DE2013556B2 - Adaptiver entzerrer zur entzerrung mehrstufiger pam-datensignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt sind.

Bei der Übertragung von digitalen Daten in Form von Mehrstufen-Puls-Amplituden-Modulation (Mehrstufen-PAM) über bandbegrenzte Kanäle treten bekanntlich lineare Verzerrungen auf, welche zu einer gewissen Fehlerrate des empfangenen Signals führen. Es ist deshalb erforderlich, dem verzerrenden Kanal ein entzerrendes Filter nachzuschalten, um die linearen Verzerrungen des Signals zu beseitigen, d.h. das empfangene Signal in eine Form zu bringen, die dem gesendeten Signal möglichst ähnlich ist Als Antwort auf einen gesendeten Rechteckimpuls tritt am Ausgang des verzerrenden Kanals eine verzerrte Impulsantwort auf. Die übertragenen Daten am Kanalausgang bestehen aus einer linearen Überlagerung zeitlich aufeinanderfolgender verzerrter Impulsantworten. Bei Mehrstufen-PAM ist jeder gesendete Rechteckimpuls mit einem bestimmten positiven oder negativen Amplitudenwert multipliziert Dieser Amplitudenwert stellt die zu übertragende Information dar.

Um ein entzerrtes Ausgangssignal des Übertragungskanals zu erzielen, genügt es, die Impulsantwort des Kanals zu entzerren. Da eine Übertragung über verschiedenartige Kanäle mit verschiedenartigen Verzerrungseigenschaften möglich sein soll und da sich unter Umständen auch die Eigenschaften eines Übertragungskanals während der Übertragung ändern, ist es erforderlich, daß das nachgeschaltete Entzerrerfilter sich automatisch den jeweiligen Eigenschaften des Kanals anpaßt. Solche automatischen Entzerrer nennt man bekanntlich adaptive Entzerrer. Es sind bereits eine Reihe unterschiedlicher Schaltungsarten solcher Entzerrer bekanntgeworden, die aber den Nachteil haben, daß sie einen verhältnismäßig großen schaltungstechnischen Aufwand insbesondere dann erfordern, wenn es darauf ankommt, das verzerrte Signal möglichst ideal und möglichst schnell zu entzerren. Für die automatische Funktion einer solchen Entzerrerschaltung ist es wesentlich, daß die Steuerung der einzelnen Einstellglieder mit einem möglichst geringen schaltungstechnischen Aufwand erfolgen kann, um dadurch eine möglichst hohe Betriebssicherheit des gesamten Entzerrers zu erhalten.

In diesem Zusammenhang ist durch den Aufsatz »Techniques for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems«, in der Zeitschrift »Bell System Technical Journal«, Band 45, Februar 1966, Seiten 255 bis 286, bereits ein adaptiver Entzerrer bekanntgeworden, bei welchem die automatische Einstellung der Einstellglieder aufgrund einer reinen Vorzeichenkorrelation erfolgt. Dieser Entzerrer weist ein relativ schlechtes Konvergenzverhalten auf, da nur ein Teil der tatsächlich vorhandenen Information, nämlich die Vorzeichen, zur Ableitung der Einstellgrößen ausgenutzt wird und da diese Vorzeicheninforma-

tion unter Benutzung von Schätzwerten fur das richtige entzerrte Signal abgeleitet wird Es sind aber auch Verfahren bekanntgeworden, welche den in der übertragenen Information enthaltenen mittleren quadratischen Fehler minimieren und ginen sehr großen Konvergenzbereich aufweisen. Ein derartiges Verfahren ist beispielsweise in der Veröffentlichung »An Automatic Equalizer for General-Purpose Communication Channels«, in »Bell System Technical Journal«, Band 46, November 1967, Seiten 2179 bis 2208, beschrieben. Dieses Verfahren weist hingegen den Nachteil auf, daß analoge Größen miteinander multipliziert werden müssen, um die automatische Einstellung des Entzerrers zu gewährleisten, was einen verhältnismäßig großen schaltungstechnischen Aufwand erfordert In einem weiteren bekannten Entzerrer sind die vorgenannten Schwierigkeiten dadurch zumindest teilweise beseitigt, daß zur automatischen Einstellung der im Entzerrer enthaltenen Einstellglieder analoge Größen nur noch mit Vorzeichen multipliziert werden. Ein derartiger Entzerrer ist beispielsweise durch die Literaturstelle »1969 WESCON Technical Papers«, Session 11, Paper 2, bekanntgeworden. Dieses Verfahren weist allerdings den Nachteil auf, daß der Entzerrer eine solche Struktur haben muß, daß alle Einstellglieder ₂$ seinem ausgangsseitigen Summierer unmittelbar vorgeschaltet sein müssen, da nur dann eine unmittelbare Ermittlung der zur automatischen Einstellung des Entzerrers erforderlichen Größen möglich ist Eine automatische Einstellung von Entzerrern, die aus allgemeineren, beispielsweise aus kanonischen Verzwei gungsnetzwerken bestehen, welche nur eine minimale Anzahl von Verzögerungsgliedem enthalten, ist deshalb mit diesem Verfahren nicht möglich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde. Schaltungsanordnungen für adaptive Entzerrer anzugeben, die bei einem möglichst geringen Aufwand an Schaltelementen eine möglichst hohe Qualität der erreichbaren Entzerrung zu erzielen gestatten und welche die automatische Einstellung von Entzerrern beliebiger Struktur ermöglichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe bestehen zwei Möglichkeiten.

