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WO2018037967A1 - フィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

フィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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WO2018037967A1
WO2018037967A1 PCT/JP2017/029310 JP2017029310W WO2018037967A1 WO 2018037967 A1 WO2018037967 A1 WO 2018037967A1 JP 2017029310 W JP2017029310 W JP 2017029310W WO 2018037967 A1 WO2018037967 A1 WO 2018037967A1
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WO
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filter
characteristic
band
circuit
switch
Prior art date
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PCT/JP2017/029310
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French (fr)
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浩司 野阪
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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Publication date
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    • H03H2210/03—Type of tuning
    • H03H2210/036—Stepwise

Definitions

  • the present invention relates to a filter device, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • Recent mobile phones are required to support a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multiband and multimode, in one terminal.
  • a filter device for demultiplexing a high-frequency signal having a plurality of radio carrier frequencies is disposed immediately below one antenna.
  • This filter device has a configuration in which a plurality of band-pass filters are connected in parallel to the antenna common terminal.
  • FIG. 20 is a circuit configuration diagram of the demultiplexing device described in Patent Document 1.
  • the demultiplexing device 501 described in the figure includes a switch 510, a fixed filter circuit 511, and a variable filter 512.
  • Fixed filter circuit 511 includes filters 511a and 511b having different pass bands, and filters 511a and 511b are commonly connected to individual terminal Ps12 of switch 510 via impedance matching circuit 520.
  • the variable filter 512 is connected to the individual terminal Ps13 of the switch 510. According to this configuration, the fixed filter circuit 511 or the variable filter 512 is selected by switching the switch 510.
  • filter switching switches are further arranged on the individual terminals P2, P3, and P4 of the respective filters corresponding to the opposite side of the common terminal P1, and the individual terminal P2 is arranged.
  • P3, and P4 are made into a common terminal and connected to a low-noise amplifier circuit (LNA) or a power amplifier circuit (PA) in the subsequent stage.
  • LNA low-noise amplifier circuit
  • PA power amplifier circuit
  • the pass characteristic of the variable filter 512 affects the attenuation characteristic of the filter 511a depending on the isolation of the filter switching switch. In this case, the attenuation characteristic of the filter 511a is deteriorated. As countermeasures, the isolation of the filter switching switch can be strengthened. However, there is a problem that the circuit of the filter switching switch becomes large and the demultiplexer 501 becomes large.
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and in a configuration having a plurality of filters connected to a common terminal and a switch circuit for switching them, downsizing while ensuring good filter characteristics. It is an object to provide a filter device, a high-frequency front-end circuit and a communication device that can be used.
  • a filter device includes a common terminal, a first input / output terminal, and a second input / output terminal, and includes a plurality of filters connected to the common terminal.
  • a first filter disposed between the common terminal and the first input / output terminal and having a first characteristic having a first passband and a predetermined attenuation band; and the common terminal and the second
  • a second filter arranged between the input / output terminal and having a second characteristic and a third characteristic variable; a connection between the common terminal; the first filter; and the first input / output terminal; and the common terminal
  • a switch circuit for switching the connection between the second filter and the second input / output terminal, and the second characteristic is an overlap where the frequency at least partially overlaps with the first passband or the predetermined attenuation band Including bandwidth
  • the insertion loss in the overlap band of the third characteristic is larger than the insertion loss in the overlap band of the second characteristic, and the second filter is connected to the common terminal and the When the first filter and
  • the third characteristic is selected in the second filter even though the second filter is not selected.
  • the third characteristic it is possible to suppress the high frequency signal in the overlapping band that leaks to the second filter via the switch circuit, compared to the case where the second characteristic is selected. Therefore, it is possible to suppress deterioration of the pass characteristic or attenuation characteristic in the overlapping band of the first filter due to the influence of the leakage signal to the second filter.
  • the second filter is a variable filter, it is not necessary to increase the size of the switch circuit and increase the isolation more than necessary. Therefore, it is possible to reduce the size while ensuring the pass characteristics and attenuation characteristics of the first filter. It becomes.
  • the first passband is one of a transmission band and a reception band of the first filter
  • the predetermined attenuation band is the other of the transmission band and the reception band of the first filter
  • the overlap band is The frequency band may overlap at least partially with the other frequency.
  • the second filter is connected via the switch circuit as compared with the case where the second characteristic is selected. It is possible to suppress high-frequency signals in the overlapping band that leak into Therefore, it can suppress that the attenuation characteristic in said other side of a 1st filter receives the influence of the leak signal to a 2nd filter, and deteriorates. Therefore, it is possible to reduce the size while securing the attenuation characteristic of the first filter.
  • the second filter has the third characteristic when the common terminal, the first filter, and the first input / output terminal are connected by the switch circuit.
  • the second characteristic may be provided.
  • the second filter when the second filter is selected by the switch circuit, the second characteristic is selected in the second filter. Therefore, a low loss characteristic of the pass characteristic in the second pass band of the second filter is ensured.
  • the pass band of the third characteristic is different in frequency from the second pass band so that the insertion loss of the third characteristic in the overlap band is larger than the insertion loss of the second characteristic in the overlap band. It may be.
  • the attenuation in the overlapping band of the second filter is compared with the case where the second characteristic is selected.
  • the amount can be increased. Therefore, it is possible to reduce the size and the price while ensuring the pass characteristic and the attenuation characteristic of the first filter.
  • the first filter may be a variable filter in which the first characteristic and a characteristic different from the first characteristic are variable.
  • the first filter as a variable filter, a small multiplexer corresponding to three or more bands can be realized.
  • the second filter includes a series arm resonator connected on a path connecting the common terminal and the second input / output terminal, and a node on a path connecting the common terminal and the second input / output terminal.
  • a parallel arm circuit connected between the node and the ground, and a parallel arm resonator connected between the node and the ground, and an impedance element and a switch connected in parallel with each other.
  • a circuit in which the impedance element and the switch element are connected in parallel is connected in series to the parallel arm resonator between the node and the ground, and the switch element is conductive and non-conductive. Accordingly, at least one of the frequency at which the impedance of the parallel arm circuit is minimized and the frequency at which the impedance is maximized is shifted to the low frequency side or the high frequency side. More, and the second characteristics and the third characteristic may be varied.
  • the frequency variable circuit is configured by the switch element and the impedance element, so that the second filter can be configured in a small size.
  • the passband and attenuation pole of the low frequency side, the high frequency side, or both of the second passband can be varied by the resonance characteristics of the parallel arm resonator to which the frequency variable circuit is connected.
  • the second filter includes a series arm resonator connected on a path connecting the common terminal and the second input / output terminal, and a node on a path connecting the common terminal and the second input / output terminal.
  • a parallel arm circuit connected between the node and the ground, and a parallel arm resonator connected between the node and the ground, and a parallel arm circuit connected between the node and the ground.
  • a switching element connected in series with the parallel arm resonator, and the impedance of the parallel arm circuit is switched according to conduction and non-conduction of the switching element, whereby the second characteristic and the third characteristic And may be variable.
