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Schaltungsanordnung zur Auswertung einer Impulsfolge niedriger Impulsfolgefrequenz
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Auswertung einer Impulsfolge
innerhalb eines Bereiches niedriger Impulsfolgefrequenzen unter Verwendung einer
Zählschaltung, bei der ein Ladekondensator über einen in Serie geschalteten ersten
Koppelkondensator wesentlich kleinerer Kapazität und einen durch die Impulse betätigten
Schalter impulsweise an eine Gleichstromquelle angeschaltet wird, so daß er während
der Anschaltphasen jeweils stoßweise aufgeladen und der erste Koppelkondensator
während der Abschaltphasen über einen Entladewiderstand jeweils entladen wird.
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Bei derartigen Zählschaltungen erfolgt die stoßweise Aufladung des
Ladekondensators in Abhängigkeit von der Restladung, die der erste Koppelkondensator
zu Beginn der Anschaltphasen jeweils aufweist. Hat sich z. B. der Koppelkondensator
während einer Abschaltphase über seinen Entladewiderstand praktisch vollständig
entladen, so wird der Ladekondensator in der folgenden Anschaltphase um einen bestimmten,
in erster Linie von der Kapazität des Koppelkondensators und den Widerständen im
Ladekreis abhängigen Betrag weiter aufgeladen. Ist dagegen die Abschaltphase so
kurz, daß sich der Koppelkondensator nur teilweise entladen kann, so wird in der
folgenden Anschaltphase der Ladekondensator nur um einen entsprechend geringeren
Betrag weiter aufgeladen. Gleichzeitig findet jedoch eine fortwährende Entladung
des Ladekondensators über das an den Ladekondensator angeschaltete Auswerteelement
statt. Die Zeitkonstanten dieses Entladevorganges und die der Lade- bzw. Entladevorgänge
am Koppelkondensator bestimmen dabei einen Tastfrequenzbereich, in welchem die stoßweisen
Aufladungen des Ladekondensators eine Klemmenspannung von einer derartigen Größe
entstehen lassen, daß die Ansprechschwelle eines nachgeschalteten, auswertenden
Schaltelementes überschritten und dieses betätigt wird.
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Liegen die Impulsfolgefrequenzen oberhalb dieses Frequenzbereiches,
so sind die einzelnen Abschaltphasen bereits so kurz, daß sich der erste Koppelkondensator
jeweils nur wenig entladen kann, was zu einer großen Restladung zu Beginn der Anschaltphasen
und somit zu einer geringeren Ladungserhöhung am Ladekondensator während der Anschaltphasen
führt, die bei der gleichzeitigen fortwährenden Entladung nicht mehr ausreicht,
um die Klemmenspannung am Ladekondensator auf den zur Betätigung des auswertenden
Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen zu lassen. Liegen die Impulsfolgefrequenzen
andererseits unterhalb dieses bestimmten Frequenzbereiches, so reichen die relativ
langen Abschaltphasen zwar aus, um den Koppelkondensator praktisch vollständig zu
entladen, doch folgen die einzelnen Anschaltphasen mit einem derart großen zeitlichen
Abstand aufeinander, daß die entstehenden periodischen Aufladevorgänge am Ladekondensator
nicht ausreichen, um bei der gleichzeitiden fortwährenden Entladung die Klemmenspannung
auf den zur Betätigung des auswertenden Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen
zu lassen.
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Wird der Entladewiderstand des ersten Koppelkondensators hochohmig
bemessen, so erfolgt die Betätigung des auswertenden Schaltelementes nur bei Spannungen,
die genügend unsymmetrisch getastet sind, d. h. bei denen die Anschaltphase genügend
klein gegenüber der Abschaltphase ist. Nur bei diesen unsymmetrisch getasteten Spannungen
kann sich hierbei der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen so weit
entladen, daß die Restladungen zu Beginn der Anschaltphasen genügend klein sind,
um die Klemmenspannung am Ladekondensator in der beschriebenen Weise »aufzuschaukeln«.
