DE1207961B

DE1207961B - Circuit arrangement for evaluating a pulse train with a low pulse train frequency

Info

Publication number: DE1207961B
Application number: DES79211A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Georg Gluender; Gerhard Sager
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1962-04-27
Filing date: 1962-04-27
Publication date: 1965-12-30

Description

Schaltungsanordnung zur Auswertung einer Impulsfolge niedriger Impulsfolgefrequenz Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Auswertung einer Impulsfolge innerhalb eines Bereiches niedriger Impulsfolgefrequenzen unter Verwendung einer Zählschaltung, bei der ein Ladekondensator über einen in Serie geschalteten ersten Koppelkondensator wesentlich kleinerer Kapazität und einen durch die Impulse betätigten Schalter impulsweise an eine Gleichstromquelle angeschaltet wird, so daß er während der Anschaltphasen jeweils stoßweise aufgeladen und der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen über einen Entladewiderstand jeweils entladen wird.Circuit arrangement for evaluating a pulse train with a low pulse train frequency The invention relates to a circuit arrangement for evaluating a pulse train within a range of low pulse repetition rates using a Counting circuit in which a charging capacitor has a first one connected in series Coupling capacitor of much smaller capacity and one actuated by the pulses Switch is pulsed on to a DC power source, so that it during of the switch-on phases charged in bursts and the first coupling capacitor is discharged via a discharge resistor during the switch-off phases.

Bei derartigen Zählschaltungen erfolgt die stoßweise Aufladung des Ladekondensators in Abhängigkeit von der Restladung, die der erste Koppelkondensator zu Beginn der Anschaltphasen jeweils aufweist. Hat sich z. B. der Koppelkondensator während einer Abschaltphase über seinen Entladewiderstand praktisch vollständig entladen, so wird der Ladekondensator in der folgenden Anschaltphase um einen bestimmten, in erster Linie von der Kapazität des Koppelkondensators und den Widerständen im Ladekreis abhängigen Betrag weiter aufgeladen. Ist dagegen die Abschaltphase so kurz, daß sich der Koppelkondensator nur teilweise entladen kann, so wird in der folgenden Anschaltphase der Ladekondensator nur um einen entsprechend geringeren Betrag weiter aufgeladen. Gleichzeitig findet jedoch eine fortwährende Entladung des Ladekondensators über das an den Ladekondensator angeschaltete Auswerteelement statt. Die Zeitkonstanten dieses Entladevorganges und die der Lade- bzw. Entladevorgänge am Koppelkondensator bestimmen dabei einen Tastfrequenzbereich, in welchem die stoßweisen Aufladungen des Ladekondensators eine Klemmenspannung von einer derartigen Größe entstehen lassen, daß die Ansprechschwelle eines nachgeschalteten, auswertenden Schaltelementes überschritten und dieses betätigt wird.In counting circuits of this type, the is charged in bursts Charging capacitor depending on the remaining charge that the first coupling capacitor at the beginning of each switch-on phase. Has z. B. the coupling capacitor practically completely during a shutdown phase via its discharge resistance discharged, the charging capacitor is reduced by a certain amount in the following switch-on phase primarily on the capacitance of the coupling capacitor and the resistances in the Charge circuit-dependent amount further charged. If, on the other hand, the switch-off phase is like this in short, that the coupling capacitor can only partially discharge, it is in the the following switch-on phase of the charging capacitor is only correspondingly lower Amount charged further. At the same time, however, there is a continuous discharge of the charging capacitor via the evaluation element connected to the charging capacitor instead of. The time constants of this discharging process and those of the charging and discharging processes on the coupling capacitor determine a key frequency range in which the intermittent Charges of the charging capacitor a terminal voltage of such a size let arise that the response threshold of a downstream, evaluating Switching element exceeded and this is actuated.

Liegen die Impulsfolgefrequenzen oberhalb dieses Frequenzbereiches, so sind die einzelnen Abschaltphasen bereits so kurz, daß sich der erste Koppelkondensator jeweils nur wenig entladen kann, was zu einer großen Restladung zu Beginn der Anschaltphasen und somit zu einer geringeren Ladungserhöhung am Ladekondensator während der Anschaltphasen führt, die bei der gleichzeitigen fortwährenden Entladung nicht mehr ausreicht, um die Klemmenspannung am Ladekondensator auf den zur Betätigung des auswertenden Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen zu lassen. Liegen die Impulsfolgefrequenzen andererseits unterhalb dieses bestimmten Frequenzbereiches, so reichen die relativ langen Abschaltphasen zwar aus, um den Koppelkondensator praktisch vollständig zu entladen, doch folgen die einzelnen Anschaltphasen mit einem derart großen zeitlichen Abstand aufeinander, daß die entstehenden periodischen Aufladevorgänge am Ladekondensator nicht ausreichen, um bei der gleichzeitiden fortwährenden Entladung die Klemmenspannung auf den zur Betätigung des auswertenden Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen zu lassen.If the pulse repetition frequencies are above this frequency range, so the individual shutdown phases are already so short that the first coupling capacitor can only discharge a little at a time, which leads to a large residual charge at the beginning of the switch-on phases and thus to a lower increase in charge on the charging capacitor during the switch-on phases which is no longer sufficient with the simultaneous continuous discharge, the terminal voltage on the charging capacitor to the actuation of the evaluating Allow the switching element required value to increase. Are the pulse repetition frequencies on the other hand, below this specific frequency range, they are relatively sufficient long shutdown phases to practically completely close the coupling capacitor discharged, but the individual switch-on phases follow with such a long time Distance from one another that the resulting periodic charging processes on the charging capacitor are not sufficient to maintain the terminal voltage with the simultaneous continuous discharge increase to the value required to actuate the evaluating switching element allow.

Wird der Entladewiderstand des ersten Koppelkondensators hochohmig bemessen, so erfolgt die Betätigung des auswertenden Schaltelementes nur bei Spannungen, die genügend unsymmetrisch getastet sind, d. h. bei denen die Anschaltphase genügend klein gegenüber der Abschaltphase ist. Nur bei diesen unsymmetrisch getasteten Spannungen kann sich hierbei der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen so weit entladen, daß die Restladungen zu Beginn der Anschaltphasen genügend klein sind, um die Klemmenspannung am Ladekondensator in der beschriebenen Weise »aufzuschaukeln«.If the discharge resistance of the first coupling capacitor becomes high impedance dimensioned, the actuation of the evaluating switching element takes place only with voltages, which are keyed asymmetrically enough, d. H. where the switch-on phase is sufficient is small compared to the shutdown phase. Only with these asymmetrically sampled voltages the first coupling capacitor can move so far during the switch-off phases discharged so that the remaining charges are sufficiently small at the beginning of the switch-on phases, to "rock up" the terminal voltage on the charging capacitor in the manner described.

