が明瞭に改善されることを、
測定はさらに示している。
ャネル抑制を行うため、無線受信器のフィルタリング装
置を調整するように、隣接チャネル検出に図１乃至図３
に示す復調回路を使用する場合、バンドパスフィルタ１
０が有効信号に応じて干渉成分を減衰するため、これら
の回路配置には復調信号ＯＭＰＸの（本来所望の）Ｓ／
Ｎ比が低下するという欠点がある。また、干渉信号を検
出するために、復調器には通常よりもかなり高い帯域幅
が必要となる。例えば、周波数の高調波振動成分は図３
に示す復調回路の出力において高くなり、その振動は、
ミキサ回路１４、１６において生成される。バンドパス
フィルタ１０のＱ値は、帯域幅が高い場合は、有効信号
に最適に調整されることはなくなる。バンドパスフィル
タ１０の帯域幅の減少が、別の信号経路におけるアンテ
ナ入力において複数の信号が発生する場合に生成されう
る干渉信号に対しての動作が明瞭に改善されることを、
測定はさらに示している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】変調有効信号及び変調
干渉信号が図１、２又は３に示す復調回路に送られる
と、復調信号ＯＭＰＸに含まれる（所望の）有効信号成
分が大きくなり、隣接チャネル抑制のためにこの信号を
使用可能にするため、フィルタリングを行わなければな
らない。又は、ｆ０乃至ｆ１において干渉成分によって
生成される比較的弱い信号を、隣接チャネル抑制を行う
フィルタリング装置を調整するように、非常に多数の構
成要素と共に用意する必要がある。有効信号と干渉信号
との間の差分周波数の周波数依存は、ＩＦフィルタリン
グ装置を制御する機能を更に低下させる。
干渉信号が図１、２又は３に示す復調回路に送られる
と、復調信号ＯＭＰＸに含まれる（所望の）有効信号成
分が大きくなり、隣接チャネル抑制のためにこの信号を
使用可能にするため、フィルタリングを行わなければな
らない。又は、ｆ０乃至ｆ１において干渉成分によって
生成される比較的弱い信号を、隣接チャネル抑制を行う
フィルタリング装置を調整するように、非常に多数の構
成要素と共に用意する必要がある。有効信号と干渉信号
との間の差分周波数の周波数依存は、ＩＦフィルタリン
グ装置を制御する機能を更に低下させる。
【００１６】上述のように、ＤＣオフセットは、干渉信
号と有効信号との間の小さな振幅距離によってのみ調整
され、このオフセットは所定の点で突然発生する。この
点はオフセット検出器で検出することができ、さらに処
理されてフィルタリング装置を制御するのに付加的に使
用される。しかし、ＤＣオフセットが小さい場合、オフ
セット検出器の増幅度は高くなければならないので、構
成要素の数がそれに従って著しく増え、また、ＤＣオフ
セットに対する比較的手の込んだ調整を実際に行う必要
があり、オフセット、即ち、復調器出力において発生す
るものであって干渉成分によって生じるものではないＤ
Ｃオフセットの起点が異なるものになってしまう。所定
の小さな振幅距離においてＤＣオフセットが突然発生す
ることにより、非常に迅速に反応するシステムが必要に
なり、このシステムは実際には、安定性と干渉がないと
いう点に関して、集積構成要素の広がりに対して変動す
る。
号と有効信号との間の小さな振幅距離によってのみ調整
され、このオフセットは所定の点で突然発生する。この
点はオフセット検出器で検出することができ、さらに処
理されてフィルタリング装置を制御するのに付加的に使
用される。しかし、ＤＣオフセットが小さい場合、オフ
セット検出器の増幅度は高くなければならないので、構
成要素の数がそれに従って著しく増え、また、ＤＣオフ
セットに対する比較的手の込んだ調整を実際に行う必要
があり、オフセット、即ち、復調器出力において発生す
るものであって干渉成分によって生じるものではないＤ
Ｃオフセットの起点が異なるものになってしまう。所定
の小さな振幅距離においてＤＣオフセットが突然発生す
ることにより、非常に迅速に反応するシステムが必要に
なり、このシステムは実際には、安定性と干渉がないと
いう点に関して、集積構成要素の広がりに対して変動す