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Die in der beschriebenen Weise aufgebauten und dimensionierten Zählschaltungen
werden beispielsweise dazu verwendet, um Pilotspannungen in Trägerfrequenzanlagen
auszuwerten, welche zur Signalisierung einer Übertragungsstörung z. B. mit einer
Folgefrequenz von etwa 3 Hz getastet werden. Weitere Anwendungsmöglichkeiten bestehen
ganz allgemein in Signalanlagen der Nachrichtentechnik, die mit Impulsspannungen
niedriger Folgefrequenz betrieben werden. Eine andere Verwendungsmöglichkeit ergibt
sich bei der Drehzahlkontrolle im untersten Drehzahlbereich angetriebener Achsen
bzw.
Wellen, wo beispielsweise eine lichtelektronische Abtastung
eines bestimmten Punktes der Achse erfolgt und die entstehende unsymmetrisch getastete
Spannung zur Aussage über die Zugehörigkeit zu einem bestimmten Drehzahlbereich
verwendet wird.
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Bei Schaltungsanordnungen der beschriebenen Art tritt das Problem
auf, den ausgewerteten Impulsfolgefrequenzbereich auf einen relativ kleinen Teilfrequenzbereich
einzuschränken. Durch eine derartige Erhöhung der Selektivität werden in ersten
Linie Störungen und Fehlauswertungen ausgeschaltet, die durch unerwünschte Schwebungen
mit anderen, beispielsweise in den Übertragungsweg induzierten Spannungen hervorgerufen
werden. So ist es z. B. zweckmäßig, die Selektivität der in Trägerfrequenzanlagen
verwendeten Zählschaltungen derart zu erhöhen, daß nur Impulsfolgefrequenzen unterhalb
von etwa 25 Hz ausgewertet werden. Die niedrige Frequenzlage des auszuwertenden
Teilbereiches verbietet jedoch die Anwendung herkömmlicher Siebschaltungen, die
aus Induktivitäten und Kapazitäten aufgebaut sind, da hierbei der schaltungstechnische
Aufwand zu groß wäre und die Schaltungen stark verteuern würde.
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Gemäß der Erfindung wird das genannte Problem in vorteilhafter Weise
dadurch gelöst, daß ein zweiter Koppelkondensator parallel zum ersten aufgeladen
und während der Abschaltphasen mit dem Ladekondensator in einer derartigen Polung
zusammengeschaltet wird, daß zwischen beiden ein den Koppelkondensator entladender
Ausgleichsstrom fließt, wobei die Entladezeitkonstante für den ersten Koppelkondensator
wesentlich größer bemessen ist als die für den zweiten, und daß dem Ladekondensator
ein mit einer Ansprechwelle versehenes auswertendes Schaltelement parallel geschaltet
ist.
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Gemäß weiterer Erfindung wird die Schaltungsanordnung als Brückenschaltung
ausgebildet, bei der zwei die Einspeisepunkte verbindende Brückenzweige einerseits
den ersten Koppelkondensator in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten
Gleichrichter und andererseits den Ladekondensator enthalten, während die beiden
übrigen Brückenzweige einerseits den zweiten Koppelkondensator und andererseits
einen für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter enthalten, wobei die
zweite Brückendiagonale mit dem Lastwiderstand des Ladekondensators beschaltet ist
und ein zusätzlicher, beide Einspeisepunkte verbindender Schaltzweig den durch die
Impulse betätigten Schalter enthält, der bei geschlossener Schalterstellung einen
Entladekreis großer Zeitkonstante für den ersten Koppelkondensator schließt.
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Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung werden an Hand der nachfolgenden
Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten, bevorzugten Ausführungsbeispiele
näher erläutert.
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F i g. 1 zeigt dabei ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung
nach der Erfindung, während F i g. 2 und 3 jeweils Spannungsdiagramme zur Erläuterung
der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 1 darstellen; F i g. 4 a zeigt die Anordnung
nach F i g. 1 in umgezeichneter Form; F i g. 4 b veranschaulicht den Integrator,
der nach einer Weiterbildung der Anordnung nach F i g. 4 a den Auswerteteil der
Schaltung ersetzt; F i g. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem
eine optische Anzeige der Auswertung erfolgt und bei dem ferner bei Ausfall der
auszuwertenden Spannung eine Rechteckspannung mittels 5 eines Multivibrators erzeugt
wird, während F i g. 6 die Einschaltung einer Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5
in ein Trägerfrequenzsystem zum Zwecke einer Pilotüberwachung zeigt.
