WO2018061949A1

WO2018061949A1 - 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Info

Publication number: WO2018061949A1
Application number: PCT/JP2017/033977
Authority: WO
Inventors: 塚本　秀樹; 浩司野阪
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-09-29
Filing date: 2017-09-20
Publication date: 2018-04-05
Anticipated expiration: 2019-03-29
Also published as: US10958242B2; US20190222198A1

Abstract

フィルタ（１０）は、直列腕共振子（ｓ１）と、第１並列腕共振回路と、第２並列腕共振回路とを備え、第１並列腕共振回路は、ノード（ｘ１）に接続された並列腕共振子（ｐ１）と、並列腕共振子（ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタ（Ｃ１）及びスイッチ（ＳＷ１）と、ノード（ｘ１）とグランドとをスイッチ（ＳＷ１）を介して結ぶ経路に設けられたインダクタ（Ｌ１）とを有し、第２並列腕共振回路は、ノード（ｘ２）に接続された並列腕共振子（ｐ２）と、並列腕共振子（ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタ（Ｃ２）及びスイッチ（ＳＷ２）と、ノード（ｘ２）とグランドとをスイッチ（ＳＷ２）を介して結ぶ経路に設けられたインダクタ（Ｌ２）とを有し、インダクタ（Ｌ１）のインダクタンス値と、インダクタ（Ｌ２）のインダクタンス値とは異なる。

Description

弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

　本発明は、共振子を有する弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタ装置が広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタ装置を備えた高周波フロントエンド回路や通信装置が実用化されている。

　例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタ装置としては、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子で構成されたラダー型フィルタの並列腕共振回路（並列腕共振子）に対して、互いに並列に接続された一対のキャパシタ及びスイッチを直列接続する構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような弾性波フィルタ装置は、スイッチの導通及び非導通に応じて通過帯域の周波数と通過帯域低域側の減衰帯域の周波数を可変できる周波数可変型の弾性波フィルタ装置を構成する。

米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書

　近年のマルチバンド化等への対応に伴い、スイッチの導通及び非導通に応じて通過帯域の周波数を可変する際に、減衰帯域の帯域幅についても可変することが求められている。

　しかしながら、上記従来の構成では、弾性波フィルタ装置の各並列腕における並列腕共振子とスイッチとを結ぶ経路のインダクタンス値がそれぞれ同じ場合、スイッチの切り替えによって、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数側に可変させた場合、減衰帯域の帯域幅が狭いと言う問題がある。

　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる弾性波フィルタ装置等を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第１直列腕共振回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１直列腕共振回路よりも前記１入出力端子側の第１ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１直列腕共振回路よりも前記第２入出力端子側の第２ノードとグランドとの間に接続された第２並列腕共振回路と、を備え、前記第１並列腕共振回路は、前記第１ノードに接続された第１並列腕共振子と、前記第１ノードとグランドとの間で前記第１並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチと、前記第１ノードとグランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第１インダクタと、を有し、前記第２並列腕共振回路は、前記第２ノードに接続された第２並列腕共振子と、前記第２ノードとグランドとの間で前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチと、前記第２ノードとグランドとを前記第２スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第２インダクタと、を有し、前記第１インダクタのインダクタンス値と、前記第２インダクタのインダクタンス値とは異なる。

　これによれば、弾性波フィルタ装置は、第１直列腕共振回路並びに第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路によって形成され、第１スイッチ及び第２スイッチの導通及び非導通に応じて、通過帯域が互いに異なる複数の通過特性を有する。例えば、第１スイッチ及び第２スイッチが導通の場合、第１スイッチ及び第２スイッチによって、第１インピーダンス素子及び第２インピーダンス素子が短絡され、第１インピーダンス素子及び第２インピーダンス素子の影響を受けない第１通過特性が規定される。一方、第１スイッチ及び第２スイッチが非導通の場合、第１インピーダンス素子及び第２インピーダンス素子の影響を受けた第１通過特性と異なる第２通過特性が規定される。また、第１通過特性及び第２通過特性における通過帯域は、第１並列腕共振回路の反共振周波数及び第２並列腕共振回路の反共振周波数により形成される。具体的には、当該通過帯域は、第１並列腕共振回路を構成する第１並列腕共振子及び第２並列腕共振回路を構成する第２並列腕共振子のそれぞれの反共振周波数により形成される。一方、第１通過特性及び第２通過特性における通過帯域の低域側の減衰帯域は、第１並列腕共振回路の共振周波数及び第２並列腕共振回路の共振周波数により形成される。具体的には、当該減衰帯域は、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子のそれぞれの共振周波数により形成される。

　例えば、第１並列腕共振回路の共振周波数（第１共振周波数と呼ぶ）と第２並列腕共振回路の共振周波数（第２共振周波数と呼ぶ）とが近づくほど当該減衰帯域の減衰量は大きくなり、第１共振周波数と第２共振周波数とが遠ざかるほど当該減衰帯域の帯域幅は広くなる。第１共振周波数と第２共振周波数とを近づけたり遠ざけたりするために、例えば、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子のそれぞれの共振周波数が近い周波数又は離れた周波数になるようにそれぞれの共振子を設計することが考えられる。しかしながら、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子は、それぞれの反共振周波数が所望の通過帯域を形成するように設計されるため、それぞれの共振周波数を所望の周波数に合わせこむことが難しい。

　ここで、第１インピーダンス素子と第２インピーダンス素子とがそれぞれキャパシタの場合に第１スイッチ及び第２スイッチが非導通から導通に切り替えられた場合、又は、第１インピーダンス素子と第２インピーダンス素子とがそれぞれインダクタの場合に第１スイッチ及び第２スイッチが導通から非導通に切り替えられた場合、第１共振周波数は第１インダクタのインダクタンス値（第１インダクタンス値と呼ぶ）に応じて低域側にシフトし、第２共振周波数は第２インダクタのインダクタンス値（第２インダクタンス値と呼ぶ）に応じて低域側にシフトすることになる。つまり、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせることで、第１スイッチ及び第２スイッチが導通又は非導通の時の第１共振周波数と第２共振周波数とのそれぞれを所望の周波数に設定できる。すなわち、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値との異ならせ方に応じて第１共振周波数と第２共振周波数とを近づけたり遠ざけたりすることができ、かつ、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子のそれぞれの反共振周波数により所望の通過帯域を形成できる。したがって、本態様によれば、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振回路に並列接続された第３並列腕共振回路と、前記第２ノードとグランドとの間で、前記第２並列腕共振回路に並列接続された第４並列腕共振回路と、を備え、前記第３並列腕共振回路は、前記第１ノードに接続された第３並列腕共振子を有し、前記第４並列腕共振回路は、前記第２ノードに接続された第４並列腕共振子を有し、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数と異なり、前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数と異なっていてもよい。

　これによれば、並列接続された第１並列腕共振回路及び第３並列腕共振回路による並列回路、並びに、並列接続された第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路による並列回路のそれぞれにおいて、インピーダンスが極小となる周波数の少なくとも１つ及び極大となる周波数の少なくとも１つは、スイッチ素子の導通及び非導通に応じて低周波側又は高周波側に共にシフトする。よって、第１通過特性と第２通過特性とでは、これらの回路のインピーダンスが極小となる周波数と極大となる周波数とで規定される減衰スロープが、急峻度を維持しつつ低周波側又は高周波側にシフトすることになる。したがって、本態様によれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数よりも高く、前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数よりも高くてもよい。

　これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数よりも低く、前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数よりも低くてもよい。

　これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記第３並列腕共振回路は、さらに、前記第１ノードとグランドとの間で前記第３並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第３インピーダンス素子及び第３スイッチと、前記第１ノードとグランドとを前記第３スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第３インダクタと、を有し、前記第４並列腕共振回路は、さらに、前記第２ノードとグランドとの間で前記第４並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第４インピーダンス素子及び第４スイッチと、前記第２ノードとグランドとを前記第４スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第４インダクタと、を有していてもよい。

　これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。このため、このようなチューナブルフィルタは、例えば、通過帯域の帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　また、前記第３インダクタのインダクタンス値と、前記第４インダクタのインダクタンス値とは異なっていてもよい。

　これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の両方の減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振子に並列接続された第３並列腕共振子と、前記第２ノードとグランドとの間で、前記第２並列腕共振子に並列接続された第４並列腕共振子と、を備え、前記互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチは、前記第１並列腕共振子と前記第３並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、前記互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチは、前記第２並列腕共振子と前記第４並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数と異なり、前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数と異なっていてもよい。

　これによれば、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域両側の極（減衰極）の周波数を共に切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記第１インダクタは、前記第１並列腕共振子とグランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路における第１配線であり、前記第２インダクタは、前記第２並列腕共振子とグランドとを前記第２スイッチを介して結ぶ経路における第２配線であってもよい。

　例えば、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と第１スイッチ及び第２スイッチとがそれぞれ異なる部品として基板に実装される場合、当該基板には第１並列腕共振子と第１スイッチとを接続する第１配線及び第２並列腕共振子と第２スイッチとを接続する第２配線が設けられる。つまり、部品間を結ぶ第１配線及び第２配線を第１インダクタ及び第２インダクタとしても用いることができるため、容易に第１インダクタ及び第２インダクタを実現できる。

　また、前記第１配線の長さと前記第２配線の長さとが異なっていてもよい。

　これによれば、第１配線の長さと第２配線の長さとを異なる長さにすることで、容易に第１インダクタンス値と、第２インダクタンス値とを異ならせることができる。

　また、前記第１配線の幅と前記第２配線の幅とが異なっていてもよい。

　これによれば、第１配線のライン幅と第２配線のライン幅とを異なる幅にすることで、容易に第１インダクタンス値と、第２インダクタンス値とを異ならせることができる。

　また、前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、キャパシタであり、前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも小さくてもよい。

　弾性波フィルタ装置を構成する素子のうち第２入出力端子に入力される高周波電力よりも高い電力が入力される第１入出力端子に近い素子ほど、第１入出力端子に入力される高周波信号による消費電力が大きくなりやすい。つまり、第１入出力端子に近い第１ノードに接続された第１並列腕共振回路における第１スイッチの消費電力は大きくなりやすく、第１スイッチとして耐電力の大きなスイッチが必要になってしまう。これに対して、第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がキャパシタの場合、第１スイッチにかかる電圧は、第１インダクタンス値に比例する。したがって、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも小さくすることで第１スイッチにかかる電圧が低くなり、第１スイッチの消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　また、前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、インダクタであり、前記第１インダクタは、前記第１並列腕共振子と、前記第１インピーダンス素子及び前記第１スイッチが並列接続された回路と、の間に接続され、前記第２インダクタは、前記第２並列腕共振子と、前記第２インピーダンス素子及び前記第２スイッチが並列接続された回路と、の間に接続され、前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも大きくてもよい。