Bei einem adaptiven Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger ΡΛΜ-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt sind, besteht die erste Lösungsmöglichkeit erfindungsgemäß darin, daß dem Ausgang des Differenzverstärkers eine Verzögerungsleitung nachgeschaltet ist, deren Ausgang mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden ist, daß der Ausgang der Entscheidungsschaltung über einen Vorzeichenbewerter mit einem digitalen Schieberegister verbunden ist, das Abgriffe in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit Γ aufweist, daß diese Abgriffe mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden sind, daß jedem Multiplizierer &, ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers mit einem ihm zugeordneten Einstellglied des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist.

Die zweite Lösungsmöglichkeit der genannten ^₅ Aufgabe besteht erfindungsgemäß darin, daß dem Ausgang des Differenzverstärkers ein Vorzeichenbewerter nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters verbunden ist, daß der Ausgang der Entscheidungsschaltung mit einer Verzögerungsleitung verbunden ist, die Abgriffe in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T aufweist, daß diese Abgriffe mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden sind, daß der Ausgang des Schieberegister mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden ist, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers mit einem ihm zugeordneten Einsteuglied des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist

Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausfuhrungsbeispielen noch näher erläutert Es zeigt in der Zeichnung

Fig. la ein Beispiel für eine verzerrte Rechteckimpulsantwort am Eingang des Entzerrers,

Fig. Ib ein Beispiel für eine verzerrte Iinpulsantwort am Entzerrerausgang,

F i g. Ic ein Beispiel für eine entzerrte Impulsantwort am Entzerrerausgang,

Fig.2 den vollständigen Aufbau eines bekannten Entzerrers ohne die Einrichtung für die automatische Einstellung,

Fig.3 eine erste Schaltung zur automatischen Einstellung des in Fig.2 dargestellten Entzerrers gemäß der Erfindung,

Fig.4 eine zweite Möglichkeit zur automatischen Einstellung des in Fig.2 dargestellten Entzerrers gemäß der Erfindung,

Fig.5 ein Beispiel für die Durchführung der Multiplikation bei Verwendung von digitalen Schieberegistern als Verzögerungsleitung bei Übertragung von PAM mit mehr als zwei Stufen.

Fig. la zeigt ein Beispiel für eine verzerrte Impulsantwort, wie sie am Ausgang eines bandbegrenzten Übertragungskanals auftreten kann. Diese Impulsantwort ist mit 1 bezeichnet Im folgenden soll synchrone Datenübertragung vorausgesetzt werden. Das bedeutet, daß die Folgefrequenz der einzelnen nacheinander gesendeten Zeichen bekannt ist und daß die ankommende verzerrte Impulsantwort bzw. das durch die lineare Überlagerung vieler zeitlich nacheinander gesendeter Impulsantworten entstandene verzerrte Signal nur zu einzelnen bestimmten Zeitpunkten abgetastet wird. In F i g. 1 sind verschiedene solche Zeitpunkte angegeben, nämlich i-3 bis f+3. Der Abstand zweier aufeinanderfolgender betrachteter Zeitpunkte entspricht dem Abstand zweier aufeinanderfolgender gesendeter Zeichen. Dieser Abstand entspreche einer Zeitdauer T. Im folgenden sollen die auf der Empfangsseite ankommenden Signale nur zu diesen Abtastzeitpunkten betrachtet werden. Es können beispielsweise die Werte der ankommenden Signale zu diesen Abtastzeitpunkten in einem sogenannten Abtast-Halte-Kreis gespeichert werden bis zum jeweils nächsten Abtastzeitpunkt, so daß sich am Ausgang des Abtast-Halte-Kreises die in Fig. la dargestellte treppenförmige Kurve 2 ergibt, welche genau dieselbe Information enthält wie die kontinuierlich verlaufende Impulsantwort 1. Die treppenförmige Impulsantwort gemäß Kurve 2 enthält Vorschwinger, welche beispielsweise mit f-2 und /_i bezeichnet sind und Nachschwinger, weiche mit f\ und h bezeichnet sind. Bei der Übertragung mehrerer, aufeinanderfolgender Impulse können sich die von verschiedenen Impulsen herrührenden Überschwinger derart ungünstig überlagern, daß beispielsweise zum Zeitpunkt ίο anstatt des Sollwertes,

der mit go bezeichnet sei, ein anderer Amplitudenwert f₀ erkannt wird. Dadurch wird die übertragene Informa tion also verfälscht, und es ist notwendig, zur Beseitigung dieser linearen Verzerrungen dem Übertra gungskanal ein Entzerrerfilter nachzuschalten.

Fig. Ib zeigt die Impulsantwort h(t) am Ausgang eines solchen noch nicht richtig abgeglichenen Entzerrers. Diese Impulsantwort ist mit 1' bezeichnet und wird ebenfalls zu verschiedenen diskreten Zeitpunkten abgetastet, welche jeweils im Abstand raufeinanderfol- gen. Durch Anwendung eines Abtast-Halte-Kreises ergibt sich wieder eine in Fig. Ib mit 2' bezeichnete Treppenkurve, welche ebenfalls Vorschwinger und Nachschwinger aufweist. Als Beispiel sind, ähnlich wie in Fig. la, auch in Fig. Ib nur die dem Hauptwert h_a unmittelbar benachbarten Vor- bzw. Nachschwinger mit Λ-2, Λ_ ι bzw. Ai, Λ2 kenntlich gemacht Im folgenden soll vorausgesetzt werden, daß die Impulsantwort h(t) am Entzerrerausgang so abgetastet wird, daß der Abtastzeitpunkt to auf den Hauptwert, d. h. also auf die Stelle größter Amplitude der Impulsantwort, fällt, da hier von vornherein der größte Signal-Stör-Abstand auftritt Der Zeitpunkt fe ist ein geeignet gewählter Bezugszeitpunkt.