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In F i g. 1 ist eine als Brückenschaltung ausgebildete Schaltungsanordnung
nach der Erfindung dargestellt. Die Speisediagonale enthält hierbei die Speisespannungsquelle
1 mit der eingezeichneten Polung sowie einen Vor- oder Innenwiderstand 2. Zwischen
den Einspeisepunkten a und b der Brücken schaltung liegen die linksseitigen
Brückenzweige a, c und c, b sowie die rechtsseitigen Brückenzweige
a, d
und d, b. Hierbei enthält der Brückenzweig a, c den ersten
Koppelkondensator 3 in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter
4,
während c, b den Ladekondensator 5 aufweist, dem ein mit einer Ansprechschwelle
versehenes auswertendes Schaltelement, z. B. Auswerterelais 6, parallel geschaltet
ist. Der Brückenzweig a, d enthält den zweiten Koppelkondensator 7, während
im Brückenzweig b, d ein für den Ladestrom durchlässig gepolter Gleichrichter
8 angeordnet ist. Die Brückendiagonale c, d ist mit einem Lastwiderstand 9 des Ladekondensators
5 beschaltet. Der erste Koppelkondensator 3 weist einen über den Entladewiderstand
10 geführten Entladekreis auf, der durch einen impulsweise betätigten Schalter 11
periodisch geschlossen wird.
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Der Schalter 11 bewirkt hierbei gleichzeitig die Anschaltung der gesamten
Brückenschaltung an die Speisespannung. Im folgenden soll dabei der Zeitraum, in
dem der Schalter 11 geschlossen ist und somit die Speisespannung an der Brücke kurzschließt,
als Abschaltphase bezeichnet werden, der Zeitraum, in dem der Schalter
11 geöffnet ist, als Anschaltphase. Im Sinne der vorliegenden Erfindung kann
der Schalter 11 sowohl als mechanischer als auch insbesondere als elektronischer
Schalter ausgebildet sein, wobei die letztere Ausführung den Vorteil größerer Zuverlässigkeit
und geringerer Wartungsanforderungen besitzt. Die Schaltbewegung von 11 wird von
der an der Eingangsklemme 12 anliegenden auszuwertenden Impulsspannung U1 abgeleitet,
beispielsweise derart, daß der Schalter für die Dauer des empfangenen Impulses geschlossen
ist, während der Impulsunterbrechungen dagegen geöffnet ist. In verschiedenen Anwendungsfällen
ist es zweckmäßig, den Schalter 11 so auszubilden, daß er von einer amplitudenmodulierten
Spannung betätigt wird. Hierbei wird er geschlossen, sobald die Spannungsamplitude
einen vorgegebenen Wert übersteigt, und geöffnet, sobald ein anderer Wert unterschritten
wird.
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Zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach F i g.
1 dient eine Zusammenstellung verschiedener, jeweils bestimmten Schaltungspunkten
zugeordneter Spannungsdiagramme gemäß F i g. 2. Die auszuwertende Impulsspannung
Ui' ist gemäß F i g. 2 a derart unsymmetrisch getastet, daß die Anschaltphase 13'
(Schalter 11 geöffnet) klein ist gegenüber der Abschaltphase 14' (Schalter 11 geschlossen).