　第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がインダクタであり、第１インダクタが第１並列腕共振子と、第１インピーダンス素子及び第１スイッチが並列接続された回路との間に接続される場合、第１スイッチにかかる電圧は、第１インダクタンス値に反比例する。したがって、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも大きくすることで第１スイッチにかかる電圧が低くなり、第１スイッチの消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　また、前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、インダクタであり、前記第１インダクタと前記第１スイッチとが直列接続された回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続され、前記第２インダクタと前記第２スイッチとが直列接続された回路は、前記第２インピーダンス素子に並列接続され、前記第１前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも小さくてもよい。

　第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がインダクタであり、第１インダクタと第１スイッチとが直列接続された回路が第１インピーダンス素子に並列接続される場合、第１スイッチにかかる電圧は、第１インダクタンス値に比例する。したがって、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも小さくすることで第１スイッチにかかる電圧が低くなり、第１スイッチの消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、前記第５並列腕共振回路は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、当該ノードとグランドとを前記第５スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第５インダクタと、を有し、前記第５インピーダンス素子はキャパシタであり、前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より小さくてもよい。

　第１インピーダンス素子、第２インピーダンス素子および第５インピーダンス素子がキャパシタの場合、第１スイッチにかかる電圧は第１インダクタンス値に比例し、第２スイッチにかかる電圧は第２インダクタンス値に比例する。したがって、第１インダクタンス値及び第２インダクタンス値を第５インダクタのインダクタンス値（第５インダクタンス値と呼ぶ）よりも小さくすることで、第１スイッチ及び第２スイッチの消費電力を小さくすることができるため、第１入出力端子及び第２入出力端子での耐電力性能の向上又は相互変調歪特性の低減が可能となる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、前記第５並列腕共振回路は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、当該ノードと、前記第５インピーダンス素子及び前記第５スイッチが並列接続された回路と、の間に接続された第５インダクタと、を有し、前記第５インピーダンス素子は、インダクタであり、前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より大きくてもよい。

　第１インピーダンス素子、第２インピーダンス素子および第５インピーダンス素子がインダクタであり、第１インダクタが第１並列腕共振子と、第１インピーダンス素子及び第１スイッチが並列接続された回路との間に接続され、第２インダクタが第２並列腕共振子と、第２インピーダンス素子及び第２スイッチが並列接続された回路との間に接続される場合、第１スイッチにかかる電圧は第１インダクタンス値に反比例し、第２スイッチにかかる電圧は第２インダクタンス値に反比例する。したがって、第１インダクタンス値及び第２インダクタンス値を第５インダクタンス値よりも大きくすることで、第１スイッチ及び第２スイッチの消費電力を小さくすることができるため、第１入出力端子及び第２入出力端子での耐電力性能の向上又は相互変調歪特性の低減が可能となる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、前記第５並列腕共振回路は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、前記第５スイッチに直列接続された第５インダクタと、を有し、前記第５スイッチと前記第５インダクタが直列接続された回路は、前記第５インピーダンス素子に並列接続され、前記第５インピーダンス素子は、インダクタであり、前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より小さくてもよい。

　第１インピーダンス素子、第２インピーダンス素子および第５インピーダンス素子がインダクタであり、第１インダクタと第１スイッチとが直列接続された回路が第１インピーダンス素子に並列接続され、第２インダクタと第２スイッチとが直列接続された回路が第２インピーダンス素子に並列接続される場合、第１スイッチにかかる電圧は第１インダクタンス値に比例し、第２スイッチにかかる電圧は第２インダクタンス値に比例する。したがって、第１インダクタンス値及び第２インダクタンス値を第５インダクタンス値よりも小さくすることで、第１スイッチ及び第２スイッチの消費電力を小さくすることができるため、第１入出力端子及び第２入出力端子での耐電力性能の向上又は相互変調歪特性の低減が可能となる。

　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、送信端子および受信端子を備え、前記共通端子と送信端子とを結ぶ経路上に設けられた送信フィルタと、前記共通端子と受信端子とを結ぶ経路上に設けられた受信フィルタと、を有するマルチプレクサであって、前記送信フィルタは、上記の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子は、前記送信端子に接続され、前記第２入出力端子は、前記共通端子に接続される。

　マルチプレクサにおいて高周波送信信号が入力される送信端子に近い素子ほど消費電力が大きくなるため、上述したように第１スイッチの消費電力を最も小さくすることで、耐電力特性を向上させることができる。また、本態様では、アンテナ共用端子である第２入出力端子は、高周波送信信号が出力される端子であると共に、高周波受信信号が入力される端子でもあるため、アンテナ共用端子に近い第２ノードに接続された第２並列腕共振回路における第２スイッチの消費電力が大きい場合、相互変調歪が悪化する問題がある。これに対して、上述したように第２スイッチの消費電力を第５スイッチの消費電力よりも小さくすることで、第２スイッチで発生する相互変調歪を低減できる。すなわち、送信端子の耐電力性能を最優先したマルチプレクサを提供できると共に、アンテナ共用端子での相互変調歪特性も低減できる。

　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、送信端子および受信端子を備え、前記共通端子と送信端子とを結ぶ経路上に設けられた送信フィルタと、前記共通端子と受信端子とを結ぶ経路上に設けられた受信フィルタと、を有するマルチプレクサであって、前記送信フィルタは、上記の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子は、前記共通端子に接続され、前記第２入出力端子は、前記送信端子に接続される。

　マルチプレクサにおいて高周波送信信号が入力される送信端子に近い素子ほど消費電力が大きくなるため、上述したように第２スイッチの消費電力を最も小さくすることで、耐電力特性を向上させることができる。また、本態様では、アンテナ共用端子である第１入出力端子は、高周波送信信号が出力される端子であると共に、高周波受信信号が入力される端子でもあるため、アンテナ共用端子に近い第１ノードに接続された第１並列腕共振回路における第１スイッチの消費電力が大きい場合、相互変調歪が悪化する問題がある。これに対して、上述したように第１スイッチの消費電力を第５スイッチの消費電力よりも小さくすることで、第１スイッチで発生する相互変調歪を低減できる。すなわち、送信端子の耐電力性能を最優先したマルチプレクサを提供できると共に、アンテナ共用端子での相互変調歪特性も低減できる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記の弾性波フィルタ装置、または、上記のマルチプレクサと、増幅回路と、を備える。

　これによれば、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる高周波フロントエンド回路を提供できる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これによれば、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる通信装置を提供できる。

　本発明に係る弾性波フィルタ装置等によれば、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる。

図１は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。図２Ａは、実施の形態１に係るフィルタを構成するチップが搭載された配線基板の部品搭載面を示す上面図である。図２Ｂは、実施の形態１に係るフィルタを構成するチップが搭載された配線基板の配線層を示す上面図である。図３は、実施の形態１における共振子の構造を模式的に表す図である。図４は、実施の形態１に係るフィルタの特性を表すグラフである。図５は、第１インダクタのインダクタンス値を振った場合の減衰帯域の帯域幅の変化の一例を表すグラフである。図６は、実施の形態１のフィルタの、第１インダクタのインダクタンス値を変えた時のフィルタ特性を表すグラフである。図７は、実施の形態１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。図８は、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの回路構成図である。図９Ａは、実施の形態２の適用例１における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの回路構成図である。図９Ｂは、実施の形態２の適用例１における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの特性を表すグラフである。図１０は、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの回路構成図である。図１１Ａは、実施の形態２の適用例２における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの回路構成図である。図１１Ｂは、実施の形態２の適用例２における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの特性を表すグラフである。図１２は、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの回路構成図である。図１３Ａは、実施の形態２の適用例３における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの回路構成図である。図１３Ｂは、実施の形態２の適用例３における直列腕共振子、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタの特性を表すグラフである。図１４は、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの回路構成図である。図１５Ａは、実施の形態２の適用例４における直列腕共振子及び第２並列腕共振回路により構成されるフィルタの回路構成図である。図１５Ｂは、実施の形態２の適用例４における直列腕共振子及び第２並列腕共振回路により構成されるフィルタの特性を表すグラフである。図１６は、実施の形態３に係るマルチプレクサの回路構成図である。図１７は、実施の形態３のフィルタの、スイッチが導通時と非導通時とのフィルタ特性を表すグラフである。図１８は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。図１９は、実施の形態４の変形例に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的又は具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、又は大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。

　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。

　また、以下において、スイッチ素子は、導通（オン）の場合にはインピーダンスが無限大となり、非導通（オフ）の場合にはインピーダンスがゼロとなる理想素子として説明する。実際は、スイッチ素子には、非導通の場合の容量成分、導通の場合のインダクタ成分、及び、抵抗成分などの寄生成分があるため、理想素子としてのスイッチ素子を用いた特性とは、若干異なる。

　（実施の形態１）
　［１．フィルタの回路構成］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。

　フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号を通過し、通信に妨害になる高周波信号をフィルタリングするバンドパスフィルタである。このフィルタ１０は、弾性波共振子を用いた弾性波フィルタ装置である。

　また、フィルタ１０は、通過帯域を可変できる周波数可変型のフィルタ（チューナブルフィルタ）である。以下で説明するように、フィルタ１０は、スイッチ素子を有し、当該スイッチ素子の導通及び非導通に応じて通過帯域の周波数が切り替えられる。ここで、スイッチ素子は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがって導通及び非導通となる。

　同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１、インダクタＬ１及びスイッチＳＷ１と、並列腕共振子ｐ２、キャパシタＣ２、インダクタＬ２及びスイッチＳＷ２と、を備える。

　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられている第１直列腕共振回路である。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられた共振子である。例えば、入出力端子１１ｍは、入出力端子１１ｎに入力される高周波電力より高い電力が入力される端子である。具体的には、入出力端子１１ｍは高周波信号が入力される入力端子であり、入出力端子１１ｎは高周波信号が出力される出力端子である。なお、直列腕共振回路は、直列腕共振子を有し、直列腕共振子は、１以上の弾性波共振子を有する。なお、直列腕共振回路は、共振子のＢＶＤ（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ　Ｖａｎ　Ｄｙｋｅ）モデルに代表されるように、インダクタおよびキャパシタで構成される、共振周波数および反共振周波数を有する共振回路であってもよい。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、直列または並列に分割された弾性波共振子、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振器であってもよい。直列または並列に分割された弾性波共振子を用いた場合、フィルタの耐電力性能を向上できる。縦結合共振器を用いたフィルタの場合、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、直列腕共振子ｓ１よりも入出力端子１１ｍ側の第１ノード（図１ではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記直列腕上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。なお、本実施の形態では、ノードｘ１は、直列腕共振子ｓ１における入出力端子１１ｍ側のノードである。

　並列腕共振子ｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、直列腕共振子ｓ１よりも入出力端子１１ｎ側の第２ノード（図１ではノードｘ２）とグランドとの間に接続されている第２並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ２は、上記直列腕上のノードｘ２とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。なお、本実施の形態では、ノードｘ２は、直列腕共振子ｓ１における入出力端子１１ｎ側のノードである。

　なお、以下では、便宜上、共振子または共振回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振周波数」と称する。

　直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、共振周波数及び反共振周波数を有する弾性波共振子であり、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子又はＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）により構成される。ここでは、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２を弾性表面波共振子とする。これにより、フィルタ１０を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。