る。
【００１７】本発明の目的は、効果的かつ簡便な隣接チ
ャネル抑制を可能にし、必要な回路構成要素の数が少な
い高品質ＦＭ無線受信器の復調回路を提供することにあ
る。
ャネル抑制を可能にし、必要な回路構成要素の数が少な
い高品質ＦＭ無線受信器の復調回路を提供することにあ
る。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この目的は、請求項１に
画定された反復調回路、請求項９に画定されたフィルタ
リング装置、及び、請求項１２に画定された復調回路に
よって達せられる。
画定された反復調回路、請求項９に画定されたフィルタ
リング装置、及び、請求項１２に画定された復調回路に
よって達せられる。
【００１９】基本的に、本発明に係る反復調回路は、復
調回路と同様に製造できるが、バンドパスフィルタの代
わりに、有効信号及び干渉信号を含む入力信号を受信し
てフィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタ
を備えている。ノッチフィルタは、少なくとも有効信号
の一部を抑制するために、入力信号の周波数にほぼ相当
する中心周波数を有している。反復調回路はさらに、フ
ィルタリングされた信号と位相シフトされた入力信号と
を受信し、干渉信号にほぼ相当する復調出力信号を供給
するミキサ回路を備えている。
調回路と同様に製造できるが、バンドパスフィルタの代
わりに、有効信号及び干渉信号を含む入力信号を受信し
てフィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタ
を備えている。ノッチフィルタは、少なくとも有効信号
の一部を抑制するために、入力信号の周波数にほぼ相当
する中心周波数を有している。反復調回路はさらに、フ
ィルタリングされた信号と位相シフトされた入力信号と
を受信し、干渉信号にほぼ相当する復調出力信号を供給
するミキサ回路を備えている。
【００２０】従って、本発明の基本的な概念は、従来の
復調器で使用されていたバンドパスフィルタの代わりに
ノッチフィルタを含む反復調回路に基づくものであり、
所望の信号（有効信号）を抑制し、Ｓ／Ｎ比を改善す
る。
復調器で使用されていたバンドパスフィルタの代わりに
ノッチフィルタを含む反復調回路に基づくものであり、
所望の信号（有効信号）を抑制し、Ｓ／Ｎ比を改善す
る。
【００２１】好適な実施例において、位相シフトネット
ワークは、高Ｓ／Ｎ比を有するＤＣオフセットを得るよ
うに、ノッチフィルタに直列に配置される。
ワークは、高Ｓ／Ｎ比を有するＤＣオフセットを得るよ
うに、ノッチフィルタに直列に配置される。
【００２２】特に簡便な実施例において、ノッチフィル
タは、バンドパスフィルタの出力信号をその入力信号か
ら減算することによって実現してもよい。これは、隣接
チャネル抑制のための復調干渉信号と無線受信器のため
の復調有効信号とを得るように従来の復調器と本発明に
係る反復調器とを組み合わせて使用する一方、冗長構成
要素が回避されるようにバンドパスフィルタを両復調器
において共同で使用できる場合に、特に好ましい。
タは、バンドパスフィルタの出力信号をその入力信号か
ら減算することによって実現してもよい。これは、隣接
チャネル抑制のための復調干渉信号と無線受信器のため
の復調有効信号とを得るように従来の復調器と本発明に
係る反復調器とを組み合わせて使用する一方、冗長構成
要素が回避されるようにバンドパスフィルタを両復調器
において共同で使用できる場合に、特に好ましい。
【００２３】本発明の別の好適な実施例において、ノッ
チフィルタは、一定の範囲まで高調波振動を抑制するよ
うに、パルス形成段の前に配置される。
チフィルタは、一定の範囲まで高調波振動を抑制するよ
うに、パルス形成段の前に配置される。
【００２４】本発明の別の好適な実施例は、独立請求項
において定義される。
において定義される。
【００２５】また、本発明は、干渉信号、特に、隣接チ
ャネル障害を抑制し、上記種類の反復調回路を含むフィ
ルタリング装置に関連しており、このフィルタリング装