Wird bei der Anordnung nach F i g. 1 der Punkt b auf Massepotential gelegt, so ergibt
sich für den gegenüberliegenden Brückeneckpunkt a ein Potentialverlauf Uü gemäß
F i g. 2b. Während der
relativ kurzen Anschaltphasen 13' lädt sich
der Ladekondensator 5 über den Gleichrichter 4 und den ersten Koppelkondensator
3 stoßweise auf. Da der erste Koppelkondensator 3 eine wesentlich geringere Kapazität
besitzt als der Ladekondensator 5, lädt sich hierbei der erstere entsprechend der
Ladezeitkonstante auf eine wesentlich höhere Spannung auf als der letztere. Dies
ist jedoch in den Spannungsdiagrammen nach Fig. 2 d und 2 e, welche lediglich den
Klemmenspannungsverlauf an den Kondensatoren 3 und 5 verdeutlichen sollen, nicht
eigens berücksichtigt. Während der relativ langen Abschaltphasen 14' entlädt sich
der Koppelkondensator 3 über den hochohmigen Entladewiderstand 10 und den
geschlossenen Schalter 11, so daß er jeweils zu Beginn der folgenden Anschaltphasen
13' praktisch vollständig entladen ist. Daher lädt er sich gemäß F i g. 2 d in jeder
Anschaltphase 13' um den gleichen Spannungshub d U.' auf, so daß sich auch
der Ladekondensator 5, wie aus F i g. 2e ersichtlich ist, jeweils um einen konstanten
Spannungshub d U5 weiter aufladen kann. Sofern die Entladung des Ladekondensators
5 nur über den Gleichrichter 8, den Lastwiderstand 9 und parallel hierzu über das
auswertende Schaltelement 6 erfolgen würde, würde sich eine in F i g. 2 e
gestrichelt gezeichnete Entladekurve ergeben. Durch die Wirkung des zweiten Koppelkondensators
7 und des Gleichrichters 8 in der Schaltung nach F i g. 1 entsteht jedoch ein weiterer
Entladevorgang an 5 während jeder Abschaltphase 14', so daß die als ausgezogene
Linie gezeichnete Entladekurve in F i g. 2 e maßgebend ist. Wie im einzelnen aus
der F i g. 2 c hervorgeht, die den Potentialverlauf Ui' des Brückeneckpunktes
d veranschaulicht, lädt sich der zweite Koppelkondensator 7, der etwa die
gleiche Kapazität wie 3 besitzt, während der Anschaltphasen 13' jeweils auf die
Speisespannung auf, wobei seine dem Punkt d zugekehrte Belegung ein sehr kleines,
der vorderen Schwellwertspannung von 8 entsprechendes negatives Potential aufweist,
während seine dem Punkt a zugekehrte Belegung im aufgeladenen Zustand potentialmäßig
dem negativen Pol der Speisespannung entspricht. Zu Beginn der Abschaltphase 14'
wird a über den nunmehr geschlossenen Schalter 11 auf Massepotential gelegt, was
gleichzeitig zu einer Potentialerhöhung im Punkt d auf den Wert der positiven Speisespannung
führt, wie in F i g. 2 c angedeutet ist. Während der Abschaltphase fließt hierbei
ein Ausgleichsstrom zwischen dem zweiten Koppelkondensator 7 und , dem Ladekondensator
5 über den Lastwiderstand 9 und den geschlossenen Schalter 11, der die Ladung von
5 jeweils verringert. Wird die Zeitkonstante dieses Ausgleichsvorgangs durch entsprechend
niederohmige Bemessung des Lastwiderstandes 9 wesentlich kleiner gewählt als die
Entladezeitkonstante für die Entladung des ersten Koppelkondensators 3, so tritt
die durch den zweiten Koppelkondensator 7 bewirkte Entladung des Ladekondensators
5 jeweils nur zu Beginn jeder einzelnen Abschaltphase 14' auf, i so daß die Entladevorgänge
im weiteren Verlauf der Abschaltphase hiervon nicht beeinflußt werden.
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Unter der Voraussetzung vorstehender Dimensionierungen ergibt sich
dabei die im folgenden beschriebene Wechselwirkung zwischen den Brücken- i hälften
a, c, b und a, d, b in Bezug auf die resultierende Ladung von 5: Die Ladungsverminderungen,
die an 5 während der einzelnen Abschaltphasen durch die Wirkung von 7 hervorgerufen
werden, können nur dann kompensiert werden, wenn die Abschaltphasen genügend lang
sind, um eine praktisch vollständige Entladung von 3 zu er-, huben, da nur in diesem
Fall die Spannungshübe d U. -und damit auch d U5 so groß sind, daß die resultierende
Klemmenspannung US mit jeder Schaltperiode zunimmt und nach einer gewissen Verzögerungszeit
einen solchen Wert erreicht, daß das auswertende Schaltelement 6 anspricht.