　並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、フィルタ１０の通過帯域内に反共振周波数が位置し、通過帯域低域側に共振周波数が位置するように設計されている。直列腕共振子ｓ１は、フィルタ１０の通過帯域内に共振周波数が位置し、通過帯域高域側に反共振周波数が位置するように設計されている。これにより、並列腕共振子ｐ１及びｐ２のそれぞれの反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とで通過帯域が構成され、並列腕共振子ｐ１及びｐ２のそれぞれの共振周波数で通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数で通過帯域高域側の減衰極が構成される。

　本実施の形態では、キャパシタＣ１は、並列腕共振子ｐ１に直列接続された第１インピーダンス素子であり、キャパシタＣ２は、並列腕共振子ｐ２に直列接続された第２インピーダンス素子である。フィルタ１０の通過帯域の低域側の減衰極の周波数可変幅はキャパシタＣ１及びＣ２の定数に依存し、例えばキャパシタＣ１及びＣ２の定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣ１及びＣ２の定数は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣ１及びＣ２は、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　なお、インピーダンス素子はキャパシタに限らず、例えばインダクタであってもかまわない。インピーダンス素子としてインダクタを用いた場合、キャパシタを用いた場合に比べて、スイッチ素子が導通／非導通の時の通過帯域のシフト方向が異なる。具体的には、スイッチ素子が導通状態から非導通状態に切り替えられることで通過帯域の低域側の減衰極は、キャパシタを用いた場合には高域側にシフトし、インダクタを用いた場合には低域側にシフトすることになる。また、通過帯域の周波数可変幅はインダクタの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの定数は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、このとき、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　スイッチＳＷ１は、第１スイッチであり、一方の端子が並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、第２スイッチであり、一方の端子が並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、制御部（図示せず）からの制御信号によって導通及び非導通が切り替えられることにより、これらの接続ノードとグランドとを導通又は非導通とする。

　例えば、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、又は、ダイオードスイッチが挙げられる。

　キャパシタＣ１とスイッチＳＷ１とは互いに並列接続されることで対をなしており、一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１は、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１に直列接続されている。また、キャパシタＣ２とスイッチＳＷ２とは互いに並列接続されることで対をなしており、一対のキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２は、ノードｘ２とグランドとの間で並列腕共振子ｐ２に直列接続されている。

　インダクタＬ１は、ノードｘ１とグランドとをスイッチＳＷ１を介して結ぶ経路に設けられた第１インダクタである。インダクタＬ１とスイッチＳＷ１とが直列接続された回路は、キャパシタＣ１に並列接続されている。インダクタＬ１は、例えば、並列腕共振子ｐ１とグランドとをスイッチＳＷ１を介して結ぶ経路における配線（第１配線）である。具体的には、第１配線は、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との接続ノードと、スイッチＳＷ１とを接続する配線である。インダクタＬ２は、ノードｘ２とグランドとをスイッチＳＷ２を介して結ぶ経路に設けられた第２インダクタである。インダクタＬ２とスイッチＳＷ２とが直列接続された回路は、キャパシタＣ２に並列接続されている。インダクタＬ２は、例えば、並列腕共振子ｐ２とグランドとをスイッチＳＷ２を介して結ぶ経路における配線（第２配線）である。具体的には、第２配線は、並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との接続ノードと、スイッチＳＷ２とを接続する配線である。

　また、インダクタＬ１のインダクタンス値（第１インダクタンス値と呼ぶ）と、インダクタＬ２のインダクタンス値（第２インダクタンス値と呼ぶ）とは異なる。具体的には、第１配線の長さと第２配線の長さとが異なることで、第１インダクタンス値と、第２インダクタンス値とは異なっている。なお、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とが異なるとは、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値との差が例えば１０％より大きいことを意味する。

　入力端子である入出力端子１１ｍに近いノードｘ１に接続された第１並列腕共振回路におけるインダクタＬ１の第１インダクタンス値は、第２インダクタンス値よりも小さい。具体的には、インダクタＬ１である第１配線の長さ、幅又は形状を適宜設計することで、第２インダクタンス値より第１インダクタンス値を小さくする。

　並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とスイッチＳＷ１とインダクタＬ１とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該第１並列腕共振回路は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２とスイッチＳＷ２とインダクタＬ２とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ２とグランドとの間に接続された第２並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該第２並列腕共振回路は、直列腕とグランドとを結ぶ他の１つの並列腕に設けられている。

　なお、以下では、共振子単体に限らず共振子とインピーダンス素子とで構成される並列腕共振回路についても、便宜上、共振子とインピーダンス素子との合成インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振周波数」と称する。また、当該合成インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振周波数」と称する。

　上述したように、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、フィルタ１０の通過帯域内に反共振周波数が位置し、通過帯域低域側に共振周波数が位置するように設計されているため、フィルタ１０の通過帯域内に第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路の反共振周波数が位置し、通過帯域低域側に第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路の共振周波数が位置する。これにより、第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路のそれぞれの反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とで通過帯域が構成され、第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路のそれぞれの共振周波数で通過帯域低域側の減衰極が構成される。

　また、第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の導通及び非導通に応じて、インピーダンスが極小となる周波数が、低域側又は高域側にシフトする。つまり、第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路は、フィルタ１０の通過帯域の低域側の減衰極の周波数を可変できる。このことについては、フィルタ１０の特性と併せて後述する。

　並列腕共振子ｐ１及びｐ２とスイッチＳＷ１及びＳＷ２とは、それぞれ別チップで形成される。具体的には、図１に示すように、例えば、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２、並びに、キャパシタＣ１及びＣ２は同一のチップ１２で形成され、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、同一のチップ１３で形成される。チップ１２及び１３は、配線基板１６上又は配線基板１６の内部に設けられる。インダクタＬ１（第１配線）及びインダクタＬ２（第２配線）は、チップ１２とチップ１３を搭載する配線基板１６上又は配線基板１６の内部に設けられる。つまり、フィルタ１０は、例えばチップ１２及び１３並びに配線基板１６により構成されるためフィルタ１０の小型化を図ることができる。

　図２Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０を構成するチップ１２及び１３が搭載された配線基板１６の部品搭載面１７を示す上面図である。図２Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０を構成するチップ１２及び１３が搭載された配線基板１６のチップ１２とチップ１３とを接続する配線の配線層１８を示す上面図である。

　図２Ａに示すように、チップ１２及び１３が基板に搭載されている。チップ１２とチップ１３とは別部品であるので、チップ１２とチップ１３とは配線（例えばパターン配線）により例えば図２Ｂに示すように接続される。なお、図２Ｂには、当該基板を上面視したときのチップ１２及び１３の外形、及び、チップ１２及び１３がそれぞれ有する端子（バンプ）を破線で表している。チップ１２が有する端子Ｐｏｒｔ１は、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との接続ノードに対応し、端子Ｐｏｒｔ２は、並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との接続ノードに対応する。チップ１３が有する端子Ｐｏｒｔ３は、スイッチＳＷ１の一端の端子（グランド側ではない端子）に対応し、端子Ｐｏｒｔ４は、スイッチＳＷ２の一端の端子（グランド側ではない端子）に対応する。ここで配線とは、例えば、チップ１２に形成された並列腕共振子ｐ１及びｐ２からチップ１３に形成されたスイッチＳＷ１及びＳＷ２までの経路においてインダクタンス成分を有するもののことを意味し、配線には、例えば、チップ１２及び１３における配線、バンプ及びビアホール（スルーホール）、並びに、配線基板１６における配線及びビアホールが含まれる。したがって、第１配線は、並列腕共振子ｐ１からスイッチＳＷ１までの経路における、チップ１２内若しくはチップ１２上の配線、チップ１２のバンプ、チップ１２のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、配線基板１６内若しくは配線基板１６上の配線、チップ１３のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、チップ１３のバンプ、チップ１３内若しくはチップ１３上の配線を含む。同様に、第２配線は、並列腕共振子ｐ２からスイッチＳＷ２までの経路における、チップ１２内若しくはチップ１２上の配線、チップ１２のバンプ、チップ１２のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、配線基板１６内若しくは配線基板１６上の配線、チップ１３のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、チップ１３のバンプ、チップ１３内若しくはチップ１３上の配線を含む。

　図２Ｂに示すように、インダクタＬ１である第１配線は、端子Ｐｏｒｔ１と端子Ｐｏｒｔ３とに接続され、第１インダクタンス値が第２インダクタンス値より小さくなるように設けられている（引き回されている）。一方、インダクタＬ２である第２配線は、端子Ｐｏｒｔ２と端子Ｐｏｒｔ４とに接続され、第２インダクタンス値が第１インダクタンス値より大きくなるように設けられている。ここでは、例えば、第１配線と第２配線との幅が同じで、更に、第１配線と第２配線とが単層で形成されるため、第１配線の長さが第２配線より短くなっている。なお、第１配線と第２配線との長さが同じで、更に、第１配線と第２配線とが単層で形成される場合、第１配線の幅が第２配線より太くなっていてもよい。また、第１配線と第２配線との長さ及び幅の両方を変えてもよいし、第１配線と第２配線とが例えばスルーホール又はビアホールを介して複数の層で構成されてもよい。

　また、第１配線及び第２配線はパターン配線に限らず、ワイヤ等であってもよい。第１配線及び第２配線がワイヤであることで、抵抗成分及び寄生容量が小さくなり、フィルタ１０のフィルタ特性の劣化を抑制できる。

　このように、フィルタ１０が複数のチップによって構成される場合、当該複数のチップを接続するための配線をインダクタとして利用することができる。

　また、インダクタＬ１およびインダクタＬ２の少なくとも一方は、チップインダクタで構成し、配線基板上に搭載しても良い。

　［２．共振子構造］
　以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、任意の共振子に着目してより詳細に説明する。なお、他の共振子については、当該任意の共振子と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。

　図３は、本実施の形態における共振子の構造を模式的に表す図の一例であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。なお、図３に示された共振子は、フィルタ１０を構成する各共振子の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示すＩＤＴ電極の電極指の本数や長さに限定されない。なお、同図では、共振子を構成する反射器については図示を省略している。

　同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、共振子は、ＩＤＴ電極１０１と、当該ＩＤＴ電極１０１が形成された圧電基板１０２と、当該ＩＤＴ電極１０１を覆う保護層１０３と、を備える。以下、これらの構成要素について、詳細に説明する。

　図３の（ａ）に示すように、圧電基板１０２の上には、ＩＤＴ電極１０１を構成する互いに対向する一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂが形成されている。櫛歯電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、櫛歯電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。

　なお、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂは、それぞれが単体でＩＤＴ電極と称される場合もある。ただし、以下では、便宜上、一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂによって１つのＩＤＴ電極１０１が構成されているものとして説明する。

　また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、並びに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１０１は、図３の（ｂ）に示すように、密着層１０１ｇと主電極層１０１ｈとの積層構造となっている。

　密着層１０１ｇは、圧電基板１０２と主電極層１０１ｈとの密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１ｇの膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層１０１ｈは、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０１ｈの膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　圧電基板１０２は、ＩＤＴ電極１０１が形成された基板であり、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、又は圧電セラミックスからなる。

