DE69230081T2 - Telekommunikationssystem mit einer Speiseschaltung für eine Telekommunikationsleitung sowie Speiseschaltung für eine Telekommunikationsleitung zum Gebrauch in dem Telekommunikationssystem - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf ein Telekommunikationssystem mit einer Speiseschaltung für eine doppeladrige Telekommunikationsleitung, wobei die Speiseschaltung einen Schaltungsteil aufweist, der zwischen einem ersten einer Systemspeiseschaltung zugeordneten Festspannungsbezugspunkt und dem ersten Draht vorgesehen ist, und wobei die Speiseschaltung eine Stromquelle aufweist, die zwischen dem zweiten Draht und einem zweiten der Systemspeiseschaltung zugeordneten Festspannungsbezugspunkt vorgesehen ist, wobei der Schaltungsteil einen Transistor aufweist, von dem eine erste Hauptelektrode mit dem ersten Draht gekoppelt ist, von dem eine zweite Hauptelektrode mit dem ersten Festspannungsbezugspunkt gekoppelt ist und von dem eine Steuerelektrode mit einem der Festspannungsbezugspunkte, sowie mittels eines Kondensators mit dem ersten Draht gekoppelt ist.
• Ein Telekommunikationssystem dieser Art ist aus der Japanischen Patentanmeldung 61-220556 bekannt.
• Ein solches Telekommunikationssystem ist mit Teilnehmern verbunden, und zwar mittels Telekommunikationsleitungen, die je einen ersten und einen zweiten Draht enthalten. Während des Gesprächs des Teilnehmers soll die Telekommunikationsleitung mit DC-Strom gespeist werden. Dies geschieht meistens mit Hilfe großer gekoppelter Spulen. Zur Zeit sind diese Spulen durch eine elektronische Speiseschaltung ersetzt worden. Eine solche Speiseschaltung umfasst einen zwischen einem ersten Bezugspunkt (meistens Erde) und dem ersten Draht bzw. der ersten Leitung vorgesehenen Schaltungsteil. Die Speiseschaltung umfasst weiterhin eine zwischen dem zweiten Draht der Leitung und einem zweiten Bezugspunkt (meistens -48- Volt) vorgesehene Stromquelle. Der Schaltungsteil umfasst einen Transistor mit einer sehr hohen Steuereingangsimpedanz, wie einen MOSFET (beispielsweise vom N- Kanaltyp), obschon eine doppelte bipolare Darlington-Kombination gleichfalls benutzt werden könnte. Die erste Hauptelektrode des MOSFETs, die Source-Elektrode, wird meistens mittels eines Source-Widerstandes mit dem ersten Draht gekoppelt, während die zweite Hauptelektrode, die Drain-Elektrode, mit dem ersten Bezugspunkt verbunden wird. Die Steurelektrode, die Gate-Elektrode, wird mittels eines Kondensators mit dem ersten Draht, und meistens mittels eines Gate-Widerstandes mit dem ersten Bezugspunkt gekoppelt. Die Stromquelle umfasst im Allgemeinen einen bipolaren Transistor (beispielsweise vom npn-Typ), dessen Emitter-Elektrode und Basis-Elektrode mittels eines Emitter-Widerstandes bzw. einer Zener-Diode mit dem zweiten Bezugspunkt gekoppelt sind, und dessen Kollektor-Elektrode mit dem zweiten Draht verbunden ist. Die Basis-Elektrode ist weiterhin mittels einer Reihenschaltung aus einem Basis-Widerstand und einem Schalter mit dem ersten Bezugspunkt gekoppelt.
• Wenn ein Gespräch stattfinden soll, wird der Schalter geschlossen und ein DC-Strom fängt an, durch die Stromquelle zu fließen. Dieser DC-Strom kann mittels einer spezifischen Selektion der Elemente der Stromquelle auf 30 mA DC eingestellt werden und soll der Stromquelle aus dem Schaltungsteil geliefert werden. Dies geschieht durch die beiden Drähte, die wechselseitig mit einer DC-Stromimpedanz von etwa 600 Ohm gekoppelt sind und auf diese Weise mit einem DC-Strom versehen werden. Da der Kondensator entladen wird zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter sich schließt, ist der MOSFET gesperrt und in erster Instanz wird ein Strom von dem ersten Bezugspunkt, durch den Gate-Widerstand, den Kondensator, die beiden Drähte, den bipolaren Transistor und den Emitter-Widerstand zu dem zweiten Bezugspunkt fließen, der viel kleiner ist als der eingestellte 30 mA DC-Strom. Da in erster Instanz die Stromquelle den 30 mA DC-Strom nicht durchlassen kann, erhält die Spannung an der Stromquelle einen sehr niedrigen Wert und die Spannung, die in den beiden Drähten verfügbar ist (die Leitungsspannung) endet in erster Instanz in der Nähe des Potentials an dem zweiten Bezugspunkt (-48 Volt). Der Kondensator wird langsam mit diesem kleines Strom aufgeladen, bis die Spannung an dem Kondensator genügend gestiegen ist um den MOSFET leitend zu machen. Weil die Hauptstromstrecke des MOSFETs imstande ist den eingestellten 30 mA DC Strom durchzulassen, wird die Spannung an der Stromquelle ansteigen und die Leitungsspannung wird auf einen Wert gehoben, der zwischen den an den Bezugspunkten verfügbaren Potentialen liegt. Der auf diese Weise durch die Leitungsspannung erreichte Endwert liegt in der Nähe des an dem ersten Bezugspunkt verfügbaren Potentials.