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Da die Abschaltphasen mit steigender Tastfrequenz kleiner werden,
wird hierbei ein bestimmter Grenzwert erreicht, bei dem die durch 7 bewirkten Ladungsverminderungen
nicht mehr ausgeglichen werden können, da sich der erste Koppelkondensator 3 während
der kurzen Abschaltphasen nicht mehr genügend entladen kann. Dieser Grenzwert entspricht
einer bestimmten - oberen Impulsfolge-Grenzfrequenz, welche unterhalb der durch
die eigentliche, aus der Brückenhälfte a, c, b und den Schaltelementen
10 und 11 bestehende Zählschaltung gegebenen oberen Impulsfolge-Grenzfrequenz
liegt. Somit wird der auswertbare Impulsfolgefrequenzbereich durch die Schaltungsanordnung
nach der Erfindung scharf auf einen unteren Teilbereich eingeschränkt.
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Unabhängig davon wird jedoch der Grenzwert der Abschaltphase 14' auch
dadurch erreicht, daß bei gleicher Impulsfolgefrequenz die Anschaltphase auf Kosten
der Abschaltphase verlängert wird. Der Koppelkondensator 7 und der Lastwiderstand
9 werden dabei mit Vorteil so bemessen, daß, ausgehend von einer bestimmten auszuwertenden
Impulsfolgefrequenz, der Grenzwert der Abschaltphase 14' beim Erreichen einer annähernd
symmetrischen Tastung bereits überschritten ist. Auf diese Weise ist es möglich,
auch symmetrische Tastungen, die häufig von Störwechselspannungen herrühren, von
der Auswertung durch das Schaltelement 6 auszuschließen.
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F i g. 3 zeigt vergleichsweise eine Zusammenstellung der bereits in
F i g. 2 dargestellten Spannungsdiagramme für eine Impulsspannung U,", deren Impulsfolgefrequenz
oberhalb der genannten Grenzfrequenz liegt und die symmetrisch getastet ist. Sie
wird daher bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung nicht ausgewertet. In
diesem Fall ist der Spannungshub d U 'l ' gemäß F i g. 3 d durch die infolge der
kurzen Abschaltphasen 14" vorhandenen Restladungen am ersten Koppelkondensator 3
kleiner als bei dem in F i g. 2 dargestellten Betriebsfall, wobei auch der Spannungshub
d U."*, abgesehen von der ersten Anschaltphase, gemäß F i g. 3 e kleiner ist als
in F i g. 2 e. Die Größe von d U5 " reicht hierbei nicht mehr aus,
um die verschiedenen Entladevorgänge an 5 zu kompensieren, so daß nach der ersten
Anschaltphase die resultierende Klemmenspannung an 5 ständig abnimmt und nicht den
zur Auswertung erforderlichen Wert erreicht.
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Durch Einschaltung eines hochohmigen Widerstandes 15 parallel zum
ersten Koppelkondensator 3, wodurch ein Spannungsteiler 10, 15 zwischen den Einspeisepünkten
a und b gebildet wird, ist es möglich, eine Auswertung auch für den
Fall einer Unterbrechung der Spannung U1 zu erhalten. Hierbei lädt sich der Ladekondensator
5 über den Spannungsteiler 10, 15 bei geöffnetem Schalter 11 stetig auf.
Mit Vorteil wird dabei der Widerstand 15 so bemessen, daß die Auswertung mit der
gleichen Verzögerung
erfolgt, die bei einer bestimmten, vorgegebenen
Impulsfolgefrequenz von Ui erreicht wird. Mit einer derartigen Weiterbildung der
Erfindung können somit zwei verschiedene Betriebsfälle, nämlich einerseits der einer
bestimmten Impulsfolgefrequenz der anliegenden Impulsspannung sowie andererseits
der eines völligen Spannungsausfalles, durch das auswertende Schaltelement 6 in
gleicher Weisse erfaßt werden.