　保護層１０３は、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０１ｈを外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、フィルタ１０が有する各共振子の構造は、図３に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、密着層１０１ｇ、主電極層１０１ｈ及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ電極１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。

　以上のように構成された共振子（弾性波共振子）では、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。つまり、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ等によって、共振子における共振周波数及び反共振周波数が規定される。以下、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ、すなわち櫛歯電極１０１ａ及び櫛歯電極１０１ｂの設計パラメータについて説明する。

　上記弾性波の波長は、図３に示す櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａ又は１１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極ピッチ（電極周期）とは、当該繰り返し周期λの１／２であり、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１０１の交叉幅Ｌとは、図３の（ａ）に示すように、櫛歯電極１０１ａの電極指１１０ａと櫛歯電極１０１ｂの電極指１１０ｂとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、対数とは、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂのうち、対をなす電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの数であり、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。すなわち、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂの一方の１つの電極指の先端部分と当該先端部分に対向する他方のバスバー電極とで挟まれる領域の数が０．５対に相当する。また、ＩＤＴ電極１０１の膜厚とは、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂの厚みｈである。

　フィルタ１０を構成する各キャパシタは、例えば、共振子と同じように、弾性波の伝搬方向にある複数の電極指がある櫛歯電極により構成される。なお、各キャパシタは、例えば、積層された２つの配線を対向電極とし、当該対向電極間に絶縁体層若しくは誘電体層が設けられた立体配線により構成されてもよい。

　［３．フィルタ特性］
　次に、本実施の形態に係るフィルタ１０のフィルタ特性について説明する。

　図４は、実施の形態１に係るフィルタ１０の特性を表すグラフである。同図は、具体的には、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態のときと非導通の状態のときのフィルタ１０のフィルタ特性を表すグラフである。スイッチＳＷ１が非導通の状態のときには、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性はキャパシタＣ１の影響を受ける特性となる。言い換えると、この状態では、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性が第１並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。また、スイッチＳＷ２が非導通の状態のときには、第２並列腕共振回路のインピーダンス特性はキャパシタＣ２の影響を受ける特性となる。言い換えると、この状態では、並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との合成特性が第２並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。

　フィルタ１０では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２における共振周波数をそれぞれｆｐ１及びｆｐ２とする。スイッチＳＷ１及びＳＷ２が非導通の状態での第１並列腕共振回路の共振周波数（第１共振周波数と呼ぶ）に対応する減衰極は、図４中のＡ部分に示す減衰極（減衰極Ａと呼ぶ）及び図４中のＢ部分に示す減衰極（減衰極Ｂと呼ぶ）の何れか一方であり、第２並列腕共振回路の共振周波数（第２共振周波数と呼ぶ）に対応する減衰極は、他方の減衰極となる。したがって、減衰極Ａ及びＢにより通過帯域低域側の減衰帯域が形成される。

　ここで、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態に切り替わると、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子ｐ１に、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との並列接続回路が、直列接続された合成特性になる。ここでは、キャパシタＣ１に対してインダクタＬ１のインピーダンスは十分に低いため、第１並列腕共振回路の特性としては、並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１との直列回路の特性が支配的になる。言い換えると、この状態では、主に並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１との合成特性が第１並列腕共振回路のインピーダンス特性となり、減衰極Ａ及び減衰極Ｂの何れか一方の減衰極が低域側にシフトする。例えば、当該一方の減衰極が減衰極Ｂの場合、減衰極Ｂは、図４中のＤ部分に示す減衰極にシフトする。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態に切り替わると、第２並列腕共振回路のインピーダンス特性は、並列腕共振子ｐ２に、キャパシタＣ２とインダクタＬ２との並列接続回路が、直列接続された合成特性になる。ここでは、キャパシタＣ２に対してインダクタＬ２のインピーダンスは十分に低いため、第２並列腕共振回路の特性としては、並列腕共振子ｐ２とインダクタＬ２との直列回路の特性が支配的になる。言い換えると、この状態では、主に並列腕共振子ｐ２とインダクタＬ２との合成特性が第２並列腕共振回路のインピーダンス特性となり、他方の減衰極が低域側にシフトする。例えば、当該他方の減衰極が減衰極Ａの場合、減衰極Ａは、図４中のＣ部分に示す減衰極にシフトする。

　スイッチＳＷ１及びＳＷ２が非導通の状態では、第１共振周波数は並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１の合成特性における共振周波数となり、第２共振周波数は並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ２の合成特性における共振周波数となり、フィルタ１０の通過特性として第２通過特性が得られる。スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態では、第１共振周波数は主に並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１の合成特性における共振周波数となり、第２共振周波数は主に並列腕共振子ｐ２とインダクタＬ２の合成特性における共振周波数となり、フィルタ１０の通過特性として第１通過特性が得られる。したがって、インダクタＬ１の第１インダクタンス値及びインダクタＬ２の第２インダクタンス値を調整することで、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態において、第１共振周波数と第２共振周波数とが遠ざかり減衰帯域の帯域幅が広がっている第１通過特性、もしくは、第１共振周波数と第２共振周波数とが近づき減衰帯域の減衰量が大きくなっている第１通過特性を構成できる。

　図５は、インダクタＬ１の第１インダクタンス値を振った場合の６８５～６８７ＭＨｚの減衰帯域の帯域幅（第１共振周波数と第２共振周波数の差）の変化の一例を表すグラフである。図５に示すように第１インダクタンス値の変化（すなわち第１インダクタンス値と第２インダクタンス値との差）が大きいほど減衰帯域の帯域幅が広くなることがわかる。

　図６は、フィルタ１０の、インダクタＬ１の第１インダクタンス値を変えた時のフィルタ特性を表すグラフである。なお、図６は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態でのフィルタ特性を示す。スイッチＳＷ１及びＳＷ２が非導通の状態でのフィルタ特性は、図４における実線で示すフィルタ特性と同じであるため図示を省略する。図６において、第１インダクタンス値を２．５ｎＨとした時の通過特性を実線で示し、第１インダクタンス値を５ｎＨとした時の通過特性を破線で示している。

　図６中の実線で示すように、第１インダクタンス値を２．５ｎＨとした時の通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅（第１共振周波数と第２共振周波数との差）は狭いが、大きな減衰量が得られていることがわかる。一方、図６中の破線で示すように、第１インダクタンス値を５ｎＨとした時の通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅（第１共振周波数と第２共振周波数との差）は広く、広帯域で減衰量が確保できていることがわかる。

　［４．効果等］
　以上説明したように、実施の形態１に係るフィルタ１０（弾性波フィルタ装置）では、第１並列腕共振回路の共振周波数（第１共振周波数）と第２並列腕共振回路の共振周波数（第２共振周波数）とが近づくほど当該減衰帯域の減衰量は大きくなり、第１共振周波数と第２共振周波数とが遠ざかるほど当該減衰帯域の帯域幅は広くなる。

　ここで、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が非導通から導通に切り替えられた場合、第１共振周波数はインダクタＬ１（第１インダクタ）のインダクタンス値（第１インダクタンス値）に応じて低域側にシフトし、第２共振周波数はインダクタＬ２（第２インダクタ）のインダクタンス値（第２インダクタンス値）に応じて低域側にシフトすることになる。つまり、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせることで、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の時の第１共振周波数と第２共振周波数とのそれぞれを所望の周波数に設定できる。すなわち、インダクタＬ１の第１インダクタンス値及びインダクタＬ２の第２インダクタンス値を調整することで、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態において、第１共振周波数と第２共振周波数とが遠ざかり減衰帯域の帯域幅が広がっている第１通過特性、もしくは、第１共振周波数と第２共振周波数とが近づき減衰帯域の減衰量が大きくなっている第１通過特性を構成できる。したがって、本態様によれば、通過帯域の周波数および減衰帯域の周波数を低周波数に切り替えた場合、減衰帯域幅を広くすることができる。

　また、実施の形態１に係るフィルタ１０において、第１インダクタンス値は、第２インダクタンス値よりも小さい。フィルタ１０を構成する素子のうち入出力端子１１ｎに入力される高周波電力よりも高い電力が入力される入出力端子１１ｍに近い素子ほど、入出力端子１１ｍに入力される高周波信号による消費電力が大きい。つまり、入出力端子１１ｍに近いノードｘ１（第１ノード）に接続された第１並列腕共振回路におけるスイッチＳＷ１の消費電力は大きくなる。これに対して、第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がキャパシタＣ１およびＣ２の場合、スイッチＳＷ１にかかる電圧は、第１インダクタンス値に比例する。具体的には、各並列腕共振子の共振時には、以下の式１が成り立つためである。式１では、スイッチにかかる電圧をＶｓｗ、並列腕に流れる電流をＩｏ、並列腕共振回路のインダクタンタンス値をＬａ、キャパシタンス値をＣａとしている。

　したがって、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも小さくすることでスイッチＳＷ１にかかる電圧が低くなり、スイッチＳＷ１の消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　なお、第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がインダクタである場合に、インダクタＬ１とスイッチＳＷ１とが直列接続された回路が第１インピーダンス素子であるインダクタに並列接続されるときにも、インダクタＬ１のインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。この場合にも、スイッチＳＷ１にかかる電圧は、第１インダクタンス値に比例するためである。

　一方で、第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子がインダクタである場合に、インダクタＬ１が並列腕共振子ｐ１と、第１インピーダンス素子であるインダクタ及びスイッチＳＷ１が並列接続された回路と、の間に接続されるときには、インダクタＬ１のインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値よりも大きいことが好ましい。この場合、スイッチＳＷ１にかかる電圧は、第１インダクタンス値に反比例する。具体的には、各並列腕共振子の共振時には、以下の式２～式４が成り立つためである。式２では、スイッチにかかる電圧をＶｓｗ、並列腕に流れる電流をＩｏ、スイッチ部分のインピーダンスをＺｓｗとしている。式３では、角周波数をω、インピーダンス素子のインダクタンス値をＬ、スイッチのオフ容量をＣとしている。式４では、並列腕共振回路のインダクタンタンス値をＬａ、キャパシタンス値をＣａとしている。

　したがって、この場合には、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも大きくすることでスイッチＳＷ１にかかる電圧が低くなり、スイッチＳＷ１の消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　また、実施の形態１に係るフィルタ１０において、インダクタＬ１は、並列腕共振子ｐ１とグランドとをスイッチＳＷ１を介して結ぶ経路における第１配線であり、インダクタＬ２は、並列腕共振子ｐ２とグランドとをスイッチＳＷ２を介して結ぶ経路における第２配線である。例えば、並列腕共振子ｐ１及びｐ２とスイッチＳＷ１及びＳＷ２とがそれぞれ異なる部品として基板に実装される場合、当該基板には並列腕共振子ｐ１とスイッチＳＷ１とを接続する第１配線及び並列腕共振子ｐ２とスイッチＳＷ２とを接続する第２配線が設けられる。つまり、部品間を結ぶ第１配線及び第２配線をインダクタＬ１及びＬ２としても用いることができるため、容易にインダクタＬ１及びＬ２を実現できる。