Die Fig. Ic zeigt eine ideale Impulsantwort g(l), die mit 2" bezeichnet ist und die beispielsweise am Ausgang eines richtig eingestellten Entzerrers auftreten könnte. Diese Impulsantwort weist die Sollamplitude go auf. Sie enthält keine Vor- und Nachschwinger mehr, und eine lineare Überlagerung solcher Impulsantworten wird sich gegenseitig nicht mehr störend beeinflussen.

In der F i g. 2 ist ein Beispiel für einen zur Entzerrung von mehrstufigen PAM-Datensignalen brauchbarer Entzerrer dargestellt, der die Vorrichtung zu seiner automatischen Einstellung zunächst noch nicht enthält. Dieser Entzerrer besteht aus einer Kettenschaltung von Verzögerungsgliedern 30 bis 34. Jedes Verzögerungsglied weist eine Verzögerungszeit Tauf, die wiederum der Verzögerung zwischen zwei aufeinanderfolgenden gesendeten Zeichen entspricht. Am Eingang 40 des Entzerrers, an den Abgriffen 41 bis 44 sowie am Ausgang 45 der durch die Verzögerungsglieder 30 bis 34 gebildeten Verzögerungsleitung liegen der genannten Reihenfolge nach die Signale x*₊a, ** + 2, **+i, **■ **-i und χ*-2, wobei k eine laufende Zählvariable darstellt. Die x_k sind die Abtastwerte des am Ausgang des Übertragungskanals auftretenden verzerrten Signals zu den Zeiten ίο + kT. Jeder der Anschlüsse 40 bis 45 ist mit einem der variablen Einstellglieder 50 b.i 55 verbunden. Ein solches Einst ellglied, beispielsweise 51, kann das Signal, beispielsweise Xi₁₊₂, am zugeordneten Abgriff, hier beispielsweise 41, mit einem Faktor, hier beispielsweise c_₂, multiplizieren, welcher positiv oder negativ sein kann. Analog gilt dies auch für die übrigen Snstellglieder. Die Einstellglieder 50 bis 55 werden über die Steuerleiiungen 60 bis 65 von der später noch zu erläuternden Vorrichtung für die automatische Einstellung des Entzerrers eingestellt Die Ausgänge der Einstellglieder 50 bis 55 sind über die Leitungen 70 bis 75 mit dem ausgangsseitigen Siummierer 3 verbunden. Der Ausgang 4 des Summierers 3 stellt gleichzeitig den Ausgang des Entzerrers dar. Am Ausgang 4 erscheint die Summe der mit den Faktoren c, bewerteten Teilspannungen x*+3 bis xt-i, j ist eine ganzzahlige Zählvariable und läuft in dem in F i g. 2 dargestellten Beispiel von — 3 bis +2. Der Ausgang 4 ist ferner mit dem Eingang einer Entscheidungsschaltung 5 verbunden. Diese Entscheidungsschaltung erzeugt Schätzwer te äk für die richtigen übertragenen Signale a*. Be Übertragung von nur zweistufiger PAM entscheide diese Schaltung beispielsweise, daß jedem Signal an Punkt 4, welches größer als null Volt ist, eil Ausgangssignal am Punkt 6 mit der Amplitude +1 VoI zugeordnet werde, daß dagegen jedem Signal am Punk 4, das kleiner als null Volt ist, am Punkt 6 ein Signal mii der Amplitude — 1 Volt zugeordnet wird. Am Punkt t erscheinen also nur noch Signale mit zwei möglicher Amplitudenstufen und wenn die Verzerrungen des Signals am Entzerrerausgang nicht zu groß sind, dann wird am Punkt 6 die richtige, entzerrte Signalfolge erscheinen. Durch die Verzerrungen werden diese Entscheidungen natürlich gelegentlich verfälscht. Diese

Überlegung läßt sich analog auch auf PAM mit mehr als zwei Stufen erweitern. Am Ausgang der Entscheidungsschaltung können dann mehr als zwei verschiedene Amplitudenstufen auftreten. Die Signale am Eingang der Entscheidungsschaltung seien mit yk bezeichnet, die Signale am Ausgang der Entscheidungsschaltung mit äu\ k ist wiederum eine Zählvariable. Die Werte äk stellen Schätzwerte für die richtigen idealen Signale zu den Zeitpunkten t <= u> +kT dar. Der Eingang 4 und der Ausgang 6 der Entscheidungsschaltung sind mit den Eingängen 8' und 8" eines Differenzverstärkers 7 verbunden und ergeben am Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 Schätzwerte für die Fehler, die hier e_k genannt werden und die durch die Differenz zwischen den mehr oder weniger verzerrten Signalen yk am Entzerrerausgang 4 und den zugeordneten Schätzwerten äk für die idealen Signale am Ausgang 6 gegeben sind. Das in F i g. 2 dargestellte Entzerrerfilter, das unter dem Namen Transversalfilter bekannt geworden ist, stellt nur ein Beispiel für mögliche Entzerrerstrukturen dar. Es können auch andere geeignete Entzerrerstrukturen verwendet werden, beispielsweise sogenannte orthogonale Filiernetzwerke, die bei Erregung mit einem Diracimpuls an ihren Ausgängen orthogonale Impulsantworten liefern, oder sogenannte kanonische Verzweigungsnetzwerke, wie sie beispielsweise in der Veröffentlichung »Zur allgemeinen Theorie der Verzweigungsnetzwerke«, in der Zeitschrift »AEÜ«. 1968, Heft 8, Seiten 361 bis 367. beschrieben worden sind.
Die in F i g. 3 gezeigte Schaltung ist geeignet, die Steuerung zur automatischen Einstellung des in F i g. 2 gezeigten Entzerrers vorzunehmen. Es ist deshalb davon auszugehen, daß zur Realisierung eines adaptiven Entzerrers der Schaltung nach F i g. 2 die Schaltung nach Fig.3 zuzuordnen ist, weshalb zusammengehö-