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F i g. 4 a zeigt die Ausführungsform nach F i g. 1 in einer anderen
Darstellungsart, wobei die einzelnen Schaltelemente bzw. Schaltungspunkte mit den
gleichen Bezugszeichen versehen sind. Gemäß F i g. 4 b kann der Auswerteteil der
Schatlung zwischen den Punkten b und c durch einen an sich bekannten Integrator
ersetzt werden, der aus einem Gleichstromverstärker 16 mit einem den Verstärkerausgang
mit dem Verstärkereingang verbindenden gegenkoppelnden Kondensator 17 besteht und
in dessen Ausgangskreis das auswertende Schaltelement 6 angeordnet ist. Wenn der
Gleichstromverstärker 16 eine Phasendrehung von 180° hervorruft, wirkt der Kondensator
17 wie ein zwischen b und c geschalteter Ladekondensator mit einer um den Anteil
der Stromverstärkung von 16 vergrößerten Kapazität. Dementsprechend verläuft der
Stromanstieg im Ausgangskreis von 16 flacher, wobei die bis zum Erreichen des Ansprechwertes
von 6 ablaufende Verzögerungszeit gleichfalls um den Anteil der Stromverstärkung
von 16 vergrößert ist. Außerdem liefert der Gleichstromverstärker 16 eine höhere
Leistung an das Schaltelement 6, das dafür billiger und robuster sein kann.
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In F i g. 5 ist eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach F
i g. 4 b dargestellt, bei der der Auswerteteil durch eine optische Anzeigevorrichtung
ergänzt ist. Diese besteht aus einer Gitteranzeigeröhre 18, die derart angeordnet
ist, daß der Ausgangsstrom des Integrators 16 zugleich als Heizstrom wirksam ist.
Das Steuergitter, das über einen Spannungsteiler 19, 20 und über zwei stromdurchlässige
Gleichrichter 21 und 22 an der Betriebsspannung liegt, erhält durch geeignete Bemessung
der Widerstände 19 und 20 eine leichte positive Vorspannung gegenüber der Kathode,
so daß die Anzeigeröhre 18 bei einer Unterbrechung der Spannung U1 durch den einsetzenden
Heizstrom aufleuchtet. Falls an der Eingangsklemme 12 eine getastete Spannung Ui
anliegt, wird über den impulsweise betätigten Schalter 11 während der Abschaltphasen
14 (Schalter 11 geschlossen) ein dritter Koppelkondensator 23 über den stromdurchlässigen
Gleichrichter 22 auf die Speisespannung aufgeladen. Zu Beginn jeder Anschaltphase
13 (Schalter 11 geöffnet) wird das Potential des Verbindungspunktes e zwischen den
Schaltelementen 22 und 23 um den Betrag der Speisespannung gesenkt, so daß der Gleichrichter
22 sperrt und der dritte Koppelkondensator 23 über einen den Widerstand 24 und den
Gleichrichter 21 enthaltenden Ausgleichsstromkreis einen Kondensator 25 derart negativ
auflädt, daß die dem Steuergitter der Anzeigeröhre 18 zugeführte Klemmenspannung
die Anzeigeröhre sperrt. Der über den Spannungsteiler 19, 20 und die Speisespannungsquelle
einsetzende Entladevorgang am Kondensator 25 wird dabei durch geeignete Bemessung
der Widerstände 19 und 20 derart gesteuert, daß sich die negative Sperrspannung
am Steuergitter vorzugsweise nach Ablauf der halben darauffolgenden Abschaltphase
14 so weit verringert hat, daß die Röhre wieder leuchtet. Somit ergibt sich bei
einer aufzuwertenden Impulsspannung U1 ein intermittierender Leuchtvorgang, der
jeweils mit den zweiten Hälften der einzelnen Abschaltphasen 14 zusammenfällt.