置の帯域幅は、反復調回路の出力信号に従って制御され
る。
ャネル障害を抑制し、上記種類の反復調回路を含むフィ
ルタリング装置に関連しており、このフィルタリング装
置の帯域幅は、反復調回路の出力信号に従って制御され
る。
【００２６】最後に、本発明は、バンドパスフィルタ及
び上記種類の反復調回路を組み合わせて、特に、並列配
置で含む復調回路に関する。
び上記種類の反復調回路を組み合わせて、特に、並列配
置で含む復調回路に関する。
【００２７】本発明に係る反復調回路は、例えば、調整
可能な帯域幅を有する完全集積型ＩＦフィルタリング装
置を有するＦＭ無線受信器の集積回路において使用する
ことができる。帯域幅は、干渉がない場合の広帯域から
始まり、大きな干渉がある場合の狭帯域に至る信号領域
における干渉の程度に従って、連続的に調整することが
できる。帯域幅を制御する制御信号は、隣接チャネル検
出器（ＡＣＤ）及びオフセット検出器を介して、本発明
に係る反復調器の出力により並列検出される。反復調器
は干渉信号に最適化されるので、信号比に対する乱れは
高くなる。
可能な帯域幅を有する完全集積型ＩＦフィルタリング装
置を有するＦＭ無線受信器の集積回路において使用する
ことができる。帯域幅は、干渉がない場合の広帯域から
始まり、大きな干渉がある場合の狭帯域に至る信号領域
における干渉の程度に従って、連続的に調整することが
できる。帯域幅を制御する制御信号は、隣接チャネル検
出器（ＡＣＤ）及びオフセット検出器を介して、本発明
に係る反復調器の出力により並列検出される。反復調器
は干渉信号に最適化されるので、信号比に対する乱れは
高くなる。
【００２８】本発明に係る反復調器回路は、回路の多数
の構成要素の大部分を不要とする。そのため、干渉信号
は既に反復調器を使用する最適な方法で検出することが
可能であるため、隣接チャネル抑制のための復調器の出
力信号のフィルタリング及び増幅を行う貴重なチップ空
間を確保することができる。システムは内部構成要素の
広がりに対してあまり変動することはなく、従来技術と
比較してその安定性及び信頼性は明らかに向上してい
る。
の構成要素の大部分を不要とする。そのため、干渉信号
は既に反復調器を使用する最適な方法で検出することが
可能であるため、隣接チャネル抑制のための復調器の出
力信号のフィルタリング及び増幅を行う貴重なチップ空
間を確保することができる。システムは内部構成要素の
広がりに対してあまり変動することはなく、従来技術と
比較してその安定性及び信頼性は明らかに向上してい
る。
【００２９】本発明の上記及びその他の特徴は、以下に
説明する実施例を参照することにより明らかになるであ
ろう。
説明する実施例を参照することにより明らかになるであ
ろう。
【００３０】
【発明の実施の形態】図１乃至３は、従来技術によるバ
ンドパスフィルタを使用する復調回路の回路図であり、
図３は出願人による先行特許出願に基づいている。
ンドパスフィルタを使用する復調回路の回路図であり、
図３は出願人による先行特許出願に基づいている。
【００３１】図１は、一次バンドパスフィルタ回路１
０、９０°位相シフト回路２４及びミキサ回路２６を示
している。対応する構成要素は、図２において同一の参
照符号によって示されている。
０、９０°位相シフト回路２４及びミキサ回路２６を示
している。対応する構成要素は、図２において同一の参
照符号によって示されている。
【００３２】図１及び２の回路の機能は一致し、従来例
を参照して前述してある。
を参照して前述してある。
【００３３】図３の回路は、ここに参考として取り入れ
た米国特許5,341,107に説明されているものに対応す
る。これも従来例を参照して前述されている。
た米国特許5,341,107に説明されているものに対応す
る。これも従来例を参照して前述されている。
【００３４】図４乃至６は、本発明に係る反復調器の第
１、第２及び第３実施例を示しており、回路は図１乃至
３の復調回路に相当するが、バンドパスフィルタ回路１
０はノッチフィルタ回路又はノッチフィルタ３０に置き
換えられている。
１、第２及び第３実施例を示しており、回路は図１乃至