J₀ rende Verbindungsleitungen in Fig. 3 mit den gleichen Bezugsziffern wie m F i g. 2 bezeichnet sind.

Im Ausführungsbeispiel der F i g. 3 ist dem Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 eine Verzögerungsleitung 29 nachgeschaltet die derart ausgebildet ist daß die sie durchiau.'enden Signale eine Verzögerung um die Zeit N - Γ erfahren, wobei N mindestens gleich der Anzahl der Vorschwinger ist die entzerrt werden sollen. Der Ausgang 36 der Verzögerungsleitung 29 ist mit den ersten Eingängen 38 mehrerer Multiplizierer verbun den. deren Aufbau später noch erläutert wird. In F i g. 3 ist eine vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltung insofern dargestellt als dem Ausgang 36 der Verzögerungsleitung 29 zusätzlich ein Umkehrverstärker 28 mit der Verstärkung -1 nachgeschaltet ist Der Ausgang dieses Umkehrverstärkers führt ebenfalls auf die mit 38' bezeichneten ersten Eingänge der Multiplizierer. In F i g. 3 ist ferner ein Vorzeichenbewerter 80 zu erkennen, der unmittelbar an den Ausgang 6 der

'7

Entscheidungsschaltung 5 angeschaltet ist. Dem Vorzeichenbewerter 80 ist ein digitales Schieberegister nachgeschaltet, dessen einzelne Glieder mit den Bezugsziffern 10 bis 13 versehen sind. Die einzelnen Glieder bewirken dabei jeweils eine Verzögerungszeit 71 Die gestrichelte Linie 94' soll andeuten, daß noch weitere Glieder des digitalen Schieberegisters vorhanden sein können. An dem digitalen Schieberegister sind in Abständen entsprechend der Verzögerungszeit T jeweils die Abgriffe 90 bis 94 vorgesehen, die über die ι ο Leitungen 95 bis 99 mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden sind. Im Ausführungsbeispiel sind nur die Leitungen 98 und 99 eingezeichnet, jedoch sind auch die Leitungen 95 bis 97 mit Einrichtungen verbunden, die ebenso ausgebildet sind wie die an die Leitungen 98 und 99 angeschlossenen Einrichtungen. Die vom Ausgang 36 der Verzögerungsleitung 29 kommenden Leitungen 38 sind über die Widerstände 21 mit dem Widerstandswert 2R jeweils mit dem invertierenden Eingang der Differenzverstärker 26 verbunden, der in der Figur durch ein Minuszeichen kenntlich gemacht ist. Der mit dem Pluszeichen kenntlich gemachte nicht invertierende Eingang der Differenzverstärker 26 liegt auf Bezugspotential. Die vom Umkehrverstärker 28 kommenden Leitungen 38' sind über die Widerstände 20 mit dem Widerstandswert R auf die Schalter 980 bzw. 990 geführt, deren anderer Anschluß ebenfalls auf die invertierenden Eingänge der Differenzverstärker führt. Zusätzlich ist der invertierende Eingang der Differenzverstärker über eine Kapazität 24 unmittelbar mit dem Ausgang 63 bzw. 64 der Differenzverstärker verbunden. Auf die Schalter 980 und 990, die als elektronische Schalter ausgebildet sind und bekanntlich beispielsweise unter Zuhilfenahme von Feldeffekttransistoren realisiert werden können, wirken nun die von den Abgriffen des digitalen Schieberegisters kommenden Steuergrößen ein, die den Schaltern über die Leitungen 98 und 99 zugeführt werden. Den Ausgängen 63 und 64 der Differenzverstärker 26 schließen sich, wie dies durch die Ausgänge 60, 61, 62 und 65 gestrichelt angedeutet ist weitere solche Ausgänge an, die unmittelbar auf die Einstellglieder 50 bis 55 (vgl F i g. 2) einwirken, wie dies durch die Pfeile 60 bis 65 kenntlich gemacht ist Es kann nun angenommen werden, daß beispielsweise der Ausgang 63 den _4S Hauptwert über das Einstellglied 53 auf den vorgeschriebenen V/ert regelt, der Ausgang 64 mit Hilfe des Einstellgliedes 54 den ersten Nachschwinger auf näherungsweise Null regelt und ebenso die Ausgänge 62 und 65 die übrigen Vor- bzw. Nachschwinger näherungsweise auf den Wert Null regeln. Allgemein ausgedrückt bedeutet dies, daß jeweils die Einstellgüe- der Cj, Cy+i, Cy-I, Cy₊2 usw. auf die jeweiligen Sollwerte aber die einzelnen Multiplizier- und Integrierglieder eingestellt werdea Die gestrichelt umrahmte Schaltungsemheit 100 enthält somit alle erforderlichen Multiplizierer and Integrierer.