Die in der beschriebenen Weise aufgebauten und dimensionierten Zählschaltungen werden beispielsweise dazu verwendet, um Pilotspannungen in Trägerfrequenzanlagen auszuwerten, welche zur Signalisierung einer Übertragungsstörung z. B. mit einer Folgefrequenz von etwa 3 Hz getastet werden. Weitere Anwendungsmöglichkeiten bestehen ganz allgemein in Signalanlagen der Nachrichtentechnik, die mit Impulsspannungen niedriger Folgefrequenz betrieben werden. Eine andere Verwendungsmöglichkeit ergibt sich bei der Drehzahlkontrolle im untersten Drehzahlbereich angetriebener Achsen bzw. Wellen, wo beispielsweise eine lichtelektronische Abtastung eines bestimmten Punktes der Achse erfolgt und die entstehende unsymmetrisch getastete Spannung zur Aussage über die Zugehörigkeit zu einem bestimmten Drehzahlbereich verwendet wird.The counting circuits constructed and dimensioned in the manner described are used, for example, to generate pilot voltages in carrier frequency systems evaluate which for signaling a transmission disturbance z. B. with a Repetition frequency of about 3 Hz can be sampled. There are other possible uses in general in signaling systems in communications engineering that use pulse voltages can be operated at a low repetition rate. Another possible use results when controlling the speed in the lowest speed range of driven axles respectively. Waves where, for example, a photoelectric scanning a certain point of the axis and the resulting unsymmetrical keyed Tension to the statement about the affiliation to a certain speed range is used.

Bei Schaltungsanordnungen der beschriebenen Art tritt das Problem auf, den ausgewerteten Impulsfolgefrequenzbereich auf einen relativ kleinen Teilfrequenzbereich einzuschränken. Durch eine derartige Erhöhung der Selektivität werden in ersten Linie Störungen und Fehlauswertungen ausgeschaltet, die durch unerwünschte Schwebungen mit anderen, beispielsweise in den Übertragungsweg induzierten Spannungen hervorgerufen werden. So ist es z. B. zweckmäßig, die Selektivität der in Trägerfrequenzanlagen verwendeten Zählschaltungen derart zu erhöhen, daß nur Impulsfolgefrequenzen unterhalb von etwa 25 Hz ausgewertet werden. Die niedrige Frequenzlage des auszuwertenden Teilbereiches verbietet jedoch die Anwendung herkömmlicher Siebschaltungen, die aus Induktivitäten und Kapazitäten aufgebaut sind, da hierbei der schaltungstechnische Aufwand zu groß wäre und die Schaltungen stark verteuern würde.The problem arises with circuit arrangements of the type described on, the evaluated pulse repetition frequency range to a relatively small sub-frequency range to restrict. Such an increase in selectivity will in the first Line disturbances and incorrect evaluations eliminated by unwanted beats with other voltages induced, for example, in the transmission path will. So it is z. B. expedient, the selectivity of the carrier frequency systems used to increase counting circuits so that only pulse repetition frequencies below of about 25 Hz can be evaluated. The low frequency of the to be evaluated However, the partial area prohibits the use of conventional filter circuits that are made up of inductances and capacitances, as this is the circuitry The effort would be too great and the circuits would become very expensive.

Gemäß der Erfindung wird das genannte Problem in vorteilhafter Weise dadurch gelöst, daß ein zweiter Koppelkondensator parallel zum ersten aufgeladen und während der Abschaltphasen mit dem Ladekondensator in einer derartigen Polung zusammengeschaltet wird, daß zwischen beiden ein den Koppelkondensator entladender Ausgleichsstrom fließt, wobei die Entladezeitkonstante für den ersten Koppelkondensator wesentlich größer bemessen ist als die für den zweiten, und daß dem Ladekondensator ein mit einer Ansprechwelle versehenes auswertendes Schaltelement parallel geschaltet ist.According to the invention, said problem is solved in an advantageous manner solved in that a second coupling capacitor is charged in parallel with the first and during the switch-off phases with the charging capacitor in such a polarity is connected together that between the two a coupling capacitor discharging Compensating current flows, the discharge time constant for the first coupling capacitor is dimensioned much larger than that for the second, and that the charging capacitor an evaluating switching element provided with a response wave is connected in parallel is.

Gemäß weiterer Erfindung wird die Schaltungsanordnung als Brückenschaltung ausgebildet, bei der zwei die Einspeisepunkte verbindende Brückenzweige einerseits den ersten Koppelkondensator in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter und andererseits den Ladekondensator enthalten, während die beiden übrigen Brückenzweige einerseits den zweiten Koppelkondensator und andererseits einen für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter enthalten, wobei die zweite Brückendiagonale mit dem Lastwiderstand des Ladekondensators beschaltet ist und ein zusätzlicher, beide Einspeisepunkte verbindender Schaltzweig den durch die Impulse betätigten Schalter enthält, der bei geschlossener Schalterstellung einen Entladekreis großer Zeitkonstante für den ersten Koppelkondensator schließt.According to a further invention, the circuit arrangement is implemented as a bridge circuit formed in which two bridge branches connecting the feed points on the one hand the first coupling capacitor in series with one polarized permeable to the charging current Rectifier and, on the other hand, contain the charging capacitor, while the two remaining bridge branches on the one hand the second coupling capacitor and on the other hand contain a rectifier with a permeable polarity for the charging current, the second bridge diagonal is connected to the load resistance of the charging capacitor and an additional switching branch connecting both feed points through the Contains pulses actuated switch, which when the switch is in the closed position Large time constant discharge circuit for the first coupling capacitor closes.

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung werden an Hand der nachfolgenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten, bevorzugten Ausführungsbeispiele näher erläutert.Further advantages and features of the invention will become apparent from the following Description of the preferred exemplary embodiments shown in the drawing explained in more detail.

F i g. 1 zeigt dabei ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach der Erfindung, während F i g. 2 und 3 jeweils Spannungsdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 1 darstellen; F i g. 4 a zeigt die Anordnung nach F i g. 1 in umgezeichneter Form; F i g. 4 b veranschaulicht den Integrator, der nach einer Weiterbildung der Anordnung nach F i g. 4 a den Auswerteteil der Schaltung ersetzt; F i g. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem eine optische Anzeige der Auswertung erfolgt und bei dem ferner bei Ausfall der auszuwertenden Spannung eine Rechteckspannung mittels 5 eines Multivibrators erzeugt wird, während F i g. 6 die Einschaltung einer Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 in ein Trägerfrequenzsystem zum Zwecke einer Pilotüberwachung zeigt.F i g. 1 shows a preferred exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention, while F i g. 2 and 3 each have voltage diagrams for explanation the mode of operation of the arrangement according to FIG. 1 represent; F i g. 4 a shows the arrangement according to FIG. 1 in redrawn form; F i g. 4 b illustrates the integrator, which, according to a further development of the arrangement according to FIG. 4 a the evaluation part of the Circuit replaced; F i g. 5 shows an embodiment of the invention in which an optical display of the evaluation takes place and also in the event of failure of the voltage to be evaluated generates a square wave voltage by means of a multivibrator is, while F i g. 6 the inclusion of a circuit arrangement according to FIG. 5 shows in a carrier frequency system for the purpose of pilot monitoring.