３の復調回路に相当するが、バンドパスフィルタ回路１
０はノッチフィルタ回路又はノッチフィルタ３０に置き
換えられている。
【００３５】図４の反復調回路は、ノッチフィルタ回路
３０だけではなく、位相シフトネットワーク３２、固定
９０°位相シフタ３４及びミキサ回路３６を備えてお
り、これらは総て、図４に示すように接続されている。
図４の反復調回路は、干渉信号成分及び有効信号成分を
有する入力信号として０°信号を受信し、高Ｓ／Ｎ比の
復調干渉信号ＯＭＰＸＡをその出力から生成するが、こ
れはノッチフィルタ３０が有効信号の大部分を抑制する
ことが可能であるためである。
３０だけではなく、位相シフトネットワーク３２、固定
９０°位相シフタ３４及びミキサ回路３６を備えてお
り、これらは総て、図４に示すように接続されている。
図４の反復調回路は、干渉信号成分及び有効信号成分を
有する入力信号として０°信号を受信し、高Ｓ／Ｎ比の
復調干渉信号ＯＭＰＸＡをその出力から生成するが、こ
れはノッチフィルタ３０が有効信号の大部分を抑制する
ことが可能であるためである。
【００３６】図５に示す他の回路構造は、ノッチフィル
タ回路３０、位相シフトネットワーク３２、ミキサ回路
３８を備えており、これらは総て、図５に示すように接
続されている。
タ回路３０、位相シフトネットワーク３２、ミキサ回路
３８を備えており、これらは総て、図５に示すように接
続されている。
【００３７】図５の反復調回路は、基本的に図４の回路
と同様に動作し、反復調回路は、入力信号として０°信
号及び９０°信号を受信するので、図４の回路の９０°
位相シフタを省略することができる。０°信号及び９０
°信号はもちろん置き換えることができる。
と同様に動作し、反復調回路は、入力信号として０°信
号及び９０°信号を受信するので、図４の回路の９０°
位相シフタを省略することができる。０°信号及び９０
°信号はもちろん置き換えることができる。
【００３８】ノッチフィルタ回路３０の後に配置された
位相シフトネットワーク３２は、ｆ＝ｆ０に対し反復調
回路の出力（ＯＭＰＸＡ）におけるＤＣオフセットに影
響を与えることができる（即ち、有効信号のみが存在
し、干渉信号が無い場合）。シミュレーションにより、
干渉信号が生じると、このような位相シフトネットワー
クを使用するときの干渉信号と有効信号との間の大きな
振幅距離において（即ち、干渉成分≪有効信号）ＤＣオ
フセットが大幅に増大することが分かった。この場合、
ＤＣオフセットは突然発生することはないが、連続的に
生じるので、システム全体が広がりに対してあまり変動
しなくなる。また、結果として得られる交流信号の振幅
は、周波数ｆ０乃至ｆ１において明らかに大きくなり、
ｆ０乃至ｆ１と無関係になる（上述したように、出力信
号の周波数は、従来の復調器においてはｆ０乃至ｆ１の
値に依存しており、ここで、ｆ０は未変調の有効信号の
周波数、ｆ１は未変調の干渉成分の周波数である。）。
その結果、制御信号として反復調器の出力信号ＯＭＰＸ
Ａを使用する隣接チャネル検出器における回路構成要素
の数、及び、オフセット検出器における回路構成要素の
数が著しく減少し、また特に、隣接チャネル検出器にお
いては、より簡素なフィルタ及び小さな増幅を使用する
ことができ、さらに、オフセット検出器においては、増
幅は小さくなりオフセット調整は不要となる。
位相シフトネットワーク３２は、ｆ＝ｆ０に対し反復調
回路の出力（ＯＭＰＸＡ）におけるＤＣオフセットに影
響を与えることができる（即ち、有効信号のみが存在
し、干渉信号が無い場合）。シミュレーションにより、
干渉信号が生じると、このような位相シフトネットワー
クを使用するときの干渉信号と有効信号との間の大きな
振幅距離において（即ち、干渉成分≪有効信号）ＤＣオ
フセットが大幅に増大することが分かった。この場合、
ＤＣオフセットは突然発生することはないが、連続的に
生じるので、システム全体が広がりに対してあまり変動
しなくなる。また、結果として得られる交流信号の振幅
は、周波数ｆ０乃至ｆ１において明らかに大きくなり、