  • the frequency variable circuit is configured by the switch element, so that the second filter can be configured in a small size.
  • the passband and attenuation pole of the low frequency side, the high frequency side, or both of the second passband can be varied by the resonance characteristics of the parallel arm resonator to which the frequency variable circuit is connected.
  • the second filter includes a series arm circuit connected between the common terminal and the second input / output terminal, a node on a path connecting the common terminal and the second input / output terminal, and a ground.
  • a parallel arm resonator connected between the series arm circuit, the series arm circuit connected between the common terminal and the second input / output terminal; the common terminal;
  • An impedance element and a switch element that are connected in parallel to the series arm resonator between the two input / output terminals and connected in series with each other, and in accordance with the conduction and non-conduction of the switch element
  • the second characteristic and the third characteristic may be varied by shifting the frequency at which the impedance of the arm circuit is maximized to the low frequency side or the high frequency side.
  • the frequency variable circuit is configured by the switch element and the impedance element, so that the second filter can be configured in a small size.
  • the passband and attenuation pole of the low frequency side, the high frequency side, or both of the second passband can be varied by the resonance characteristics of the series arm resonator to which the frequency variable circuit is connected.
  • the second filter may further include a longitudinally coupled filter circuit disposed between the common terminal and the second input / output terminal.
  • the impedance element may be a variable capacitor or a variable inductor.
  • the switch element may be a FET switch made of GaAs or CMOS, or a diode switch.
  • any of the first filter and the second filter may be a surface acoustic wave filter, a boundary acoustic wave filter, or an elastic wave filter using a BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • a surface acoustic wave filter and a surface acoustic wave filter using BAW generally exhibit high Q characteristics, so that low loss and high selectivity can be achieved.
  • either of the first filter and the second filter may be a filter using an LC resonator or a dielectric resonator.
  • either the first filter or the second filter can have a wide pass band.
  • the switch circuit includes the common terminal, the first filter, and the second filter, and the first filter, the second filter, the first input / output terminal, and the second input / output terminal. It may be arranged only in any one of.
  • the second filter is selected by the switch circuit, the second characteristic or the fourth characteristic corresponding to two different bands is selected, and the first filter is selected by the switch circuit
  • the third characteristic having a larger insertion loss in the overlapping band than the third characteristic is selected. Therefore, a small multiplexer corresponding to three or more bands can be realized.
  • the switch circuit includes the common terminal, the first filter, and the second filter, and the first filter, the second filter, the first input / output terminal, and the second input / output terminal. It may be arranged on both sides.
  • the second filter is a filter in which the second characteristic, the third characteristic, and the fourth characteristic are variable, and the fourth characteristic is a fourth passband having a frequency different from that of the second passband.
  • the second filter When the common terminal, the first filter, and the first input / output terminal are connected by the switch circuit, the second filter has the third characteristic, and the switch circuit When the common terminal, the second filter, and the second input / output terminal are connected to each other, the second filter may have the second characteristic or the fourth characteristic.
  • the first filter is a filter in which the first characteristic and the fifth characteristic are variable, and the fifth characteristic has a fifth pass band having a frequency different from that of the first pass band.
  • the pass band is a reception band of LTE (Long Term Evolution) Band 20 + Band 28, the second pass band is one of the reception band of Band 26 of LTE and the reception band of Band 27, and the fourth pass band is LTE.
  • the fifth pass band may be the other of the reception band of Band 26 and the reception band of Band 27, and may be the reception band of Band 68 of LTE.
  • the first filter when the first filter is selected by the switch circuit, the first characteristic corresponding to the Band 68 reception band or the Band (20 + 28) reception band is selected in the first filter.
  • the third characteristic when the first filter is selected by the switch circuit, the third characteristic having a larger insertion loss in the overlapping band than the second characteristic is selected in the second filter.
  • the second filter when the second filter is selected by the switch circuit, the second characteristic or the fourth characteristic corresponding to the reception band of Band 26 or the reception band of Band 27 is selected. Therefore, a small multiplexer corresponding to four or more bands can be realized.
  • a high-frequency front-end circuit includes an amplifier circuit that is connected to the first input / output terminal and the second input / output terminal and amplifies a high-frequency signal, and the filter device described above. .
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • the control unit when the first filter is selected by the switch circuit, the control unit causes the switch element to select the third characteristic of the second filter in synchronization with this.
  • the third characteristic is selected, it is possible to suppress the high-frequency signal in the overlapping band that leaks to the second filter via the switch circuit, as compared with the case where the third characteristic is selected. Therefore, it is possible to suppress deterioration of the pass characteristic or attenuation characteristic in the overlapping band of the first filter due to the influence of the leakage signal to the second filter.
  • the second filter is a variable filter, it is not necessary to increase the size of the switch circuit and increase the isolation more than necessary. Therefore, a small communication device in which the pass characteristics and attenuation characteristics of the first filter are ensured. Can be realized.
  • the filter device the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the present invention, it is possible to reduce the size while ensuring good filter characteristics in a configuration having a plurality of filters connected to a common terminal and a switch circuit that switches these filters. It becomes.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. 1C is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 2 of Embodiment 1.
  • FIG. 1D is a diagram showing pass characteristics between the common terminal and the output terminal of the filter and variable filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the relationship between filter selection and mode selection according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the filter device, the high-frequency front end circuit, and the communication device according to the second embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the mode of the variable filter and the frequency assignment according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing the filter pass characteristic corresponding to the isolation of the switch circuit.
  • FIG. 6A is a circuit configuration diagram of one variable filter according to the second embodiment.
  • FIG. 6B is a circuit configuration diagram of the other variable filter according to the second embodiment.
  • FIG. 7A is a graph showing pass characteristics of one variable filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 7B is a graph showing pass characteristics of the other variable filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 8A is a graph showing pass characteristics when one variable filter according to Embodiment 2 is in mode a1 selection.
  • FIG. 8B is a graph illustrating pass characteristics when one variable filter according to Embodiment 2 is in mode a2 selection.
  • FIG. 9A is a graph showing pass characteristics when the other variable filter according to Embodiment 2 is in mode b1 selection.
  • FIG. 9B is a graph showing pass characteristics when mode b2 of the other variable filter according to Embodiment 2 is selected.
  • FIG. 10 is an example of a plan view and a cross-sectional view schematically illustrating each resonator of the variable filter according to the second embodiment.
  • FIG. 11A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Embodiment 2 is switched on.
  • FIG. 11B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Embodiment 2 is switched off.
  • FIG. 11C is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Embodiment 2 is switched on / off.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a variable filter according to the first modification of the second embodiment.
  • FIG. 13A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Modification 1 of Embodiment 2 is switched on.
  • FIG. 13B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Modification 1 of Embodiment 2 is switched off.
  • FIG. 13C is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to the first modification of the second embodiment is switched on / off.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a variable filter according to the first modification of the second embodiment.
  • FIG. 13A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to Modification 1 of Embodiment 2 is switched on.
  • FIG. 13B is a graph showing
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a variable filter according to the second modification of the second embodiment.