In F i g. 1 ist eine als Brückenschaltung ausgebildete Schaltungsanordnung nach der Erfindung dargestellt. Die Speisediagonale enthält hierbei die Speisespannungsquelle 1 mit der eingezeichneten Polung sowie einen Vor- oder Innenwiderstand 2. Zwischen den Einspeisepunkten a und b der Brücken schaltung liegen die linksseitigen Brückenzweige a, c und c, b sowie die rechtsseitigen Brückenzweige a, d und d, b. Hierbei enthält der Brückenzweig a, c den ersten Koppelkondensator 3 in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter 4, während c, b den Ladekondensator 5 aufweist, dem ein mit einer Ansprechschwelle versehenes auswertendes Schaltelement, z. B. Auswerterelais 6, parallel geschaltet ist. Der Brückenzweig a, d enthält den zweiten Koppelkondensator 7, während im Brückenzweig b, d ein für den Ladestrom durchlässig gepolter Gleichrichter 8 angeordnet ist. Die Brückendiagonale c, d ist mit einem Lastwiderstand 9 des Ladekondensators 5 beschaltet. Der erste Koppelkondensator 3 weist einen über den Entladewiderstand 10 geführten Entladekreis auf, der durch einen impulsweise betätigten Schalter 11 periodisch geschlossen wird.In Fig. 1 shows a circuit arrangement designed as a bridge circuit according to the invention. The supply diagonal contains the supply voltage source 1 with the polarity shown as well as a series or internal resistance 2. Between the feed points a and b of the bridge circuit are the left-hand bridge branches a, c and c, b and the right-hand bridge branches a, d and d, b . Here, the bridge branch a, c contains the first coupling capacitor 3 in series with a rectifier 4 permeable to the charging current, while c, b has the charging capacitor 5 to which an evaluating switching element provided with a response threshold, e.g. B. evaluation relay 6, is connected in parallel. The bridge branch a, d contains the second coupling capacitor 7, while a rectifier 8 with a permeable polarity for the charging current is arranged in the bridge branch b, d. The bridge diagonal c, d is connected to a load resistor 9 of the charging capacitor 5. The first coupling capacitor 3 has a discharge circuit which is routed via the discharge resistor 10 and which is periodically closed by a switch 11 which is actuated in pulses.

Der Schalter 11 bewirkt hierbei gleichzeitig die Anschaltung der gesamten Brückenschaltung an die Speisespannung. Im folgenden soll dabei der Zeitraum, in dem der Schalter 11 geschlossen ist und somit die Speisespannung an der Brücke kurzschließt, als Abschaltphase bezeichnet werden, der Zeitraum, in dem der Schalter 11 geöffnet ist, als Anschaltphase. Im Sinne der vorliegenden Erfindung kann der Schalter 11 sowohl als mechanischer als auch insbesondere als elektronischer Schalter ausgebildet sein, wobei die letztere Ausführung den Vorteil größerer Zuverlässigkeit und geringerer Wartungsanforderungen besitzt. Die Schaltbewegung von 11 wird von der an der Eingangsklemme 12 anliegenden auszuwertenden Impulsspannung U1 abgeleitet, beispielsweise derart, daß der Schalter für die Dauer des empfangenen Impulses geschlossen ist, während der Impulsunterbrechungen dagegen geöffnet ist. In verschiedenen Anwendungsfällen ist es zweckmäßig, den Schalter 11 so auszubilden, daß er von einer amplitudenmodulierten Spannung betätigt wird. Hierbei wird er geschlossen, sobald die Spannungsamplitude einen vorgegebenen Wert übersteigt, und geöffnet, sobald ein anderer Wert unterschritten wird.The switch 11 causes the entire bridge circuit to be connected to the supply voltage at the same time. In the following, the period in which the switch 11 is closed and thus short-circuits the supply voltage at the bridge will be referred to as the switch-off phase, and the period in which the switch 11 is open will be referred to as the switch-on phase. In the context of the present invention, the switch 11 can be designed both as a mechanical switch and, in particular, as an electronic switch, the latter embodiment having the advantage of greater reliability and fewer maintenance requirements. The switching movement of 11 is derived from the pulse voltage U1 to be evaluated applied to input terminal 12, for example in such a way that the switch is closed for the duration of the received pulse, while the pulse interruption is open. In various applications it is expedient to design the switch 11 in such a way that it is actuated by an amplitude-modulated voltage. It is closed as soon as the voltage amplitude exceeds a specified value and opened as soon as it falls below another value.

Zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dient eine Zusammenstellung verschiedener, jeweils bestimmten Schaltungspunkten zugeordneter Spannungsdiagramme gemäß F i g. 2. Die auszuwertende Impulsspannung Ui' ist gemäß F i g. 2 a derart unsymmetrisch getastet, daß die Anschaltphase 13' (Schalter 11 geöffnet) klein ist gegenüber der Abschaltphase 14' (Schalter 11 geschlossen). Wird bei der Anordnung nach F i g. 1 der Punkt b auf Massepotential gelegt, so ergibt sich für den gegenüberliegenden Brückeneckpunkt a ein Potentialverlauf Uü gemäß F i g. 2b. Während der relativ kurzen Anschaltphasen 13' lädt sich der Ladekondensator 5 über den Gleichrichter 4 und den ersten Koppelkondensator 3 stoßweise auf. Da der erste Koppelkondensator 3 eine wesentlich geringere Kapazität besitzt als der Ladekondensator 5, lädt sich hierbei der erstere entsprechend der Ladezeitkonstante auf eine wesentlich höhere Spannung auf als der letztere. Dies ist jedoch in den Spannungsdiagrammen nach Fig. 2 d und 2 e, welche lediglich den Klemmenspannungsverlauf an den Kondensatoren 3 und 5 verdeutlichen sollen, nicht eigens berücksichtigt. Während der relativ langen Abschaltphasen 14' entlädt sich der Koppelkondensator 3 über den hochohmigen Entladewiderstand 10 und den geschlossenen Schalter 11, so daß er jeweils zu Beginn der folgenden Anschaltphasen 13' praktisch vollständig entladen ist. Daher lädt er sich gemäß F i g. 2 d in jeder Anschaltphase 13' um den gleichen Spannungshub d U.' auf, so daß sich auch der Ladekondensator 5, wie aus F i g. 2e ersichtlich ist, jeweils um einen konstanten Spannungshub d U5 weiter aufladen kann. Sofern die Entladung des Ladekondensators 5 nur über den Gleichrichter 8, den Lastwiderstand 9 und parallel hierzu über das auswertende Schaltelement 6 erfolgen würde, würde sich eine in F i g. 2 e gestrichelt gezeichnete Entladekurve ergeben. Durch die Wirkung des zweiten Koppelkondensators 7 und des Gleichrichters 8 in der Schaltung nach F i g. 1 entsteht jedoch ein weiterer Entladevorgang an 5 während jeder Abschaltphase 14', so daß die als ausgezogene Linie gezeichnete Entladekurve in F i g. 2 e maßgebend ist. Wie im einzelnen aus der F i g. 2 c hervorgeht, die den Potentialverlauf Ui' des Brückeneckpunktes d veranschaulicht, lädt sich der zweite Koppelkondensator 7, der etwa die gleiche Kapazität wie 3 besitzt, während der Anschaltphasen 13' jeweils auf die Speisespannung auf, wobei seine dem Punkt d zugekehrte Belegung ein sehr kleines, der vorderen Schwellwertspannung von 8 entsprechendes negatives Potential aufweist, während seine dem Punkt a zugekehrte Belegung im aufgeladenen Zustand potentialmäßig dem negativen Pol der Speisespannung entspricht. Zu Beginn der Abschaltphase 14' wird a über den nunmehr geschlossenen Schalter 11 auf Massepotential gelegt, was gleichzeitig zu einer Potentialerhöhung im Punkt d auf den Wert der positiven Speisespannung führt, wie in F i g. 2 c angedeutet ist. Während der Abschaltphase fließt hierbei ein Ausgleichsstrom zwischen dem zweiten Koppelkondensator 7 und , dem Ladekondensator 5 über den Lastwiderstand 9 und den geschlossenen Schalter 11, der die Ladung von 5 jeweils verringert. Wird die Zeitkonstante dieses Ausgleichsvorgangs durch entsprechend niederohmige Bemessung des Lastwiderstandes 9 wesentlich kleiner gewählt als die Entladezeitkonstante für die Entladung des ersten Koppelkondensators 3, so tritt die durch den zweiten Koppelkondensator 7 bewirkte Entladung des Ladekondensators 5 jeweils nur zu Beginn jeder einzelnen Abschaltphase 14' auf, i so daß die Entladevorgänge im weiteren Verlauf der Abschaltphase hiervon nicht beeinflußt werden.To explain the mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 1 is a compilation of various voltage diagrams assigned to specific circuit points according to FIG. 2. The pulse voltage Ui 'to be evaluated is according to FIG. 2a unbalanced keyed in such a way that the switch-on phase 13 '(switch 11 open) is small compared to the switch-off phase 14' (switch 11 closed). If in the arrangement according to FIG. 1 the point b is placed on ground potential, a potential curve Uü results for the opposite bridge corner point a according to FIG. 2 B. During the relatively short switch-on phases 13 ′, the charging capacitor 5 charges up in bursts via the rectifier 4 and the first coupling capacitor 3. Since the first coupling capacitor 3 has a significantly lower capacitance than the charging capacitor 5, the former charges to a significantly higher voltage than the latter in accordance with the charging time constant. However, this is not specifically taken into account in the voltage diagrams according to FIGS. 2 d and 2 e, which are only intended to illustrate the terminal voltage curve at the capacitors 3 and 5. During the relatively long switch-off phases 14 ', the coupling capacitor 3 discharges via the high-resistance discharge resistor 10 and the closed switch 11, so that it is practically completely discharged at the beginning of the following switch-on phases 13'. It is therefore charged according to FIG. 2 d in each switch-on phase 13 'by the same voltage swing d U.' so that the charging capacitor 5, as shown in FIG. 2e can be seen, can be charged further by a constant voltage swing d U5. If the discharge of the charging capacitor 5 were to take place only via the rectifier 8, the load resistor 9 and, in parallel, via the evaluating switching element 6 , one would appear in FIG. 2 e dashed discharge curve result. By the action of the second coupling capacitor 7 and the rectifier 8 in the circuit according to FIG. 1, however, a further discharge process occurs at 5 during each shutdown phase 14 ', so that the discharge curve drawn as a solid line in FIG. 2 e is decisive. As in detail from FIG. 2 c, which illustrates the potential profile Ui 'of the bridge corner point d , the second coupling capacitor 7, which has approximately the same capacitance as 3, is charged to the supply voltage during the switch-on phases 13', with its occupancy facing point d being very has a small negative potential corresponding to the front threshold voltage of 8, while its assignment facing point a in the charged state corresponds in terms of potential to the negative pole of the supply voltage. At the beginning of the switch-off phase 14 ', a is connected to ground potential via the now closed switch 11, which at the same time leads to an increase in potential at point d to the value of the positive supply voltage, as shown in FIG. 2 c is indicated. During the switch-off phase, an equalizing current flows between the second coupling capacitor 7 and the charging capacitor 5 via the load resistor 9 and the closed switch 11, which reduces the charge of 5 in each case. If the time constant of this equalization process is selected to be significantly smaller than the discharge time constant for the discharge of the first coupling capacitor 3 by means of a correspondingly low-resistance dimensioning of the load resistor 9, then the discharge of the charging capacitor 5 caused by the second coupling capacitor 7 only occurs at the beginning of each individual switch-off phase 14 ', i so that the discharge processes are not influenced by this in the further course of the shutdown phase.

Unter der Voraussetzung vorstehender Dimensionierungen ergibt sich dabei die im folgenden beschriebene Wechselwirkung zwischen den Brücken- i hälften a, c, b und a, d, b in Bezug auf die resultierende Ladung von 5: Die Ladungsverminderungen, die an 5 während der einzelnen Abschaltphasen durch die Wirkung von 7 hervorgerufen werden, können nur dann kompensiert werden, wenn die Abschaltphasen genügend lang sind, um eine praktisch vollständige Entladung von 3 zu er-, huben, da nur in diesem Fall die Spannungshübe d U. -und damit auch d U5 so groß sind, daß die resultierende Klemmenspannung US mit jeder Schaltperiode zunimmt und nach einer gewissen Verzögerungszeit einen solchen Wert erreicht, daß das auswertende Schaltelement 6 anspricht.Assuming the above dimensions, the interaction described below between the bridge halves a, c, b and a, d, b results in relation to the resulting charge of 5: The charge reductions that occur on 5 during the individual shutdown phases the effect of 7 can only be compensated if the switch-off phases are long enough to achieve a practically complete discharge of 3, since only in this case the voltage swings d U. -and thus also d U5 are large that the resulting terminal voltage US increases with each switching period and, after a certain delay time, reaches a value such that the evaluating switching element 6 responds.

Da die Abschaltphasen mit steigender Tastfrequenz kleiner werden, wird hierbei ein bestimmter Grenzwert erreicht, bei dem die durch 7 bewirkten Ladungsverminderungen nicht mehr ausgeglichen werden können, da sich der erste Koppelkondensator 3 während der kurzen Abschaltphasen nicht mehr genügend entladen kann. Dieser Grenzwert entspricht einer bestimmten - oberen Impulsfolge-Grenzfrequenz, welche unterhalb der durch die eigentliche, aus der Brückenhälfte a, c, b und den Schaltelementen 10 und 11 bestehende Zählschaltung gegebenen oberen Impulsfolge-Grenzfrequenz liegt. Somit wird der auswertbare Impulsfolgefrequenzbereich durch die Schaltungsanordnung nach der Erfindung scharf auf einen unteren Teilbereich eingeschränkt.Since the switch-off phases become smaller with increasing sampling frequency, a certain limit value is reached at which the charge reductions caused by 7 can no longer be compensated because the first coupling capacitor 3 can no longer discharge sufficiently during the short switch-off phases. This limit value corresponds to a certain - upper pulse train limit frequency, which is below the upper pulse train limit frequency given by the actual counting circuit consisting of the bridge halves a, c, b and the switching elements 10 and 11. Thus, the pulse repetition frequency range that can be evaluated is sharply restricted to a lower subrange by the circuit arrangement according to the invention.

