DE2817034A1

DE2817034A1 - Elektronischer gleichstromtelegraphiesender

Info

Publication number: DE2817034A1
Application number: DE19782817034
Authority: DE
Inventors: Gerrit Rademaker
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-04-29
Filing date: 1978-04-19
Publication date: 1978-11-09
Also published as: DE2817034C2; JPS53135501A; FR2389286B1; JPS582499B2; US4166196A; SE429081B; IT1095006B; SE7804747L; CA1099368A; FR2389286A1; GB1563085A; AU3543578A; AU513535B2; CH629052A5; IT7822726A0; NL7704703A

Description

PHN. 8782.

VA/EVH. -3 - 2.3.1978.

Elektron!seller Glexclistromtelegrapliieseiider

A. Hintei-grund der Erfindung
A(1). Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Sender für Gleichstromtelegraphxesysteme, in dem binäre Informationssignale in polare Leitungsströme zur Übertragung über eine Telegraphieleitung umgewandelt werden und der mit einem Eingangskreis, der aus den Inf orniatxonssxgnalen galvanisch von diesen getrennte Kommandosignale erzeugt,

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einer Telegraphenspannungsquelle mit einem positiven und einem negativen Pol, einer unipolaren konstanten Stromquelle, einem von den Kommandosignalen gesteuerten Schaltkreis, der selektiv einen der beiden Pole der Telegraphenspannungsquelle über die unipolare konstante Stromquelle mit der Telegraphieleitung verbindet, und einem Ausgangsfilter mit einem zu der Telegraphieleitung parallelen Kondensator versehen ist.

In den Sj'stemen für polare Gleichstromtelegraphie (auch als Doppelstromtelegraphie bezeichnet) werden die früher allgemein angewendeten Sender mit mechanischen Tele— graphenrelais jetzt in zunehmendem Masse durch Sender mit elektronischen Telegraphenrelais ersetzt, die wichtige Vorteile in bezug auf Lebensdauer, Raum und Preis bieten.

/Wenn derartige elektronische Telegraphies end ei¹ auf die obenbeschriebene Weise ausgebildet werden, weisen sie ausserdem den Vorteil auf, dass sie sowohl in stromgesteuerten als auch in spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen verwendet werden können. Bei Anwendung dieser Sender in stromgesteuerten Systemen, in denen die Telegraphiesignale am Eingang der Telegraphieleitung als Ströme mit Sollwert (z.B. 20 mA) definiert werden und in denen die Eingangsimpedanz des Empfängers so klein gemacht wird wie praktisch möglich ist, wird die konstante Stromquelle auf den Sollstromwert eingestellt. Bei Anwendung dieser Sender in spamiungsgesteuerten Systemen, in denen die Telegraphiesignale am Eingang der

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Telegraphieleitung als Spannungen mit Sollwert (z.B. höchstens 5 V niedriger als die Telegraphenbatteriespannung von 80 V) definiert werden und in denen die Eingangsimpedanz des Empfängers so gross gemacht wird wie praktisch möglich ist, wird dagegen die konstante Stromquelle auf einen derart hohen Stromwert (z.B. 50 mA) eingestellt, dass die Impedanz der Telegraphieleitung und des Empfängers zusammen stets den emj)fangsseitigen Strom bestimmt und die Stromquelle also nur als Strombegrenzer wirkt.

Ein wichtiges Problem, dem auch bei Anwendung elektronischer Telegraphiesender Aufmerksamkeit gewidmet werden muss, ist das Nebensprechen der Telegraphiesignale zu benachbarten Ubertragungsleitungen. Insbesondere bei benachbarten Pernsprechleitungen ist die durch das Nebensprechen herbeigeführte Störung ungünstig, weil sie in das Sprechfrequenzband fällt und somit hörbar ist. Die meisten Fernmeldeämter stellen denn auch dem Pegel dieser Art Störung strenge Anforderungen. Da das Nebensprechen mit der Frequenz zunimmt, sollen die höheren Frequenzen in den Telegraphiesignalen unterdrückt werden, um die Nebensprechstörung innerhalb akzeptabler Grenzen zu halten. A{z). Beschreibung des Standes der Technik

Die früher allgemein üblichen und auch bei bekannten elektronischen Telegraphiesendern noch verwendeten Netzwerke zur Unterdrückung der höheren Frequenz in den

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Telegraphiesignalen sind LC-Filter mit zwei Reihenspulen und einem Parallelkondensator oder mit einer Reiherispule und zwei Parallelkondensatoren. ¥egen der üblichen Telegraphiergeschwindigkeiten sind die Grenzfrequenzen dieser LC-Filter verhältnismässig niedrig, so dass vor allem die benötigten Spulen umfangreich sind und also die Möglichkeiten zur Miniaturisierung der elektronischen Telegraphiesender erheblich beschränken.

Aus der britischen Patentschrift 1 209 988 ist es bekannt, LC-Filter zur Unterdrückung höherer Frequenzen in polaren Signalen mit nahezu momentanen Übergängen durch eine Schaltung ohne Spulen zu ersetzen, die einen ersten Operationsverstärker mit einem derartigen Rückkopplungskreis enthält, dass der erste Verstärker ein Ausgangssignal mit einer nahezu linearen Neigungskennlinie infolge eines Übergangs in den polaren Signalen liefert, und weiter einen zweiten Operationsverstärker mit einem derartigen Rückkopplungskreis enthält, dass der zweite Verstärker ein Ausgangssignal mit einer nahezu sinusoidalen Neigungskermlinie infolge eines Ausgangssignals des ersten Verstärkers liefert. Die Wirkung dieser Schaltung beruht im wesentlichen auf den Unterschieden in Form der nichtlinearen Strom-Spannungs-Kennlinien von Silizium- bzw. Germaniumdioden in dem . Ubergangsgebiet zwischen ihren leitenden und nichtleitenden Zuständen.

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Noch abgesehen von der Tatsache, dass eine derartige ausgeprägte Abhängigkeit von den Eigenschaften nichtlinearer Elemente häufig aus praktischen Gründen unerwünscht ist, würde die Anwendung dieser bekannten Schaltung in elektronischen Telegraphiesendern Änderungen in der bestehenden Senderstruktur erfordern, die ausserdem mit einer beträchtlichen Vergrösserung der Anzahl von Elementen und des Energieverbrauchs gepaart sind, weil diese Schaltung für die Verarbeitung der hohen Strorc- und Spannungswerte der Telegraphiesignale am S end ei-aus gang nicht geeignet ist und also nicht an derselben Stelle \iie die LC-Filter angebracht werden kann.

Ferner wurde bereits vorgeschlagen, elektronische Telegraphiesender dadurch zu miniarurisieren, dass die Spulen in den bestehenden LC-Filtern weggelassen werden.

Die Unterdrückung der höheren Frequenzen in den Telegraphiesignalen erweist sich dann aber als ungenügend, um die Nebensprechstörung in benachbarten Fernsprechleitungen innerhalb akzeptabler Grenzen zu halten.

B. Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung bezweckt, einen elektronischen Telegraphiesender vom erwähnten Typ mit einem Ausgangsfilter zu schaffen, das die höheren Frequenzen in den Telegraphiesignalen in genügendem Masse unterdrückt, um den Störungspegel in benachbarten Fernsprechleitungen

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unterhalb des Sollwertes zu halten, und das trotzdem nur aus Elementen geringen Umfangs und niedrigen Preises zusammengestellt ist, wodurch eine zweckmässige Miniaturisierung des Senders als ganzes erzielt werden kann. Der elektronische Telegraphiesender nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsfilter ausserdem mit zwei komplementären zu der Telegraphieleituiig parallelen Zweigen versehen ist, wobei infolge eines Polaritätsübergangs des von de3" Stromquelle gelieferten Leitungsstroms mindestens einer der beiden Zweige einen Korrekturimpuls mit einer dem Leitungsstrom entgegengesetzten Polarität der Telegraphieleitung zuführt. C. Kurze Beschreibung der Zeichnungen

An Hand der Zeichnungen werden nunmehr Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihre Vorteile näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Gleichstromtelegraphiesystems mit einem elektronischen Sender nach dem Stand der Technik,

Tig. 2 ein Äusführungsbeispiel einer unipolaren konstanten Stromquelle, die in dem Sender nach Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 3 und h einige Zeitdiagramme zur Erläuterung ■ der Wirkung des Senders nach Fig. 1,
Fig. 5 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform

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eines elektronischen Senders nach der Erfindung,

Fig. 6 und 7 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkung des Senders nach Fig. 5> Fig. 8 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines elektronischen Senders nach der Erfindung,

Fig. 9 einige Zeitdiagramme zur Erläutei'ung der Wirkung des Senders nach Fig. 8,

Fig. 10 ein Schaltbild einer Abwandlung des Senders nach Fig. 5j und

Fig. 11 und 12 ein Schaltbild einer ersten bzw. einer zweiten Abwandlung eines Zweiges im Ausgangsfilter des Senders nach Fig. 8.