  • FIG. 15 is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter according to the second modification of the second embodiment is switched on / off.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 3 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 16B is a graph showing a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 4 of Embodiment 2 and a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 16C is a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 5 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 16D is a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 6 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 16E is a graph showing a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 7 of Embodiment 2 and a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 16F is a circuit configuration diagram of a variable filter according to Modification 8 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • FIG. 17 is a circuit configuration diagram of a variable filter according to the ninth modification of the second embodiment.
  • FIG. 18A is a circuit configuration diagram of the diversity module according to Embodiment 3.
  • FIG. 18B is a circuit configuration diagram of a diversity module according to Modification 1 of Embodiment 3.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram of a communication apparatus according to the second modification of the third embodiment.
  • FIG. 20 is a circuit configuration diagram of the branching device described in Patent Document 1.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter device 10 according to the first embodiment.
  • the filter device 10 includes a filter 22A, a variable filter 22B, a switch 23, a matching circuit 21, a common terminal 110, and an output terminal 120.
  • the filter device 10 is a composite filter device including a filter 22A and a variable filter 22B connected to the common terminal 110 (via the matching circuit 21).
  • the common terminal 110 can be connected to, for example, an antenna element, and the output terminal 120 can be connected to a high-frequency signal processing circuit (RFIC) via a low noise amplifier circuit (LNA).
  • the output terminal 120 is a second common terminal that serves both as an output terminal (first input / output terminal) for the BandA signal path and an output terminal (second input / output terminal) for the BandB signal path. It is.
  • the matching circuit 21 is a circuit disposed between the common terminal 110 and the filter 22A and the variable filter 22B.
  • Examples of the matching circuit 21 include a phase shifter, an impedance matching circuit, a switch, and a circulator.
  • the filter 22A and the variable filter 22B share an input terminal by the matching circuit 21.
  • the matching circuit 21 may not be provided, and the common terminal 110, the filter 22A, and the variable filter 22B may be directly connected.
  • the switch 23 is a switch circuit including selection terminals 23a and 23b and a switch common terminal 23c.
  • the selection terminal 23a is connected to one end of the filter 22A
  • the selection terminal 23b is connected to one end of the variable filter 22B.
  • the switch 23 switches the connection between the common terminal 110, the filter 22A, and the output terminal 120 and the connection between the common terminal 110, the variable filter 22B, and the output terminal 120.
  • the switch 23 may be arranged not in the subsequent stage of the filter 22A and the variable filter 22B (on the output terminal 120 side) but in the previous stage of the filter 22A and the variable filter 22B (on the common terminal 110 side).
  • the common terminal 110 and the switch common terminal 23c are connected
  • the selection terminal 23a is connected to the other end of the filter 22A
  • the selection terminal 23b is connected to the other end of the variable filter 22B.
  • One end of the filter 22A serves as an output terminal (first input / output terminal) for the BandA signal path
  • one end of the variable filter 22B serves as an output terminal (second input / output terminal) for the BandB signal path.
  • the filter 22A is a first filter disposed between the common terminal 110 and the selection terminal 23a.
  • the variable filter 22B is a second filter disposed between the common terminal 110 and the selection terminal 23b.
  • filter device according to the present invention may be configured as shown in FIG. 1B and FIG. 1C as well as the configuration of the filter device 10 according to Embodiment 1 shown in FIG. 1A.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram of a filter device 10X according to the first modification of the first embodiment.
  • the filter device 10X includes a filter 22A, a variable filter 22B, a switch circuit 23X, a matching circuit 21, a common terminal 110, and output terminals 120M and 120N.
  • the filter device 10X is a composite filter device including a filter 22A and a variable filter 22B connected to the common terminal 110 (via the matching circuit 21).
  • the filter device 10X according to this modification is different from the filter device 10 according to the first embodiment in the configuration of the switch circuit and the number of output terminals.
  • the description of the same configuration as that of the filter device 10 according to Embodiment 1 will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
  • the switch circuit 23X includes SPST (Single Pole Single Throw) type switches 23M and 23N.
  • a terminal 23s of the switch 23M is connected to one end of the filter 22A, and a terminal 23t is connected to the output terminal 120M (first input / output terminal).
  • a terminal 23u of the switch 23N is connected to one end of the filter 22B, and a terminal 23v is connected to the output terminal 120N (second input / output terminal).
  • the switches 23M and 23N are exclusively switched to switch the connection between the common terminal 110, the filter 22A, and the output terminal 120M, and the connection between the common terminal 110, the variable filter 22B, and the output terminal 120N.
  • FIG. 1C is a circuit configuration diagram of a filter device 10Y according to the second modification of the first embodiment.
  • the filter device 10Y includes a filter 22A, a variable filter 22B, a switch 23Y, a matching circuit 21, a common terminal 110, and output terminals 120M and 120N.
  • the filter device 10Y is a composite filter device including a filter 22A and a variable filter 22B connected to the common terminal 110 (via the matching circuit 21 and the switch 23Y).
  • the filter device 10Y according to this modification is different from the filter device 10 according to the first embodiment in the arrangement position of the switch circuit.
  • the description of the same configuration as that of the filter device 10 according to the first embodiment will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
  • the switch 23Y is a switch circuit including selection terminals 23e and 23f and a switch common terminal 23d.
  • One end of the filter 22A is connected to the output terminal 120M (first input / output terminal), and the other end is connected to the selection terminal 23e.
  • One end of the variable filter 22B is connected to the output terminal 120N (second input / output terminal), and the other end is connected to the selection terminal 23f.
  • the switch common terminal 23 d is connected to the common terminal 110 via the matching circuit 21. With the above connection configuration, the switch 23Y switches the connection between the common terminal 110, the filter 22A, and the output terminal 120M, and the connection between the common terminal 110, the variable filter 22B, and the output terminal 120N.
  • FIG. 1D is a diagram showing pass characteristics between the common terminal and the output terminal of the filter 22A and the variable filter 22B according to the first embodiment.
  • the upper part of the figure shows the frequency relationship between the transmission and reception bands of Band A and Band B, and the lower part shows the pass characteristics of the filter 22A and the variable filter 22B.
  • the pass characteristic of the filter 22A shown in the lower stage is a pass characteristic when the filter 22A is selected by the switch 23.
  • the pass characteristic of the variable filter 22B (mode 1) shown in the lower stage is a pass characteristic when the variable filter 22B is selected by the switch 23.
  • the pass characteristic of the variable filter 22B (mode 2) shown in the lower stage is a pass characteristic when the filter 22A is selected by the switch 23.
  • the pass characteristic of the modification of the variable filter 22B (mode 2) shown in the lower stage is a pass characteristic when the filter 22A is selected by the switch 23.
  • the filter 22A uses the Band A reception band (A-Rx: fA1 to fA2) as the first pass band and the Band A transmission band (A-Tx: fA3 to fA4) as the predetermined attenuation band. It has the first characteristic.
  • the variable filter 22B has a variable second characteristic (mode 1) and third characteristic (mode 2).