Unabhängig davon wird jedoch der Grenzwert der Abschaltphase 14' auch dadurch erreicht, daß bei gleicher Impulsfolgefrequenz die Anschaltphase auf Kosten der Abschaltphase verlängert wird. Der Koppelkondensator 7 und der Lastwiderstand 9 werden dabei mit Vorteil so bemessen, daß, ausgehend von einer bestimmten auszuwertenden Impulsfolgefrequenz, der Grenzwert der Abschaltphase 14' beim Erreichen einer annähernd symmetrischen Tastung bereits überschritten ist. Auf diese Weise ist es möglich, auch symmetrische Tastungen, die häufig von Störwechselspannungen herrühren, von der Auswertung durch das Schaltelement 6 auszuschließen.However, the limit value of the shutdown phase 14 'is also independent of this achieved in that with the same pulse repetition frequency, the switch-on phase at the expense the shutdown phase is extended. The coupling capacitor 7 and the load resistor 9 are advantageously dimensioned in such a way that, starting from a specific one, to be evaluated Pulse repetition frequency, the limit value of the shutdown phase 14 'when reaching an approximately symmetrical keying has already been exceeded. In this way it is possible also symmetrical keyings, which often result from interference AC voltages, of exclude the evaluation by the switching element 6.

F i g. 3 zeigt vergleichsweise eine Zusammenstellung der bereits in F i g. 2 dargestellten Spannungsdiagramme für eine Impulsspannung U,", deren Impulsfolgefrequenz oberhalb der genannten Grenzfrequenz liegt und die symmetrisch getastet ist. Sie wird daher bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung nicht ausgewertet. In diesem Fall ist der Spannungshub d U 'l ' gemäß F i g. 3 d durch die infolge der kurzen Abschaltphasen 14" vorhandenen Restladungen am ersten Koppelkondensator 3 kleiner als bei dem in F i g. 2 dargestellten Betriebsfall, wobei auch der Spannungshub d U."*, abgesehen von der ersten Anschaltphase, gemäß F i g. 3 e kleiner ist als in F i g. 2 e. Die Größe von d U5 " reicht hierbei nicht mehr aus, um die verschiedenen Entladevorgänge an 5 zu kompensieren, so daß nach der ersten Anschaltphase die resultierende Klemmenspannung an 5 ständig abnimmt und nicht den zur Auswertung erforderlichen Wert erreicht.F i g. FIG. 3 comparatively shows a compilation of the items already shown in FIG. 2 shown voltage diagrams for a pulse voltage U, "whose pulse repetition frequency is above the limit frequency mentioned and which is symmetrically sampled. It is therefore not evaluated in the circuit arrangement according to the invention. In this case, the voltage swing d U 'l' according to FIG 3 d is smaller than in the case of the one in FIG. 2, wherein the voltage swing d U "*, apart from the first switch-on phase, is smaller according to FIG. 3 e than in FIG. 2 e. The size of d U5 " is no longer sufficient here, in order to compensate for the various discharging processes at 5, so that after the first switch-on phase the resulting terminal voltage at 5 constantly decreases and does not reach the value required for evaluation.

Durch Einschaltung eines hochohmigen Widerstandes 15 parallel zum ersten Koppelkondensator 3, wodurch ein Spannungsteiler 10, 15 zwischen den Einspeisepünkten a und b gebildet wird, ist es möglich, eine Auswertung auch für den Fall einer Unterbrechung der Spannung U1 zu erhalten. Hierbei lädt sich der Ladekondensator 5 über den Spannungsteiler 10, 15 bei geöffnetem Schalter 11 stetig auf. Mit Vorteil wird dabei der Widerstand 15 so bemessen, daß die Auswertung mit der gleichen Verzögerung erfolgt, die bei einer bestimmten, vorgegebenen Impulsfolgefrequenz von Ui erreicht wird. Mit einer derartigen Weiterbildung der Erfindung können somit zwei verschiedene Betriebsfälle, nämlich einerseits der einer bestimmten Impulsfolgefrequenz der anliegenden Impulsspannung sowie andererseits der eines völligen Spannungsausfalles, durch das auswertende Schaltelement 6 in gleicher Weisse erfaßt werden.By connecting a high-resistance resistor 15 in parallel to the first coupling capacitor 3, whereby a voltage divider 10, 15 is formed between the feed points a and b , it is possible to obtain an evaluation even in the event of an interruption in the voltage U1. In this case, the charging capacitor 5 is continuously charged via the voltage divider 10, 15 when the switch 11 is open. The resistor 15 is advantageously dimensioned in such a way that the evaluation takes place with the same delay that is achieved with a specific, predetermined pulse repetition frequency of Ui. With such a development of the invention, two different operating cases, namely on the one hand that of a certain pulse repetition frequency of the applied pulse voltage and on the other hand that of a complete voltage failure, can be detected in the same way by the evaluating switching element 6.

F i g. 4 a zeigt die Ausführungsform nach F i g. 1 in einer anderen Darstellungsart, wobei die einzelnen Schaltelemente bzw. Schaltungspunkte mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Gemäß F i g. 4 b kann der Auswerteteil der Schatlung zwischen den Punkten b und c durch einen an sich bekannten Integrator ersetzt werden, der aus einem Gleichstromverstärker 16 mit einem den Verstärkerausgang mit dem Verstärkereingang verbindenden gegenkoppelnden Kondensator 17 besteht und in dessen Ausgangskreis das auswertende Schaltelement 6 angeordnet ist. Wenn der Gleichstromverstärker 16 eine Phasendrehung von 180° hervorruft, wirkt der Kondensator 17 wie ein zwischen b und c geschalteter Ladekondensator mit einer um den Anteil der Stromverstärkung von 16 vergrößerten Kapazität. Dementsprechend verläuft der Stromanstieg im Ausgangskreis von 16 flacher, wobei die bis zum Erreichen des Ansprechwertes von 6 ablaufende Verzögerungszeit gleichfalls um den Anteil der Stromverstärkung von 16 vergrößert ist. Außerdem liefert der Gleichstromverstärker 16 eine höhere Leistung an das Schaltelement 6, das dafür billiger und robuster sein kann.F i g. 4 a shows the embodiment according to FIG. 1 in another Type of representation, the individual switching elements or switching points with the the same reference numerals are provided. According to FIG. 4 b can be the evaluation part of the Matching between points b and c by an integrator known per se be replaced, which consists of a DC amplifier 16 with a the amplifier output with the amplifier input connecting negative feedback capacitor 17 and the evaluating switching element 6 is arranged in its output circuit. If the DC amplifier 16 causes a phase shift of 180 °, the capacitor acts 17 like a charging capacitor connected between b and c with one around the portion the current gain of 16 increased capacity. Accordingly, the Current rise in the output circuit of 16 flatter, with the up to reaching the response value The delay time running down from 6 is also increased by the proportion of the current gain is enlarged from 16. In addition, the DC amplifier 16 provides higher Power to the switching element 6, which can be cheaper and more robust for it.