D. Beschreibung der Ausführungsbeispiele Di 1) Allgemeine Beschreibung

In Fig. 1 ist das Blockschaltbild eines bekannten Systems für polare Gleichstromtelegraphie mit einem elektronischen Sender 1 dargestellt, in dem binäre Informationssignale in Telegraphiesignale umgewandelt werden, die in Form polarer Leitungsströme auf einen Empfänger 2 über eine Telegraphieleitung 3 übertragen werden. Da die Strom- und Spannungswerte der binären Informationssignale und diejenigen der Telegraphiesignale in ganz verschiedenen Bereichen liegen, sind diese Signale im Sender 1 gleichstrommässig voneinander getrennt. Der Sender 1 enthält dazu einen Eingangskreis k, mit dessen Hilfe aus den Informationssignalen

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komplementäre Komniandosignale D und D erzeugt werden, die galvanisch, von den Informationssignalen mit Hilfe bekannter Mittel, wie Transformatoren oder optoelektronischer Kopplungs— elemente, getrennt sind. Diese Kommandosignale D, D steuern einen Schaltkreis 5» der, je nach dem binären Wert der Informationssignale, den positiven Pol +TB oder den negativen Pol -TB einer Telegraphenbatterie über eine unipolare konstante Stromquelle 6 mit der Telegraphieleitung 3 verbindet. In Fig. 1 enthält der Schaltkreis 5 zwei komplementäre Transistoren T , T„ und zwei Dioden D , D„ , wobei ein Ende der Stromquelle 6 mit dem positiven Pol +TB über den Transistor T und mit der Telegraphieleitung 3 über die Diode Dp und das andere Ende der Stromquelle 6 mit dem negativen Pol -TB über den Transistor T_? und mit der TeIegraphieleitung 3 über die Diode D₁ verbunden ist.

¥enn für einen binären ¥ert "1" der Informationssignale das Kommandosignal D seinen niedrigen Wert und somit das Kommadosignal D seinen hohen Wert annimmt, befinden sich der Transistor T₁ und die Diode D₁ in ihrem leitenden Zustand und befinden sich der Transistor T_? und die Diode D„ in ihrem nichtleitenden Zustand, so dass ein positiver Leitungsstrom i.. vom positiven Pol +TB über den Transistor T₁, die Stromquelle 6 und die Diode D₁ zu der Telegraphieleitung fliesst. Für einen binären ¥ert "0" der Informationssignale befinden sich der Transistor T und die Diode D₁ dann in

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ihrem nichtleitenden Zustand und befinden sich der Transistor ' und die Diode D_? dann in ihrem leitenden Zustand, so dass der negative Leitungsstrom i.. vom negativen Pol -TB über den Transistor T_?, die Stromquelle 6 und die Diode D„ zu der Telegraphieleitung 3 fliesst.

Im Vexⁿgleich zu üblichen elektromechanischen Sendern ist der in Fig. 1 gezeigte elektronische Sender 1 nicht nur attx'aktiv, weil umfangreiche teuere Elemente, wie mechanische Telegraphenrelais und zugehörige Funklöschkreise fehlen, sondern auch weil die Anwendung der konstanten Stx-omquelle 6 bestimmte zusätzliche Massnahmen in diesen üblichen Sendern, wie Ballastlampen zur Sicherung der Telegraphenbatterie gegen Kurzschlüsse in der* Telegraphieleitung 3 oder AbriegeIwiderstände zur Einstellung des Leitungsstroms auf seinen Sollviert, überflüssig macht.

Obgleich andere Ausführmigsformeii möglich sind, wird die unipolare konstante Stromquelle 6 in Fig. 1 vorzugsweise auf die in Fig. 2 dargestellte Weise ausgeführt, die an sich z.B. aus "VALVO Technische Informationen für die Industrie" Nr. 132, August I969, bekannt ist. Die Strom- , quelle 6 in Fig. 2 besteht aus zwei parallelen Zweigen 7 und 8, wobei in dei" Richtung des gelieferten Stromes I der

Zweig 7 nacheinander einen Widerstand R₇₅ die Emitter-Kollektorstrecke eines pnp-Transistors T~ und eine Zenerdiode Z₁₇, und der Zweig 8 nacheinander eine Zenerdiode Z_ft,

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die Kollektor-Emitter-Strecke einen npn-Transistors T„ und einen Widerstand R₀ enthält. Weiter liefern die Zenerdioden

Zg, Z₇ die Basisspannungen für die Transistoren T„, Tg.

Im Zweig 7 ist der Strom durch die Zenerdiode Z₇ praktisch gleich dem Emitterstrom des Transistors T₇, wobei der letztere Strom ledigleich durch die Zenerspannung V der Diode Zo im Zweig 8, die Basis-Emitter-Spannung V-op des Transistors T und den Vert R des Widerstandes R₇ im Zweig bestimmt wird. Dies bedeutet, dass der Strom durch den Zweig 7' von der Spannung V über der Stromquelle 6 unabhängig

ist. Ahnliches gilt für den Strom durch den Zweig 8 und also auch für den Gesamtstrom I , den die Stromquelle 6 liefert. Um die Verlustleistung pro Transistor zu beschränken, werden die Ströme durch die beiden Zweige 7» 8 durch passende Wahl der Widerstände R₇, Rn einander gleich gemacht. Der Gesamt— strom I beträgt dann

und ist von der Spannung V über der Stromquelle 6 unabhängig.

Dabei wird stillschweigend vorausgesetzt, dass die Spannung V

grosser ist als die sogenannte Kniespannung V_K, d.h. der Wert von V , für den die Schaltung nach Fig. 2 noch gerade

als Stromquelle wirken kann. Für die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform ist V_v in angemessener Annäherung gleich 2V . Wenn eine sehr niedrige Kniespannung V erwünscht ist, kann jede der Zenerdioden Z₇, Z„ in Fig. 2 durch die Reihenschaltung

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von zwei Siliziumdioden in der Durchlassrichtung ersetzt werden; V ist dann in angemessener Annäherung gleich 4V, wobei die Durchlasspannung V„ einer Siliziumdiode um etwa eine Grössenordnung niedriger als die Zeiierspanriung V einer Zenerdiode ist. Venn eine weitere Beschränkung ■' der Transistorverlustleistung erwünscht ist, kann die Emitter—Kollektor— Strecke jedes der Transistoren T₇, To von einem ¥iderstand R', RA überbrückt werden, der in Fig. 2 gestrichelt dargestellt ist; diese Widerstände R', RA gewährleisten ausserdem das automatische Starten der Stromquelle 6 beim Einschalten der Spannung V .

Der beschriebene elektronische Sender kann sowohl in stromgesteuerten als auch in spannungsgesteuerten TeIegraphiesystemen verwendet werden.

Ιώ stromgesteuerten Systemen sind die Te3.egraphie~ signale am Eingang der Telegraphieleitung 3 als Ströme definiert, die (nach Ablauf der Übergangserscheinungen) einen Sollwert, z.B. von 20 mA, aufweisen. Der Eingang des Empfängers 2 wird dann durch ein polares Relais 9 gebildet, dessen Impedanz so niedrig ist wie auf Grund der erforderlichen Empfindlichkeit bei dem Sollwertstrom praktisch, möglich ist. Wenn der beschriebene Sender in derartigen stromgesteuerten Systemen verwendet wird, wird die Stromquelle 6 nach Fig. 2 durch eine geeignete Bemessung der

,25 Widerstände R₇, Rn derart eingestellt, dass der gelieferte

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Strom I diesen Sollwert aufweist. Da in diesen stromge-

steuerten Systemen die Spannung V über der Stromquelle 6 stets viel grosser als die Kniespannung V^ ist, wirkt die Stromquelle 6 stets als eine praktisch ideale konstante Stromquelle.

In spannungsgesteuerten Systemen sind die TeIegraphiesignale am Eingang der Telegraphieleitung 3 als Spannungen definiert, die (nach Ablauf der Übergangserscheinungen) einen Sollwert, z.B. von mindestens 75 "V bei einer Telegraphenbatteriespannung von 80 V, aufweisen. Der Eingang des Empfängers 2 wird wieder durch ein polares Relais 9 gebildet, das nun aber an die Telegraphieleitung 3 über einen (in Fig. nicht dargestellten) Reihenwiderstand angeschlossen wird, der genügend hoch ist, um den empfangenen Strom für alle gangbaren Längen der Telegraphieleitungen 3 auf Werte zu beschränken, die mit der Empfindlichkeit des polaren Relais kompatibel sind; Ein in der Praxis vielfach verwendeter Kompromisswert dieses Reihenwiders.tandes ist k k~£). . Wenn der beschriebene Sender in derartigen spannungsge— steuerten Systemen verwendet wird, wird die Stromquelle 6 nach Fig. 2 durch eine geeignete Bemessung der Widerstände R~, Rn auf einen derart hohen Stromwert I eingestellt,

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dass unter allen Umständen der Strom auf der Empfangsseite • durch die Spannung am Eingang der Telegraphieleitung 3 und die Gesamtimpedanz der Telegraphieleitung 3 und des Empfängers

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bestimmt wird; dieser Stromwert 1 'beträgt z.B. 50 inA. In diesen spannungsgesteuerten Systemen ist aber die Spannung V über der Stromquelle 6 nur während eines Polaritätsübergangs grosser als die Kniespannung V^., während der übrigen Zeit jedoch kleiner als diese Kniespannung, so dass die Stromquelle 6 tatsächlich als Strombegrenzer wirkt, der während eines Polaritätsübergangs einen konstanten Strom mit dem eingestellten ¥ert I und während der übrigen Zeit einen Strom liefert, dessen Wert bei vorgegebener Telegraphenbatteriespannung durch den Gesamtreihenwiderstand der Telegraphic leitung 3 und des Empfängers 2 bestimmt wird.