  • the second characteristic (mode 1) is a pass with the BandB reception band (B-Rx: fB1 to fB2) as the second passband and the BandB transmission band (B-Tx: fB3 to fB4) as the predetermined attenuation band. It has characteristics.
  • the BandA transmission band (A-Tx) and the BandB reception band (B-Rx) overlap in the overlapping band (fB1 to fA4).
  • the third characteristic (mode 2) has a passage characteristic in which the insertion loss in the overlapping band is larger than the insertion loss in the overlapping band of the second characteristic (mode 1).
  • variable filter 22B mode 2 in FIG.
  • variable filter 22B mode 2 modification.
  • variable filter 22B (mode 2) of FIG. 1D the insertion loss in the overlap band is increased without shifting the pass band, whereas (2) modification of variable filter 22B (mode 2) In this case, the insertion loss in the overlap band is increased by shifting the pass band to the high frequency side.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the relationship between filter selection and mode selection according to the first embodiment.
  • the selection terminal 23a of the switch 23 and the switch common terminal 23c are conductive, that is, when the filter 22A is selected (Yes in S10), the third characteristic (mode 2) is selected in the variable filter 22B. (S20).
  • the selection terminal 23b of the switch 23 and the switch common terminal 23c are conductive, that is, when the variable filter 22B is selected (No in S10), the second characteristic (mode 1) is obtained in the variable filter 22B. ) Is selected (S30).
  • mode 2 variable filter 22B
  • the variable filter 22B is selected (No in S10). Even in such a case, the third characteristic (mode 2) may be selected in the variable filter 22B. In this case, even if the third characteristic (mode 2) is selected in the variable filter 22B, the third characteristic is, for example, a filter characteristic having a BandC pass band different from BandA and B. That is, when the third characteristic (mode 2) is selected in the variable filter 22B, the variable filter 22B has a filter characteristic corresponding to BandC.
  • the third characteristic (mode 2) is selected in the variable filter 22B even though the variable filter 22B is not selected.
  • the third characteristic (mode 2) is selected, the overlap leaks to the variable filter 22B due to the isolation of the switch 23 as compared to the case where the second characteristic (mode 1) is selected. High frequency signals in the band can be suppressed. Therefore, it can suppress that the attenuation characteristic in the overlapping band of filter 22A deteriorates under the influence of the leakage signal to variable filter 22B.
  • the third characteristic (mode 2) of the variable filter 22B is such that the filter characteristic of the filter 22A when the filter 22A is selected by the switch 23 is not deteriorated with respect to the filter characteristic of the filter 22A alone.
  • the insertion loss in the overlap band of (mode 2) is larger than the insertion loss in the overlap band of the second characteristic (mode 1).
  • variable filter 22B is a filter that can change two modes, it is not necessary to increase the size of the switch circuit and increase the isolation more than necessary, so that the filter device 10 can secure the attenuation characteristics of the filter 22A. Can be reduced in size.
  • the second pass band (B-Rx) of the variable filter 22B is located across the first pass band (A-Rx) and the attenuation band (A-Tx) of the filter 22A, May be an overlapping band. In this case, it is possible to suppress deterioration of the pass characteristic and attenuation characteristic in the overlapping band of the filter 22A due to the influence of the leakage signal to the variable filter 22B.
  • the pass characteristic in the overlapping band of the third characteristic (mode 2) of the variable filter 22B is changed to the second characteristic (mode
  • the pass band of the third characteristic (mode 2) may be different in frequency from the second pass band (B-Rx).
  • the overlapping of the third characteristic (mode 2) is performed.
  • the insertion loss in the band may be larger than the insertion loss in the overlapping band of the second characteristic (mode 1).
  • the filter device 10 can be downsized while ensuring the attenuation characteristics of the filter 22A.
  • the present embodiment exemplifies a configuration in which the filter device according to the first embodiment is applied to a multiband communication device corresponding to the LTE (Long Term Evolution) communication standard.
  • LTE Long Term Evolution
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the filter device 11, the high-frequency front end circuit 4, and the communication device 5 according to the second embodiment.
  • a filter device 11, a reception amplifier circuit 2, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3 are shown.
  • the filter device 11 and the reception amplification circuit 2 constitute a high frequency front end circuit 4.
  • the antenna element 1, the high-frequency front end circuit 4 and the RF signal processing circuit (RFIC) 3 constitute a communication device 5.
  • the antenna element 1, the high-frequency front end circuit 4, and the RF signal processing circuit (RFIC) 3 are disposed, for example, in a front end portion of a multimode / multiband mobile phone.
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 3 processes a high-frequency reception signal input from the antenna element 1 via a reception-side signal path by down-conversion or the like, and performs a baseband processing on the reception signal generated by the signal processing. Output to a signal processing circuit (not shown). Although not shown, the RF signal processing circuit (RFIC) 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit by up-conversion and the like, and the high-frequency transmission signal generated by the signal processing is processed. It is possible to output to the transmission amplifier circuit.
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 3 switches between conduction and non-conduction of the switch 23 included in the filter device 11 and mode switching of the variable filters 24A and 24B based on the frequency band (band) to be used. Functions as a control unit for synchronous control. In addition, this control part does not need to have RF signal processing circuit (RFIC) 3, for example, the high frequency front end circuit 4 may have as control IC.
  • the reception amplification circuit 2 amplifies the high frequency reception signal output from the output terminal 120 of the filter device 11 and outputs the amplified high frequency reception signal to the RF signal processing circuit (RFIC) 3.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the filter device 11 includes variable filters 24A and 24B, a switch 23, a common terminal 110, and an output terminal 120. With this configuration, the filter device 11 receives the high-frequency signals of Band 68, Band (28 + 20), Band 27, and Band 26 via the antenna element 1.
  • the filter device 11 according to the present embodiment is an example in which the filter device 10 according to the first embodiment is adapted to the LTE communication standard.
  • the filter 22A is a fixed filter corresponding to a single band.
  • both the variable filters 24A and 24B are variable filters corresponding to a plurality of bands. .
  • the switch 23 includes selection terminals 23a and 23b and a switch common terminal 23c. Based on a control signal S23 from the RF signal processing circuit (RFIC) 3, the switch 23 is connected to the switch common terminal 23c and the selection terminal 23a, and This is a single-pole double-throw (SPDT) type switch circuit that exclusively switches the connection between the switch common terminal 23c and the selection terminal 23b.
  • the selection terminal 23a is connected to the output end of the variable filter 24A
  • the selection terminal 23b is connected to the output end of the variable filter 24B.
  • switch 23 may be arranged before the variable filter 24A and the variable filter 24B instead of following the variable filter 24A and the variable filter 24B.
  • the variable filter 24A is a first filter disposed between the common terminal 110 and the selection terminal 23a.
  • the variable filter 24B is a second filter disposed between the common terminal 110 and the selection terminal 23b.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the modes of the variable filters 24A and 24B and the frequency allocation according to the second embodiment. In the figure, frequency assignments of Band 68, Band (28 + 20), Band 27, and Band 26 are shown.
  • the variable filter 24A is a filter in which the first characteristic (mode a2) and the fifth characteristic (mode a1) are variable.