Die Funktionsweise der Schaltung nach Fig.3 in Verbindung mit der Schaltung nach Fig.2 läßt sich folgendermaßen erklären.

Die Impulsantwort 1 des zu entzerrenden Obertragungskanals allein ist in Fig. la dargestellt und heiSt ifrjt Die einzelnen Amplitudenwerte sind, bezogen auf denHauptwert _A _ _fl _ ^

/ff = ib + 77 - /i. t[t = to + JT) = f, bezeichnet Wenn z. B. zu einem bestimmten Zeitpunkt t = to der Hauptwert fo der Impulsantwort am Abgriff 43 der Verzögerungsleitung 30 bis 34 des Transversalfilters steht, so erscheinen die einzelnen Amplitudenwerte an den entsprechenden Abgriffen, wenn nur diese eine Impulsantwort in das Transversalfilter eingelaufen ist. Dann steht am Ausgang 4 des Transversalfilters der Hauptwert A₀ der in Fig. Ib dargestellten Impulsantwort h(t) von Kanal und Entzerrer. Der zeitliche Verlauf von Affjhabe z. B. die Form 2, wie in F i g. la dargestellt. Die Datenübertragung sei synchron, d. h, T ist der Abstand zweier aufeinanderfolgender gesendeter Zeichen; ferner seien die Signale durch einen Abtast-Halte-Kreis vorgeformt und j ist eine ganzzahlige Zählvariable.

Im allgemeinen werden nicht einzelne Impulse übertragen, sondern eine große Anzahl zeitlich aufeinanderfolgender, mit Faktoren a_n bewertete Impulse, wobei die a„ entsprechend der Mehrstufen-PAM die Information beinhalten. Die Impulsantworten überlagern sich entsprechend, so daß das Gesamtsignal x(t)zm Bezugsabgriff des Transversalfilters sich zusammensetzt aus

x(f) = O₀ ■ fit) + a, ■ fit - T) + O₂ ■ f(t - 2T) + ■ ■

η ist eine ganzzahlige Zählvariable.

Wir betrachten die Signale x(t) nur zu der Abtastzeitpunkten t = ίο + jT(j = - «>...+ 00):

.Vj = X(I₀ +JT) = £ a„-f[i₀ + jT- ni)

Analog setzt sich das Ausgangssignal y(t) des Entzerrers aus der Summe aufeinanderfolgender, mil Faktoren a_n bewerteter Impulsantworten h(t) zusammen:

yU) = O₀-hit)+ αϊ ■ h(t- T)+ ··· + U^₁ · hit + T)+ ■ ■ = Σ a_mh(t-mT) (3)

m = -r

oder y_s = y(h +JT) =

hj._m ;

m ist eine ganzzahfige Zählvariable.

Ferner ist, wenn für ein Filter entsprechend Fig.: eine Verzögerungsleitung mit einer Länge entspre chend einer Verzögerungszeit 2NT angenommen wir< und der Bezugsabgriff q> in der Mitte liegt:

= Σ c, · χ(ί - IT)

oder

wobei 2N + 1 die Anzahl der Abgriffe der Verzöge rungsleitung und / eine ganzzahlige Zahlvanable sind

609 528'2O

erti = ία· fit)

"in

Wenn nur ein Impuls übertragen wird, ist _oder

y-i =<%·/;-/ ₅ 5c, - /f-i-sgn .IA₇. (17)

_,7_ ₀

die Amplitude der idealsi, Impulsanlwort sei auf den 3| l*,|

W«n+1 normiert D.nn wird mit Oleichung(4) "^ * 58» .l»j (19)

yj Σ a. ■ .*,-. _{+ β},, ₍₉₎ ²⁰ Der^./, _{wird daher im}

mit Gleichung(10).

_x ' ⁸"^ = Σ ^jWa_m-sgn4,. (20)

ist.gilt,da_ßdieMaxi_ma,eVer_Zerr_Un_g

^D = l_ui%\h₃\ am Entzerrerausgang, unter der Voraussetzung A_n - ν

g J(I₀I) (22)

Ferner ist für D₀K1 und A₀ = l die Funktion D eine ^{45 U}"^{d SOmit}

MitGleichimg(7)ist

^J= Σ C₁-Zj., ₍₁₃₎

3-

I 2# ■ fj-ij - 1 Rir j = 0 (15) Weg'

= T ^ffir ZufanstexL (25)

gen

(26)

ergibt sich ein Schätzwert h_} für .*>,· zu

e_k-

_k-_N·

_k__N- sgn

(27)

Hierbei ist e* ein Schätzwert für et: e*=y*— & . ä* ist ein Schätzwert für a* und wird aus dem Ausgangssignal yk des Entzerrers mit Hilfe der Entscheidungsschaltung 5 gebildet.

Die durch Gleichung (27) beschriebene Größe kann zur adaptiven Entzerrereinstellung verwendet werden, und es ergibt sich insofern ein wesentlicher Vorteil für die Realisierung der Schaltung, als die Multiplikation mit sgn äk-j-N sehr einfach wird. Allerdings muß e* analog um NT verzögert werden, wenn auch N Vorschwinger entzerrt werden sollen.