ｆ０乃至ｆ１と無関係になる（上述したように、出力信
号の周波数は、従来の復調器においてはｆ０乃至ｆ１の
値に依存しており、ここで、ｆ０は未変調の有効信号の
周波数、ｆ１は未変調の干渉成分の周波数である。）。
その結果、制御信号として反復調器の出力信号ＯＭＰＸ
Ａを使用する隣接チャネル検出器における回路構成要素
の数、及び、オフセット検出器における回路構成要素の
数が著しく減少し、また特に、隣接チャネル検出器にお
いては、より簡素なフィルタ及び小さな増幅を使用する
ことができ、さらに、オフセット検出器においては、増
幅は小さくなりオフセット調整は不要となる。
【００３９】図６は、ノッチフィルタ回路３０、二つの
位相ネットワーク４０、４２、二つのミキサ４４、４
６、及び、加算段４８を備えている本発明に係る反復調
器の別の実施例を示しており、これらは図６に示すよう
に接続されている。図３の復調器と同様に、図６の反復
調器は、余弦分岐部及び正弦分岐部を含んでおり、ノッ
チフィルタ回路３０の中心周波数は、制御入力５０を介
し且つ復調有効信号ＯＭＰＸを用いて、入力信号の瞬間
周波数に常に調整されるので、図６の実施例において有
効信号はほぼ完全に抑制される。
位相ネットワーク４０、４２、二つのミキサ４４、４
６、及び、加算段４８を備えている本発明に係る反復調
器の別の実施例を示しており、これらは図６に示すよう
に接続されている。図３の復調器と同様に、図６の反復
調器は、余弦分岐部及び正弦分岐部を含んでおり、ノッ
チフィルタ回路３０の中心周波数は、制御入力５０を介
し且つ復調有効信号ＯＭＰＸを用いて、入力信号の瞬間
周波数に常に調整されるので、図６の実施例において有
効信号はほぼ完全に抑制される。
【００４０】図６の反復調器は、図３の復調回路と同様
に動作し、出力信号ＯＭＰＸＡは、有効信号のいずれの
成分も実質的に含まない復調干渉信号に対応する。この
ような反復調回路を、隣接チャネル検出を行うＦＭ無線
受信器において使用すると、無線受信器の復調器の帯域
幅は、有効信号に最適に同調される。
に動作し、出力信号ＯＭＰＸＡは、有効信号のいずれの
成分も実質的に含まない復調干渉信号に対応する。この
ような反復調回路を、隣接チャネル検出を行うＦＭ無線
受信器において使用すると、無線受信器の復調器の帯域
幅は、有効信号に最適に同調される。
【００４１】図７は、バンドパスフィルタを用いる本発
明に係る反復調器のノッチフィルタ回路を実現する回路
を示しており、例えばＦＭ無線受信器において通常存在
する復調器バンドパスフィルタを使用しつつ、ノッチフ
ィルタを実現することができるという特別な利点を有し
ている。そのため、本発明に係る反復調器の回路構成要
素の数は、大幅に減少する。復調器が一次バンドパスフ
ィルタを備えているとすると、ノッチフィルタ回路は式
１−Ａ（ＢＰ）＝Ａ（ＮＯＴＣＨ）に従って実現する
ことができる。ここで、Ａ（ＢＰ）はバンドパスフィル
タの伝達関数、Ａ（ＮＯＴＣＨ）は以下の式に従うノッ
チフィルタの伝達関数である。
明に係る反復調器のノッチフィルタ回路を実現する回路
を示しており、例えばＦＭ無線受信器において通常存在
する復調器バンドパスフィルタを使用しつつ、ノッチフ
ィルタを実現することができるという特別な利点を有し
ている。そのため、本発明に係る反復調器の回路構成要
素の数は、大幅に減少する。復調器が一次バンドパスフ
ィルタを備えているとすると、ノッチフィルタ回路は式
１−Ａ（ＢＰ）＝Ａ（ＮＯＴＣＨ）に従って実現する
ことができる。ここで、Ａ（ＢＰ）はバンドパスフィル
タの伝達関数、Ａ（ＮＯＴＣＨ）は以下の式に従うノッ
チフィルタの伝達関数である。
【００４２】
【数１】
復調器バンドパスフィルタを使用する図７のノッチフィ
ルタ回路は、バンドパスフィルタ５２、パルス形成段５
４及び加算段５６を含んでおり、これらは総て、図７に
示すように接続される。ノッチフィルタの入力信号は０
°入力信号ＩＮＣＯＳであり、出力信号はノッチフィル
タ出力信号ＯＮＯＴＣＨとして示される。
ルタ回路は、バンドパスフィルタ５２、パルス形成段５
４及び加算段５６を含んでおり、これらは総て、図７に