• Eine solche bekannte Speiseschaltung soll strikten Anforderungen, wie diese in Bezug auf Symmetrie und Demodulation in jeder Telekommunikationsspeiseschaltung vorliegen, entsprechen. Die strikten Symmetrieanforderungen gibt es zur Vermeidung davon, dass niederfrequente Gleichtaktverzerrungssignale im Falle einer nicht ausreichenden Symmetrie hörbar werden. Die strikten Demodulationsanforderungen gibt es zur Vermeidung davon, dass hochfrequente, modulierte Gleichtaktverzerrungssignale als Ergebnis einer nicht linearen Signalverarbeitung demoduliert werden und dadurch im Falle einer nicht ausreichenden Symmetrie hörbar werden. Im Falle einer ausreichenden Symmetrie werden die beiden Anforderungen erfüllt. Die beschriebene Speiseschaltung wird diese Anforderungen erfüllen, wenn die Impedanz der zwischen dem ersten Bezugspunkt und dem ersten Draht vorgesehenen Reihenschaltung aus dem Gate-Widerstand und dem Kondensator groß genug gemacht ist. In dem Fall gibt es den Nachteil, dass die durch die Kombination des Gate-Widerstandes und des Kondensators gebildete Zeitkonstante entsprechend zunimmt, so dass die Speiseschaltung ein langsameres Einstellverhalten zeigt. Dies ist unerwünscht.
• In der Japanischen Patentanmeldung Nr. 61-220556, Einreichungsnummer 60-60797 wird ein System beschrieben, wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannt. Um eine Symmetrie zu erzielen wird in der Japanischen Patentanmeldung vorgeschlagen, eine niederohmige Steuerung der oberen und der unteren Leitung der doppeladrigen Telekommunikationsleitung zuzuführen unter Verwendung eines Transformators mit einem Mittenabgriff und zwei Kondensatoren. Dadurch wäre eine Differenz in der Impedanz der Schaltungsanordnungen 1 und 2 der Japanischen Anmeldung überhaupt nicht wichtig mehr für die Symmetrieeigenschaft der Leitung, weil diese Schaltungsanordnungen im Vergleich zu der niederohmigen Steuerung über niederohmige Impedanzen eine relativ hohe Impedanz haben. In der Praxis haben aber Kondensatoren beträchtliche Toleranzen, so dass die theoretisch erreichbare Symmetrie nicht zu angemessenen Kosten erhalten wird. Gleiches gilt für einen Transformator mit einem Mittenabgriff. In der Praxis wird es schwierig sein, einen einwandfreien Transformator zu erhalten. Wie oben bereits beschrieben wurde, sind Symmetrieanforderungen sehr streng.
• Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Telekommunikationssystem der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, wobei die Speise schaltung die strengen Anforderungen in Bezug auf Symmetrie und Demodulation erfüllt und das außerdem sich selber schnell genug einstellt.
• Dazu weist das Telekommunikationssystem nach der vorliegenden Erfindung das Kennzeichen auf, dass der Schaltungsteil eine Spannungsschwellenschaltung aufweist, dazu vorgesehen, um beim Auftritt einer ersten Schwellenspannung in einer ersten Richtung leitend zu sein und den Transistor in den leitenden Zustand zu bringen, wobei diese Spannungsschwellenschaltung zwischen der Steuerelektrode und dem ersten Festspannungsbezugspunkt liegt.
• Dadurch, dass eine Spannungsschwellenschaltung, wie beispielsweise eine Diode zwischen dem ersten Bezugspunkt und dem weiterhin mit der Gate-Elektrode des MOSFETs verbundenen Gate-Widerstand vorgesehen wird, kann der Kondensator über den Gate-Widerstand genügend schnell aufgeladen werden bis die Spannung an dem Kondensator einen Wert erreicht hat, bei dem der MOSFET leitend wird. Zu dem Zeitpunkt ist der Gesamtstrom, der durch die Diode fließt, der der Summe des Leckstroms des Kondensators und des Gate-Stroms entspricht, so klein, dass die Impedanz der Diode stark zunimmt. Dadurch ist die Impedanz der Reihenschaltung aus der Diode, dem Gate-Widerstand und dem Kondensator groß genug geworden, so dass die Anforderungen in Bezug auf die Symmetrie erfüllt werden können ohne dass der Wert des Gate-Widerstandes zunimmt und ohne dass die Einstellgeschwindigkeit der Speiseschaltung beeinträchtigt wird. Der Gebrauch einer solchen Diode ist außerdem darin vorteilhaft, dass die Spannung an der Gate-Elektrode des MOSFETs auf einen Wert zunehmen kann, der über dem an dem ersten Bezugspunkt (Erde) verfügbaren Potential liegt. Dies lässt die Spannung an der Source-Elektrode des MOSFETs sowie die an der Leitung verfügbare Spannung zunehmen.
• In einer ersten Ausführungsform ist das Telekommunikationssystem nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsschwellenschaltung weiterhin derart vorgesehen ist, dass diese in einer zweiten Richtung leitend ist, wenn eine zweite Schwellenspannung verfügbar ist.