In dem beschriebenen elektronischen Sender soll aber auch der Nebensprechstörung in benachbarten Fernsprech— leitungen, die durch Signale in der Telegraphieleitung 3 herbeigeführt wird, Aufmer-ksamkeit gewidmet werden. Um den Pegel dieser Nebensprechstörung herabzusetzen, wird der von der Stromquelle 6 gelieferte polare Leitungsstrom der Telegraphieleitung 3 über ein Ausgangsfilter 10 zugeführt. In vielen bekannten Telegrapliiesystemen enthält das Ausgangsfilter 10 zwei Reihenspulen L , L„ und einen Parallelkondensator C₁. Die Grenzfrequenz eines derartigen LC-Filters wird zwar um einen Faktor 1,5 bis 2 grosser als die Frequenz gewählt, die der Telegraphie:rgeschwindigkeit entspricht, aber für die noch immer allgemein angewandte Telegraphiergeschwindigkeit von 50 Baud liegt diese Grenzfrequenz derart

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niedrig, dass vor allem die Spulen L , Lp viel Raum in Anspruch nehmen und ausserdem teuer sind. Beispielsweise sei ein noch vielfach verwendetes LC-Filter 10 mit den Werten L = L„ - 1 H und C = 2,2 /uF aufgeführt, das ein Volumen von etwa 500 cm³ aufweist, sogar wenn moderne Herstellungstechniken angewandt werden.

Da das grosse \⁷'oluinen des Ausgangsfilters 10 in Fig. 1 das wichtigste Hindernis für eine Miniaturisierung des Senders 1 bildet und dieses Volumen nahezu völlig durch die Spillen L , L„ bestimmt wird, wurde bereits vorgeschlagen, den Sender 1 dadurch zu miniaturisieren, dass die Reihenspulen L₁, L„ des Ausgangsfliters 10 weggelassen werden. Ein derartiges Ausgangsfilter 10, das nur einen Parallel— kondensator C₁ enthält und somit sehr wenig Raum beansprucht, unterdrückt jedoch, wie gefunden wurde, die höheren Frequenzen in den Telegraphiesignalen in ungenügendem Masse, um die Nebensprechstörung in benachbarten Fernsprechleitungen innerhalb akzepLabler Grenzen zu halten. Die Signalformen der Spannungen und Ströme, die an verschiedenen Punkten des Senders 1 in Fig. 1 auftreten, wenn ein Ausgangsfilter mit nur einem Parallelkondensator C₁ verwendet wird, sind skizzenweise in den Fig. 3 und h für strom— bzw. spannungsgesteuerte Systeme dargestellt.

In Fig. 3 und k zeigt das Zeitdiagramm a. das zu übertragende binäre Infox-mat ions sign al, zeigt das Zeit-

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diagramm b das zugehörige Kommandosignal D mit +TB als Referenzspannung und zeigt das Diagramm £ das zugehöi'ige Kommandosignal D mit -TB als Referenzspannung, wobei TB z.B. 80 V beträgt. Weiter zeigt das Zeitdiagramm d. den polaren Leitungsstrom i.. , wie er von der Stromquelle geliefert wird und der auf I eingestellt ist, wobei I in

s s

Fig. 3 gleich, dem Sollendwert von z.B. 20 mA ist und I in Fig. 4 einen ¥ert von z.B. 50 mA aufweist; Fig. k zeigt ausserdem den Endwert I¹ des Stromes i.., der von dem Ge.samtreih.enwidersta.nd der Telegraphieleitung 3 und des Empfängers abhängt und immer niedriger als der ¥ert I sein muss.

Das Zeitdiagramm e^ in Fig. 3 zeigt den Strom i~ am Eingang der Telegraphieleitung 3 und seinen Sollendwert I . Das Zeitdiagramm e_ in Fig. k zeigt die Spannung V„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 und ihren Endwert TB¹, der höchstens um einen Sollbetrag von beispielsweise 5 V niedriger als TB ist.

Aus dem Diagramm _e in Fig. 3 ergibt sich, dass der Strom i„ zu den Zeitpunkten t₁ und t„ der Polaritätsübergänge des Stromes I₁ eine diskontinuierliche Ableitung besitzt. Ebenso ergibt sich aus dem Diagramm _e in Fig. ,4, dass die Spannung V₂ eine diskontinuierliche Ableitung zu den Zeitpunkten t.. und t_r. der Polaritätsübergänge des Stromes und ausserdem zu den Zeitpunkten t„ und t. besitzt, zu denen die Spannung V_? nach einem Übergang ihren Endwert TBi-(und

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also der Strom i seinen Endwert I¹) erreicht. Wie aus der

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Fourier-Analyse bekannt ist, sind gerade diese Diskontinuitäten für das Aiaftreten höherer Frequenzen in den Telegraphie-Signalen und somit auch für das Nebensprechen zu benachbarten Fernsprechleitungen, das ja mit der Frequenz zunimmt, verantwortlich.
D(2) Beschreibung der Fig. 5

In Fig.. 5 ist das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines elektronischen Senders für polare Gleichstrom- telegraphie nach der Erfindung dargestellt. Elemente in Fig. 55 die Elementen in Fig. 1 entsprechen, sind in Fig. mit denselben Bezugsziffern wie in Fig. 1 bezeichnet.

In diesel' ersten Ausführungsform enthält das Ausgangsfilter 10 ausser dem bereits erwähnten Parallelkondensator C.. noch zwei komplementäre Zweige 11 und 12, die zu der Telegraphieleitung 3 parallel sind, wobei infolge eines Polaritätsübergangs des von der Stromquelle 6 gelieferten Leitungsstroms i.. mindestens einer der beiden Zweige 11, 12 einen Korrekturstromimpuls i mit einer der des Leitungsstroms i., entgegengesetzten Polarität der Telegraphieloitung 3 zuführt. Insbesondere ist jeder der beiden komplementären Zweige 11, 12 mit einer steuerbaren Hilfsstromquelle 13? 1^1 zur Lieferung des Karrekturstrom— impulses i und mit einem Steuerkreis 15s 16 versehen, der einen mit einem Polaritätsübergang des Leitungsstromes i..

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zusammenfallenden Spannungssprung dem Schaltkreis 5 entnimmt und ein Differenzierungsnetzwerk und einen Begrenzer zur Lieferung eines begrenzten differenzierten Spannungssprungs als Steuerimpuls für die Hilfsstromquelle 13> 1^ enthält. ) In -Fig. 5 wird die Hilfsstromquelle 13 durch einen

pnp.^Transistor ^n gebildet, dessen Emitter über einen Widerstand R₁O mit dem positiven Pol +TB und dessen Kollektor mit der Telegraphieleitung 3 verbunden ist, während die Hilfsstromquelle λΗ durch einen npn-Transistor T . gebildet wird, dessen Emitter über einen Widerstand R₁Ji, mit dem negativen Pol -TB und dessen Kollektor mit der Telegraphieleitung 3 verbunden ist. Veiter ist in Fig. 5 der Eingang des Steuerkreises 15 mit dem Kollektor des Transistors T im Schaltkreis 5 verbunden, während ebenso der Eingang des Steuerkreises 16 mit dem Kollektor des Transistors T im Schaltkreis 5 verbunden ist. Im Steuerkreis 15 wird das Differenzierungsnetzwerk durch die Reihenschaltung eines Kondensators C. und zweier Widerstände R₁„, R₁₇ zwischen dem Eingang und dem positiven Pol +TB und wird der Begrenzer durch eine Zenerdiode Z₁- parallel zu dem Widerstand R₁₇ gebildet; der Verbindungspunkt der Widerstände R_1r, R-₇ im Steuei'kreis 25 ist mit der Basis des Transistors T₁ „ in der Hilfsstromquelle 13 verbunden. Ebenso wird im Steuerkreis "\6 das Differenzierungsnetzwerk durch die Reihenschaltung eines Kondensators C _Λ, und zweier Widerstände R₁/-, R₁₀

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zwischen dem Eingang und dem negativen Pol -TB und wird der Begrenzer durcli eine Zenerdiode Z₁^ parallel zu dem Widerstand R₁Q gebildet; der "Verbindungspurikt der ¥iderstände

R-, ^- j R₁₀ im Steuerkreis 16 ist mit der Basis des Transistors IVi 1 ο 1 ο 14-

in der Hilfsstromquelle ~\k verbunden.
D(3) Wirkung des Senders nach Fig. 5

Die Erläuterung der Wirkung des Senders nach Fig. 5 wird für Anwendungen in stromgesteuerten und in Spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen gegeben.