  • the first characteristic (mode a2) is that the Band (20 + 28) reception band (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) is the first passband, the Band28 transmission band (B28Tx: 703-748 MHz) and the Band20 transmission band (B20Tx: 832). This is a characteristic with an attenuation band of ⁇ 862 MHz.
  • the fifth characteristic (mode a1) is a characteristic in which the Band68 reception band (B68Rx: 753-783 MHz) is the fifth passband and the Band68 transmission band (B68Tx: 698-728 MHz) is the attenuation band.
  • the fifth passband (B68Rx: 753-783 MHz) of the fifth characteristic (mode a1) is the same as the first passband (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) of the first characteristic (mode a2).
  • the frequency is different.
  • the fifth passband (B68Rx: 753-783 MHz) of the fifth characteristic (mode a1) partially overlaps the first passband (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) of the first characteristic (mode a2). (758-783 MHz).
  • Band 68 and Band (28 + 20) are not used at the same time but are used exclusively. Therefore, the variable filter 24A is a tunable filter that varies the reception band of Band68 and the reception band of Band (20 + 28).
  • the variable filter 24B is a filter in which the second characteristic (mode b1), the fourth characteristic (mode b2), and the third characteristic (mode b3) are variable.
  • the second characteristic (mode b1) is a characteristic in which the reception band of Band 27 (B27Rx: 852-869 MHz) is the second pass band and the transmission band of Band 27 (B27Tx: 807-824 MHz) is the attenuation band.
  • the fourth characteristic (mode b2) is a characteristic in which the reception band of Band26 (B26Rx: 859-894 MHz) is the fourth passband and the transmission band of Band26 (B26Tx: 814-849 MHz) is the attenuation band.
  • the variable filter 24B has a variable second characteristic (mode b1), fourth characteristic (mode b2), and third characteristic (mode b3). Also, as shown in FIG. 4, the second passband (B27Rx: 852-869 MHz) of the second characteristic (mode b1) is the same as the fourth passband (B26Rx: 859-894 MHz) of the fourth characteristic (mode b2). The frequency is different.
  • the second passband (B27Rx: 852-869 MHz) of the second characteristic (mode b1) partially overlaps the fourth passband (B26Rx: 859-894 MHz) of the fourth characteristic (mode b2). (852-859 MHz).
  • Band 26 and Band 27 are not used at the same time but are used exclusively. Therefore, the variable filter 24B is a tunable filter that varies the reception band of Band27 and the reception band of Band26.
  • the transmission band (B20Tx) of Band20, the reception band (B27Rx) of Band27, and the reception band (B26Rx) of Band26 overlap in an overlapping band (852-862 MHz).
  • the third characteristic (mode b3) has a passage characteristic in which the insertion loss in the overlapping band (852-862 MHz) is larger than the insertion loss in the overlapping band of the second characteristic (mode b1).
  • the third characteristic (mode b3) is a characteristic in which the pass band is saved from the overlap band (852-862 MHz).
  • FIG. 5 is a graph showing a filter pass characteristic corresponding to the isolation of the switch 23.
  • the pass characteristic of the variable filter 24A when the variable filter 24A is selected by the switch 23 in the filter device 11 is shown.
  • the variable filter 24A is in the mode a2
  • the variable filter 24B is in the mode b1.
  • the attenuation characteristic of the Band20 transmission band (B20Tx) deteriorates as the isolation of the switch 23 deteriorates from ⁇ to 10 dB.
  • the attenuation characteristic of the transmission band (B20Tx) is significantly deteriorated.
  • the filter characteristic of the variable filter 24B through the switch 23 affects the filter characteristic of the variable filter 24A. That is, when the mode b1 of the variable filter 24B is selected, the variable filter 24B has a filter characteristic in which the Band 27 reception band (B27Rx: 852-869 MHz) is the second pass band. This is because the pass characteristic of the variable filter 24B in the overlap band (852-862 MHz) affects the attenuation band (B20Tx) of the variable filter 24A via the switch 23.
  • variable filter 24A when the variable filter 24A is selected, it is possible to suppress the deterioration of the attenuation characteristic of the variable filter 24A by selecting the third characteristic (mode b3) of the variable filter 24B.
  • mode b3 the third characteristic of the variable filter 24B.
  • FIG. 6A is a circuit configuration diagram of a variable filter 24A according to the second embodiment.
  • FIG. 6B is a circuit configuration diagram of the variable filter 24B according to the second exemplary embodiment.
  • variable filter 24A includes series arm resonators 1s1, 1s2, 1s3 and 1s4, parallel arm resonators 1p11, 1p12, 1p21, 1p22, 1p31 and 1p32, and capacitors 1c11, 1c12, 1c21 and 1c22. 1c31 and 1c32 and switches 1s11, 1s12, 1s21, 1s22, 1s31 and 1s32.
  • the series arm resonators 1s1 to 1s4 are connected in series between the input terminal 241 connected to the common terminal 110 and the output terminal 242 connected to the selection terminal 23a.
  • the parallel arm resonators 1p11 and 1p12 are connected in parallel to a node connecting the series arm resonators 1s1 and 1s2.
  • a capacitor 1c11 and a switch 1s11 are connected in parallel to the parallel arm resonator 1p11.
  • a capacitor 1c12 and a switch 1s12 are connected in parallel to the parallel arm resonator 1p12.
  • the parallel arm resonators 1p21 to 1p32, the capacitors 1c21 to 1c32, and the switches 1s21 to 1s32 are similarly connected.
  • the capacitors 1c11 to 1c32 may be any impedance element that can adjust the impedance of the parallel arm resonator, and may be, for example, an inductor.
  • variable filter 24A configures a ladder-type bandpass filter.
  • the variable filter 24A switches the switches 1s11 to 1s32 to all on or all off, thereby changing the pass band between the fifth pass band (B68Rx: 753-783 MHz) and the first pass band (B28 + 20Rx: 758-821 MHz). It is possible to shift between them. That is, the fifth characteristic (mode a1) and the first characteristic (mode a2) are switched.
  • FIG. 7A is a graph showing pass characteristics of the variable filter 24A according to the second embodiment.
  • the variable filter 24A has a fifth characteristic in which the fifth pass band (B68Rx: 753-783 MHz) is set as the pass band by turning on the switches 1s11 to 1s32. Further, by setting the switches 1s11 to 1s32 to the all-off state, the first characteristic having the first pass band (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) as the pass band is obtained.
  • variable filter 24B includes series arm resonators 2s1, 2s2, 2s3 and 2s4, parallel arm resonators 2p11, 2p12, 2p21, 2p22, 2p31 and 2p32, and capacitors 2c11, 2c12, 2c21 and 2c22. 2c31 and 2c32 and switches 2s11, 2s12, 2s21, 2s22, 2s31 and 2s32.
  • the series arm resonators 2s1 to 2s4 are connected in series between the input terminal 243 connected to the common terminal 110 and the output terminal 244 connected to the selection terminal 23b.
  • the parallel arm resonators 2p11 and 2p12 are connected in parallel to a node connecting the series arm resonators 2s1 and 2s2.