示すように接続される。ノッチフィルタの入力信号は０
°入力信号ＩＮＣＯＳであり、出力信号はノッチフィル
タ出力信号ＯＮＯＴＣＨとして示される。
【００４３】ノッチフィルタ回路の入力信号ＩＮＣＯＳ
又はＩＮＳＩＮは、多くの場合、方形波信号であり、特
に予め配置されたリミッタの出力信号である。例えば高
調波振動に対する有効信号の抑制は、バンドパスフィル
タ５２と直列に配置されたパルス形成段５４によって最
適化される。最も簡単な場合、パルス形成段５４は、非
負帰還差分増幅器として実現される。
又はＩＮＳＩＮは、多くの場合、方形波信号であり、特
に予め配置されたリミッタの出力信号である。例えば高
調波振動に対する有効信号の抑制は、バンドパスフィル
タ５２と直列に配置されたパルス形成段５４によって最
適化される。最も簡単な場合、パルス形成段５４は、非
負帰還差分増幅器として実現される。
【００４４】図８及び９は、最低数の回路構成要素で実
現される従来の復調器と組み合わせて使用する本発明に
係る反復調器の二つの好適な実施例を示している。図８
に示す実施例は図２のものに対応し、図９に示す実施例
は図３のものと対応し、復調器部分は図９の破線矩形で
示す。
現される従来の復調器と組み合わせて使用する本発明に
係る反復調器の二つの好適な実施例を示している。図８
に示す実施例は図２のものに対応し、図９に示す実施例
は図３のものと対応し、復調器部分は図９の破線矩形で
示す。
【００４５】図８の反復調器／復調器回路は、バンドパ
スフィルタ６０、パルス形成段６２、ミキサ回路６４、
加算段６６、位相シフトネットワーク６８及び別のミキ
サ回路７０を含んでおり、これらは図８に示すように接
続される。反復調器／復調器回路は、図２の復調器の機
能と図５の反復調器の機能とを併せ持ち、図５のノッチ
フィルタ回路３０は、図７に示す回路に置き換えられて
いる。
スフィルタ６０、パルス形成段６２、ミキサ回路６４、
加算段６６、位相シフトネットワーク６８及び別のミキ
サ回路７０を含んでおり、これらは図８に示すように接
続される。反復調器／復調器回路は、図２の復調器の機
能と図５の反復調器の機能とを併せ持ち、図５のノッチ
フィルタ回路３０は、図７に示す回路に置き換えられて
いる。
【００４６】図９は、本発明に係る反復調器／復調器回
路の好適な実施例を示している。これは、バンドパスフ
ィルタ回路７２、二つのミキサ回路７４及び７８、加算
段８０、ループフィルタ回路８２、増幅器段８４、二つ
のパルス形成段８６及び８８、二つの別の加算段９０及
び９２、二つの位相シフトネットワーク９４及び９６、
二つの別のミキサ回路９８及び１００、及び、一つの別
の加算段１０２を含んでおり、これらは総て、図９に示
すように接続される。図９の反復調器／復調器回路は、
図３に示す実施例に対応し、破線の四角形で示されてい
る。これはさらに、図６に示す実施例に対応する余弦分
岐部及び正弦分岐部を有する反復調器を含んでおり、図
６のノッチフィルタ回路３０は図７の回路に置き換えら
れている。図９に示す反復調器／復調器回路の利点は、
上記の様々な回路と比較すると、反復調器のノッチフィ
ルタ回路及び復調器のバンドパスフィルタ回路の中心周
波数が入力信号の瞬間周波数に従っているということに
ある。
路の好適な実施例を示している。これは、バンドパスフ
ィルタ回路７２、二つのミキサ回路７４及び７８、加算
段８０、ループフィルタ回路８２、増幅器段８４、二つ
のパルス形成段８６及び８８、二つの別の加算段９０及
び９２、二つの位相シフトネットワーク９４及び９６、
二つの別のミキサ回路９８及び１００、及び、一つの別
の加算段１０２を含んでおり、これらは総て、図９に示
すように接続される。図９の反復調器／復調器回路は、
図３に示す実施例に対応し、破線の四角形で示されてい
る。これはさらに、図６に示す実施例に対応する余弦分
岐部及び正弦分岐部を有する反復調器を含んでおり、図
６のノッチフィルタ回路３０は図７の回路に置き換えら
れている。図９に示す反復調器／復調器回路の利点は、
上記の様々な回路と比較すると、反復調器のノッチフィ