• Wenn eine solche Spannungsschwellenschaltung verwendet wird, wie beispielsweise eine Zender-Diode oder eine antiparallele Schaltungsanordnung, gebildet durch eine Diode und zwei oder mehr reihengeschaltete Dioden, ist es durchaus möglich, dass ein Strom in der entgegengesetzten Richtung fließt, zum Abführen beispielsweise eines Hochspannungsimpulses an der Leitung nach Erde, oder zum Entladen des Kondensators, was manchmal erwünscht sein kann. Sogar wenn eine solche Zener-Diode verwendet wird, kann die Spannung an der Gate-Elektrode des MOS- FETs auf einen Wert ansteigen, der über dem an dem ersten Bezugspunkt (Erde) vorhandenen Potential liegt, so dass die für die Leitung verfügbare Spannung gesteigert wird.
• In einer zweiten Ausführungsform weist das Telekommunikationssystem nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Speiseschaltung eine Spannungseinstellschaltung aufweist zum Einstellen der an den Bezugspunkten verfügbaren Potentiale, wobei diese Spannungseinstellschaltung mit der Steuerelektrode sowie mit wenigstens einem der Drähte gekoppelt ist.
• Wenn die Leitungsspannung durch eine Spannungseinstellschaltung auf einen vorbestimmten Wert eingestellt wird, wobei dieser Wert zwischen an den Bezugspunkten verfügbaren Potentialen liegt, wird der von der Leitungsspannung erreichte Endwert nicht länger definiert. Wenn die Spannungseinstellschaltung diesen Wert beispielsweise halbwegs zwischen den beiden Potentialen (-24 Volt) einstellt, ist der Bereich für einen positiven Spannungshub (in der Richtung der Schaltungsanordnung) etwa gleich dem Bereich für einen Spannungshub in negativem Sinne (in der Richtung der Stromquelle). Dieser maximale Spannungshubbereich in beiden Richtungen (in beiden Richtungen etwa 20 Volt, je nach der Länge der Leitung) ist günstig, weil ein HF-moduliertes Gleichtaktverzerrungssignal an der Leitung nicht hörbar wird, bis die Amplitude kleiner ist als der Bereich für diesen Spannungshub. Eine nicht lineare Signalverarbeitung und folglich eine Demodulation findet nicht statt, bis die Amplitude den Spannungshubbereich übersteigt und das HF-Störsignal an der Leitung nicht linear, beispielsweise von einem der Transistoren, verarbeitet wird.
• In einer dritten Ausführungsform weist das Telekommunikationssystem nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Spannungseinstellschaltung einen zwischen den beiden Bezugspunkten vorgesehenen Spannungsteiler aufweist, wobei ein Ausgang dieses Spannungsteilers mit einer Seite der Spannungsschwellenschaltung sowie mit wenigstens einem der beiden Drähte mittels eines hochohmigen Wi derstandes gekoppelt ist, wobei der Wert des hochohmigen Widerstandes die charakteristische Impedanz der Telekommunikationsleitung übersteigt, wobei die genannte Seite mittels eines weiteren Widerstandes mit dem einen Bezugspunkt gekoppelt ist.
• Dies ist eine einfache Ausführungsform der Spannungseinstellschaltung. Diese umfasst einen zwischen den beiden Bezugspunkten vorgesehenen Spannungsteiler, wobei ein Ausgang desselben mit einer Seite der Zener-Diode sowie mittels eines hochohmigen Widerstandes mit wenigstens einem der Drähte gekoppelt ist, wobei der Wert dieses Widerstandes die charakteristische Impedanz der Leitung (600 Ohm) übersteigt. Dieser hochohmige Widerstand soll einen großen Wen haben, damit vermieden wird, dass die Gesamtimpedanz der Leitung zu viel von der charakteristischen Impedanz abweicht. Weiterhin ist die Seite der Zener-Diode mittels eines weiteren Widerstandes mit dem ersten Bezugspunkt gekoppelt, so dass zwischen der Spannungseinstellschaltung und dem Schaltungsteil eine Rückkopplung verwirklicht wird. In der Praxis wird die Kopplung zwischen dem Ausgang des Spannungsteilers, der Zener-Diode und den Drähten mittels eines bipolaren Transistors verwirklicht. Die Kollektor-Elektrode dieses Transistors wird dann mit der Anode der Zener-Diode sowie mit dem weiteren Widerstand verbunden, die Basis-Elektrode wird über einen ersten hochohmigen Widerstand mit dem ersten Draht und über einen zweiten hochohmigen Widerstand mit dem zweiten Draht gekoppelt und die Emitter-Elektrode wird mit dem Ausgang des Spannungsteilers verbunden. Es ist überflüssig zu bemerken, dass diese Kopplung auch mit Hilfe einer komplexeren differentiellen Schaltungsanordnung ausgebildet werden kann.
• Die Wirkungsweise der Spannungseinstellschaltung ist nun wie folgt. Dadurch, dass der Spannungsteiler mit zwei reihengeschalteten identischen Widerständen ausgebildet wird, liegt die Spannung an dem Ausgang mitten zwischen den beiden Potentialen (-24 Volt) an den Bezugspunkten. Solange die Leitungsspannung (der Mittelwert der Spannungen an den Drähten) nahezu denselben Wert hat befindet sich die Spannungseinstellschaltung in dem Ruhezustand. Wenn die Leitungsspannung zunimmt, macht das die Basis-Spannung des bipolaren Transistors ebenfalls mittels der hochohmigen Widerstände, so dass der Strom durch diesen Transistor zunimmt und die Kollektor-Spannung abnimmt. Dadurch fällt die Leitungsspannung an der Zener-Diode und dem Kondensator bis die Leitungsspannung mitten zwischen zwei Po tentialen liegt und die Spannungseinstellschaltung den Ruhezustand beibehält. Wenn die Leitungsspannung abfällt, gilt das auch für den Strom, der durch den Transistor fließt, während die Kollektor-Spannung ansteigt. Dadurch steigt die Leitungsspannung bis sie wieder etwa mitten zwischen den beiden Potentialen liegt und die Spannungseinstellschaltung ihren Ruhezustand wieder erreicht.