  • the parallel arm resonator 2p12 is connected in parallel with a capacitor 2c11, a switch 2s11, and a series connection circuit of the capacitor 2c12 and the switch 2s12.
  • the parallel arm resonators 2p21 to 2p32, the capacitors 2c21 to 2c32, and the switches 2s21 to 2s32 are similarly connected.
  • the capacitors 2c11 to 2c32 may be impedance elements that can adjust the impedance of the parallel arm resonator, and may be inductors, for example.
  • variable filter 24B constitutes a ladder-type bandpass filter. Further, the variable filter 24B (1) switches 2s11 to 2s32 are all on, (2) switches 2s11, 2s21 and 2s31 are on and switches 2s12, 2s22 and 2s32 are off, or (3) switches 2s11 to 2s32 are all off. By switching to, it becomes possible to shift the pass band between the second pass band (B27Rx: 852-869 MHz), the fourth pass band (B26Rx: 859-894 MHz), and the band for saving B20Tx. That is, the second characteristic (mode b1), the fourth characteristic (mode b2), and the third characteristic (mode b3) are switched.
  • FIG. 7B is a graph showing pass characteristics of the variable filter 24B according to the second embodiment.
  • the variable filter 24B has a second characteristic having a second pass band (B27Rx: 852-869 MHz) as a pass band by turning on the switches 2s11 to 2s32. Further, when the switches 2s11, 2s21, 2s31 are turned on and the switches 2s12, 2s22, 2s32 are turned off, the fourth passband (B26Rx: 859-894 MHz) is obtained as the fourth characteristic. ing. Further, by setting the switches 2s11 to 2s32 to the all-off state, the third characteristic is obtained in which the insertion loss of the Band20 transmission band (B20Tx) is larger than the second characteristic.
  • B27Rx 852-869 MHz
  • FIG. 8A is a graph showing pass characteristics when the mode a1 is selected by the variable filter 24A according to the second embodiment.
  • This figure shows the pass characteristic when the fifth characteristic (mode a1) having the fifth pass band (B68Rx: 753-783 MHz) as the pass band is selected.
  • the variable filter 24A is selected by the switch 23.
  • the fifth characteristic (mode a1) is selected by the switches 1s11 to 1s32.
  • the Band68 reception band (B68Rx) is a reception-only band and does not require a large attenuation near the passband. Therefore, any mode selection of the variable filter 24B that is not selected by the switch 23 may be performed, or none may be selected.
  • FIG. 8B is a graph showing pass characteristics when the variable filter 24A according to Embodiment 2 selects mode a2.
  • This figure shows the pass characteristic when the first characteristic (mode a2) having the first pass band (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) as the pass band is selected.
  • the variable filter 24A is selected by the switch 23.
  • the filter characteristics of the Band (28 + 20) reception band (B28 + 20Rx) include predetermined attenuation in the band 28 transmission band (B28Tx) on the low frequency side of the pass band and the band 20 transmission band (B20Tx) on the high frequency side of the pass band. In general, about 40 dB is required as an attenuation characteristic of these transmission bands.
  • variable filter 24B not selected by the switch 23 changes the attenuation characteristic of the transmission band (B20Tx) of the Band 20 in the variable filter 24A, and the mode b1 and the mode b2 of the variable filter 24B are selected, the required attenuation The amount is not obtained. This is because in modes b1 and b2, the insertion loss is not deteriorated in the overlapping band of the Band20 transmission band (B20Tx), the Band27 reception band (B27Rx), and the Band26 reception band (B26Rx). Accordingly, in the variable filter 24B that is not selected by the switch 23, as shown in FIG. 7B, it is necessary that the mode b3 that has a larger insertion loss than the mode b1 and the mode b2 in the overlap band is selected. Become.
  • variable filter 24A when the variable filter 24A is selected by the switch 23 and the first characteristic (mode a2) having the first pass band (B28 + 20Rx: 758-821 MHz) as the pass band is selected, In the variable filter 24B not selected by the switch 23, the third characteristic having a larger insertion loss in the overlapping band than the second characteristic is selected. Thereby, a small multiplexer corresponding to four or more bands can be realized.
  • FIG. 9A is a graph showing pass characteristics when the mode b1 of the variable filter 24B according to Embodiment 2 is selected.
  • This figure shows the pass characteristic when the second characteristic (mode b1) having the second pass band (B27Rx: 852-869 MHz) as the pass band is selected.
  • the variable filter 24B is selected by the switch 23.
  • variable filter 24A not selected by the switch 23 changes the attenuation characteristic of the band 27 transmission band (B27Tx) in the variable filter 24B, and the mode a2 of the variable filter 24A is selected, the attenuation characteristic deteriorates. Accordingly, it is preferable that the mode a1 in which the band 68 reception band (B68Rx) that does not overlap the band 27 transmission band (B27Tx) is selected in the variable filter 24A that is not selected by the switch 23 is selected.
  • FIG. 9B is a graph showing pass characteristics when the mode b2 is selected in the variable filter 24B according to the second embodiment.
  • the figure shows the pass characteristic when the fourth characteristic (mode b2) having the fourth pass band (B26Rx: 859-894 MHz) as the pass band is selected.
  • the variable filter 24B is selected by the switch 23.
  • As a filter characteristic of the reception band (B26Rx) of the Band 26 a predetermined attenuation is required in the transmission band (B26Tx) of the Band 26 on the low frequency side of the pass band, and the attenuation characteristic of the transmission band is generally about 40 dB. Is needed.
  • variable filter 24A not selected by the switch 23 changes the attenuation characteristic of the transmission band (B26Tx) of the Band 26 in the variable filter 24B, and the mode a2 of the variable filter 24A is selected, the attenuation characteristic deteriorates. Accordingly, it is preferable that the mode a1 in which the band 68 reception band (B68Rx) that does not overlap the band 26 transmission band (B26Tx) is selected in the unselected variable filter 24A by the switch 23 is selected.
  • variable filter 24B is selected by the switch 23, and the second characteristic (mode b1) having the second passband (B27Rx: 852-869 MHz) as the passband, or the fourth passband (B26Rx : 859-894 MHz) when the fourth characteristic (mode b2) having the pass band is selected, in the variable filter 24A not selected by the switch 23, the pass band is the second pass band and the fourth pass band.
  • the fifth characteristic (mode a1) having the band 68 reception band (B68Rx) that does not overlap with the pass band as the pass band is selected.
  • the switches 1s11 to 1s32 and 2s11 to 2s32 include, for example, FET (Field Effect Transistor) switches made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), or diode switches. Accordingly, the switches 1s11 to 1s32 and 2s11 to 2s32 can be configured by one FET switch or a diode switch, so that the small variable filters 24A and 24B can be realized.
  • FET Field Effect Transistor
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • variable filters 24A and 24B may further include a longitudinally coupled filter circuit between the input end and the output end.
  • the capacitors 1c11 to 1c32 and 2c11 to 2c32 may be variable impedance elements.