Wenn der Sender in Fig. 5 in stromgesteuerten Telegraphiesystemen verwendet wird, wird die Stromquelle 6 auf den Sollendwert I des Stromes i„ am Eingang der Telegraphie leitung 3 eingestellt; in diesem Falle beträgt I z.B. 20 mA. Die Signalformen der Spannungen und Ströme, die in diesem Falle an verschiedenen Punkten des Senders in Fig. 5 auftreten, sind skizzenweise in den Zeitdiagrammen nach Fig. 6 dargestellt.

In Fig. 6 ist das zu übertragende binäre Informationssignal bei a dargestellt, während der dann gelieferte polare Leitungsstrom i infolge des Informationssignals a bei b_ dargestellt ist (vgl. die Zeitdiagramme a und d in Fig. 3)· Dieser Leiturigsstrom i.. weist einen positiven Wert +1 für t ^t₁, einen negativen Wert -1 für t₁ < t < t„ und wieder einen positiven Wert +1 für t„^ t auf. An den Kollektoren der Transistoren T„ und T₁ im Schaltkreis 5

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treten dann die Spannungen CT„ und CT auf, wie bei £ bzw. d angegeben ist. Diese Spannungen CT„ und CT₁ weisen Sprünge zu den Zeitpunkten t = t₁ und t - t_o der Polaritätsübergänge des von der Stromquelle 6 gelieferten Leitungsstroms X₁ auf; diese Spannrings Sprünge werden zur Steuerung der Hilfsstromquelle]! 13 und lh benutzt.

Insbesondere weist die Spannung CTp einen negativen Sprung zum Zeitpunkt t = t auf, zu dem der Lei timgs strom i von seinem positiven Wert +1 zu seinem negativen Wert -I

S S

übergeht. Denn kurz vor t = t₁ ist die Diode D₁ leitend, abex" ist der Transistor T„ nichtleitend, so dass CT_? dann einen positiven Wert aufweist, der nahezu gleich dem positiven Endwert der Spannung V„ am Eingang der Telegraphieleituiig 3 ist (dieser Endwert liegt in stromgesteuerten Systemen nicht fest, ist in der Praxis jedoch erheblich niedriger als +TB). Dagegen ist kurz nach t = t.. der Transistor T₀ leitend, aber ist die Diode D₁ nichtleitend, so dass CT„ dann einen negativen Wert aufweist, der nahezu gleich -TB ist. Im Steuerkreis 15 des Zweigs 11 wird der negative Spannungssprung von CT₀ zu t = t₁ differenziert und auf die Zenerspannung der Diode Z,,. ,begrenzt, wonach der auf diese Weise erhaltene Steuerimpuls der Basis des Transistors T.. der Hilfsstromquelle 13 zugeführt wird. Infolge dieses Steuerimpulses liefert der Transistor T₁,, dann einen positiven ICorrekturstromimpuls i derselben Form wie der Steuerimpuls. Der Wert

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dieses positiven Korrekturstromimpulses i zu t = t wird mit Hilfe des Widerstandes R₁₀ auf etwa 21 , d.h. die Grosse

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des Sprungs in dem Leitungsstrom 1.. zu t = t_, eingestellt. Dieser Korrekturs tr oinimpuls i , den der Zweig 11 des Ausgangsfilters 10 infolge des Polaritätsübergangs des Leitungsstroms i- zum Zeitpunkt t = t.. liefert, ist bei _e in Fig. 6 dargestellt. Vom Zeitpunkt t = t.. bis zum Zeitpunkt t = t₁ + d, zu dem der differenzierte Spannungssprung von CT„ im Steuerkreis I3 Kleiner als die Zenerspannung der Diode Z₁ _ wird, weist der Korrekturstromimpuls i einen Wert auf, der nur wenig von +2.1 abweicht (diese Abweichung wird durch das nichtideale Verhalten der Zenerdiode Z₁^ herbeigeführt) nach dem Zeitpunkt t = t.. + d nimmt der Wert des Korrekturstromimpulses i exponentiell mit einer Zeitkonstante ab, die durch das Differenzierungsnetzwerk C. , R₁ , R₁₇ im Steuerkreis 15 bestimmt wird.

Wegen der Symmetrie sowohl des Schaltkreises 5 als auch des Ausgangsfilters 10 treffen die obenstehenden Betrachtungen mutatis mutandis auch für die Spannung CT und den vom Zweig 12 gelieferten Korrekturstromimpuls i zu.

So weist die Spannung CT₁ zum -Zeitpunkt t = t„, zu dem der Leitungsstrom I₁ von seinem negati\^ren Wert -I zu seinem positi\^ren Wert +1 übergeht, einen positiven Spannungs sprung auf, aus dem der Steuerkreis 6 des Zweiges 12 einen Steuerimpuls für den Transistor T... der Hilfsstromquelle 14 erzeugt,

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die infolge dieses Steuerimpulses einen negativen Korrekturstromimpuls i liefert, dessen Wert zu t = t„ mit Hilfe des Widerstandes R₁Ji, auf etwa 21 eingestellt wird. Auch dieser Korrekturstromimpuls i , den der Zweig 12 des

Ausgangsfilters 10 infolge eines Polaritätsübergangs des Leitungsstroms I₁ zu t = t„ liefert, ist bei _e_ in Fig. 6 dargestellt.

Der Leitungsstrom I₁ bei b und die Korrekturstrom-

impulse i bei e ergeben einen korrigierten Leitungsstrom c ~~*

(I₁ + i ) , der bei _f in Flg. 6 dargestellt ist und der im Ausgangsfilter 10 dem Kondensator C parallel zu der Telegraphieleitung 3 zugeführt wird. Im Gegensatz zu dem Leitungsstrom i.., der abrupte Übergänge zu den Zeitpunkten t = t₁ und t = t„ aufweist, weist der korrigierte Leitungsstrom (I₁ + i ) gleichmässigei-e Übergänge mit einem sich.

langsam· ändernden Teil für t.. "ζ t (t + d und t„ <C t < t + d und einem sich schnell (gemäss einer exponentiellen Funktion) ändernden Teil von t = t₁ + d und t = t„ + d her auf. Der Strom ip am Eingang der Telegraphieleitung 3» der infolge dieses korrigierten Leitungsstromes (I₁ + i ) auftritt, ist bei £ in Fig. 6 dargestellt.

Am Ende des Paragraphen D(i) wurde in bezug auf den bekannten Sender nach Fig. 1 bemerkt, dass vor allem die Diskontinuitäten der Ableitung des Stromes i_? für das ' Auftreten höherer Frequenzen in den Signalen an der Telographie»

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leitung 3 und somit für das Nebensprechen zu benachbarten Fernspreclileitungen verantworltich sind. Nun kann nachgewiesen werden, dass die Diskontinuitäten der Ableitung des Stromes i„ den Diskontinuitäten des Stromes proportional sind, der der Parallelschaltung des Kondensators C. und der Telegraphieleitung 3 zugeführt wird. Dank der Tatsache, dass der letztere Strom in dem Sender nach Fig. 5 nicht der Leitungsstrom i.. , der grosse Diskontinuitäten aufweist (siehe Jb in Fig. 6), sondern der korrigierte Leitungsstrom (I₁ + i ) ist, der

1 O

sogar gar keine Diskontinuitäten aufweist (siehe f_ in Fig.6), ist der Anteil der höheren Frequenzen im Strom i„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 erheblich kleiner für den Sender nach Fig. 5 als für den Sender nach Fig. 1 und dementsprechend ist auch der Störpegel in benachbarten Fernsprechleitungen niedriger.

Ausführliche Versuche haben ergeben, dass durch die Anwendung der beschriebenen Massnahmen in dem Sender nach Fig. 5 Werte dieses Störpegels erreicht werden können, die den unter Verwendung bekannter LC-Filter erhaltenen Werten sehr nahe kommen. Als Beispiel sei ein Vergleich der Sender in Fig. 1 und Fig. 5 für eine Telegraphiergeschwindigkeit von 50 Baud durchgeführt, wobei der Störpegel mit Hilfe eines Psophometers mit einer von der CCITT vorgeschriebenen Wägungskurve bestimmt wird. Wenn der Störpegel für den Sender nach Fig. 1 mit dem bereits erwähnten

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PHN. 8?32. 2.3.78.