• In einer vierten Ausführungsform weist das Telekommunikationssystem nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass der hochohmige Widerstand mittels eines Glättungskondensators mit dem ersten Bezugspunkt gekoppelt ist.
• Durch Verbindung der hochohmigen Widerstände mittels eines Glättungskondensators mit dem ersten Bezugspunkt werden Gleichtaktspannungen, die an der Leitung verfügbar sind, geglättet, wobei der Hub von Gleichtaktspannungen mit einer sehr niedrigen Frequenz eine Frequenz unterhalb 300 Hz haben, die aber in Telekommunikationsschaltungen nahe bei dem hörbaren Frequenzband (300-3400 Hz) abfällt. Wenn die Gleichtaktspannungen mit einer Frequenz über 300 Hz nicht geglätter würden, würden sie an der Basis-Elektrode des Transistors der Spannungseinstellschaltung und folglich verstärkt und invertiert an der Kollektor-Elektrode des Transistors erscheinen, so dass die Impedanz des Gate-Widerstandes scheinbar reduziert würde und folglich die Impedanz der Speiseschaltung scheinbar reduziert würde, was für Frequenzen über 300 Hz unerwünscht ist.
• Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Speiseschaltung für eine doppeladrige Telekommunikationsleitung, geeignet zum Gebrauch in einem Telekommunikationssystem der eingangs beschriebenen Art, wobei diese Speiseschaltung einen mit einem ersten Bezugspunkt gekoppelten Schaltungsteil aufweist, der mit einem ersten Draht gekoppelt sein kann und wobei die Speiseschaltung eine mit einem zweiten Bezugspunkt gekoppelte Stromquelle aufweist und mit einem zweiten Draht gekoppelt sein kann, wobei dieser Schaltungsteil einen Transistor aufweist, von dem eine erste Hauptelektrode mit dem ersten Draht gekoppelt sein kann, von dem eine zweite Hauptelektrode mit dem ersten Bezugspunkt gekoppelt ist und von dem eine Steuerelektrode mittels eines Kondensators mit dem ersten Draht gekoppelt sein kann und mit einem der Bezugspunkte gekoppelt ist.
• Es ist weiterhin eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Speiseschaltung zu schaffen, die in einem Telekommunikationssystem der eingangs beschriebenen Art verwendet werden kann, wobei diese Speiseschaltung der strengen Symmetrie- und Demodulationsanforderung entspricht und außerdem genügend schnell eingestellt wird.
• Dazu weist die Speiseschaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass der Schaltungsteil eine Spannungsschwellenschaltung aufweist, die dazu vorgesehen ist, in einer ersten Richtung zu leiten, wenn eine erste Schwellenspannung auftritt, um einen Transistor in den leitenden Zustand zu bringen, wobei diese Spannungsschwellenschaltung zwischen der Steuerelektrode und dem einen Bezugspunkt liegt.
• In einer ersten Ausführungsform weist die Speiseschaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Spannungsschwellenschaltung weiterhin dazu vorgesehen ist, in einer zweiten Richtung zu leiten, wenn eine zweite Schwellenspannung auftritt.
• In einer zweiten Ausführungsform weist die Speiseschaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Speiseschaltung eine Spannungseinstellschaltung aufweist zum Einstellen einer Telekommunikationssleitungsspannung auf einen vorbestimmten Wert zwischen Potentialen, die an den Bezugspunkten verfügbar sind, wobei diese Spannungseinstellschaltung mit der Steuerelektrode gekoppelt ist und mit wenigstens einem der beiden Drähte gekoppelt werden kann.
• In einer dritten Ausführungsform weist die Speiseschaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Spannungseinstellschaltung einen Spannungsteiler aufweise, der zwischen den beiden Bezugspunkten vorgesehen ist, wobei ein Ausgang des Spannungsteilers mit einer Seite der Spannungsschwellenschaltung gekoppelt ist und mit wenigstens einem der beiden Drähte mittels eines hochohmigen Widerstandes gekoppelt sein kann, wobei der Wert dieses hochohmigen Widerstandes die charakteristische Impedanz der Telekommunikationsleitung übersteigt, wobei die Seite mittels eines weiteren Widerstandes mit einem Bezugspunkt gekoppelt ist.
• In einer vierten Ausführungsform weist die Speiseschaltung das Kennzeichen auf, dass der hochohmige Widerstand mittels eines Glättungskondensators mit einem der Bezugspunkte gekoppelt ist.
• Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im Folgenden näher beschrieben.
• Fig. 1 zeigt ein Telekommunikationssystem nach der Erfindung mit einer Speiseschaltung für eine Telekommunikationsleitung.