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Gemäß einer Weiterbildung des Auswerteteils der Schaltungsanordnung
ist ein an sich bekannter, astabiler Multivibrator vorgesehen, dessen Transistoren
T1, T2 über die Kollektorwiderstände 26, 27 an den negativen Pol der Speisespannung
geführt sind. An die Basiselektroden sind jeweils die zeitbestimmeden RC-Glieder
28, 29 und 30, 31 geschaltet. Die Emitterzuleitungen sind über ein gemeinsames RC-Glied
32, 33 an das Massepotential geführt. Die an dem gemeinsamen RC-Glied 32,
33 abfallende Spannung wird den Basiselektroden über Widerstände 34 und 35 als definierte
Sperrspannung zugeleitet. Beim Anliegen einer nichtunterbrochenen Spannung an der
Eingangsklemme 12 der Schaltung, d. h. bei geschlossenem Schalter 11, ist eine an
den Schaltungspunkt a angeschaltete Diode 36 stromdurchlässig und legt damit Massepotential
an die Basis des rechten Transistors T2, so daß dieser dauernd gesperrt bleibt,
während T1 Strom führt. Beim kurzzeitigen Öffnen des Schalters 11 während der Anschaltphasen
13 beim Empfang einer Impulsspannung Ui wird die Diode 36 jeweils kurzzeitig gesperrt,
was an sich nach Aufhebung des Massepotentials an der Basis von T2 zu einer Öffnung
von T2 nach einer bestimmten, durch die Dimensionierung des RC-Gliedes 28, 29 festgelegten
Entlad:ezeit führen müßte. Hierbei wird jedoch eine Durchsteuerung von T2 dadurch
vermieden, daß diese Entladezeit länger gewählt wird als die Dauer der einzelnen
Anschaltphasen 13. Demzufolge verbleibt der Transistor T2 beim Empfang einer getasteten
Spannung Ui im gesperrten Zustand, und der Multivibrator schwingt nicht. Fällt jedoch
die Spannung an der Eingangsklemme 12 vollständig aus (Schalter 11 dauernd geöffnet),
so bleibt die Diode 36 im gesperrten Zustand, so daß T2 nach der durch die Entladung
von 29 bestimmten Verzögerungszeit durchgesteuert wird und der Multivibrator, dessen
Ausgangsspannung bei 37 abgegriffen wird, zu arbeiten beginnt. Die für das Tastverhältnis
der entstehenden Rechteckspannung maßgebenden zeitbestimmenden RC-Glieder 28, 29
und 30, 31 werden dabei zweckmäßigerweise so dimensioniert, daß das Tastverhältnis
der bei 37 abgegriffenen Ausgangsspannung dem Tastverhältnis einer bestimmten, vorgegebenen
Impulsspannung U1 entspricht. Zur Ausschaltung nachteiliger Einflüsse, wie z. B.
Schwankungen der Raumtemperatur oder Änderungen der Transistorkennwerte, auf das
Tastverhältnis der Ausgangsspannung werden vorzugsweise zwei Dioden 38 und 39 derart
zwischen die Basispunkte der Transistoren und die Anschaltepunkte der zugeordneten
zeitbestimmenden RC-Glieder geschaltet, daß ihre Anoden an den Basispunkten liegen.
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In F i g. 6 ist ein zwischen den Endstellen A, B
liegender Systemabschnitt
eines Trägerfrequenzsystems schematisch dargestellt, welches mit einer Pilotüberwachung
zur Signalisierung von übertragungsstörungen ausgerüstet ist. Auf der Sendeseite
der Endstelle A sind ein die einzelnen Nachrichtenkanäle zu einer Gruppe zusammenfassender
Kanalumsetzer KU1, eine Einkopplungsschaltung
EK 1, ein Gabelverstärker
G V 1 und ein mehrere Gruppen zu einer Übergruppe zusammenfassender Gruppenumsetzer
GU1 angeordnet. Auf der Empfangsseite der Endstelle B sind entsprechend ein die
Übergruppe in die einzelnen Gruppen aufteilender Gruppenumsetzer GU2, eine Auskopplungsschaltung
AK2 und ein die betrachtete Gruppe in die einzelnen Nachrichtenkanäle aufteilender
Kanalumsetzer KU2 vorgesehen. Der Aufbau in der anderen Übertragungsrichtung B-A
ist analog, wobei die entsprechenden Schalteinheiten in B mit dem Index 3, in. A
mit dem Index 4 bezeichnet sind. Über die Einkopplungsschaltung EK1 wird
dabei die von einem Pilotgenerator G1 erzeugte Pilotspannung in die ÜbertragungsrichtungA-B
eingekoppelt, über EK2 entsprechend die von einem Pilotgenerator G2 erzeugte Pilotspannung
in die Übertragungsrichtung B-A.