　また、実施の形態１に係るフィルタ１０において、第１配線及び第２配線の長さ、幅又は形状を適宜設計することで、容易に第１インダクタンス値と、第２インダクタンス値とを異ならせることができる。

　（実施の形態１の変形例）
　上記実施の形態では、第１配線の長さと第２配線の長さとが異なることで、インダクタＬ１の第１インダクタンス値と、インダクタＬ２の第２インダクタンス値とは異なるとした。しかし、第１配線の幅（ライン幅）と第２配線の幅（ライン幅）とを異ならせることで、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせてもかまわない。

　また、上述したように、入力端子である入出力端子１１ｍに近いノードｘ１に接続された第１並列腕共振回路におけるインダクタＬ１の第１インダクタンス値は、第２インダクタンス値よりも小さいことが好ましい。そこで、インダクタＬ１である第１配線のライン幅を、インダクタＬ２である第２配線のライン幅よりも太くすることで、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも小さくできる。

　このように、第１配線のライン幅と第２配線のライン幅とを異なる幅にすることで、容易に第１インダクタンス値と、第２インダクタンス値とを異ならせることができる。

　また、上記実施の形態では、第１配線は、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との接続ノードと、スイッチＳＷ１とを接続する配線であり、第２配線は、並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との接続ノードと、スイッチＳＷ２とを接続する配線であるとした。しかし、第１配線は、並列腕共振子ｐ１と、スイッチＳＷ１とキャパシタＣ１との接続ノードとを接続する配線であってもかまわず、第２配線は、並列腕共振子ｐ２と、スイッチＳＷ２とキャパシタＣ２との接続ノードとを接続する配線であってもかまわない。

　図７は、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。

　上記実施の形態では、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２、並びに、キャパシタＣ１及びＣ２は同一のチップ１２で形成され、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は、同一のチップ１３で形成されるとした。しかし、図７に示すように、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２が同一のチップ１４で形成され、スイッチＳＷ１及びＳＷ２、並びに、キャパシタＣ１及びＣ２が同一のチップ１５で形成されてもかまわない。この場合、インダクタＬ１である第１配線は、並列腕共振子ｐ１と、スイッチＳＷ１とキャパシタＣ１との接続ノードとを接続する配線となり、インダクタＬ２である第２配線は、並列腕共振子ｐ２と、スイッチＳＷ２とキャパシタＣ２との接続ノードとを接続する配線となる。

　この場合には、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が非導通の状態では、第１共振周波数として並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とインダクタＬ１との直列回路の合成特性における共振周波数、及び、第２共振周波数として並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２とインダクタＬ２との直列回路の合成特性における共振周波数により第２通過特性が得られる。一方、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が導通の状態では、第１共振周波数として主に並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１との合成特性における共振周波数、及び、第２共振周波数として主に並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ２との合成特性における共振周波数により第１通過特性が得られる。

　この場合であっても、第１配線及び第２配線の長さ、幅又は形状を適宜調整して、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせている。

　（実施の形態２）
　上記実施の形態及びその変形例に係るフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタである。実施の形態２に係るフィルタとして、このようなチューナブルフィルタの適用例について適用例１～４を用いて説明する。

　［適用例１］
　図８は、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ａは、図１に示したフィルタ１０に比べて、さらに、ノードｘ１とグランドとの間で、第１並列腕共振回路に並列接続された第３並列腕共振回路と、ノードｘ２とグランドとの間で、第２並列腕共振回路に並列接続された第４並列腕共振回路と、を備える。第３並列腕共振回路は、ノードｘ１に接続された並列腕共振子ｐ３（第３並列腕共振子）を有し、第４並列腕共振回路は、ノードｘ２に接続された第４並列腕共振子を有する。また、並列腕共振子ｐ１における共振周波数（ｆｐ１と呼ぶ）は、並列腕共振子ｐ３における共振周波数（ｆｐ３と呼ぶ）と異なり、並列腕共振子ｐ２における共振周波数（ｆｐ２と呼ぶ）は、並列腕共振子ｐ４における共振周波数（ｆｐ４と呼ぶ）と異なる。本適用例では、ｆｐ１はｆｐ３よりも高く、ｆｐ２はｆｐ４よりも高い。

　ここで、フィルタ２０Ａが備える、直列腕共振子ｓ１、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタ２００Ａについて説明する。

　図９Ａは、実施の形態２の適用例１における直列腕共振子ｓ１、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタ２００Ａの回路構成図である。なお、図９Ａでは、インダクタＬ２の図示を省略している。

　同図に示すフィルタ２００Ａでは、スイッチＳＷ２の導通及び非導通に応じて、インピーダンスが極小となる周波数及び当該インピーダンスが極大となる周波数が、共に低域側または共に高域側にシフトする。

　図９Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２００Ａの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、共振子単体（並列腕共振子ｐ２及びｐ４ならびに直列腕共振子ｓ１それぞれ）のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、スイッチＳＷ２が導通／非導通の時の並列腕回路（本適用例では並列腕共振子ｐ２及びｐ４並びにキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２で構成される回路）の合成インピーダンス特性（合成特性）を比較して表すグラフである。なお、同図には直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性も併せて図示されている。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ２が導通／非導通の時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　スイッチＳＷ２が導通の状態では、フィルタ２００Ａは、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数によって通過帯域が規定され、並列腕共振子ｐ２の共振周波数によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、並列腕共振子ｐ４の共振周波数及び直列腕共振子ｓ１の反共振周波数によって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

　一方、スイッチＳＷ２が非導通の状態では、並列腕回路のインピーダンス特性は、キャパシタＣ２の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ２及びｐ４）とキャパシタＣ２との合成特性が並列腕回路のインピーダンス特性となる。

　本適用例では、スイッチＳＷ２が非導通時には並列腕共振子ｐ２のみにキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路の低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、フィルタ２００Ａの通過帯域高域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わることにより、フィルタ２００Ａの通過特性は、第１通過特性から通過帯域高域側の減衰スロープの急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２００Ａは、スイッチＳＷ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　なお、フィルタ２０Ａが備える、直列腕共振子ｓ１、第１並列腕共振回路及び第３並列腕共振回路により構成されるフィルタについてもフィルタ２００Ａと同様に、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　このようなフィルタ２００Ａを含む複数段構成（ここでは２段構成）のフィルタ２０Ａであっても、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせることにより、実施の形態１と同様に、通過帯域を切り替える際に、減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　［適用例２］
　図１０は、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ｂは、図８に示したフィルタ２０Ａに比べて、ｆｐ１はｆｐ３よりも低く、ｆｐ２はｆｐ４よりも低い点が異なる。

　ここで、フィルタ２０Ｂが備える、直列腕共振子ｓ１、第２並列腕回路及び第４並列腕回路により構成されるフィルタ２００Ｂについて説明する。

　図１１Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２００Ｂの回路構成図である。なお、図１１Ａでは、インダクタＬ２の図示を省略している。

　フィルタ２００Ｂの回路構成は、フィルタ２００Ａにおけるものと同じであるため、説明を省略する（ただし、ｆｐ２はｆｐ４よりも低い）。

　図１１Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２００Ｂの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図９Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ２が導通／非導通の時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ２が非導通時には並列腕共振子ｐ２のみにキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路の低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、フィルタ２００Ｂの通過帯域低域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わることにより、フィルタ２００Ｂの通過特性は、第１通過特性から通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２００Ｂは、スイッチＳＷ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　なお、フィルタ２０Ｂが備える、直列腕共振子ｓ１、第１並列腕共振回路及び第３並列腕共振回路により構成されるフィルタについてもフィルタ２００Ｂと同様に、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　このようなフィルタ２００Ｂを含む複数段構成（ここでは２段構成）のフィルタ２０Ｂであっても、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせることにより、実施の形態１と同様に、通過帯域を切り替える際に、減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　［適用例３］
　図１２は、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの回路構成図である。

　フィルタ２０Ｃでは、第３並列腕共振回路は、さらに、並列腕共振子ｐ３とグランドとの間で並列腕共振子ｐ３に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ３（第３インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ３（第３スイッチ）と、並列腕共振子ｐ３とグランドとをスイッチＳＷ３を介して結ぶ経路に設けられたインダクタＬ３（第３インダクタ）と、を有する。また、フィルタ２０Ｃでは、第４並列腕共振回路は、さらに、並列腕共振子ｐ４とグランドとの間で並列腕共振子ｐ４に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ４（第４インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ４（第４スイッチ）と、並列腕共振子ｐ３とグランドとをスイッチＳＷ４を介して結ぶ経路に設けられたインダクタＬ４（第４インダクタ）と、を有する。インダクタＬ３は、例えば、並列腕共振子ｐ３とグランドとをスイッチＳＷ３を介して結ぶ経路における配線（第３配線）である。インダクタＬ４は、例えば、並列腕共振子ｐ４とグランドとをスイッチＳＷ４を介して結ぶ経路における配線（第４配線）である。インダクタＬ３のインダクタンス値（第３インダクタンス値と呼ぶ）とインダクタＬ４のインダクタンス値（第４インダクタンス値と呼ぶ）とは異なる。また、ｆｐ１はｆｐ３と異なり、ｆｐ２はｆｐ４と異なる。本適用例では、例えば、ｆｐ１はｆｐ３よりも高く、ｆｐ２はｆｐ４よりも高い。

　ここで、フィルタ２０Ｃが備える、直列腕共振子ｓ１、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路により構成されるフィルタ２００Ｃについて説明する。

　図１３Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２００Ｃの回路構成図である。なお、図１３Ａでは、インダクタＬ２及びＬ４の図示を省略している。同図に示すフィルタ２００Ｃは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせる。

　図１３Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２００Ｃの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図９Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕回路（本適用例では並列腕共振子ｐ２、ｐ４、キャパシタＣ２、Ｃ４及びスイッチＳＷ２、ＳＷ４で構成される回路）の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ２及びＳＷ４が共に導通／非導通の時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ２及びＳＷ４共に非導通時には、並列腕共振子ｐ２にはキャパシタＣ２が付加され、並列腕共振子ｐ４にはキャパシタＣ４が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ２及びＳＷ４が導通から非導通に共に切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２及びＳＷ４が共に導通から非導通に切り替わることにより、フィルタ２００Ｃの通過特性は、第１通過特性から通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２００Ｃは、スイッチＳＷ２及びＳＷ４の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。このため、例えば、フィルタ２００Ｃは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　なお、フィルタ２００Ｃは、スイッチＳＷ２及びＳＷ４を共に導通／非導通にしなくてもよく、これらを個別に導通／非導通にしてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ２及びＳＷ４を共に導通／非導通にする場合、スイッチＳＷ２及びＳＷ４を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ２００Ｃの構成の簡素化が図られる。

　一方、これらを個別に導通／非導通にする場合、フィルタ２００Ｃによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

　具体的には、ｆｐ２はｆｐ４よりも高いため、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２の導通及び非導通に応じて、通過帯域の高域端を可変することができ、並列腕共振子ｐ４に直列接続されたスイッチＳＷ４の導通及び非導通に応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