ルタ回路及び復調器のバンドパスフィルタ回路の中心周
波数が入力信号の瞬間周波数に従っているということに
ある。
【００４７】上記説明において開示した特有の特徴、請
求項及び図面は、様々な実施例の個々において、また任
意の組み合わせにおいて、本発明にとって意味のあるも
のとなる。
求項及び図面は、様々な実施例の個々において、また任
意の組み合わせにおいて、本発明にとって意味のあるも
のとなる。
【図１】従来技術による復調器の基本的原理の回路図で
ある。
ある。
【図２】従来技術による変形復調器の基本的原理の回路
図である。
図である。
【図３】本出願人による先行特許出願に記載されている
復調器の回路図である。
復調器の回路図である。
【図４】本発明に係る反復調器の基本的原理の回路図で
ある。
ある。
【図５】本発明に係る反復調器の変形例の基本的原理の
回路図である。
回路図である。
【図６】本発明に係る反復調器の好適な実施例の図であ
る。
る。
【図７】本発明に係る反復調器において使用するノッチ
フィルタの好適な実施例の回路図である。
フィルタの好適な実施例の回路図である。
【図８】従来の復調器と組み合わせて使用する本発明に
係る反復調器の基本的原理の回路図である。
係る反復調器の基本的原理の回路図である。
【図９】図３の復調回路と組み合わせて使用する本発明
に係る反復調器の好適な実施例の回路図である。
に係る反復調器の好適な実施例の回路図である。
１０ バンドパスフィルタ
１２ 共振周波数制御入力
１４，１６ ミキサ
１８ 加算回路
２０ ループフィルタ
２２ 増幅器回路
２４ 位相シフト回路
２６ ミキサ回路
３０ ノッチフィルタ回路
３２，３４ 位相シフトネットワーク
３６，３８ ミキサ回路
４０，４２ 位相シフトネットワーク
４４，４６ ミキサ回路
４８ 加算段
５０ 制御入力
５２ バンドパスフィルタ
５４ パルス形成段
５６ 加算段
６０ バンドパスフィルタ回路
６２ パルス形成段
６４ ミキサ回路
６６ 加算段
６８ 位相シフトネットワーク
７０ ミキサ回路
７２ バンドパスフィルタ回路
７４，７８ ミキサ回路
８０ 加算段
８２ ループフィルタ回路
８４ 増幅器段
８６，８８ パルス形成段
９０，９２ 加算段
９４，９６ 位相シフトネットワーク
９８，１００ ミキサ回路
１０２ 加算段
フロントページの続き
(72)発明者 ブルクハルト、ディック
ドイツ連邦共和国ハンブルク、 オーモー
ルリング、40
Ｆターム(参考） 5K052 AA01 BB04 DD04 EE05 EE12
FF07
Claims (15)
- 【請求項１】有効信号及び干渉信号を含む入力信号（IN
COS）を受信し、フィルタリングされた信号を生成する
ノッチフィルタであって、有効信号の少なくとも一部を
抑制するための入力信号の周波数にほぼ相当する中心周
波数を有するノッチフィルタと、 フィルタリングされた信号及び位相シフトされた入力信
号（INSIN）を受信し、干渉信号に実質的に相当する復
調出力信号（OMPXA）を供給するミキサ回路と、を備え
ていることを特徴とする反復調回路。 - 【請求項２】位相シフトネットワークが、前記ノッチフ
ィルタに直列に配置されていることを特徴とする請求項
１に記載の反復調回路。 - 【請求項３】前記ミキサ回路に対して９０°位相シフト
された入力信号（INSIN）を生成するための前記ミキサ
回路の前に９０°位相シフタが配置されることを特徴と
する請求項１又は２に記載の反復調回路。 - 【請求項４】前記ノッチフィルタは、入力信号（INCO
S）及び９０°位相シフトされた入力信号（INSIN）を受
信して、９０°位相シフトされたノッチフィルタ出力信
号（OCOS、OSIN）を生成し、前記ノッチフィルタは、ノ
ッチフィルタ出力信号（OCOS、OSIN）を受信する位相シ
フトネットワークの前に配置され、ミキサ回路をそれぞ
れ含む二つの復調器分岐部により構成されており、第１
ミキサ回路の第１入力は入力信号を受信し、前記第１ミ
キサ回路の第２入力は９０°位相シフトされた入力信号
に基づく位相シフトネットワークの出力信号を受信し、