In F i g. 5 ist eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 b dargestellt, bei der der Auswerteteil durch eine optische Anzeigevorrichtung ergänzt ist. Diese besteht aus einer Gitteranzeigeröhre 18, die derart angeordnet ist, daß der Ausgangsstrom des Integrators 16 zugleich als Heizstrom wirksam ist. Das Steuergitter, das über einen Spannungsteiler 19, 20 und über zwei stromdurchlässige Gleichrichter 21 und 22 an der Betriebsspannung liegt, erhält durch geeignete Bemessung der Widerstände 19 und 20 eine leichte positive Vorspannung gegenüber der Kathode, so daß die Anzeigeröhre 18 bei einer Unterbrechung der Spannung U1 durch den einsetzenden Heizstrom aufleuchtet. Falls an der Eingangsklemme 12 eine getastete Spannung Ui anliegt, wird über den impulsweise betätigten Schalter 11 während der Abschaltphasen 14 (Schalter 11 geschlossen) ein dritter Koppelkondensator 23 über den stromdurchlässigen Gleichrichter 22 auf die Speisespannung aufgeladen. Zu Beginn jeder Anschaltphase 13 (Schalter 11 geöffnet) wird das Potential des Verbindungspunktes e zwischen den Schaltelementen 22 und 23 um den Betrag der Speisespannung gesenkt, so daß der Gleichrichter 22 sperrt und der dritte Koppelkondensator 23 über einen den Widerstand 24 und den Gleichrichter 21 enthaltenden Ausgleichsstromkreis einen Kondensator 25 derart negativ auflädt, daß die dem Steuergitter der Anzeigeröhre 18 zugeführte Klemmenspannung die Anzeigeröhre sperrt. Der über den Spannungsteiler 19, 20 und die Speisespannungsquelle einsetzende Entladevorgang am Kondensator 25 wird dabei durch geeignete Bemessung der Widerstände 19 und 20 derart gesteuert, daß sich die negative Sperrspannung am Steuergitter vorzugsweise nach Ablauf der halben darauffolgenden Abschaltphase 14 so weit verringert hat, daß die Röhre wieder leuchtet. Somit ergibt sich bei einer aufzuwertenden Impulsspannung U1 ein intermittierender Leuchtvorgang, der jeweils mit den zweiten Hälften der einzelnen Abschaltphasen 14 zusammenfällt.In Fig. 5 is a further development of the circuit arrangement according to FIG. 4 b shown, in which the evaluation part is supplemented by an optical display device. This consists of a grid display tube 18 which is arranged in such a way that the output current of the integrator 16 is also effective as a heating current. The control grid, which is connected to the operating voltage via a voltage divider 19, 20 and two current-permeable rectifiers 21 and 22, is given a slight positive bias with respect to the cathode by appropriately dimensioning the resistors 19 and 20, so that the display tube 18 if the voltage is interrupted U1 lights up due to the heating current. If a sensed voltage Ui is applied to the input terminal 12, a third coupling capacitor 23 is charged to the supply voltage via the current-permeable rectifier 22 via the pulsed switch 11 during the switch-off phases 14 (switch 11 closed). At the beginning of each switch-on phase 13 (switch 11 open) the potential of the connection point e between the switching elements 22 and 23 is lowered by the amount of the supply voltage, so that the rectifier 22 blocks and the third coupling capacitor 23 via a resistor 24 and the rectifier 21 containing Compensating circuit charges a capacitor 25 negatively in such a way that the terminal voltage applied to the control grid of the display tube 18 blocks the display tube. The onset of the voltage divider 19, 20 and the supply voltage source discharge process on the capacitor 25 is controlled by suitable dimensioning of the resistors 19 and 20 such that the negative blocking voltage on the control grid has preferably after the end of half the subsequent shutdown phase 14 has decreased so much that the Tube lights up again. In the case of a pulse voltage U1 that is to be evaluated, an intermittent lighting process thus results, which coincides with the second halves of the individual switch-off phases 14.

Gemäß einer Weiterbildung des Auswerteteils der Schaltungsanordnung ist ein an sich bekannter, astabiler Multivibrator vorgesehen, dessen Transistoren T1, T2 über die Kollektorwiderstände 26, 27 an den negativen Pol der Speisespannung geführt sind. An die Basiselektroden sind jeweils die zeitbestimmeden RC-Glieder 28, 29 und 30, 31 geschaltet. Die Emitterzuleitungen sind über ein gemeinsames RC-Glied 32, 33 an das Massepotential geführt. Die an dem gemeinsamen RC-Glied 32, 33 abfallende Spannung wird den Basiselektroden über Widerstände 34 und 35 als definierte Sperrspannung zugeleitet. Beim Anliegen einer nichtunterbrochenen Spannung an der Eingangsklemme 12 der Schaltung, d. h. bei geschlossenem Schalter 11, ist eine an den Schaltungspunkt a angeschaltete Diode 36 stromdurchlässig und legt damit Massepotential an die Basis des rechten Transistors T2, so daß dieser dauernd gesperrt bleibt, während T1 Strom führt. Beim kurzzeitigen Öffnen des Schalters 11 während der Anschaltphasen 13 beim Empfang einer Impulsspannung Ui wird die Diode 36 jeweils kurzzeitig gesperrt, was an sich nach Aufhebung des Massepotentials an der Basis von T2 zu einer Öffnung von T2 nach einer bestimmten, durch die Dimensionierung des RC-Gliedes 28, 29 festgelegten Entlad:ezeit führen müßte. Hierbei wird jedoch eine Durchsteuerung von T2 dadurch vermieden, daß diese Entladezeit länger gewählt wird als die Dauer der einzelnen Anschaltphasen 13. Demzufolge verbleibt der Transistor T2 beim Empfang einer getasteten Spannung Ui im gesperrten Zustand, und der Multivibrator schwingt nicht. Fällt jedoch die Spannung an der Eingangsklemme 12 vollständig aus (Schalter 11 dauernd geöffnet), so bleibt die Diode 36 im gesperrten Zustand, so daß T2 nach der durch die Entladung von 29 bestimmten Verzögerungszeit durchgesteuert wird und der Multivibrator, dessen Ausgangsspannung bei 37 abgegriffen wird, zu arbeiten beginnt. Die für das Tastverhältnis der entstehenden Rechteckspannung maßgebenden zeitbestimmenden RC-Glieder 28, 29 und 30, 31 werden dabei zweckmäßigerweise so dimensioniert, daß das Tastverhältnis der bei 37 abgegriffenen Ausgangsspannung dem Tastverhältnis einer bestimmten, vorgegebenen Impulsspannung U1 entspricht. Zur Ausschaltung nachteiliger Einflüsse, wie z. B. Schwankungen der Raumtemperatur oder Änderungen der Transistorkennwerte, auf das Tastverhältnis der Ausgangsspannung werden vorzugsweise zwei Dioden 38 und 39 derart zwischen die Basispunkte der Transistoren und die Anschaltepunkte der zugeordneten zeitbestimmenden RC-Glieder geschaltet, daß ihre Anoden an den Basispunkten liegen.According to a further development of the evaluation part of the circuit arrangement, a known, astable multivibrator is provided, the transistors T1, T2 of which are connected to the negative pole of the supply voltage via the collector resistors 26, 27. The time-determining RC elements 28, 29 and 30, 31 are connected to the base electrodes. The emitter leads are connected to the ground potential via a common RC element 32, 33. The voltage drop across the common RC element 32, 33 is fed to the base electrodes via resistors 34 and 35 as a defined reverse voltage. When there is an uninterrupted voltage at the input terminal 12 of the circuit, i.e. with the switch 11 closed, a diode 36 connected to the circuit point a is current-permeable and thus applies ground potential to the base of the right transistor T2, so that it remains permanently blocked, while T1 is current leads. When the switch 11 is opened briefly during the switch-on phases 13 when a pulse voltage Ui is received, the diode 36 is blocked for a short time, which, after the ground potential at the base of T2 has been canceled, results in an opening of T2 after a certain amount, due to the dimensioning of the RC- Link 28, 29 specified discharge time would have to lead. In this case, however, a through-control of T2 is avoided in that this discharge time is selected longer than the duration of the individual switch-on phases 13. Accordingly, the transistor T2 remains in the blocked state when receiving a sensed voltage Ui, and the multivibrator does not oscillate. However, if the voltage at input terminal 12 fails completely (switch 11 is permanently open), diode 36 remains in the blocked state, so that T2 is switched on after the delay time determined by the discharge of 29 and the multivibrator, whose output voltage is tapped at 37 to start working. The time-determining RC elements 28, 29 and 30, 31, which are decisive for the pulse duty factor of the resulting square wave voltage, are expediently dimensioned so that the pulse duty factor of the output voltage tapped at 37 corresponds to the pulse duty factor of a specific, predetermined pulse voltage U1. To eliminate adverse influences, such as. B. fluctuations in room temperature or changes in transistor characteristics, on the duty cycle of the output voltage, two diodes 38 and 39 are preferably connected between the base points of the transistors and the connection points of the associated time-determining RC elements that their anodes are at the base points.