Gleichung (19) zeigt, daß Ah₁ bei nicht zu großen Verzerrungen im wesentlichen nur durch c, beeinflußt wird, d. h., die mittels Gleichung (27) gewonnene Größe kann daher zur Einstellung von c, benutzt werden. Bei gleichzeitiger Einstellung aller c„ wird die maximale Verzerrung nach Gleichung (12) minimiert

Die Verzögerung von e* erfolgt in der Schaltung nach Fig.3 mit Hilfe der Verzögerungsleitung 29. Das Vorzeichen sgn äk des Idealsignals ä_k wird mit Hilfe des Vorzeichenbewerters 80 gebildet, und mit Hilfe der Verzögerungsleitung 10 bis 13 werden die in Gleichung (27) benötigten Größen sgn äk-j-s gebildet. Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 3 wird die Multiplikation gemäß Gleichung (27) auf einfache Weise mit Hilfe der elektronischen Schalter 980 bzw. 990 bewirkt. Der Multiplizierer und der Integrierer sind hier jeweils in einer Einheit zusammengefaßt Der mit Hilfe der Kapazität 24 gegengekoppelte Operationsverstärker 26 wirkt als Integrator, denn alle über die Widerstände 20 bzw. 21 fließenden Ströme werden auf dieser Kapazität aufsummiert und ergeben eine entsprechende Ausgangsspannung des Verstärkers. Wenn am Punkt 36 in F i g. 3 die Spannung + U anliegt und die Schalter 980 bzw. 990 geöffnet sind, so fließt auf die Kapazität ein Strom der Größe U/2R. Wegen des Umkehrverstärkers 28 liegt an den Leitungen 38' die Spannung - U. Wenn die Schalter 980 bzw. 990 geschlossen sind, so fließt über die Widerstände 20 jeweils ein Strom — UIR, so daß als Summenstrom auf die Kapazität 24 ein Strom - UHR fließt d. h, bei leitendem Schalter kehrt der Strom, welcher innerhalb einer festen Zeiteinheit auf die Integrationskapazität 24 fließt, genau die Richtung um. Hierdurch wird eine Multiplikation mit dem entsprechenden Vorzeichen von äk-j-N bewirkt Die anhand von F i g. 3 beschriebene Schaltung hat den Vorteil, daS mit zunehmendem Abgleich des Entzerrers die Fehleramplituden Sk-N gegen Null gehen, so daß in Gleichung (27) jedes einzelne Summenglied für sich gegen Null geht, was einen besonders genauen Endabgleich des Entzerrers gewährleistet

Im Ausführungsbeispiel nach der Fig.3 sind, wie bereits erläutert, in der Schaltungseinheit 100 die Multiplizierer und Integrierer zusammengefaßt Dies ermöglicht eine einfache und wirtschaftliche Realisierung. An sich ist es auch möglich, den Umkehrverstärker 28 wegzulassen und bekannte Verfahren für die Multiplikation und anschließende separate Integration anzuwenden.

In Fig.4 ist eine weitere Möglichkeit zum Aufbau einer Schaltung gezeigt mit deren Hilfe ein Entzerrer adaptiv eingestellt werden kann. Zur einfacheren Darstellung ist dabei davon auszugehen, daß anstelle der Schaltung nach F i g. 3 die Schaltung nach F i g. 4 mit dem in Fig.2 dargestellten adaptiven Entzerrer zusammenarbeitet

Beim Ausführungsbeispiel nach Fig.4 wird dem Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 ein Vorzeichenbewerter 80' nachgeschaltet, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters 29' verbunden ist. Das digitale Schieberegister 29' bewirkt ebenfalls

ίο eine Verzögerung der ankommenden Signale um die Zeit NT, wobei N die Anzahl der zu entzerrenden Vorschwinger bedeutet Der Ausgang des digitalen Schieberegisters 29' ist mit 36' bezeichnet Der Ausgang 6 der Entscheidungsschaltung 5 ist mit einer Verzögerungsleitung verbunden, deren einzelne Abschnitte mit 10' bis 13' bezeichnet sind, und es sind an dieser Verzögerungsleitung entsprechend einer Verzögerungszeit Tdie Abgriffe 90' bis 93' vorgesehen, die über die Leitungen 135 bis 138 mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden sind. Der Ausgang des Schieberegisters 29' ist mit den zweiten Eingängen 36' der Multiplizierer verbunden, und es ist jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet. Die Ausgänge 60 bis 65 eines jeden Integrierers sind wiederum derart mit den ihnen jeweils zugeordneten Einstellgliedern 50 bis 55 des Verzweigungsnetzwerkes verbunden, daß eine adaptive Einstellung des Entzerrers erfolgt. Im Ausführungsbeispiel der F i g. 4 enthält die gestrichelt umrahmte Schaltung 100' an sich die gleichen Schaltungsbestandteile wie die gestrichelt umrahmte Schaltung 100 im Ausführungsbeispiel nach F i g. 3, weshalb in F i g. 3 wirkungsgleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, so daß eine nochmalige Erläuterung dieser Bauteile an dieser Stelle nicht nötig ist. Unterschiedlich zur Schaltung nach F i g. 3 ist lediglich die Verwendung des Umkehrverstärkers 28' insofern, als nämlich in der Schaltung nach F i g. 4 jedem der Abgriffe 90' bis 93' ein Umkehrverstärker zugeordnet sein muß. Auch in der Schaltung nach F i g. 4 sind die Vorgänge des Multiplizierens und Integrierens miteinander verbunden. Es können gegebenenfalls wiederum für jeden einzelnen Vorgang getrennte Bauelemente nach an sich bekannten Methoden vorgesehen sein.