LC-Filter (L = L₃ = 1 H und C₁ = 2,2 /uF) als Bezugspegel gewählt wird, wird für den Sender nach. Fig. 5 ein Störpegel * gefunden, der¹ höchstens 20$ oberhalb dieses Bezugspegels liegt, ohne dass das Ausgangsfilter 10 abgeregelt wird (durch Abregelung können beträchtlich niedrigere Werte als 20$ erreicht werden). Der Störpegel für den Sender nach Fig. bleibt also reichlich unterhalb des Wertes gleich dem Zweifachen dieses Bezugspegels, welcher Wert als eine obere Grenze von gewissen Fernmeldeämtern vorgeschrieben wird.

Diese günstigen Werte des Störpegels in benachbarten Fernsprechleitungen sind ausserdem mit einer nur geringen Verzerrung der Telegraphiesignale selber gepaart. Denn die positiven und negativen Korrekturstromimpulse i werden zwar im Ausgangsfilter 10 der Fig. 5 von zwei verschiedenen komplementären Zweigen 11 und 12 geliefert, aber übrigens sind diese Zweige 11 und 12 identisch, so dass nur die Toleranzen der Elemente im Ausgangsfilter 10 zu Unterscliieden in der Verschiebung der charakteristischen Zeitpunkte des Stromes i_? (die Nulldurchgänge von i„) führen können.

Es stellt sich aber heraus, dass die dadurch herbeigeführte Telegraphieverzerrung unterhalb des in der Praxis annehmbaren ¥ertes von 2$ gehalten werden kann, ohne dass den Elementen im Ausgangsfilter 10 hohe Anforderungen gestellt • werden, so dass keine teueren Elemente benutzt zu werden brauchen.

PIiN. 8782.

2.3.

Da sowohl die Anzahl als auch der Umfang dieser Elemente klein sind, beansprucht das Ausgangsfilter 10 in Fig. 5 nur wenig Raum. Dies kann durch die Filter, die bei dem oben bereits erwähnten Vergleich der Sender nach Fig. 1 und Fig. 5 verwendet sind, illustriert werden: Das LC-Filter in Fig. 1 weist ein Volumen von etwa 500 cm³ auf und eignet sich weiter nicht für Printmontage; dagegen eignet sich das Ausgangsfilter 10 der Fig. 5 gut für Printmontage und beansprucht dann nur eine Oberfläche von etwa 10 cm bei der in dieser Technik normalen Bauhöhe von lh mm. Durch Anwendung der beschriebenen Massnahmen im Sender der Fig. 5 kann also eine sehr zweckmässige Miniaturisierung des Senders als ganzes verwirklicht werden. Ein weiterer Vorteil der beschriebenen Massnahmen ist der, dass in Abweichung von dem LC-Filter in Fig. 1 das Ausgangsfilter 10 in Fig. 5 keinen unerwünschten Spannungsverlust ergibt, weil sowohl der Kondensator C₁ als auch beide Zweige 11, 12 zu der Telegraphenleitung 3 parallelgeschaltet sind.

Der Sender nach Fig. 5 kann auch in spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen verwendet werden und in diesem Falle wird die Stromquelle 6 auf einen Stromwert I von z.B. 50 mA eingestellt, der derart hoch ist, dass unter allen Umständen der empfangsseitige Strom durch, die Impedanz der Telegraphieleitung 3 und des Empfängers 2 zusammen bestimmt wird. Die Signalformen der Spannungen und Ströme, die dann an verschiedenen Punkten in dem Sender nach Fig. 5

PHN. 87Ö2.
2.3.78.

auftreten, sind in Fig. 7 auf gleiche Weise wie in Fig. 6 dargestellt, jedoch, mit dem Unterschied, dass das Zeit"
diagramm £ der Fig. 7 die Spannung V„ am Eingang der
Telegraphieleitung 3 und nicht den Strom ig zeigt.

Der Leitungsstrom α' bei b weist, dieselbe Form wie der Leitungsstrom I₁ bei d in Fig. k auf. Die Spannungen CT₀ und CT₁ bei c und d in Fig. 7 unterscheiden sich von
denen bei _£ und d. in Fig. 6, weil in spannungsgesteuerten S3rstemen der Endwert TB' der Spannung V^ am Eingang der

Telegraphieleitung 3 nur wenig von der Spannung TB der

Telegraphenbatterie abweicht. Ferner werden die Werte der Korrekturstromimpulse i bei _e in Fig. 7 zu den Zeitpunkten t = t .j und t = t„ wieder auf etwa die Grosse des Sprunges in dem Leitungsstrom i.. bei b_ in Fig. 7 zu diesen Zeit-

punkten eingestellt (diese Werte sind nicht dieselben wie in stromgesteuerten Systemen).

Auch in diesem Falle ist der Anteil der höheren Frequenzen in der Spannung Vp am Eingang der Telegraphieleitung 3 und also der Störpegel in benachbarten Fernsprechleitungen kleiner für den Sender nach Fig. 5 als für den

Sender nach Fig. 1, weil auch in diesem Falle die abrupten Übergänge des Leitungsstroms i- zu den Zeitpunkten t = t₁ und t = t_o nicht mehr in dem korrigiex'ten Leitungsstrom ·
(-I₁ + i ) vorkommen, wie bei f in Fig. 7 dargestellt ist.

Dagegen sind die abrupten Übergänge des Leitungsstroms i..

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PHN. S782. - 2< - 2.3.78.

zii den Zeitpunkten t = t„ und t = t. , zu denen die Spannung V ihren Endwert TB^! erreicht (siehe _g_ und Jb in Fig. 7) noch stets im korrigierten Leitungsstrom (i + i ) vorhanden, wie bei, _f in Fig. 7 dargestellt ist. Die Grösse der Biskontlnuitäten in der Ableitung der Spannung V„ zu t = t_ und t -- ti (siehe _g in Fig. 7) ist jedoch viel kleiner als die zu t = t und t = t„ ohne die beschriebene Korrektur (siehe _e in Fig. h) , so dass bei Anwendung des Senders nach Fig. 5 in spannungsgesüeuerten Telcgraphlesystemen doch noch eine erhebliche Herabsetzung des Störpegels in benachbarten Fernsprechleitungen erreicht wird.
D( 'ι ) Beschreibung der Fig. 8

In Fig. 8 ist das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines elektronischen Telegraphiesenders nach der Erfindxmg dargestellt. Diese zweite Ausführungsform ist insbesondere für Anwendung in spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen eingerichtet und ergibt in diesem Falle Resultate, die den Resultaten der ersten Ausführungsform nach Fig. 5 bei Anwendung in stromgesteuerten Systemen entsprechen.

Elemente in Fig. 8, die Elementen in Fig. 1 entsprechen, sind in Fig. 8 mit denselben Bezugsziffern wie in Fig. 1 bezeichnet.

Auch in dieser zweiten Ausführungsform enthält das Ausgcingsfilter 10 aussei· dem Parallelkondensator C₁

2^cj zwei komplementäre Zweige 11 und 12 parallel zu der Telegraphie-

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PHN. 8782. 2.3.78.

leitung 3· Nun ist aber jeder der beiden Zweige 11, 12 mit einem Hilfskondensator C bzw. C₂„ und mit einem Schaltkreis versehen, der die Eingangs spannung V der Te.legraph.ie~ leitung 3 empfängt und der den Hilfskondensator C„ bzw. C„_o nur für Werte der Spannung V„, die grosser als eine Schwellwertspannung VT gleich einem vorgegebenen Bruchteil des Sollendwertes TB¹ der Spannung V„ in spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen sind, mit der Telegraphieleitung 3 verbindet.

Im Zweig 11 der Fig. 8 ist der Hilfskondensator C mit dem positiven Pol +TB verbunden und wird der Schaltkreis durch einen pnp-Transistor T_?1 mit einer Diode Dpi zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors T„₁ gebildet, wobei die Emitter-Basis-Diode und die Diode. D entgegengesetzte Polaritäten aufweisen und der Emitter mit dem Hilfskondensator C_?1 und der Kollektor mit der Telegraphieleitung 3 verbunden ist. Ebenso ist im Zweig 12 der Hilfskondensator C_?„ mit dem negativen Pol -TB verbunden und wird der Schaltkreis durch einen npn-Transistor T„₂ mit einer Diode ΐ>^^ zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors T^₂ gebildet, wobei die Emitter-Basis-Diode und die Diode D₂? entgegengesetzte Polaritäten aufweisen und der Emitter mit dem Hilfskondensator C_?2 und • der Kollektor mit der Telegraphieleitung 3 verbunden ist.

Da der Sollendwert TB¹ der Spannung V„ und der

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FHN. 87^2. 2.3.78.