• Das in Fig. 1 dargestellte Telekommunikationssystem 1 umfasst eine Speiseschaltung für eine Telekommunikationsleitung 2, die einen ersten Draht 3 und einen zweiten Draht 4 aufweist, wobei diese Drähte 3, 4 verdrillt sind. Die Speiseschaltung wird durch einen Schaltungsteil 5 und eine Stromquelle 6 gebildet. Der Schaltungsteil 5 ist zwischen dem ersten Draht 3 und einem ersten Bezugspunkt 7 vorgesehen, der Erde entspricht. Die Stromquelle 6 ist zwischen dem zweiten Draht 4 und einem zweiten Bezugspunkt 8 vorgesehen, der -48 Volt entspricht. Eine Seite der Leitung 2 ist mit einer (nicht dargestellten) Teilnehmeranordnung verbindbar, wobei die andere Seite mit einer Sekundärwicklung des Transformators 9 kapazitiv gekoppelt ist. Die Primärwicklung dieses Transformators 9 ist mit einem Koppelfeld verbunden, das mehrere Teilnehmer miteinander verbinden kann oder das diese Teilnehmer mit einer externen Leitung verbinden kann.
• Der Schaltungsteil 5 umfasst einen n-leitenden MOSFET 11, dessen Drain-Elektrode mit dem ersten Bezugspunkt 7, der Erde entspricht, verbunden ist. Die Source-Elektrode des MOSFETs 11 ist mittels eines Source-Widerstandes 13 mit dem ersten Draht 3 gekoppelt und die Gate-Elektrode ist mittels eines Kondensators 12 mit dem erstem Draht 3 und mittels einer Reihenschaltung aus einem Gate- Widerstand 14, einer durch eine Zener-Diode 15 gebildeten Spannungsschwellenschaltung und einem weiteren Widerstand 16 mit dem Erde entsprechenden Bezugspunkt 7 gekoppelt. Außerdem umfasst der Schaltungsteil 5 eine durch einen durch zwei reihengeschaltete Widerstände 17, 18, zwei hochohmige Widerstände 20, 21, einen bipolaren Transistor 19 und einen Glättungskondensator 22 gebildeten Spannungsteiler gebildete Spannungseinstellschaltung. Die zwei reihengeschalteten Widerstände 17, 18 liegen zwischen dem ersten Erde entsprechenden Bezugspunkt 7 und dem zweiten -48 Volt entsprechenden Bezugspunkt 8. Ein Ausgangs dieses Spannungsteilers ist mit der Emitter-Elektrode des Transistors 19 verbunden. Die Basis- Elektrode dieses Transistors ist mittels eines hochohmigen Widerstandes 20 mit dem ersten Draht 3, mittels des hochohmigen Widerstandes 21 mit dem zweiten Draht und mittels des Glättungskondensators 22 mit dem zweiten Bezugspunkt entsprechend -48 Volt gekoppelt. Die Kollektor-Elektrode dieses Transistors ist mit einem Knotenpunkt zwischen einer Zener-Diode 15 und einem weiteren Widerstand 16 verbunden. Die zwei hochohmigen Widerstände 20, 21 haben einen Wert, der den der charakteristischen Impedanz der Telekommunikationsleitung 2 übersteigt, wobei diese charakteristische Impedanz etwa 600 Ohm beträgt.
• Die Stromquelle 6 umfasst einen bipolaren Transistor 23, dessen Kollektor-Elektrode mit dem zweiten Draht 4 verbunden ist. Mittels eines Emitter-Widerstandes 25 ist die Emitter-Elektrode des Transistors 23 mit dem zweiten -48 Volt entsprechenden Bezugspunkt 8 gekoppelt und die Basis-Elektrode ist mittels einer Zender-Diode 24 mit dem zweiten Bezugspunkt 8 sowie mittels einer Reihenschaltung aus einem Basis-Widerstand 26 und einem Schalter 27 mit dem ersten, Erde entsprechenden Bezugspunkt 7 gekoppelt. Der Schalter 27 wird von dem Koppelfeld gesteuert und während eines Ferngesprächs, das über die Telekommunikationsleitung 2 geführt wird, geschlossen.
• Die Wirkungsweise der Speiseschaltung des Telekommunikationssystems aus Fig. 1 ist wie folgt. Wenn ein Gespräch geführt wird, wird der Schalter 27 unter dem Einfluss des Koppelfeldes 10 geschlossen und ein Strom fängt zu fließen an, und zwar von Erde, über den Basis-Widerstand 26, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 23 und über den Emitter-Widerstand 25 zu -48 Volt. Weil der Kondensator 12 in erster Instanz entladen ist, ist der MOSFET 11 nicht leitend und es fließt nur eine kleiner Strom in der Größsenordnung des Ladestromes des Kondensators 12 fließt durch den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 23. Dieser Strom ist wesentlich kleiner als der Strom, der durch den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 23 und den Emitter-Widerstand 25 floss auf Basis des Widerstandswertes des Emitter-Widerstandes 25 und der Durchbruchspannung der Zener-Diode 24. Der Strom, von dem man erwarten könnte, dass er durch den Emitter-Widerstand 25 fließt, wird weder dadurch erhalten, dass ein großer Basis-Strom geliefert wird, noch da durch, dass der Basis-Strom durch den relativ hohen Widerstandswert des Basis-Widerstandes 26 beschränkt wird. Weil der durch den Emitter-Widerstand 25 fließende Strom den erwarteten Wert nicht ereicht, ist die Spannung durch den Emitter-Widerstand 25 kleiner als erwartet und die Spannung an der Zener-Diode 24 ist kleiner als die Durchbruchspannung. Dies ist der Fall, solange die Spannung an dem Ladekondensator 12 zu gering ist um den MOSFET 11 in den leitenden Zustand zu bringen und weil nicht mehr als der Ladestrom des Kondensators 12 durch den Kollektor- Emitter-Übergang des Transistors 23 fließt. Die Spannung an der Leitung 2 liegt nahe bei -48 Volt während der Periode, in der der MOSFET 11 nicht leitend ist.