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Zwischen die Auskopplungsschaltung AK2 und die Einkopplungsschaltung
EK3 ist eine Ausführungsform nach F i g. 5 als Pilotempfänger PE 1
eingeschaltet,
wobei die Klemmen 12' und 37' den Klemmen 12 und 37 in F i g. 5 entsprechen. Analog
ist eine gleichartig ausgebildete Schaltungsanordnung als Pilobempfänger PE2 mit
den Klemmen 12" und 37" zwischen AK4 und EK1 eingeschaltet. Wird beim Auftreten
einer Übertragungsstörung in der Übertragungsrichtung A -B- die über EK 1 eingespeiste
und über AK2 aus dem Übertragungsweg ausgekoppelte, an der Klemme 12' anliegende
Pilotspannung unterbrochen, so erfolgt nach einer bestimmten Verzögerungszeit eine
Auswertung über das Schaltelement 6', welches mittels eines Schaltkontaktes
ein nachgeschaltetes Sperrgerät S1 beeinflußt, das über eine Leitung L
1 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen Gruppe von Nachrichtenkanälen
gegen eine Belegung an das der Endstelle B zugeordnete Wähleramt weitergibt. Gleichzeitig
wird an der Ausgangsklemme 37' eine Rechteckspannung erzeugt, welche- die von G2
erzeugte Pilotspannung in der Einkopplungsschaltung EK 3
rhythmisch unterbricht.
Die in Rückwärtsrichtung, d. h. in Richtung B-A übertragene impulsförmige Pilotspannung
erzeugt an der Klemme 12" eine impulsförmige Eingangsspannung. Der Pilotempfänger
PE2 wertet diese Impulsspannung nach einer bestimmten zeitlichen Verzögerung mittels
seines Schaltelementes 6" aus und beeinflußt ein nachgeschaltetes Sperrgerät S2,
welches über eine Leitung L 2 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen
Kanalgruppe gegen eine Belegung auch an das der Endstelle A zugeordnete Wähleramt
weitergibt. Nach Beseitigung der Übertragungsstörung wird in B die an der Klemme
37' abgegriffene Rechteckspannung sofort abgeschaltet, so daß auch an
12"
wieder eine nicht unterbrochene Pilotspannung anliegt und das Schaltelement
6" in A nach der gleichen Verzögerung wie in B und wie beim Einschalten wieder abfällt.
Damit sind die Wahlsperrungen für beide Wählerämter wiederaufgehoben. Ein analoger
Wahlsperrungsvorgang spielt sich auch beim Auftreten einer Übertragungsstörung in
der Übertragungsrichtung B-A ab, wobei die Funktionen der Pilotempfänger PE1 und
PE2 vertauscht sind.
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Durch die Ausbildung der PilotempfängerPE1 und PE2 gemäß der in F
i g. 5 dargestellten Schaltungsanordnung wird ihre Selektivität derart erhöht, daß
Fehlauswertungen, welche bei den herkömmlichen Trägerfrequenzsystemen durch Schwebungsvorgänge
hervorgerufen werden, weitgehend vermieden sind. Die optische Auswertung mittels
der in den P.ilotempfängem angeordneten Anzeigeröhren 18 läßt dabei gleichzeitig
erkennen, ob der Pilotempfänger eine impulsförmige Pilotspannung empfängt oder ob
diese ganz ausgefallen ist, so daß automatisch angezeigt wird, in welcher Übertragungsrichtung
die Störung zu suchen ist.