Wert TB der Telegraphenbatteriespannung nur wenig voneinander verschieden sind, wird die Schwellwertspannung VT in Fig. 8 unmittelbar der Telegraplienbatterie mit Hilfe eines Spannungsteilers mit Widerständen R„.. , R„„, ^2k' ^2? in Reihe zwischen dem positiven Pol +TB und dem negativen Pol -TB entnommen. Die Schwellwertspannung +VT für den Schaltkreis des Zweiges 11 tritt im Verbindungspunkt der Widerstände R₂I' ^2'\ ^axlf'> welcher Verbindungspunkt mit der Basis des Transistors T₉ vei'bunden ist. Ebenso tritt die Schwellwertspannung -VT für den Schaltkreis des Zweiges im Verbindungspunkt der Widerstände R₀₂, R₂2, ^au:^> welcher Verbindungspunkt mit der Basis des Transistors T„„ verbunden ist. Der Deutlichkeit halber sind die Widerstände R₂o ^un(i -^pU in Fig. 8 als gesonderte Elemente dargestellt; in der Praxis werden sie aber zu einem Widerstand zusammengebaut. D(3) WJrkung des Senders nach Fig. 8

Der Sender nach Fig. 8 wird in spannungsgesteuerten Telegrapliiesystemen verwendet und die Stromquelle 6 ist a3.so wieder auf den Stromwert I von z.B. 50 ^m-A- eingestellt, der im Paragraphen D(3) für diese Anwendung erwähnt ist. Die Signalformen der Spannungen und Ströme, die dann an verschiedenen Punkten in dem Sender nach Fig. 8 auftreten, sind skizzenweise in den Zeitdiagrammen nach Fig. 9 dargestellt, Dabei wird angenommen, dass die Schwellwertspannung VT für die Schaltkreise der Zweige 11, 12 des Ausgangsfilters 10

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PItN. Γ$ .2.3.78.

2817Q34

gleich, etwa 90fo des Endwertes TB¹ der Spannung V„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 ist.

In Fig. 9 ist das zu übertragende binäre Informationssignal bei _a dargestellt und der dann von der Stromquelle gelieferte polare Leitungsstrom i.. ist bei b_ dargestellt (vgl. die Zeitdiagramme α und d. in Fig. l\) Die Spannung V am Eingang der Telegraphieleitung 3 infolge des korrigierten Leitungsstrorns (I₁ + i ) ist bei _e in Fig. 9 dargestellt, wobei die Korrektiarstromimpulse i , die von den Zweigen 11,

des Filters 10 geliefert werdfin, bei el dargestellt sind und der korrigierte Leitungsstrom (i., + i ) selber, d.h.. die Kombination des Leitungsstroms i.. bei b_; und der Korrektur— stroiniinpulse i bei d., ist bei _e dargestellt.

In dem Sender nach Fig. 8 wird die .Spannung V„ am Eingang der- Telegraphieleitung 3 für die Steuerung der Schaltkreise der Zweige 11, 12 des Ausgangsfilters 10 benutzt.

Kurz voiⁿ dem Zeitpunkt t = t.. , zu dem der Leitungsstrom i.. z\i seinem negativen Höchstwert -I übergeht,

I S

hat die Spannung V„ ihren positiven Endwert +TB¹ erreicht, der grosser als die positive Schwellwertspannung H-VT ist. Im Zweig 11 des Filters 10 sind dann die Kollektor-Basis-Diode des Transistors T' und die Diode Dp₁ in ihrem leitenden Zustand, so dass der Hilfskondensator C_? über diese lei-tenden Dioden zu dem Kondensator C₁ und also auch zu der Telegraphen— leitung 3 piirallel geschaltet ist.

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P4N. 87'8i?.
-JO- 2.3.78.

Infolge des Polaritätsübergangs des Leitungsstroms I₁ zum Zeitpunkt t = t beginnt der Kondensator C sicli zu entladen und somit die Spannung V_? einzunehmen, wodurch die Diode U„ sofort in ihren nichtleitenden Zustand gelangt, aber die Emitter-Basis—Diode des Transistors Tp₁ wird

dagegen leitend, so dass der Hilfskondensator C„ zu der Telegraphieleitung 3 nach wie vor parallel geschaltet ist. Kurz nach dem Zeitpunkt t = t.. fliesst der negative Leitungsstrom I₁ = -I zu der Parallelanordnung des Hilfskondensators C₀ ₁, des Kondensators C^ und der TeJegraphieleitung 3, so dass der negative Strom zu der Parallelanordnung des Kondensators C und der Telegraphieleitung 3 - der korrigierte Leitungsstrom (i₁ + i ) - dann kleiner als im ursprünglichen am Ende
des Paragraphen D(i) betrachteten Falle ist, in dem das

Filter 10 lediglich den Kondensator C₁ enthält, wodurch die Abnahme- der Spannung V„ mit einer entsprechend grösseren Zeitkonstante erfolgt. Dies bedeutet, dass vom Zeitpunkt t = t₁ an der Zweig 11 des Filters 10 einen positiven
Korrekturimpuls i für den negativen Leitungsstrom I₁ liefert.

Die resultierende Korrektur setzt sich bis zum Zeitpunkt t = t' fort, zu dem die Spannung V_ unter die pos-itive
Schwe]lwertspannung +VT herabsinkt, wodurch die Emitter-Bas-is-Diode des Transistors Tp₁ in den nichtleitenden Zustand gelangt und der Hilfskondensator Cp₁ nicht mehr mit der

Telegraphieleitung 3 verbunden ist.

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PHN. 8^r'82. 2.3.78.

Von diesfcj Zeitpunkt t = t' an erfolgt die

Abnahme der Spannung V₀ mit at-r ui-^prünglichen Zeitkonstante, d.h. dei" Zeitkonstante der Parallelanordnung ues Kondensators C. und der Telegraphieleitung 3> und dies wird bis zum Zeitpunkt t = t' fortgesetzt, zu dem die Spannung V₀ unter die negative Schwellwertspannüng -VT des Zweiges 12 herabsinkt. Im Zweig 12 des Filters 10 gelangen dann die Kollektor-Basis-Diode des Transistors T„_o und die Diode D„_o in ihren leitenden Zustand, so dass der Hilfskondensator C_o„ über diese leitenden Dioden zu dem Kondensator C und der Telegraphenleitung 3 parallelgeschaltet wird. Von diesem Zeitpunkt t = t' an fliesst der* negative Leitungsstrom I₁ = -I zu der Parallel»

anordnung des Hilfskondensators C₂? > des Kondensators C.. und der Telegraphieleitung 3» so dass wieder der negative Strom zu der Parallelanordnung des Kondensators C, und der Telegraphieleitung 3 kleiner als im ursprünglichen Falle ist und also die Abnahme der Spannung V„ mit einer entsprechend grösseren Zeitkonstante erfolgt. Dies bedeutet, dass von dem Zeitpunkt t = ti an der Zweig 12 des Filters 10 einen positiven Korrekturimpuls i für den negativen Leitungsstrom i^ liefert. Die resultierende Korrektur wird bis zum Zeitpunkt t = t fortgesetzt, zu dem die Spannung V„ ihren negativen Endwert -TB¹ erreicht und der Leitungsstrom auf seinen negativen Endweart zurückfällt, der, wie bereits erwähnt, viel kleiner als der negative Höchstwert -I, ist.

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PJIN. 8782. 2.3.78.

Infolge des Polaritätsübergangs des Leitungsstroins I₁ zu dem Zeitpunkt t = t₁ liefert also zunächst der Zweig 11 des Filters 10 einen Korrekturs tr omimpLils i^ vom Zeitpunkt t = t₁ bis zum Zeitpunkt t - t ' und dann lief ei" t der Zweig 12 des Filters 10 einen Korrekturstromimpuls i

vom.'Zeitpunkt t - t' bis zum Zeitpunkt t = t„, wobei diese Korrekturstromimpulse i beide eine positive Polarität,

d.h. eine der des negativen Leitungsstroms I₁ — —I nach.

I s

dem Zeitpunkt t = t.. entgegengesetzte Polarität aufweisen.

Wegen der Symmetrie des Schaltkreises 5 und des Filters 10 gelten die obenstehenden Betrachtungen mutatis mutandis auch für den PolaritäLsübergang des Leitungsstroms I₁ zum Zeitpunkt t = t„ und die Korrek turstromimpulse i , die infolge dieses Übergangs von dem Zweig 12 vom Zeitpunkt t = tp bis zum Zeitpunkt t = t' und vom Zweig 11 vom Zeitpunkt t = t^' bis zum Zeitpunkt t - t. geliefert werden. Die Werte der Korrekturstromimpulse i zu den Zeitpunkten t = t₁ und t = t„ werden durch das Verhältnis der Kapazität der Hilfskondensatoren Cp₁ und C„_o zu der Kapazität des Kondensators C bestimmt und diese Werte werden auf etwa 8ofo des Sprunges im Leitungsstrom i zu diesen Zeitpunkten eingestellt. Dadurch sind die Werte der Korrekturstromimpulse i zu den Zeitpunkten t = t„ und t = t. dann ebenfalls gleich etwa 80^o des Sprunges im Leitungsstrom i.. zu diesen Zeitpunkten.