In F i g. 6 ist ein zwischen den Endstellen A, B liegender Systemabschnitt eines Trägerfrequenzsystems schematisch dargestellt, welches mit einer Pilotüberwachung zur Signalisierung von übertragungsstörungen ausgerüstet ist. Auf der Sendeseite der Endstelle A sind ein die einzelnen Nachrichtenkanäle zu einer Gruppe zusammenfassender Kanalumsetzer KU1, eine Einkopplungsschaltung EK 1, ein Gabelverstärker G V 1 und ein mehrere Gruppen zu einer Übergruppe zusammenfassender Gruppenumsetzer GU1 angeordnet. Auf der Empfangsseite der Endstelle B sind entsprechend ein die Übergruppe in die einzelnen Gruppen aufteilender Gruppenumsetzer GU2, eine Auskopplungsschaltung AK2 und ein die betrachtete Gruppe in die einzelnen Nachrichtenkanäle aufteilender Kanalumsetzer KU2 vorgesehen. Der Aufbau in der anderen Übertragungsrichtung B-A ist analog, wobei die entsprechenden Schalteinheiten in B mit dem Index 3, in. A mit dem Index 4 bezeichnet sind. Über die Einkopplungsschaltung EK1 wird dabei die von einem Pilotgenerator G1 erzeugte Pilotspannung in die ÜbertragungsrichtungA-B eingekoppelt, über EK2 entsprechend die von einem Pilotgenerator G2 erzeugte Pilotspannung in die Übertragungsrichtung B-A.In Fig. 6 a system section of a carrier frequency system, which is located between the terminals A, B , is shown schematically, which is equipped with a pilot monitoring system for signaling transmission disturbances. On the transmission side of the terminal A, a channel converter KU1 combining the individual message channels into a group, a coupling circuit EK 1, a fork amplifier GV 1 and a group converter GU1 combining several groups into a supergroup are arranged. On the receiving side of terminal B, a group converter GU2 dividing the supergroup into the individual groups, a decoupling circuit AK2 and a channel converter KU2 dividing the group under consideration into the individual message channels are provided accordingly. The structure in the other transmission direction BA is analogous, with the corresponding switching units being denoted by the index 3 in B and the index 4 in A. The pilot voltage generated by a pilot generator G1 is injected into the transmission direction A-B via the injection circuit EK1, and the pilot voltage generated by a pilot generator G2 is correspondingly injected into the transmission direction BA via EK2.

Zwischen die Auskopplungsschaltung AK2 und die Einkopplungsschaltung EK3 ist eine Ausführungsform nach F i g. 5 als Pilotempfänger PE 1 eingeschaltet, wobei die Klemmen 12' und 37' den Klemmen 12 und 37 in F i g. 5 entsprechen. Analog ist eine gleichartig ausgebildete Schaltungsanordnung als Pilobempfänger PE2 mit den Klemmen 12" und 37" zwischen AK4 und EK1 eingeschaltet. Wird beim Auftreten einer Übertragungsstörung in der Übertragungsrichtung A -B- die über EK 1 eingespeiste und über AK2 aus dem Übertragungsweg ausgekoppelte, an der Klemme 12' anliegende Pilotspannung unterbrochen, so erfolgt nach einer bestimmten Verzögerungszeit eine Auswertung über das Schaltelement 6', welches mittels eines Schaltkontaktes ein nachgeschaltetes Sperrgerät S1 beeinflußt, das über eine Leitung L 1 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen Gruppe von Nachrichtenkanälen gegen eine Belegung an das der Endstelle B zugeordnete Wähleramt weitergibt. Gleichzeitig wird an der Ausgangsklemme 37' eine Rechteckspannung erzeugt, welche- die von G2 erzeugte Pilotspannung in der Einkopplungsschaltung EK 3 rhythmisch unterbricht. Die in Rückwärtsrichtung, d. h. in Richtung B-A übertragene impulsförmige Pilotspannung erzeugt an der Klemme 12" eine impulsförmige Eingangsspannung. Der Pilotempfänger PE2 wertet diese Impulsspannung nach einer bestimmten zeitlichen Verzögerung mittels seines Schaltelementes 6" aus und beeinflußt ein nachgeschaltetes Sperrgerät S2, welches über eine Leitung L 2 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen Kanalgruppe gegen eine Belegung auch an das der Endstelle A zugeordnete Wähleramt weitergibt. Nach Beseitigung der Übertragungsstörung wird in B die an der Klemme 37' abgegriffene Rechteckspannung sofort abgeschaltet, so daß auch an 12" wieder eine nicht unterbrochene Pilotspannung anliegt und das Schaltelement 6" in A nach der gleichen Verzögerung wie in B und wie beim Einschalten wieder abfällt. Damit sind die Wahlsperrungen für beide Wählerämter wiederaufgehoben. Ein analoger Wahlsperrungsvorgang spielt sich auch beim Auftreten einer Übertragungsstörung in der Übertragungsrichtung B-A ab, wobei die Funktionen der Pilotempfänger PE1 und PE2 vertauscht sind.Between the coupling-out circuit AK2 and the coupling-in circuit EK3 is an embodiment according to FIG. 5 switched on as pilot receiver PE 1 , with terminals 12 'and 37' corresponding to terminals 12 and 37 in FIG. 5 correspond. Similarly, a similarly designed circuit arrangement is switched on as a pilot receiver PE2 with terminals 12 "and 37" between AK4 and EK1. If, when a transmission fault occurs in the transmission direction A -B-, the pilot voltage fed in via EK 1 and decoupled from the transmission path via AK2 and applied to terminal 12 'is interrupted, an evaluation is carried out via switching element 6' after a certain delay time, which is carried out by means of a switching contact influences a downstream blocking device S1, which forwards a switching command to block the failed group of communication channels against occupancy via a line L 1 to the electoral office assigned to terminal B. At the same time, a square-wave voltage is generated at the output terminal 37 ', which rhythmically interrupts the pilot voltage generated by G2 in the coupling circuit EK 3. The pulse-shaped pilot voltage transmitted in the reverse direction, ie in the direction BA, generates a pulse-shaped input voltage at terminal 12 " . The pilot receiver PE2 evaluates this pulse voltage after a certain time delay by means of its switching element 6" 2 also forwards a switching command to block the failed channel group against occupancy to the electoral office assigned to terminal A. After the transmission disturbance has been eliminated in B, the square-wave voltage tapped at terminal 37 'is switched off immediately, so that an uninterrupted pilot voltage is again applied to 12 " and the switching element 6" in A drops out again after the same delay as in B and as when switching on . This lifted the electoral blocks for both electoral offices. An analog dial blocking process also takes place when a transmission fault occurs in the transmission direction BA, the functions of the pilot receivers PE1 and PE2 being interchanged.