• Auf diese Weise wird der Kondensator 12 über den weiteren Widerstand 16, die Zener-Diode 15, den Gate-Widerstand 14 und die Stromquelle 6 geladen. Wenn die Spannung an dem Kondensator 12 einmal einen ausreichenden Wert erreicht hat, wird der MOSFET 11 in den leitenden Zustand gebracht und es startet ein Strom, der von Erde über den Drain-Source-Übergang des MOSFETs 11, durch den Source- Widerstand 13, durch den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 23 und über den Emitter-Widerstand 25 nach -48 Volt geht. Die Stromquelle 6 ist derart bemessen, dass der Endwert dieses Stromes etwa 30 mA beträgt, wobei die Spannung an der Zener-Diode 24 dann etwa der Durchbruchspannung dieser Zener-Diode 24 entspricht.
• Die Spannung an der Leitung 2 steigt danach auf einen durch die Spannungseinstellschaltung definierten Wert. Die Spannung an dem Ausgang des durch die zwei reihengeschaltete Widerstände 17, 18 gebildeten Spannungsteilers beträgt etwa 24 Volt. Diese Spannung ist ebenfalls an der Emitter-Elektrode des Transistors 19 verfügbar. An der Basis-Elektrode des Transistors 19 und ebenfalls über die hochohmigen Widerstände 20, 21 an den Drähten 3, 4 tritt eine im Wesentlichen gleiche Spannung auf.
• Wenn die Spannung an der Leitung 2 durch ein Störsignal zunimmt oder abnimmt, wird die Spannung an der Basis-Elektrode des Transistors 19 zu- oder abnehmen und der Strom durch den weiteren Widerstand 16 wird entsprechend zu- oder abnehmen. Dadurch wird die Spannung an dem Knotenpunkt des weiteren Widerstandes 16 und der Zener-Diode 15 zu- oder abnehmen und die Spannung an der Leitung 2 wird ab- oder zunehmen über die Zender-Diode 15, den Gate-Widerstand 14 und den Kondensator 12. Auf diese Weise wird eine Rückkopplung verwirklicht, so dass die Spannung an der Leitung nach einer Störung auf etwa -24 Volt eingestellt wird. Der Glättungskondensator 22 filtert alle an der Leitung verfügbaren Gleichtaktstörspannungen aus, weil diese sonst mittels des Transistors 19 verstärkt werden würden und in einer invertierten Form an der Kollektor-Elektrode erscheinen würden, wo sie zu einer wesentlichen Impedanzreduktion des Gate-Widerstandes 14 führen könnten. Diese Filterung erfolt für die Gleichtaktstörsignale mit einer Frequenz, die höher ist als 300 Hz. weil eine durch Störsignale mit einer niedrigeren Frequenz verursachte wesentliche Impedanzreduktion einige Nachteil mit sich bringt.
• Die Speiseschaltung nach der Erfindung entspricht den strengen Anforderungen in Bezug auf Symmetrie einer solchen Speiseschaltung, und zwar durch das Vorhandensein der Zener-Diode 15. Ohne das Vorhandensein der Zener-Diode 15 sollte die durch die Reihenschaltung aus dem weiteren Widerstand 16, dem Gate- Widerstand 14 und dem Kondensator 12 gebildete kapazitive Impedanz durch eine induktive Impedanz zwischen dem Draht 4 und dem Punkt 8 (-48 Volt) ausgeglichen werden. Mittels der Zener-Diode 15, zu der Reihenschaltung hinzugefügt, wird die Impedanz dieser Reihenschaltung auf ein derartiges Maß vergrößert, dass Ausgleich nicht länger notwendig ist. Dies lässt sich wie folgt erläutern. Wenn die Spannung an dem Kondensator 12 einen Wert erreicht hat, bei dem der MOSFET 11 leitend wird, fließt nicht mehr als ein kleiner Leckstrom durch den Kondensator 12. Von diesem Zeitpunkt an entspricht der durch die Zener-Diode fließende Gesamtstrom der Summe dieses Leckstroms und des Gate-Stroms durch den MOSFET 11 und ist folglich so klein, dass die Impedanz der Zener-Diode 15 sehr groß wird. Dadurch ist die Impedanz der ganzen Reihenschaltung auch sehr groß und Ausgleich ist nicht länger notwendig.
• Statt des MOSFETs 11 könnte auch ein Bipolartransistor benutzt werden, dessen Basis-Strom von derselben Größenordnung ist wie der Leckstrom des Kondensators 12. Ein Bipolartransistor mit einem kleinen Basis-Strom könnte beispielsweise mittels einer doppelten Darlington-Konfiguration verwirklicht werden. Der Gebrauch einer einfachen Darlington-Konfiguration mit einem zu großen Basis- Strom sorgt dafür, dass ein zu großer Strom durch die Zener-Diode 15 fließt, wenn der Kondensator 12 völlig geladen ist, so dass diese Diode eine zu kleine Impedanz bekommt und die Symmetrieanforderungen nicht länger erfüllt werden.