Die Funktion der Schaltung läßt sich folgendermaßen erklären:

Es gilt die Beziehung

= y₀ -O₀ =,

(28)

oder

·■ + a-.dh.

+ ··· + O₀Ah₀

(29)

Durch Ändern der 2/V Einstellglieder c, können in wesentlichen nur die 2ΛΓ Oberschwinger ,dAa/bis Ah-1 verändert werden. Der Hauptwert der Impulsantwor bzw. Ah₀ wird mittels C₀ geregelt Es genügt daher, du Gleichung

a__sAh„ + —+ O₀Ah₀ +- + O_nMi-,, = B₀ (30)

zu betrachten.

5βΛ

Ferner gilt mit

nach Gleichung (9)

3kl _

dah

■sgne_k

und mit

de_k

(31)

(32)

(33)

Σά

20

(34)

Hierbei ist wieder & ein Schätzwert für e* und £* ein Schätzwert für a*.

Gleichung (34) beschreibt eine Komponente des Gradienten des mittleren Fehlerbetrags, allerdings nicht in Abhängigkeit vom einzustellenden Koeffizienten Cj, sondern vom Fehler Ah₁ in der Impulsantwort h(t). Dieser Gradient kann benutzt werden, um die Größe

(35)

35

und damit alle Fehler in der Impulsantwort zu minimieren. I e*l stellt den linearen Mittelwert von e* dar. Der Wert Cj wird so eingestellt, daß die in Gleichung (34) beschriebene Größe gegen Null geht

Wie ein Vergleich der Gleichungen (27) und (34) zeigt, wird das Kriterium für die automatische Einstellung des adaptiven Entzerrers in beiden Fällen aus einer Summierung von Produkten einer analogen Größe mit einer Vorzeichengröße abgeleitet. Es sind in den beiden Fällen lediglich die analoge Größe und die Größe von der das Vorzeichen gebildet wird, vertauscht

Während das in F i g. 3 dargestellte Ausführungsheispiel einen besonders genauen Endabgleich des Entzerrers ermöglicht läßt sich das in F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel besonders günstig instrumentieren. Die Verzögerungsleitung 29' kann hier nämlich ebenfalls rein digital realisiert werden, da die Vorzeicheninformation sgn 6k nur zwei verschiedene Werte annehmen kann. Da auch die Schätzwerte äk für die richtigen idealen PAM-Signale a* nur endlich viele verschiedene diskrete Werte annehmen können, ist es möglich, auch die Verzögerungsleitung 10' bis 13' in digitaler Form auszuführen, nämlich durch mehrere parallel digitale Schieberegister zu ersetzen. Beispielsweise können acht verschiedene Amplitudenstufen mit Hilfe dreier paralleler Schieberegister verzögert werden, da sich acht verschiedene Amplitudenstufen durch drei Binärziffern darstellen lassen. Es ist dann, bevor die Multiplikation erfolgt, an jedem Abgriff 90' bis 93' der Verzögerungsleitung eine geeignete Decodierung erforderlich. Diese kann beispielsweise mit Hilfe von Digital-Analog-Wandlern erfolgen.

Ein Böispiel für die Decodierung eines vierstufigen PAM-Signak ist in Fig.5 dargestellt die einen Ausschnitt aus einer in digitaler Form realisierten Verzögerungsleitung zeigt Die Verzögerungsleitung besteht aus zwei parallelen Schieberegistern, von denen das eine die Verzögerungsglieder 11" und 12" enthält und das andere die Verzögerungsglieder 11'" und 12'". Die binär codierte Information über die Amplitude des Signals äk kann parallel an den Abgriffen 137' und 137" des Schieberegisters abgenommen werden. Ober die Leitungen 212 und 213 werden zwei konstante Hilfsspannungen U und 2i/ an den Digital-Analog-Wandler gelegt Diese Hilfsspannungen sind für alle Digital-Analog-Wandler in der Schaltung gleichzeitig verwendbar. Sie werden einerseits den Widerständen 203 bzw. 204 direkt und andererseits den Widerständen

201 bzw. 202 über Umkehrverstärker 210 bzw. 211 zugeführt Die Widerstände 203 bzw. 204 liegen in Serie mit Schaltern 936 und 937, welche durch die Signale auf den Leitungen 137' bzw. 137" betätigt werden. Wenn auf der Leitung 137' eine Null erscheint, sollen die Schalter 936 bzw. 9I«7 nicht leiten; wenn dagegen eine Eins erscheint, sollen die Schalter 936 bzw. 937 leiten. Die Schalter 936 und 937 sowie die Widerstände 201 und

202 sind mit dem invertierenden Eingang 221 eines Operationsverstärkers 222 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang auf Bezugspotential liegt Der Ausgang 223 des Verstärkers 222 ist über den Widerstand 220 auf den invertierenden Eingang 221 rückgekoppelt

Es läßt sich zeigen, daß je nach der Art der an den Punkten 137' und 137" ankommenden Signale, d. h. also je nach der Stellung der Schalter 936 bzw. 937, am Ausgang 223 des Digital-Analog-Wandlers eine Spannung entsteht welche vier verschiedene mögliche Werte annehmen kann. Damit ist also eine Decodierung der parallel über das Schieberegister laufenden Information möglich, und am Punkt 223 steht wieder die analoge Größe äk j zur Verfügung. Diese Größe kann in bereits erläuterter Weise auf den jeweils zugeordneten Multiplizierer und Integrierer gegeben werden. In F i g. 5 ist der gesamte Digital-Analog-Wandler in dem gestrichelt umrahmten Schaltungsabschnitt 300 enthalten.