第２ミキサ回路の第１入力は９０°位相シフトされた入
力信号を受信し、前記第２ミキサ回路の第２入力は位相
シフトされていない入力信号に基づく位相シフトネット
ワークの出力信号を受信し、前記ミキサ回路の出力信号
は復調干渉信号（OMPXA）を生成するように加算回路に
おいて合成されることを特徴とする請求項１乃至３のい
ずれかに記載の反復調回路。 - 【請求項５】前記ノッチフィルタの中心周波数は、有効
信号に従って制御可能であることを特徴とする請求項４
に記載の反復調回路。 - 【請求項６】Ａ（ＢＰ）はバンドパスフィルタの伝達関
数、Ａ（Notch）はノッチフィルタの伝達関数であると
すると、前記ノッチフィルタは、式「１−Ａ（ＢＰ）＝
Ａ（Notch）」に従ってバンドパスフィルタによって実
現されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに
記載の反復調回路。 - 【請求項７】前記ノッチフィルタは、バンドパスフィル
タ回路及び加算回路を備え、前記バンドパスフィルタ回
路は、入力信号を受信して帯域通過入力信号を生成し、
前記加算回路は、ノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣ
Ｈ）を帯域通過入力信号と入力信号との差として生成す
ることを特徴とする請求項６に記載の反復調回路。 - 【請求項８】パルス形成段が、前記ノッチフィルタに直
列に配置されていることを特徴とする請求項１乃至７の
いずれかに記載の反復調回路。 - 【請求項９】請求項の１乃至８のいずれかに記載の反復
調回路によって特徴付けられ、フィルタリング装置の帯
域幅が反復調回路の出力信号（ＯＭＰＸＡ）に従って制
御可能であることを特徴とする、干渉信号を抑制するフ
ィルタリング装置。 - 【請求項１０】バンドパスフィルタ回路と、前記バンド
パスフィルタ回路に並列に配置された請求項１乃至７の
いずれかに記載の反復調回路とを備えていることを特徴
とする復調回路。 - 【請求項１１】バンドパスフィルタ回路の中心周波数
は、復調された有効信号（ＯＭＰＸ）に従って制御可能
であることを特徴とする請求項１０に記載の復調回路。 - 【請求項１２】バンドパスフィルタ、第１及び第２ミキ
サ回路及び加算回路を備え、前記バンドパスフィルタ
は、入力信号を受信して帯域通過入力信号を生成し、前
記加算回路は、ノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣ
Ｈ）を帯域通過入力信号と入力信号との差として生成
し、前記第１ミキサ回路は、復調有効信号（ＯＭＰＸ）
を生成するように帯域通過入力信号と９０°位相シフト
入力信号とを合成し、前記第２ミキサ回路は、復調干渉
信号（ＯＭＰＸＡ）を生成するようにノッチフィルタ出
力信号（ＯＮＯＴＣＨ）と９０°位相シフト入力信号と
を合成することを特徴とする請求項１０又は１１に記載
の復調回路。 - 【請求項１３】前記バンドパスフィルタは、入力信号及
び９０°位相シフト入力信号を受信し、第１及び第２の
９０°位相シフトノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣ
ＨＣＯＳ、ＯＮＯＴＣＨＳＩＮ）を生成するように加算
回路をそれぞれ含む二つの並列反復調器分岐部、並び
に、第１及び第２の９０°位相シフト復調有効信号を生
成するようにミキサ回路をそれぞれ含む二つの並列復調
器分岐部の前に配置されることを特徴とする請求項１２
に記載の復調回路。 - 【請求項１４】前記二つの復調器分岐部は、復調有効信
号と位相シフト復調有効信号との差を生成するように一
つの加算回路に接続されており、前記加算回路は、増幅
回路の前に配置されていることを特徴とする請求項１３
に記載の復調回路。 - 【請求項１５】前記二つの反復調器分岐部の出力は、復
調干渉信号と位相シフト復調干渉信号との差を形成する
ように加算回路に接続されていることを特徴とする請求
項１３又は１４に記載の復調回路。
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