• Statt der Zener-Diode 15 könnte auch eine normale Diode verwendet werden, deren Anode mit einem weiteren Widerstand 16 verbunden werden solle und deren Kathode mit dem Gate-Widerstand 14 verbunden werden sollte. Es tritt dann aber ein Nachteil auf, der nachstehend noch näher beschrieben wird. Es ist tatsächlich möglich, ohne Erzeugung weiterer Nachteile eine antiparallele Kombination aus einer Diode oder zwei oder mehr reihengeschalteten Dioden statt einer Zender-Diode zu verwenden, während die Anode der einfachen Diode dann mit dem weiteren Widerstand 16 und die Kathode mit dem Gate-Widerstand 14 verbunden werden soll. Die zwei oder mehr reihengeschalteten Dioden bestimmen in diesem Fall die Durchbruchspannung der auf diese Weise verwirklichten Zener-Diode.
• Die durch die Widerstände 17, 18, den Bipolartransistor 19, die hochohmigen Widerstände 20, 21 und den Glättungskondensator 22 gebildete Spannungseinstellschaltung kann selbstverständlich verschiedenartig verwirklicht werden, beispielsweise mittels einer komplexeren Schaltungsanordnung. Solang die Kopplung der Drähte 3, 4 über die hochohmigen Widerstände 20, 21 erfolgt, wobei det Wert derselben beispielsweise wenigstens hundertmal größer ist als die charakteristische Impedanz der Leitung 2, stört die Speiseschaltung nicht die charakteristische Impedanz der Leitung. Die Spannungseinstellschaltung regelt den Wert der Leitungsspannung mitten zwischen den beiden Potentialen (-24 Volt), so dass der Spannungshubbereich in einer positiven richtung (in der Richtung der Schaltungsanordnung 5) dem Spannungshubbereich in negativem Sinn (in Richtung der Stromquelle) nahezu entspricht. Der maximale Spannungshubbereich in den beiden Richtungen (etwa 20 Volt in einer Richtung) ist günstig, weil ein hochfrequentes moduliertes Gleichtaktstörsignal an der Leitung 2 nicht hörbar wird, solange die Amplitude kleiner ist als dieser Spannungshubbereich. Eine nicht lineare Signalverarbeitung und folglich eine Demodulation wird nicht stattfinden, bis die Amplitude den Spannungshubbereich übersteigt und das hochfrequente Störsignal an der Leitung 2 nicht linear beispielsweise durch einen der Transistoren verarbeitet wird. Mittels der Spannungseinstellschaltung erfüllt die Speiseschaltung die Demodulationsanforderungen einer solchen Speiseschaltung.
• Der obenstehende Nachteil, der auftritt, wenn die Zener-Diode 15 durch eine normale Diode ersetzt wird, wird deutlich, wenn die Spannungseinstellschaltung benutzt wird. Wenn die Spannung an der Leitung 2 (der Mittelwert der Spannungen an den Drähten 3 und 4) ansteigt wegen eines Störsignals, wird die Spannung an der Kathode der Diode über den Kondensator 12 ansteigen. Gleichzeitig wird die Spannung an der Basis-Elektrode des Bipolartransistors 19 ansteigen und dadurch wird der Hauptstrom durch diesen Transistor 19 und folglich der Strom durch den weiteren Widerstand 16 ansteigen, was zu einer Reduktion der Spannung an der Anode der Diode führt. Die Diode wird dadurch nicht leitend, wenn die Leitungsspannung ansteigt, was den Steuerungsprozess beeinträchtigt. Wenn die Zener-Diode 15 verwendet wird, ist dies deutlich nicht der Fall.
• Die Verwendung der Zener-Diode 15 ist weiterhin in dem Sinne vorteilhaft, dass die Gate-Elektrode des MOSFETs 11 bis zu einem Spannungswert weiter gesteuert werden kann, der über das Potential an dem Punkt 7 (Erde) hinaussteigt. Dadurch wird der Spannungsverlust an dem Gate-Source-Übergang und an dem Source- Widerstand 13 ausgeglichen und auf diese Weise gibt es einen Spannungshubbereich in einem positiven Sinn (in der Richtung der Schaltungsanordnung 5), was der Erfüllung der Demodulationsanforderungen zugute kommt. Selbstverständlich gilt Gleiches wenn die Zener-Diode 15 durch eine normale Diode ersetzt wird.
• Die Durchbruchspannung (20 Volt) der Zener-Diode 15 wird vorzugsweise etwas langsamer gewählt als die halbe minimale Spannungsdifferenz zwischen den beiden Bezugspunkten 7, 8 (42 Volt). Wenn die Durchbruchspannung größer als dieser Wert gewählt würde, wären Worst-Case-Fälle möglich, in denen der Steuerprozess durch die zu große Durchbruchspannung beeinträchtigt würde. Mit einer viel kleiner gewählten Durchbruchspannung werden Gleichtaktstörsignale mit einer relativ geringen Amplitude und verfügbar an der Leitung 2 bereits durch die nicht lineare Signalverarbeitung der Zener-Diode 15 demoduliert, was unerwünscht ist.

Claims (10)

1. Telekommunikationssystem (1) mit einer Speiseschaltung für eine doppeladrige Telekommunikationsleitung (3, 4), wobei die Speiseschaltung einen Schaltungsteil (5) aufweist, der zwischen einem ersten einer Systemspeiseschaltung zugeordneten Festspannungsbezugspunkt (7) und dem ersten Draht (3) vorgesehen ist, und wobei die Speiseschaltung eine Stromquelle (6) aufweist, die zwischen dem zweiten Draht (4) und einem zweiten der Systemspeiseschaltung zugeordneten Festspannungsbezugspunkt (8) vorgesehen ist, wobei der Schaltungsteil (5) einen Transistor (11) aufweist, von dem eine erste Hauptelektrode mit dem ersten Draht (3) gekoppelt ist, von dem eine zweite Hauptelektrode mit dem ersten Festspannungsbezugspunkt (7) gekoppelt ist und von dem eine Steuerelektrode mit einem der Festspannungsbezugspunkte (7, 8), sowie mittels eines Kondensators (12) mit dem ersten Draht (3) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltungsteil (5) eine Spannungsschwellenschaltung (15) aufweist, dazu vorgesehen, um beim Auftritt einer ersten Schwellenspannung in einer ersten Richtung leitend zu sein und den Transistor (11) in den leitenden Zustand zu bringen, wobei diese Spannungsschwellenschaltung (15) zwischen der Steuerelektrode und dem ersten Festspannungsbezugspunkt (7) liegt.