  • the variable impedance element may be, for example, a variable capacitor such as a varicap and a DTC (Digitally Tunable Capacitor), or may be a variable inductor using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems). As a result, the frequency variable width can be finely adjusted.
  • the impedance elements such as the capacitors 1c11 to 1c32 and 2c11 to 2c32 may be formed of chip parts.
  • the impedance element may be formed on a filter substrate on which an acoustic wave resonator constituting each variable filter is formed, or may be formed in a mounting substrate on which the filter substrate is mounted. .
  • the impedance element may be disposed in a package in which the switches 1s11 to 1s32 shown in FIG. 6A and the switches 2s11 to 2s32 shown in FIG. 6B are formed. Thus, a smaller filter device can be realized.
  • the switch 23 shown in FIG. 3, the switches 1s11 to 1s32 shown in FIG. 6A, and the switches 2s11 to 2s32 shown in FIG. 6B are preferably arranged in one package. Thereby, a smaller filter device can be realized.
  • each resonator constituting the variable filters 24A and 24B is a resonator using a surface acoustic wave.
  • the variable filters 24A and 24B can be configured by IDT (InterDigital Transducer) electrodes formed on a substrate having piezoelectricity at least in part, so that a small and low-profile filter device having a high steep passage characteristic. Can be realized.
  • IDT InterDigital Transducer
  • FIG. 10 is an example of a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonators of the filters 24A and 24B according to the second embodiment.
  • the figure illustrates a schematic plan view and a schematic cross-sectional view showing the structure of the series arm resonator 1s1 among the resonators constituting the filters 24A and 24B.
  • the series arm resonator shown in FIG. 10 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrode are the same. It is not limited.
  • Each resonator of the filters 24A and 24B includes a piezoelectric substrate 100 and comb-shaped IDT electrodes 11a and 11b.
  • the IDT electrode 11a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 11b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • the IDT electrode 104 composed of the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b has a laminated structure of the adhesion layer 101 and the main electrode layer 102 as shown in the cross-sectional view of FIG. ing.
  • the adhesion layer 101 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric substrate 100 and the main electrode layer 102, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 101 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 102 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 102 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 103 is formed so as to cover the IDT electrodes 11a and 11b.
  • the protective layer 103 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 102 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film containing silicon dioxide as a main component. .
  • adherence layer 101, the main electrode layer 102, and the protective layer 103 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 104 may not have the above-described stacked structure.
  • the IDT electrode 104 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or may be made of a plurality of laminates made of the above metal or alloy. May be.
  • the protective layer 103 may not be formed.
  • the piezoelectric substrate 100 is made of, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal, LiNbTaO 3 piezoelectric single crystal, or piezoelectric ceramic.
  • the piezoelectric substrate 100 may be a substrate having piezoelectricity at least in part.
  • the piezoelectric substrate 100 includes a piezoelectric thin film on the surface, and is formed of a laminated body such as a film having a different sound speed from the piezoelectric thin film and a supporting substrate. May be.
  • a laminate including a high sound speed support substrate and a piezoelectric thin film formed on the high sound speed support substrate, a high sound speed support substrate, a low sound speed film formed on the high sound speed support substrate, and a low sound speed film A laminate including the formed piezoelectric thin film, or a support substrate, a high sound velocity film formed on the support substrate, a low sound velocity film formed on the high sound velocity film, and formed on the low sound velocity film.
  • a laminate including a piezoelectric thin film may be used.
  • each resonator included in the filters 24A and 24B is not limited to the structure described in FIG.
  • the IDT electrode 104 may be a single layer of metal film instead of a laminated structure of metal films.
  • each resonator of the filters 24A and 24B may not be a surface acoustic wave resonator, but may be a boundary acoustic wave resonator or a resonator using a BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • each resonator has a singular point where the impedance is minimal (ideally the point where the impedance is 0) and a singular point where the impedance is maximal (ideally infinite. It is only necessary to have an “anti-resonance frequency”.
  • the pass characteristic of the variable filter 24A shown in FIG. 6A is the fifth characteristic in accordance with the control signal Sa1 (see FIG. 3) that turns on the switches 1s11 to 1s32, and the switches 1s11 to 1s32 are turned off.
  • the first characteristic is obtained in accordance with the control signal Sa2 (see FIG. 3).
  • the pass characteristic of the variable filter 24B shown in FIG. 6B becomes the second characteristic in accordance with the control signal Sb1 (see FIG. 3) that turns on the switches 2s11 to 2s32, and the switches 2s11 to 2s31 are turned off.
  • the fourth characteristic is obtained according to the control signal Sb2 (see FIG.
  • variable filter 24B will be described with reference to FIGS. 11A to 13. Further, the pass characteristics of the variable filter 24A will be described with reference to FIGS.
  • variable filters 24A and 24B In the following description, the operation principle of the variable filters 24A and 24B will be described using the variable filters 24C to 24E in which the circuit configurations of the variable filters 24A and 24B are simplified. More specifically, the variable filters 24A and 24B have a multistage configuration when the combination of one series arm resonator and two parallel arm resonators is one stage. On the other hand, the variable filters 24C to 24E are configured to have one stage of the above combination.
  • variable filter 24B for example, three circuits (a capacitor 2c11 / a switch 2s11 / a capacitor 2c12 and a switch 2s12 in series) are connected in parallel to the parallel arm resonator 2p12.
  • variable filters 24C and 24D two circuits (capacitors / switches) are connected in parallel to the parallel arm resonator.
  • variable filters 24A and 24B Note that the operating principles of the variable filters 24A and 24B and the simplified variable filters 24C to 24E are essentially the same.
  • FIG. 11A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW of the variable filter 24C is on.
  • FIG. 11B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW of the variable filter 24C is off.
  • FIG. 11C is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW is turned on / off of the variable filter 24C. Note that the variable filter 24C shown in FIGS. 11A to 11C explains the operating principle of the variable filter 24B according to the second embodiment.
  • the impedance characteristics of a single resonator will be described with reference to FIG. 11A.
  • the singular point where the impedance is minimal ideally the point where the impedance is 0
  • the frequency thereof is defined as “resonance” Referred to as "frequency”.
  • a singular point where the impedance is maximum ideally a point where the impedance is infinite
  • its frequency is called an “anti-resonance frequency”.
  • the series arm resonator 22s, the parallel arm resonator 22p1, and the parallel arm resonator 22p2 have the following impedance characteristics.
  • the parallel arm resonator 22p1 has a resonance frequency frp1 and an anti-resonance frequency fap1 (at this time, frp1 ⁇ fap1 is satisfied).
  • the parallel arm resonator 22p2 has a resonance frequency frp2 and an anti-resonance frequency fap2 (at this time, frp1 ⁇ frp2 ⁇ fap2 is satisfied).
  • the series arm resonator 22s has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (at this time, frs ⁇ fas and frp1 ⁇ frs ⁇ frp2 are satisfied).
  • the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120A is a characteristic that is not affected by the capacitor 22C. That is, in this state, the combined characteristic of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) (“the combined characteristic of the parallel arms (22p1 + 22p2)” in the figure) is the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120A.