Wie im Zusammenhang mit Fig.4 schon erwähnt, läßt sich die Verzögerungsleitung 10' bis 13' in Form mehrerer digitaler Schieberegister ausführen. Da die Idealsignale äk-, bereits parallel in digitaler Form an den entsprechenden Abgriffen 90' bis 93' des Schieberegisters angeliefert werden, kann auch die Multiplikation mit sgn €k-n in bekannter Weise mit rein digitalen Mitteln vorgenommen werden und ebenso die Integration beispielsweise mit Hilfe eines Zählers. Der in dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 4 dargestellte Einstellmechanismus für den adaptiven Entzerrer läßt sich also völlig in rein digitaler Form realisieren.

Die vorstehend beschriebenen Möglichkeiten zur automatischen Einstellung eines Entzerrers für synchrone Datenübertragung weisen gegenüber bekannten Verfahren den Vorteil auf, daß zur Gewinnung des Einstellkriteriums nur Multiplikationen von analogen Größen mit Vorzeichengrößen erforderlich sind. Diese Multiplikationen lassen sich verhältnismäßig einfach und genau durchführen. Ferner läßt sich in der beschriebenen Weise jedes geeignete Verzweigungsnetzwerk, also etwa auch ein kanonisches Verzweigungsnetzwerk mit einer rekursiven Struktur und einer minimalen Anzahl von Verzögerungsgliedern, adaptiv

/O

einstellen. Die genannten Kriterien liefern einen schnelleren und genaueren Endabgleich des Entzerrers als bei Anwendung einer reinen Multiplikation von Vorzeichen zur Gewinnung des Abgleichkriteriums unter der Voraussetzung gleicher, konstanter Integrationszeiten für die Integratoren, da die für die Steuerung der Einstellglieder 50 bis 55 gebildeten Größen jeweils abhängig von der Größe des Fehlers sind. Bei starken Verzerrungen nimmt nämlich der in Gleichung (34) beschriebene Mittelwert des Differentialquotienten einen großen Wert an. Wenn dann durch den automatischen Einstellvorgang die Verzerrungen geringer werden, wird auch dieser Mittelwert kleiner, so daß

sich ein schneller Grobabgleich und ein um so genauerer Feiuabgleich ergibt Entsprechendes gilt auch für das in Gleichung (23) bzw. Gleichung (27) abgeleitete EinsteU-kriterium, da 4ie Verzerrungen um so kleiner sind, je kleiner die Amplituden der unerwünschten Überschwinger Ahj sind. Die Verwendung dieses Einstellkntenums hat zudem noch den Vorteil daß mit verbessertem Abgleich der Fehler selbst gegen NuU geht, so daß in Gleichung (27) jedes Summenglied einzeln gegen Null geht, was einen genauen Endabgleich des Entzerrers ermöglicht, ohne daß große Anforderungen an die Genauigkeit der Instrumentierung des Einstellmechanismus gestellt werden müssen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

609 528/200

Claims (6)

1. Patentansprüche:

   ** 1. Adaptiver Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Ver- S zweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt sind, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang (8) des Differenzverstärkers (7) eine Verzögerungsleitung (29) nachgeschaltet ist, deren Ausgang (36) mit den ersten Eingängen (38) mehrerer Multiplizierer verbinden ist, daß der Ausgang (6) der Entscheidungsschaltung (5) über einen Vorzeichenbewerter (80) mit einem digitalen Schieberegister (iO bis 13) verbunden ist das Abgriffe (90 bis 94) in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit Γ aufweist, daß diese Abgriffe (90 bis 94) mit den zweiten Eingängen (95 bis 99) der Multiplizierer verbunden sind, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers (60 bis 65) mit einem ihm zugeordneten Einstellglied (50 bis 55) des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist (F i g. 2,3).
2. 2. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der Ausgang (36) der Verzögerungsleitung (29) einerseits direkt und andererseits über einen Umkehrverstärker (28) mit den ersten Eingängen (38,38') der Multiplizierer verbunden ist
3. 3. Adaptiver Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet daß dem Ausgang (8) des Differenzverstärkers (7) ein Vorzeichenbewerter (80') nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters (29') verbunden ist daß der Ausgang (6) der Entscheidungsschaltung (5) mit einer Verzögerungsleitung (10' bis 13') verbunden ist, die Abgriffe (90' bis 93') in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T aufweist daß diese Abgriffe (90' bis 93') mit den ersten Eingängen (135 bis 138) mehrerer Multiplizierer verbunden sind, daß der Ausgang des Schieberegisters (29') mit den zweiten Eingängen (36') der Multiplizierer verbunden ist, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers (60 bis 65) mit einem ihm zugeordneten Einstellglied (50 bis 55) des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist (F i g. 1,4). _S5
4. 4. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß jeder der Abgriffe (135 bis 138) des zweiten Schieberegisters (10' bis 13') einerseits direkt (138) und andererseits über einen Umkehrverstärker (28') mit den ersten Eingängen der Multiplizierer verbunden sind (F i g. 1,4).
5. 5. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (10' bis 13') aus mehreren digitalen Schieberegistern (H", 11'", 12", 12'") in Verbindung mit Digital-Analog-Wandlern (300) besteht.
6. 6. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß die Verzögerungsleitung aus mehreren digitalen Schieberegistern besteht und daß die Multiplikation und die Integration in rein digitalen Schaltungen ausgeführt sind (F i g. 2,3).