2. Telekommunikationssystem (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsschwellenschaltung (15) weiterhin derart vorgesehen ist, dass diese in einer zweiten Richtung leitend ist, wenn eine zweite Schwellenspannung verfügbar ist.

3. Telekommunikationssystem (1) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Speiseschaltung eine Spannungseinstellschaltung (17, 18, 19, 20, 21, 22) aufweist zum Einstellen einer Telekommunikationsleitungsspannung auf einen vorbestimmten Wert zwischen den an den Bezugspunkten verfügbaren Potentialen, wobei diese Spannungseinstellschaltung mit der Steuerelektrode sowie mit wenigstens einem der Drähte (3, 4) gekoppelt ist.

4. Telekommunikationssystem (1) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungseinstellschaltung einen zwischen den beiden Bezugspunkten (7, 8) vorgesehenen Spannungsteiler (17, 18) aufweist, wobei ein Ausgang dieses Spannungsteilers (17, 18) mit einer Seite der Spannungsschwellenschaltung (15) sowie mittels eines hochohmigen Widerstandes (20, 21) mit wenigstens einem der beiden Drähte gekoppelt ist, wobei der Wert des hochohmigen Widerstandes die charakteristische Impedanz der Telekommunikationsleitung übersteigt, wobei die genannte Seite mittels eines weiteren Widerstandes mit dem ersten Festspannungsbezugspunkt (7) gekoppelt ist.

5. Telekommunikationssystem (1) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der hochohmige Widerstand mittels eine Glättungskondensators (22) mit einem der Bezugspunkte gekoppelt ist.

6. Speiseschaltung für eine doppeladrige Telekommunikationsleitung (3, 4) wobei die Speiseschaltung einen Schaltungsteil (5) aufweist, der zwischen einem ersten, einer Systemspeiseschaltung zugeordneten festen Spannungsbezugspunkt (7) und einem Anschluss zur Verbindung des ersten Drahtes (3) vorgesehen ist und wobei die Speiseschaltung eine Stromquelle (6) aufweist, die zwischen einem Anschluss zur Verbindung des zweiten Drahtes (4) und einem zweiten, der Systemspeiseschaltung zugeordneten festen Spannungsbezugspunkt gekoppelt ist, wobei der Schaltungsteil (5) einen Transistor (11) aufweist, dessen erste Hauptelektrode mit dem Anschluss zur Verbindung des ersten Drahtes (3) verbunden ist, dessen zweite Hauptelektrode mit dem ersten festen Spannungsbezugspunkt (7) gekoppelt ist und dessen Steuerelektrode mit einem der festen Bezugspunkten (7, 8) gekoppelt ist und mittels eines Kondensators (12) mit dem Anschluss zur Verbindung des ersten Drahtes (3), dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltungsteil (5) eine Spannungsschwellenschaltung (15) aufweist, die beim Auftritt einer ersten Schwellenspannung in einer ersten Richtung leitend ist um den Transistor (11) leitend zu machen, wobei diese Spannungsschwel lenschaltung (15) zwischen der Steuerelektrode und dem festen Spannungsbezugspunkt (7) vorgesehen ist.

7. Speiseschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsschwellenschaltung weiterhin beim Auftritt einer zweiten Schwellenspannung in einer zweiten Richtung leiten soll.

8. Speiseschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Speiseschaltung eine Spannungseinstellschaltung (17, ..., 22) aufweist zum Einstellen von Spannungen an Anschlüssen zur Verbindung einer Telekommunikationsleitung mit einem vorbestimmten Wert zwischen der Spannung an dem ersten festen Spannungsbezugspunkt (7, 8) und der Spannung an dem zweiten festen Spannungsbezugspunkt, wobei diese Spannungseinstellschaltung mit der Steuerelektrode gekoppelt ist und mit wenigstens einem der Drähte verbunden werden kann.

9. Speiseschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungseinstellschaltung einen Spannungsteiler (17, 18) zwischen dem ersten festen Spannungsbezugspunkt und dem zweiten festen Spannungsbezugspunkt aufweist, wobei ein Ausgang des Spannungsteilers mit einer Seite der Spannungsschwellenschaltung gekoppelt ist und mittels eines hochohmigen Widerstandes (20, 21) mit wenigstens einem der beiden Drähte gekoppelt werden kann, wobei der Wert dieses hochohmigen Widerstandes die charakteristische Impedanz der Telekommunikationsleitung übersteigt, wobei diese Seite mittels eines weiteren Widerstandes (16) mit dem ersten Spannungsbezugspunkt (7) gekoppelt ist.

10. Speiseschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der hochohmige Widerstand mittels eines Glättungskondensators mit dem ersten festen Spannungsbezugspunkt oder mit dem zweiten festen Spannungsbezugspunkt gekoppelt ist.