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PIIN. 8782. 2.3.78.

Durch Anwendung der beschriebenen Massnalimen wird erreicht, dass die Grosse der Diskontinuiäten in dem korrigierten Leitungsstrom (I₁ + i ) zu den Zeitpunkten t = t , t„,

IC I _— j

t„, t. und t = t', t', t·, ti ( siehe _e in Fig. 9) viel geringer als die der Diskontinuitäten im Leitungsstrom i zu den Zeltpunkten t = t , t„, t„, t. (siehe b_ in Fig. 9) ist. Wie ausführlich, im Paragraphen D(3) erläutert wurde, hat diese Leitungsstromkorrektur zur Folge, dass der Anteil der höheren Frequenzen in der Spannung λ'* am Eingang der TeIegraphieleitung 3 (siehe c_ in Fig, 9) erheblich kleiner für den Sender nach Fig. 8 als für den Sender nach Fig. 1 ist; dementsprechend ist auch der Störpegel in benachbarten Fernsprechleitungen niedriger.

Was den Störpegel in benachbarten Fernsprechleitungen und die Verzerrung der Telegraphiesignale selber anbelangt, haben ausführliche Experimente ergeben, dass die Anwendung des Senders nach Fig. 8 in spannvingsgesteuerten Telegraphiesystemen dieselben günstigen Restiltate wie die Anwendung des Senders nach Fig. 5 in stromgesteuerten TeIegraphiesystemen ergibt.

Die Erwägungen in bezug auf die Anzahl, den Umfang uaid den Preis der Elemente des Filters 10 im Sender nach Fig. 5 treffen auch für die Elemente des Filters 10 im Sender nach Fig. 8 zu, so dass auch im letzteren Falle eine sehr zweckmässige Miniaturisierung des Senders als ganzes erzielt werden kann.

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D (6 ) !Bemerkungen

In dem Sender nacli Fig. 5 erfolgt die Steuerung der Hilfsstroraquell.cn 13, i'l im Ausgangsfilter 10 mit Hilfe von SpaimungsSprüngen, die mit Polaritätsübergängen des Leitungsstroms i.. zusammenfallen und die dem Schaltkreis 5 entnommen werden. So wird für die Steuerung der Hilfsstromquelle 13 der negative Sprung in der Spannung CT„ am Kollektor des Transistors T„ im Schaltkreis 5 zum Zeitpunkt t — t^ benutzt (siehe _c in l^rig. 6 und Fig. 7)· Wenn der Sender nach Fig. 5 in stromgesteuerten Telegraphicsystemen verwendet wird, kann auch der negative Sprung in der Spannung CT₁ am Kollektor des Transistors T₁ zu diesem Zeitpunkt t = t· ( siehe d_ in Fig. 6) statt des negativen Sprungs in der Spannung CT„ zu diesem Zeitpunkt für die Steuerung der HiIdTsstromquelle 13 benutzt werden. Der letztere Sprung ist aber viel grosser, so dass die in Fig. 5 dargestellte Möglichkeit aus praktischen Gründen zu bevorzugen ist. Venn der Sender nach Fig. 5 in spannungsgesteuerten Telegraphiesystemen verwendet wird, kann der Übergang der Spannung CT vom Zeitpunkt t = t.. an (siehe d in Fig. 7) aber nicht für die Steuerung der Hilfsstromquelle 13 benutzt werden, weil' diesei· Übergang für eine genaue Steuerung zu gleichmässig verläuft, so dass in diesem Falle nur die in Fig. 5 dargestellte Möglichkeit praktisch brauchbar ist.

Aus der Erläuterung im Paragraphen D(3) geht hervor,

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PHN. 8782. 2.3.78.

dass für die Anwendung des Senders nach Fig. 5 in Stromgesteuerten Telegraplixesystemen die Symmetrie des Stromes i„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 (siehe g in Fig. 6) von grossgm Interesse ist, um Telegraphieverzerrung zu vermeiden.

Wenn die Transistoren T₁, T₉ des Schaltkreises 5 und die Transistoren T..,-., T... des Ausgangsfilters 10 sich in ihrem nichtleitenden Zustand befinden, kann in diesen Transistoren Leckage infolge der ziemlich hohen Werte der dann über diesen Transistoren auftretenden Spannungen entstehen. Diese Leckage kann eine kleine Asymmetrie des Stromes i~ am Eingang der Telegraphieleitung 3 und somit Telegraphieverzerrung herbeiführen.

In Fig. 10 ist eine Abwandlung des Senders nach Fig. 5 dargestellt, in der durch kleine Änderungen des Schaltkreises 5 und des Ausgangsfilters 10 verhindert wird, dass etwaige Leckströme in den Transistoren T₁, T„ und T..„,T... bis in die Telegraphieleitung 3 eindringen. Was den Schaltkreis 5 in Fig. 10 anbelangt, besteht die Änderung darin, dass eine Diode D„ in der Verbindung zwischen dem Transistor T und der Stromquelle 6 und eine Diode D2 in der Verbindung zwischen dem Transistor Tp und der Stromquelle 6 angebracht wird, so dass etwaige Leckströme in diesen Transistoren die Telegraphieleitung 3 nicht erreichen können, wähi-end weiter ein Widerstand R₀ mit einem passend gewählten Wert zwischen den Kollektoren der Transistoren T₁, T₂ angebracht wird,

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ΡΊΝ. 8782. _ «^ _ 2.3·78.

wodurch diese Leckströme abfHessen können. Was das Ausgangsfilter 10 in Fig. 10 anbelangt, bestellt die Änderung darin, dass ein Kopplungskondensator C. grossen Wertes zwischen dem Verbindungspunkt der (übrigens ungeänderten) Zweige 11, und der Telegra.ph.ie] eltung 3 und weiter ein Widerstand R. grossen Wertes zwischen diesem Verbindungspunkt und Erde angebracht wird, so dass etwaige Leckströme in den Transistoren T₁„, T₁. abfliessen können, ohne dass sie die Telegraph! eleitung 3 erreichen. Die letztere Änderung weist ausserdem den Vorteil auf, dass die Korrekturstromimpulse i nun kapazitiv eingekoppelt werden und dadurch, gegenseitige Toleranzen der Hilfsstromquellen 13) 1 ^- praktisch keinen Einfluss auf die Symmetrie des Stromes i„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 mehr ausüben.

Im Sender nach Fig. 8 können die komplementären Zweige 11, 12 des Ausgangsfilters 10 auch auf andere Weise als in Fig. 8 ausgeführt werden, ohne dass dadurch die im Paragraphen D(s) erläuterte Wirkung dieses Senders wesentlich beeinflusst wird. Zur Illustrierung ist in Fig. 11 eine derartige Abwandlung des ZAveiges 11 im Ausgangsfilter 10 des Senders nach Fig. 8 dargestellt, In Fig. 11 ist der Hilfskondensator C^₁ unmittelbar (also ohne Vermittlung der in der Mitte geerdeten Telegraphenbatterie) mit Erde verbunden und ist die Diode Dp₁ zwischen dem Emitter und dem Kollekbor des Transistors T₀₁(statt zwischen Emitter und

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PHN. 8?82. 2.3.

81 7034

Basis) angebracht. Die Werte der Spannungen, die über dem Hilfskondensator C„ und der Diode Dp₁ in Fig. 11 auftreten, sind aber viel grosser als diese Werte in der Ausführungsform nach Fig. S₅ in welchem letzteren Falle diese Spannungen nicht grosser als der Unterschied zwischen der Telegraphen— batteriespannung TB und der etwa 15$ niedrigeren Schwellwert·-- spannung VT werden. Die in Fig. 8 gezeigte Ausführungsform ist denn auch in der Praxis zu bevorzugen, weil weniger strenge Anforderungen an die ElementeC, ₁ und D als in der Ausführungsform nach Fig. 11 gestellt zu werden brauchen»

Aus der Erläuterung der Wirkung des Senders nach Fig. 8 im Paragraphen D(3) geht hervor, dass in den Zeitintervallen, in denen die Spannung V„ am Eingang der TeIegra.phieleitung 3 von ihrem positiven (negativen) zu ihrem negativen (positiven) Endwert übergeht, der■Absolutwert der Ableitung der Spannung V„ während der Teillritervalle verkleinert wird, in denen einer der Hilfskondensatoren Cp₁, C der Zweige 11, 12 im Ausgangsfilter 10 zu dem Kondensator C pai^allelgeschaltet ist,, So ist in den Zeitintervallen (^₁, t„) und (t„, t.) bei £ in Fig. 9 der Hilfskondensator C im Zweig 11 zu dem Kondensator C. während der Teilintervalle (t , t') und (tj' , t.) parallelgeschaltet, wodurch die relative■Verkleinerung der Ableitung der Spannung V„ in· beiden Teilintervallen dieselbe ist. Dagegen weist die Ableitung der Spannung V^ in den genannten 'Teilintervallen

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PHN. 8782.

nicht denselben Absolutwert auf, wie sich einfach nachweisen lässt ujid auch aus Fig. 9 ersichtlich ist.