　したがって、スイッチＳＷ２及びＳＷ４を共に導通または共に非導通にすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ２及びＳＷ４の一方を導通から非導通にするとともに他方を非導通から導通にすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ２及びＳＷ４の一方を導通または非導通とした状態で他方を導通及び非導通にすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

　このように、第２並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路がキャパシタＣ２及びＣ４並びにスイッチＳＷ２及びＳＷ４を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

　なお、フィルタ２０Ｃが備える、直列腕共振子ｓ１、第１並列腕共振回路及び第３並列腕共振回路により構成されるフィルタについてもフィルタ２００Ｃと同様に、スイッチＳＷ１～ＳＷ４の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。また、第１並列腕共振回路及び第３並列腕共振回路がキャパシタＣ１及びＣ３並びにスイッチＳＷ１及びＳＷ３を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

　このようなフィルタ２００Ｃを含む複数段構成（ここでは２段構成）のフィルタ２０Ｃであっても、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせ、第３インダクタンス値と第４インダクタンス値とを異ならせることにより、通過帯域を切り替える際に、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の両方の減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　［適用例４］
　図１４は、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ｄは、図８に示したフィルタ２０Ａに比べて、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１が、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とが並列接続された回路に対し直列接続され、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２が、並列腕共振子ｐ２と並列腕共振子ｐ４とが並列接続された回路に対し直列接続されている点が異なる。ここでは、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１が、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とが並列接続された回路に対し直列接続されている回路を第１並列腕共振回路とし、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２が、並列腕共振子ｐ２と並列腕共振子ｐ４とが並列接続された回路に対し直列接続されている回路を第２並列腕共振回路とする。

　ここで、フィルタ２０Ｄが備える、直列腕共振子ｓ１及び第２並列腕共振回路により構成されるフィルタ２００Ｄについて説明する。

　図１５Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２００Ｄの回路構成図である。

　図１５Ｂは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２００Ｄの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図９Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ２が導通／非導通の時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ２が非導通の時には並列接続された並列腕共振子ｐ１及びｐ２に対してキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの反共振周波数はいずれもシフトせずに、２つの共振周波数の双方が共に高域側にシフトする。

　したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２が導通から非導通に切り替わることにより、フィルタ２００Ｄの通過特性は、第１通過特性から通過帯域両側の減衰極が共に高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。

　なお、フィルタ２０Ｄが備える、直列腕共振子ｓ１及び第１並列腕共振回路により構成されるフィルタについてもフィルタ２００Ｄと同様に第１通過特性から通過帯域両側の減衰極が共に高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。

　このようなフィルタ２００Ｄを含む複数段構成（ここでは２段構成）のフィルタ２０Ｄであっても、第１インダクタンス値と第２インダクタンス値とを異ならせることにより、実施の形態１と同様に、通過帯域を切り替える際に、減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　（実施の形態３）
　以上の実施の形態及び変形例では、フィルタ（弾性波フィルタ装置）は、１つの第１直列腕共振回路（直列腕共振子ｓ１）と、第１直列腕共振回路における入出力端子１１ｍ側のノードｘ１とグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、第１直列腕共振回路における入出力端子１１ｎ側のノードｘ２とグランドとの間に接続された第２並列腕共振回路とを備えるとした。しかし、フィルタ（弾性波フィルタ装置）は、少なくとも２つの直列腕共振回路と、各直列腕共振回路における互いに異なるノードにそれぞれ接続された少なくとも３つの並列腕共振回路とから構成されてもかまわない。実施の形態３では、例えば、少なくとも２つの直列腕共振回路として直列腕共振子ｓ１及び直列腕共振子ｓ２、並びに、少なくとも３つの並列腕共振回路として、第１並列腕共振回路、第２並列腕共振回路及び第５並列腕共振回路（ここでは１つの第５並列腕共振回路）を備えるフィルタ３０について説明する。

　また、フィルタ３０の一端の端子と、フィルタ３０の通過帯域と異なる通過帯域のフィルタの一端の端子とが位相器６０を介して共通端子化されてデュプレクサが構成されてもかまわない。ここで、フィルタ３０の一端の端子と、フィルタ３０の通過帯域と異なる通過帯域のフィルタ４０の一端の端子とが位相器６０を介して共通端子化されたデュプレクサ５０について、図１６を用いて説明する。

　図１６は、実施の形態３に係るデュプレクサ５０の回路構成図である。

　同図に示すデュプレクサ５０は、図１に示したフィルタ１０に比べて、さらに、直列腕共振子ｓ２、並列腕共振子ｐ５、キャパシタＣ５、インダクタＬ５及びスイッチＳＷ５を有するフィルタ３０と、通過帯域の周波数がフィルタ３０と異なるフィルタ４０と、位相器６０とを備えるデュプレクサである。

　デュプレクサ５０の構成では、フィルタ３０は例えば送信側フィルタであり、フィルタ４０は受信側フィルタである。入出力端子１１ｍは高周波送信信号が入力されるいわゆる送信端子である。入出力端子１１ｎは送信側フィルタと受信側フィルタとの共通端子であり、高周波送信信号が出力されると共に高周波受信信号が入力されるいわゆるアンテナ共用端子である。また、フィルタ４０の他端の端子である入出力端子１１ｌは、高周波受信信号が出力される出力端子である。

　ここでは、デュプレクサ５０は、フィルタ３０である送信フィルタの一端の端子と、フィルタ４０である受信フィルタの一端の端子とが位相器６０を介して接続されたデュプレクサであるが、それぞれの一端の端子は、スイッチ又はサーキュレータを介して接続されていても良いし、直接接続されても良い。なお、それぞれの一端の端子がスイッチを介して接続される場合は、フィルタ３０及びフィルタ４０のそれぞれの通過帯域が重なっていても良い。

　ここで、図１に示したフィルタ１０に比べて、フィルタ３０がさらに備える構成について説明する。直列腕共振子ｓ２は、直列腕共振子ｓ１と入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路である。つまり、直列腕共振子ｓ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。直列腕共振子ｓ２は、少なくとも２つの直列腕共振回路（ここでは直列腕共振子ｓ１及びｓ２）のうち最も入出力端子１１ｎ側に設けられる。なお、当該直列腕には、直列腕共振子ｓ２に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。

　なお、本実施の形態では、直列腕共振子ｓ１は、直列腕共振子ｓ１及びｓ２のうち最も入出力端子１１ｍ側に設けられる。また、ノードｘ１は、直列腕共振子ｓ１における入出力端子１１ｍ側に位置し、ノードｘ２は、直列腕共振子ｓ２における入出力端子１１ｎ側に位置する。つまり、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、ノードｘ１は入出力端子１１ｍに最も近いノードであり、ノードｘ２は入出力端子１１ｍに最も近いノードである。

　並列腕共振子ｐ５は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、ノードｘ１とノードｘ２との間のノード（図１５ではノードｘ３）とグランドとの間に接続されている第５並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ５は、上記直列腕上のノードｘ３とグランドとを結ぶ並列腕に設けられた共振子である。

　本実施の形態では、キャパシタＣ５は、並列腕共振子ｐ５に直列接続された第５インピーダンス素子である。

　スイッチＳＷ５は、一方の端子が並列腕共振子ｐ５とキャパシタＣ５との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された第５スイッチである。

　キャパシタＣ５とスイッチＳＷ５とは互いに並列接続されることで対をなしており、一対のキャパシタＣ５及びスイッチＳＷ５は、並列腕共振子ｐ５とグランドとの間で並列腕共振子ｐ５に接続されている。

　インダクタＬ５は、並列腕共振子ｐ５とグランドとをスイッチＳＷ５を介して結ぶ経路に設けられた第５インダクタである。インダクタＬ５は、例えば、並列腕共振子ｐ５とグランドとをスイッチＳＷ５を介して結ぶ経路における配線（第５配線）である。具体的には、第５配線は、並列腕共振子ｐ５とキャパシタＣ５との接続ノードと、スイッチＳＷ５とを接続する配線である。

　並列腕共振子ｐ５とキャパシタＣ５とスイッチＳＷ５とインダクタＬ５とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ３とグランドとの間に接続された第５並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該第５並列腕共振回路は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。

　なお、第１インダクタンス値及び第２インダクタンス値は、第５インダクタのインダクタンス値（第５インダクタンス値と呼ぶ）より小さい。また、送信端子である入出力端子１１ｍに近いノードｘ１に接続された第１並列腕共振回路におけるインダクタＬ１の第１インダクタンス値は、第２インダクタンス値よりも小さい。具体的には、インダクタＬ１である第１配線の長さが、インダクタＬ２である第２配線の長さよりも短いことで、第１インダクタンス値は、第２インダクタンス値よりも小さくなる。また、出力端子である入出力端子１１ｎに近いノードｘ２に接続された第２並列腕共振回路におけるインダクタＬ２の第２インダクタンス値は、第５インダクタンス値よりも小さい。具体的には、インダクタＬ２である第２配線の長さが、インダクタＬ５である第５配線の長さよりも短いことで、第２インダクタンス値は、第５インダクタンス値よりも小さくなる。

　第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも小さくすることで、スイッチＳＷ１の消費電力を小さくすることができるため、送信端子からの耐電力特性を向上できる。もしくは、スイッチＳＷ１として耐電力の小さいスイッチを使用できるため小型化が可能になる。また、本態様では、アンテナ共用端子である入出力端子１１ｎに近いノードｘ２に接続された第２並列腕共振回路におけるスイッチＳＷ２の歪特性が劣化した場合、相互変調歪が悪化する問題がある。これに対して、第２インダクタンス値を第５インダクタンス値よりも小さくすることで、スイッチＳＷ２の消費電力を小さくすることができるため、相互変調歪を低減できる。

　第５並列腕共振回路では、スイッチＳＷ５の導通及び非導通に応じて、インピーダンスが極小となる周波数及び当該インピーダンスが極大となる周波数が、共に低域側又は共に高域側にシフトする。つまり、第５並列腕共振回路は、第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路と共にフィルタ３０の通過帯域を可変できる。

　次に、本実施の形態に係るフィルタ３０のフィルタ特性について説明する。

　図１７は、実施の形態３のフィルタ３０の、スイッチが導通時と非導通時とのフィルタ特性を表すグラフである。なお、スイッチが導通時とは、スイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ５が共に導通状態の時を意味し、スイッチが非導通時とは、スイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ５が共に非導通状態の時を意味する。

　フィルタ３０では、並列腕共振子ｐ１、ｐ２及びｐ５における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１及びｓ２における共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ１、ｐ２及びｐ５における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１及びｓ２における反共振周波数より低い。

　表１に、このときのそれぞれの共振子の共振周波数及び反共振周波数の詳細を示す。なお、表中のｆｒは共振周波数、ｆａは反共振周波数を示している。

　また、表２にキャパシタＣ１、Ｃ２及びＣ５の容量値を示し、表３にインダクタＬ１、Ｌ２及びＬ５のインダクタンス値を示す。なお、これらの回路定数は、一例であり、キャパシタＣ１、Ｃ２及びＣ５並びにインダクタＬ１、Ｌ２及びＬ５の回路定数は、これらに限定されるものではない。

　スイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ５が非導通状態のときには、上述したように、第１共振周波数は主に並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１の合成特性における共振周波数となり、第２共振周波数は並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２の合成特性における共振周波数となり、第５共振周波数は並列腕共振子ｐ５とキャパシタＣ５の合成特性における共振周波数となり、フィルタ３０の通過特性として図１７の実線で示す第２通過特性が得られる。

　一方、スイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ５が導通状態のときには、上述したように、第１共振周波数は並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１の合成特性における共振周波数となり、第２共振周波数は並列腕共振子ｐ２とインダクタＬ２の合成特性における共振周波数となり、第５共振周波数は並列腕共振子ｐ５とインダクタＬ５の合成特性における共振周波数となり、フィルタ３０の通過特性として図１７の破線で示す第１通過特性が得られる。

　同図に示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ５が導通の状態では、通過帯域の低域側の減衰帯域を広くできる。また、減衰帯域が２つの減衰極により形成される場合、減衰帯域における２つ減衰極の間の減衰量が低下してしまうが、減衰帯域が３つの減衰極により形成されることで、減衰帯域の減衰量の低下を抑制しつつ帯域幅を広くすることができる。

　なお、例えば、アンテナ共用端子である入出力端子１１ｎに近いノードｘ２に接続された第２並列腕共振回路におけるインダクタＬ２の第２インダクタンス値は、第１インダクタンス値よりも小さくてもよい。具体的には、インダクタＬ２である第２配線の長さが、インダクタＬ１である第１配線の長さよりも短いことで、第２インダクタンス値は、第１インダクタンス値よりも小さくなる。また、送信端子である入出力端子１１ｍに近いノードｘ１に接続された第１並列腕共振回路におけるインダクタＬ１の第１インダクタンス値は、第５インダクタンス値よりも小さい。具体的には、インダクタＬ１である第１配線の長さが、インダクタＬ５である第５配線の長さよりも短いことで、第１インダクタンス値は、第５インダクタンス値よりも小さくなる。

　表４に、このときのインダクタＬ１、Ｌ２及びＬ５のインダクタンス値を示す。

　第２インダクタンス値を第１インダクタンス値よりも小さくすることで、スイッチＳＷ２の消費電力を小さくすることができるため、相互変調歪を低減できる。また、第１インダクタンス値を第５インダクタンス値よりも小さくすることで、スイッチＳＷ１の消費電力を小さくすることができるため、送信端子からの耐電力特性を向上できる。もしくは、スイッチＳＷ１として耐電力の小さいスイッチを使用できるため小型化が可能になる。

　なお、第１インピーダンス素子、第２インピーダンス素子および第５インピーダンス素子がインダクタである場合に、インダクタＬ１とスイッチＳＷ１とが直列接続された回路が第１インピーダンス素子であるインダクタに並列接続され、インダクタＬ２とスイッチＳＷ２とが直列接続された回路が第２インピーダンス素子であるインダクタに並列接続され、インダクタＬ５とスイッチＳＷ５とが直列接続された回路が第５インピーダンス素子であるインダクタに並列接続されるときにも、インダクタＬ１のインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値よりも小さく、インダクタＬ２のインダクタンス値は、インダクタＬ５のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。この場合にも、スイッチＳＷ１にかかる電圧は、第１インダクタンス値に比例し、スイッチＳＷ２にかかる電圧は、第２インダクタンス値に比例するためである。

　一方で、第１インピーダンス素子、第２インピーダンス素子および第５インピーダンス素子がインダクタである場合に、インダクタＬ１が並列腕共振子ｐ１と、第１インピーダンス素子であるインダクタ及びスイッチＳＷ１が並列接続された回路との間に接続され、インダクタＬ２が並列腕共振子ｐ２と、第２インピーダンス素子であるインダクタ及びスイッチＳＷ２が並列接続された回路との間に接続され、インダクタＬ５が並列腕共振子ｐ５と、第５インピーダンス素子であるインダクタ及びスイッチＳＷ５が並列接続された回路との間に接続されるときには、インダクタＬ１のインダクタンス値はインダクタＬ２のインダクタンス値よりも大きく、インダクタＬ２のインダクタンス値はインダクタＬ５のインダクタンス値よりも大きいことが好ましい。この場合には、スイッチＳＷ１にかかる電圧は、第１インダクタンス値に反比例し、スイッチＳＷ２にかかる電圧は、第２インダクタンス値に反比例するためである。よって、第１インダクタンス値を第２インダクタンス値よりも大きくすることでスイッチＳＷ１にかかる電圧が低くなり、第２インダクタンス値を第５インダクタンス値よりも大きくすることでスイッチＳＷ２にかかる電圧が低くなり、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の消費電力を小さくすることができるため、耐電力特性を向上できる。

　なお、本実施の形態では、入出力端子１１ｍは、送信端子に接続され、入出力端子１１ｎは、共通端子に接続されたが、入出力端子１１ｎは、送信端子に接続され、入出力端子１１ｍは、共通端子に接続されてもよい。

　なお、本実施の形態では、フィルタ３０の一端の端子と、フィルタ４０の一端の端子とが共通端子化されたデュプレクサ５０が構成されたが、２以上のフィルタのそれぞれの一端の端子が共通端子化されたマルチプレクサが構成されてもよい。マルチプレクサを構成する各フィルタの一端の端子は直接接続されてもよいし、位相器、スイッチ又はサーキュレータを介して接続されていても良い。なお、各フィルタの一端の端子がスイッチを介して接続される場合は、各フィルタの通過帯域が重なっていても良い。

　（実施の形態４）
　上記実施の形態及び変形例で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路等に適用することができる。なお、上記実施の形態及び変形例で説明したフィルタが適用されたマルチプレクサ（デュプレクサ、トリプレクサ又はクアッドプレクサ等）も、本発明のフィルタ（弾性波フィルタ装置）に含まれる。つまり、上記実施の形態及び変形例で説明したフィルタ単体、及び、当該フィルタが適用されたマルチプレクサのいずれも、本発明のフィルタ（弾性波フィルタ装置）とする。

　本実施の形態では、高周波フロントエンド回路について説明する。

　図１８は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群又は高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されておらず、通信装置４とは別に設けられていてもかまわない。

　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。

　高周波フロントエンド回路１は、デュプレクサ１２０と、送信増幅回路１４０と、受信増幅回路１６０とを備える。

　デュプレクサ１２０は、送信側フィルタ１２０Ｔｘ及び受信側フィルタ１２０Ｒｘを有し、これらの少なくとも一方に上記説明した弾性波フィルタ装置を備えるマルチプレクサである。送信側フィルタ１２０Ｔｘ及び受信側フィルタ１２０Ｒｘは、アンテナ側の入出力端子が束ねられてアンテナ素子２に接続され、他の端子が送信増幅回路１４０又は受信増幅回路１６０に接続されている。

　送信増幅回路１４０は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

　受信増幅回路１６０は、アンテナ素子２で受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路に出力する。

　このような高周波フロントエンド回路１によれば、上記説明した弾性波フィルタ装置を備えることにより、通過帯域を切り替える際に、減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。このため、マルチバンドに対応する通信装置４に適用される高周波フロントエンド回路１として、特に有用である。

　（実施の形態４の変形例）
　上記実施の形態及び変形例で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路１よりも、さらに使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本変形例では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

　図１９は、実施の形態４の変形例に係る高周波フロントエンド回路１Ａの構成図である。

　同図に示すように、高周波フロントエンド回路１Ａは、アンテナ端子ＡＮＴと送信端子Ｔｘ１及びＴｘ２並びに受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２を備え、アンテナ端子ＡＮＴ側から順に、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群１１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群１２０Ａと、送信側スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂ並びに受信側スイッチ１５０Ａ、１５０Ｂ及び１５０Ｃと、送信増幅回路１４０Ａ及び１４０Ｂ並びに受信増幅回路１６０Ａ及び１６０Ｂとを備える。

　スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ端子ＡＮＴと所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ端子ＡＮＴと接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１Ａは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。

　フィルタ群１２０Ａは、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ii）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（iii）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（iv）Ｂａｎｄ２７（又はＢａｎｄ２６）の送信帯域、（v）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（又はＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域、（vi－Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（又はＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（vi－Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（又はＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（vii－Tx）Ｂａｎｄ２０の送信帯域、（vii－Rx）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（viii）Ｂａｎｄ２７（又はＢａｎｄ２６）の受信帯域、（ix－Tx）Ｂａｎｄ８の送信帯域、並びに、（ix－Rx）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。

　送信側スイッチ１３０Ａは、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路１４０Ａに接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ１３０Ｂは、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路１４０Ｂに接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂは、フィルタ群１２０Ａの前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路１４０Ａ及び１４０Ｂで増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群１２０Ａの所定のフィルタを介してアンテナ端子ＡＮＴからアンテナ素子２（図１８参照）に出力される。

　受信側スイッチ１５０Ａは、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路１６０Ａに接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ１５０Ｂは、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ１５０Ａの共通端子及び受信側スイッチ１５０Ｂの共通端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ１５０Ｃは、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路１６０Ｂに接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ１５０Ａ～１５０Ｃは、フィルタ群１２０Ａの後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ端子ＡＮＴに入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群１２０Ａの所定のフィルタを介して、受信増幅回路１６０Ａ及び１６０Ｂで増幅されて、受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２からＲＦＩＣ３（図１８参照）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。

　送信増幅回路１４０Ａは、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路１４０Ｂは、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

　受信増幅回路１６０Ａは、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路１６０Ｂは、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　このように構成された高周波フロントエンド回路１Ａは、（iv）Ｂａｎｄ２７（又はＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態２の適用例１に係るフィルタ２０Ａを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の送信帯域とＢａｎｄ２６の送信帯域とで切り替える。

　また、高周波フロントエンド回路１Ａは、（vi－Rx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（又はＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有する受信フィルタとして、実施の形態２の適用例２に係るフィルタ２０Ｂを備え、（vi－Tx）Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａ（又はＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有する送信フィルタとして、実施の形態２の適用例３に係るフィルタ２０Ｃを備える。つまり、当該送信フィルタ及び当該受信フィルタによって構成されるデュプレクサは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａの送信帯域とＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂの送信帯域とで切り替え、Ｂａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ａの受信帯域とＢａｎｄ６８及びＢａｎｄ２８ｂの受信帯域とで切り替える。

　また、高周波フロントエンド回路１Ａは、（viii）Ｂａｎｄ２７（又はＢａｎｄ２６）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、実施の形態２の適用例２に係るフィルタ２０Ｂを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を、Ｂａｎｄ２７の送信帯域とＢａｎｄ２６の送信帯域とで切り替える。

　以上のように構成された高周波フロントエンド回路１Ａによれば、上記実施の形態２の適用例１～３に係るフィルタ２０Ａ～２０Ｃ（弾性波フィルタ装置）を備えることにより、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１Ａによれば、フィルタ群１２０Ａ（複数の弾性波フィルタ装置）の前段又は後段に設けられた送信側スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂ並びに受信側スイッチ１５０Ａ～１５０Ｃ（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の弾性波フィルタ装置に対応する送信増幅回路１４０Ａ及び１４０Ｂあるいは受信増幅回路１６０Ａ及び１６０Ｂ（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路１Ａの小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、送信側スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂ並びに受信側スイッチ１５０Ａ～１５０Ｃは、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ１３０Ａ及び１３０Ｂの個数、並びに、受信側スイッチ１５０Ａ～１５０Ｃの個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。