Durch die Ausbildung der PilotempfängerPE1 und PE2 gemäß der in F i g. 5 dargestellten Schaltungsanordnung wird ihre Selektivität derart erhöht, daß Fehlauswertungen, welche bei den herkömmlichen Trägerfrequenzsystemen durch Schwebungsvorgänge hervorgerufen werden, weitgehend vermieden sind. Die optische Auswertung mittels der in den P.ilotempfängem angeordneten Anzeigeröhren 18 läßt dabei gleichzeitig erkennen, ob der Pilotempfänger eine impulsförmige Pilotspannung empfängt oder ob diese ganz ausgefallen ist, so daß automatisch angezeigt wird, in welcher Übertragungsrichtung die Störung zu suchen ist.By training the pilot receivers PE1 and PE2 in accordance with the procedures shown in FIG. 5, its selectivity is increased in such a way that incorrect evaluations, which are caused by beat processes in conventional carrier frequency systems, are largely avoided. The optical evaluation by means of the indicator tubes 18 arranged in the pilot receivers shows at the same time whether the pilot receiver is receiving a pulse-shaped pilot voltage or whether this has failed completely, so that the transmission direction in which the fault is to be found is automatically displayed.

Claims

Claims: 1. Circuit arrangement for evaluating a pulse train within a range of low pulse train frequencies using a counting circuit in which a charging capacitor is connected in pulses to a direct current source via a first coupling capacitor connected in series and a switch actuated by the pulses, so that it is charged intermittently during the switch-on phases and the first coupling capacitor is discharged via a discharge resistor during the switch-off phases, characterized in that a second coupling capacitor (7) is charged in parallel to the first and during the switch-off phases (14) with the charging capacitor (5) in one such polarity is interconnected that between the two flows a compensating current discharging the coupling capacitor (7) , the discharge time constant for the first coupling capacitor (3) being much larger than that for the second (7), and that d In the charging capacitor (5) an evaluating switching element (6) provided with a response threshold is connected in parallel.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized by the design as a bridge circuit, in which two bridge branches connecting the feed points (a, b) , on the one hand, the first coupling capacitor (3) in series with a rectifier (4) permeable to the charging current and, on the other hand, the charging capacitor (5), while the other two bridge branches contain on the one hand the second coupling capacitor (7) and on the other hand a rectifier (8) with a permeable polarity for the charging current, the second bridge diagonal (c, d) being connected to the load resistor (9) of the charging capacitor and an additional switching branch connecting the two feed points (a, b) contains the switch (11) actuated by the pulses which, when the switch is in the closed position, closes a discharge circuit with a large time constant for the first coupling capacitor (3).

3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the first coupling capacitor is bridged with an ohmic resistor (15) which, with the discharge resistor (10) of the first coupling capacitor (3), has a voltage divider between the feed points (a, b) of the bridge circuit forms.

4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that that the ohmic resistance (15) is dimensioned such that when open Switch position the charging capacitor (5) is charged in the same time as with a certain, predetermined repetition frequency of the pulses.

5. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that the charging capacitor (5) by an integrator consisting of a DC amplifier (16) with a The negative feedback capacitor connecting the amplifier output to the amplifier input (17), is replaced, in the output circuit of which the evaluating switching element (6) is arranged is.

6. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the current flowing through the evaluating switching element (6) or the output current of the integrator is used as a heating current of a grid display tube (18), the control grid of which at the beginning of each switch-on phase (13) the terminal voltage of a Capacitor (25) is supplied as reverse voltage, a discharge circuit (19, 20) of the capacitor being dimensioned so that the indicator tube lights up preferably after the following half shutdown phase (14) has elapsed.

7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized characterized in that a third coupling capacitor (23) through the pulses actuated switch (11) is charged in bursts during the shutdown phases (14) and at the beginning of the switch-on phases (13) each its charge via a compensation circuit (21, 24) on the capacitor (25) which supplies the reverse voltage. B.

Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that an astable multivibrator (T1, T2) connected to the supply voltage is provided, in which the base point of one transistor (T2) is connected to a circuit point (a) via a diode (36) is connected, the one in the switch-on phases (13). approximately corresponding to the negative pole of the supply voltage, in the switch-off phases (14) has a potential corresponding approximately to the positive pole of the supply voltage, with such a polarity of the diode that it is controlled in the cut-off range in the switch-on phases (13), and that the discharge time constant of the time-determining RC element (28, 29) connected to the base point is dimensioned in such a way that the reverse voltage remains during the connection phases (13).

9. Circuit arrangement according to claim 8, characterized in that that the emitter leads of the multivibrator transistors (T1, T2) have a common, RC element (32, 33) serving to generate a blocking bias voltage are guided.

10. Circuit arrangement according to claim 8 or 9, characterized in that between the base points of the transistors (T 1, T 2) and the connection points of the associated time-determining RC elements (28, 29 and 30, 31) each have diodes (38, 39) are switched, which are blocked as long as the capacitors (29, 31 ) discharge via the associated resistors (28, 30).

11. Circuit arrangement according to one of claims 8 to 10, characterized by its use as a pilot receiver (PE1, PE2) in pilot monitoring systems of carrier frequency systems where both a keying and an interruption of the pilot voltage in the same way is evaluated and, in addition, if the pilot voltage is interrupted, a touch voltage is generated for the pilot transmitted in the opposite direction.