Fig. 12 zeigt nun eine Abwandlung des Zweiges 11 im Ausgangsf il tea- 10 nach Fig. 8, in der durch Änderung des Sehaltkreises dieses Zweiges 11 erreicht wird, dass der Absolutwert der Ableitxang der Spannung V„ für beide Teilintervall ο, iai denen der Hilfskondensator C₉_ mit der Telegraphieleitung 3 verbunden ist, praktisch gleich ist. Der Schaltkreis des Zweiges 11 nach Fig. 12 unterscheidet sich dadurch von dem nach Fig. 8, dass die Diode B₉ der Fig. 8 nun durch einen npn-Transistor T„„ ersetzt ist, dessen Emitter mit dem Hilfskondensator C₉₁, dessen Basis über einen Widerstand R₉_ mit dem Punkt, in dem die Schwellwertspannung +VT auftritt (dem Verbindungspunkt der Widerstände R₉₁ und R„„), und dessen Kollektor über einen Widerstand R₉₁₇

et I et J et I

mit dem positiven Pol +TB verbunden ist. Weiter ist in Fig. 12 der Emitter des Transistors T₉₁ über eine Diode D₉, mit dem Hilfskondensator C₉₁ verbunden. Es besteht kein wesentlicher Unterschied in der Wirkung zwischen dem Zweig 11 nach Fig. 8 und dem Zweig 11 nach .Fig. 12 in bezug auf das Teil Intervall, in dein die Spannung V₉ von ihrem positiven Endwert +TB' bis unterhalb der positiven Schwellwertspannung +VT herabsinkt (d.h. das Teilintervall (t , ^rt\) in Fig. 9)· Wie einfach geprüft werden kann, ist in Fig. 12 die Emitter-Basis-Diode des Transistors T_o_ dann nicht leitend,

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PHN. 8782.
2.3c 78.

aber sind die Diode D„„ und die Emitter-Basis-Diode des
Transistors T„ dann wohl leitend, so dass der Verbindungsweg zwischen dem Hilfskondensator C₅₁ und der Telegraphieleitung 3 dann praktisch derselbe wie in Fig. 8 ist, in der ja die Diode D„ dann nicht leitend, aber die Emitter-Basis-Diode des Transistors T₃₁ dann wohl leitend ist. In diesem Falle liefert der Zweig 11 der Fig. 12 also pr-aktisch denselben Iiorrekturstrornimpuls i wie der Zweig 11 in Fig. 8.

Dagegen besteht wohl ein Unterschied in der

Wirkung zwischen dem Zweig 11 in Fig. 8 und dem Zweig 11
in Fig. 12 in bezug auf das Teilintervall, in dein die
Spannung V„ von der positiven Schwell-w.ertspannung +VT auf
ihren positiven Endwert +TB¹ ansteigt (d.h.. für Flg. 8 das Intervall (ti, t.) in Fig. 9). Wenn in Fig. 12 die Spannung V„ die Schwellwertspannung +VT überschreitet, gelangen die

Kollektor-Basis-Diode des Transistors T₃₁ und die Emitter-Basis-Diode des Transistors T„„ in ihren leitenden Zustand (die Diode D„ und die Emitter-Basis-Diode des Transistors T„.. bleiben dann nicht leitend). Zwischen dem Hilfskondensator C₂₁ und der Telegraphieleitung 3 wird dann ein Verbindungsweg
erhalten, der eine leitende Dipde und einen leitenden
Transistor T^ und also nicht wie in Fig. 8 nur zwei leitende Dioden enthält. In Abweichung von Fig. 8, in der der
Korrekturstrom i gleich dem Strom durch den Hilfskondensator C ist, ist in Fig. 12 der Korrekturstrom i gleich dem Basis-

strom des Transistors T„„ und somit viel kleiner als der

!Öil4i/07

PHN. 8782, - Ψθ - 2.3.78.

Strom durch den Hilfskondensator C„ , der ja gleich, dem Emitterstrom des Transistors T„,, ist. Dies bedeutet, dass für den der Telegraphieleitung 3 zugeführten Korrekturstrom i

in dem betrachteten Verbindungsweg eine Schwächung auftritt, wodurch der im betreffenden Teilintervall korrigierte Leitungsstrom (i +i ) für Fig. 12 grosser als für Fig. 8 ist und demzufolge die Spannung V schneller ihren positiven Endwert +TB' erreicht. Mit Hilfe der Widerstände R„_r) R wird das Verhältnis zwischen Basisstrom und Emitterstrom des , Transistors T_o„ derart eingestellt, dass der Absolutwert der Ableitung der Spannung V„ für die beiden Teiliiitervalle, in denen der Hilfskondensator C_?1 mit der Telegraphieleitung verbunden ist, praktisch gleich ist.

Die in Fig. 12 dargestellte Änderung des Zweiges j.iii Ausgangsfilter 10 der Fig. 8 kann eiuf entsprechende ¥eise im komplementären Zweig 12 dieses Filters 10 vorgenommen werden. Eine derartige Änderung ergibt einen Sender mit einer zusätzlichen Einstellmöglichkeit der Zweige 11, 12 im Ausgangsfilter 10 (und zwar die für den Zweig 11 in Fig. 12 beschriebene Möglichkeit zur Änderung des gegenseitigen Verhältnisses der Widerstände R₀ _r, L₇) und bietet dadurch den Voz'teil, dass das gewünschte Ausmass der Symmetrie der Spannung V„ am Eingang der Telegraphieleitung 3 für einen grösseren Bereich von Telegraphieleitungsimpedanzen als bei Anwendung des Senders nach Fig. 8 erhalten werden kann.

Leerseite

Claims

Philips¹ eiGsii^psRiabriGkcn, Eindhoven
2.3«78. ο ρ ι 7 η q a

PATENTANSPRÜCHE * ° ' ' ^U ° ^H

1 J Elektronischer Sender für Gleichstromtelegraphie·- systerae, in dem binäre Informationssignale in polare Leitungsströme umgewandelt werden, die über eine Telegraphieleitung übertragen werden, wobei dieser Sender mit einem Eingangskreis, der aus den Informationssignalen galvanisch von diesen getrennte Kommandosignale erzeugt, einer Telegrapherispannungsquelle mit einem positiven und einem negativen Pol, einer unipolaren konstanten Stromquelle, einem von den Koinmandosignalen gesteuerten Schaltkreis, der selektiv einen der beiden Pole der Telegraphenspannungsquelle über die unipolare konstante Stromquelle mit der Telegraphenleitung verbindet, und einem Ausgangsfilter mit einem zu der Telegraphleleitung parallelen Kondensator versehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsfilter weiter mit zwei komplementären zu der Telegraphieleitung parallelen Zweig verseilen ist, wobei infolge eines Polaritätsübergangs des von der Stromquelle gelieferten Leitungsstroms mindestens einer der beiden Zweige einen Korrekturstroniinipuls mit einer der des Leitungsstroms entgegengesetzten Polarität der Telegraphieleitung zviführt, 2. Elektronischer Sender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der beiden komplementären Zweige des Ausgangsfilters mit einer steuerbaren Hilfsstromquelle zur Lieferung von Korrekturstromimpulsen und mit einem Steuerkreis verseilen ist, der einen mit dem Polaritätsübergang des Leitungsstroms zusammenfallenden Spannungssprung dem

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Schaltkreis entnimmt und ein Differenzierungsnetzwerk und einen Begrenzer zur Lieferung eines begrenzten differenzierten Spannungssprungs als Steuerimpuls für die Hilfsstromquelle enthält.
3. Elektronischer Sender für Gleichstrointelegraphie-

systeme mit Sollendwerten der Eingangsspannung der Telegraphieleitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der beiden komplementären Zweige mit einem Hilfskondensator und mit einem Schaltkreis versehen ist, der die Eingangsspannung der Telegraphieleitung empfängt und den Hilfskondensator nur mit der Telegraphieleitung für Werte dieser Eingangsspannung verbindet, die grosser als eine Schwellwertspannung gleich einem vorgegebenen Bruchteil des Sollend— wertes sind.

k. Elektronischer Sender nach Anspruch 3, dadurch

gekennzeichnet, dass der Schaltkreis jedes der beiden komplementären Zweige mit einem ersten Verbindungsweg für Eingangsspannungen, die von der Schwellwertspannung her zunehmen, und mit einem zweiten Verbindungsweg für Eingangsspannungen, die von dem Sollendwert her* abnehmen, versehen ist, wobei der erste Verbindungsweg einen Kreis zur Schwächung des der Telegraphieleitung zuzuführenden Korrektur— Stromimpulses enthält.

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