　また、フィルタ群に含まれる複数のフィルタのうち、少なくとも１つのフィルタに実施の形態１及びその変形例に係るフィルタの構成が適用されていてもかまわない。

　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～４及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、上述した高周波フロントエンド回路とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、低ロス化と高選択度化を図ることができる。

　また、例えば、並列腕共振子とグランドとスイッチを介して結ぶ経路に設けられたインダクタは、並列腕共振子とキャパシタとの接続ノードと、スイッチとを接続する配線、又は、並列腕共振子と、スイッチとキャパシタとの接続ノードとを接続する配線に限らず、スイッチとグランドとを接続する配線であってもかまわない。

　また、例えば、第１配線の長さと第２配線の長さとが異なり、かつ、第１配線のライン幅と第２配線のライン幅とが、異なっていてもかまわない。この場合、長い配線の方が短い配線よりも太いことが好ましい。配線の長さが長いことでインダクタのＱが劣化するが、配線のライン幅を太くすることでインダクタのＱの劣化を抑制できるためである。

　また、例えば、実施の形態３では、フィルタ３０が備える３つ並列腕共振回路におけるインダクタのインダクタンス値は互いに異なっていたが、当該３つ並列腕共振回路のうちの少なくとも２つの並列腕共振回路におけるインダクタのインダクタンス値が互いに異なっていればよい。

　また、例えば、実施の形態３では、フィルタ３０は、２つの直列腕共振回路と３つの並列腕共振回路とを備えたが、これに限らず、３つ以上の直列腕共振回路と４つ以上の並列腕共振回路とを備えてもかまわない。この場合、ノードｘ１とノードｘ２との間の互いに異なるノードに複数の第５並列腕共振回路が接続され、第１インダクタンス値及び第２のインダクタンス値は、各第５並列腕共振回路における第５インダクタンス値より大きい。なお、各第５並列腕共振回路における第５インダクタンス値は、第１インダクタンス値及び第２のインダクタンス値よりも小さければ、互いに異なる値であっても、互いに同じ値であってもよい。また、４つ以上の並列腕共振回路のうち少なくとも２つの並列腕共振回路におけるインダクタのインダクタンス値が互いに異なっていればよい。

　また、上述した全ての共振子若しくは一部の共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク波又は弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。つまり、上述した全ての共振子若しくは一部の共振子は、ＩＤＴ電極によって構成されていなくてもかまわない。このような共振子を有する弾性波フィルタ装置であっても、通過帯域を切り替える際に、減衰帯域の帯域幅を広くしたり減衰量を大きくしたりすることができる。

　また、上記の実施の形態では、マルチプレクサ（デュプレクサ）は、送信フィルタ及び受信フィルタから構成されたが、送信フィルタのみ、又は、受信フィルタのみから構成されてもよい。

　また、例えば、高周波フロントエンド回路又は通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１、１Ａ　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０、１０Ａ、２０Ａ～２０Ｄ、３０、４０、２００Ａ～２００Ｄ　　フィルタ（弾性波フィルタ装置）
　１１ｌ　　入出力端子
　１１ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　１１ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　１２～１５　　チップ
　１６　　配線基板
　１７　　部品搭載面
　１８　　配線層
　５０、１２０　　デュプレクサ（マルチプレクサ）
　６０　位相器
　１０１　　ＩＤＴ電極
　１０１ａ、１０１ｂ　　櫛歯電極
　１０１ｇ　　密着層
　１０１ｈ　　主電極層
　１０２　　圧電基板
　１０３　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１２０Ａ　　フィルタ群
　１２０Ｒｘ　　受信側フィルタ
　１２０Ｔｘ　　送信側フィルタ
　１３０Ａ、１３０Ｂ　　送信側スイッチ
　１４０、１４０Ａ、１４０Ｂ　　送信増幅回路
　１５０Ａ～１５０Ｃ　　受信側スイッチ
　１６０、１６０Ａ、１６０Ｂ　　受信増幅回路
　ｐ１～ｐ５　　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ２　　直列腕共振子（直列腕共振回路）
　ｘ１～ｘ３　　ノード
　Ｃ１～Ｃ５　　キャパシタ（インピーダンス素子）
　Ｌ１～Ｌ５　　インダクタ
　ＳＷ１～ＳＷ５　　スイッチ（スイッチ素子）

Claims

　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第１直列腕共振回路と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１直列腕共振回路よりも前記１入出力端子側の第１ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１直列腕共振回路よりも前記第２入出力端子側の第２ノードとグランドとに接続された第２並列腕共振回路と、を備え、
　前記第１並列腕共振回路は、
　　前記第１ノードに接続された第１並列腕共振子と、
　　前記第１ノードとグランドとの間で前記第１並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチと、
　前記第１ノードとグランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第１インダクタと、を有し、
　前記第２並列腕共振回路は、
　　前記第２ノードに接続された第２並列腕共振子と、
　　前記第２ノードとグランドとの間で前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチと、
　　前記第２ノードとグランドとを前記第２スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第２インダクタと、を有し、
　前記第１インダクタのインダクタンス値と、前記第２インダクタのインダクタンス値とは異なる、
　弾性波フィルタ装置。
　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
　　前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振回路に並列接続された第３並列腕共振回路と、
　　前記第２ノードとグランドとの間で、前記第２並列腕共振回路に並列接続された第４並列腕共振回路と、を備え、
　前記第３並列腕共振回路は、前記第１ノードに接続された第３並列腕共振子を有し、
　前記第４並列腕共振回路は、前記第２ノードに接続された第４並列腕共振子を有し、
　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数と異なり、
　前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数と異なる、
　請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数よりも高く、
　前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数よりも高い、
　請求項２に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数よりも低く、
　前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数よりも低い、
　請求項２に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第３並列腕共振回路は、さらに、
　　前記第１ノードとグランドとの間で前記第３並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第３インピーダンス素子及び第３スイッチと、
　　前記第１ノードとグランドとを前記第３スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第３インダクタと、を有し、
　前記第４並列腕共振回路は、さらに、
　　前記第２ノードとグランドとの間で前記第４並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第４インピーダンス素子及び第４スイッチと、
　　前記第２ノードとグランドとを前記第４スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第４インダクタと、を有する、
　請求項２～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第３インダクタのインダクタンス値と、前記第４インダクタのインダクタンス値とは異なる、
　請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
　　前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振子に並列接続された第３並列腕共振子と、
　　前記第２ノードとグランドとの間で、前記第２並列腕共振子に並列接続された第４並列腕共振子と、を備え、
　前記互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチは、前記第１並列腕共振子と前記第３並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、
　前記互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチは、前記第２並列腕共振子と前記第４並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、
　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第３並列腕共振子における共振周波数と異なり、
　前記第２並列腕共振子における共振周波数は、前記第４並列腕共振子における共振周波数と異なる、
　請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１インダクタは、前記第１並列腕共振子とグランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路における第１配線であり、
　前記第２インダクタは、前記第２並列腕共振子とグランドとを前記第２スイッチを介して結ぶ経路における第２配線である、
　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１配線の長さと前記第２配線の長さとが異なる、
　請求項８に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１配線の幅と前記第２配線の幅とが異なる、
　請求項８又は９に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、
　前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、キャパシタであり、
　前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも小さい、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、
　前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、インダクタであり、
　前記第１インダクタは、前記第１並列腕共振子と、前記第１インピーダンス素子及び前記第１スイッチが並列接続された回路と、の間に接続され、
　前記第２インダクタは、前記第２並列腕共振子と、前記第２インピーダンス素子及び前記第２スイッチが並列接続された回路と、の間に接続され、
　前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも大きい、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記第１入出力端子は、前記第２入出力端子に入力される高周波電力より高い電力が入力される端子であり、
　前記第１インピーダンス素子および前記第２インピーダンス素子は、インダクタであり、
　前記第１インダクタと前記第１スイッチとが直列接続された回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続され、
　前記第２インダクタと前記第２スイッチとが直列接続された回路は、前記第２インピーダンス素子に並列接続され、
　前記第１インダクタのインダクタンス値は、前記第２インダクタのインダクタンス値よりも小さい、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
　　前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、
　　前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、
　前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、
　前記第５並列腕共振回路は、
　　前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、
　　当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、
　　当該ノードとグランドとを前記第５スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第５インダクタと、を有し、
　前記第５インピーダンス素子はキャパシタであり、
　前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より小さい、
　請求項１１に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
　　前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、
　前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、
　前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、
　前記第５並列腕共振回路は、
　　前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、
　　当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、
　　当該ノードと、前記第５インピーダンス素子及び前記第５スイッチが並列接続された回路と、の間に接続された第５インダクタと、を有し、
　前記第５インピーダンス素子は、インダクタであり、
　前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より大きい、
　請求項１２に記載の弾性波フィルタ装置。
　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
　　前記第１直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた第２直列腕共振回路と、
　　前記第１直列腕共振回路と前記第２直列腕共振回路とを結ぶ経路上に設けられたノードと、グランドとに接続された第５並列腕共振回路と、を有し、
　前記第２ノードは、前記第２直列腕共振回路と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に位置し、
　前記第５並列腕共振回路は、
　　前記第１ノードと前記第２ノードとの間のノードに接続された第５並列腕共振子と、
　　当該ノードとグランドとの間で前記第５並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第５インピーダンス素子及び第５スイッチと、
　　前記第５スイッチに直列接続された第５インダクタと、を有し、
　　前記第５スイッチと前記第５インダクタが直列接続された回路は、前記第５インピーダンス素子に並列接続され、
　前記第５インピーダンス素子は、インダクタであり、
　前記第１インダクタのインダクタンス値及び前記第２インダクタのインダクタンス値は、前記第５インダクタのインダクタンス値より小さい、
　請求項１３に記載の弾性波フィルタ装置。
　共通端子、送信端子および受信端子を備え、
　前記共通端子と送信端子とを結ぶ経路上に設けられた送信フィルタと、前記共通端子と受信端子とを結ぶ経路上に設けられた受信フィルタと、を有するマルチプレクサであって、
　前記送信フィルタは、請求項１１～１６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置であり、
　前記第１入出力端子は、前記送信端子に接続され、
　前記第２入出力端子は、前記共通端子に接続される、
　マルチプレクサ。
　共通端子、送信端子および受信端子を備え、
　前記共通端子と送信端子とを結ぶ経路上に設けられた送信フィルタと、前記共通端子と受信端子とを結ぶ経路上に設けられた受信フィルタと、を有するマルチプレクサであって、
　前記送信フィルタは、請求項１１～１６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置であり、
　前記第１入出力端子は、前記共通端子に接続され、
　前記第２入出力端子は、前記送信端子に接続される、
　マルチプレクサ。
　請求項１～１６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置、または、請求項１７または１８に記載のマルチプレクサと、
　増幅回路と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。