  • the parallel arm circuit 120A has the following impedance characteristics when the switch 22SW is on.
  • the parallel arm circuit 120A has two anti-resonance frequencies fa1on and fa2on (at this time, fr1on ⁇ fa1on ⁇ fr2on ⁇ fa2on, fa1on ⁇ fap1, and fa2on ⁇ fap2 are satisfied). That is, the impedance of the parallel arm circuit 120A is (i) a frequency between the resonance frequencies of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 constituting the parallel arm circuit 120A, and (ii) two parallel arm resonators 22p1 and 22p2. At a frequency between the anti-resonance frequencies.
  • the reason that fa1on ⁇ fap1 is that the parallel arm resonator 22p2 acts as a parallel capacitor with respect to the parallel arm resonator 22p1 in the frequency band near the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator 22p1.
  • the reason that fa2on ⁇ fap2 is that the parallel arm resonator 22p1 acts as a parallel capacitor on the parallel arm resonator 22p2 in the frequency band near the antiresonance frequency fap2 of the parallel arm resonator 22p2.
  • the switch 22SW when the switch 22SW is on, in the parallel arm circuit 120A, as the frequency increases from the resonance frequency frp1 at which the parallel arm resonator 22p1 resonates and approaches the antiresonance frequency fap1, the resonator (in this case, the parallel arm resonance) Resonance occurs between the element 22p1) and the capacitor (in this case, the parallel arm resonator 22p2).
  • the parallel arm circuit 120A an LC series circuit constituting a resonator (parallel arm resonator 22p1), a capacitor connected in parallel thereto, and a parallel connection to the resonator are connected. Resonance occurs with the capacitor (parallel arm resonator 22p2).
  • the impedance becomes maximum (anti-resonance) at a frequency (fa1on) lower than the anti-resonance frequency fap1.
  • the impedance becomes maximum at the frequency (fa2on) lower than the antiresonance frequency fap2 (antiresonance).
  • the anti-resonance frequency fa1on of the parallel arm circuit 120A and the resonance frequency frs of the series arm resonator 22s are brought close to each other.
  • the switch 22SW is on, the vicinity of the resonance frequency fr1on where the impedance of the parallel arm circuit 120A approaches 0 becomes a low-frequency side inhibition region.
  • the impedance of the parallel arm circuit increases near the anti-resonance frequency fa1on, and the impedance of the series arm resonator 22s approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • variable filter 24C has a pass band defined by the anti-resonance frequency fa1on and the resonance frequency frs, and a pole (attenuation pole) on the low pass band side is defined by the resonance frequency fr1on It has a first pass characteristic in which the pole (attenuation pole) on the high side of the passband is defined by fr2on and the antiresonance frequency fas.
  • the anti-resonance frequency fa2on of the parallel arm circuit does not greatly affect the pass characteristic (here, the first pass characteristic) of the variable filter 24C due to the high impedance of the series arm resonator 22s at the frequency. .
  • the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120A is affected by the capacitor 22C. That is, in this state, the combined characteristic of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) and the capacitor 22C (“the combined characteristic of the parallel arms (22p1 + 22p2 + 22C)” in the figure) is the impedance of the parallel arm circuit 120A. It becomes a characteristic.
  • the parallel arm circuit 120A has the following impedance characteristics when the switch 22SW is off.
  • the parallel arm circuit 120A has two resonance frequencies fr1off and fr2off and two anti-resonance frequencies fa1off and fa2off (where fr1off ⁇ fa1off ⁇ fr2off ⁇ fa2off, fa1off ⁇ fap1, frp2 ⁇ fr2off, and fa2off, and fa2off Meet). That is, the impedance of the parallel arm circuit 120A is minimal at (i) the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p1 constituting the parallel arm circuit 120A and (ii) a frequency higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p2. Become.
  • the impedance of the parallel arm circuit 120A is (i) a frequency between the resonance frequencies of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 constituting the parallel arm circuit 120A, and (ii) two parallel arm resonators 22p1 and 22p2. At a frequency between the anti-resonance frequencies.
  • the reason that fa1off ⁇ fap1 is that the parallel arm resonator 22p2 acts as a capacitor with respect to the parallel arm resonator 22p1 in the frequency band near the antiresonant frequency fap1 of the parallel arm resonator 22p1.
  • frp2 ⁇ fr2off is satisfied is that resonance between the parallel arm resonator 22p2 and the capacitor 22C occurs in a frequency band near the resonance frequency frp2 of the parallel arm resonator 22p2.
  • fa2off ⁇ fap2 is that the parallel arm resonator 22p1 acts as a capacitor with respect to the parallel arm resonator 22p2 in the frequency band near the antiresonance frequency fap2 of the parallel arm resonator 22p2.
  • the switch 22SW when the switch 22SW is OFF, in the parallel arm circuit 120A, as the frequency increases from the resonance frequency frp1 at which the parallel arm resonator 22p1 resonates and approaches the antiresonance frequency fap1, the resonator (in this case, the parallel arm resonance) Resonance occurs between the element 22p1) and the capacitor (here, the parallel arm resonator 22p2 and the capacitor 22C).
  • the parallel arm circuit 120A an LC series circuit constituting a resonator (parallel arm resonator 22p1), a capacitor connected in parallel thereto, and a parallel connection to the resonator are connected.
  • Resonance occurs with the capacitors (parallel arm resonator 22p2 and capacitor 22C). For this reason, in the parallel arm circuit 120A, the impedance becomes maximum (anti-resonance) at a frequency (fa1off) lower than the anti-resonance frequency fap1.
  • the impedance becomes maximum at the frequency (fa2off) lower than the antiresonance frequency fap2 (antiresonance).
  • the frequency increases from the antiresonance frequency fa1off and approaches the resonance frequency frp2
  • resonance between the parallel arm resonator 22p2 and the capacitor 22C occurs.
  • an LC series circuit constituting a resonator (parallel arm resonator 22p2), a capacitor connected in parallel thereto, and a parallel connection to the resonator are connected. Resonance with the formed capacitor (capacitor 22C) occurs. For this reason, in the parallel arm circuit, the impedance is minimized (resonance) at a frequency (fr2off) higher than the resonance frequency frp2.
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side is compared between when the switch 22SW is off and when it is on, it satisfies the condition fa1on ⁇ fa1off. This is because the frequency variable width from the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator 22p1 becomes narrower when the switch 22SW is off than when it is on because of the influence of the capacitor 22C.
  • the anti-resonance frequency fa1off of the parallel arm circuit 120A and the resonance frequency frs of the series arm resonator 22s are brought close to each other.
  • the switch 22SW is off, the vicinity of the resonance frequency fr1off where the impedance of the parallel arm circuit 120A approaches 0 becomes a low-frequency side blocking area.
  • the impedance of the parallel arm circuit increases near the anti-resonance frequency fa1off, and the impedance of the series arm resonator 22s approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • variable filter 24C has a pass band defined by the anti-resonance frequency fa1off and the resonance frequency frs, and a pole (attenuation pole) on the low passband side is defined by the resonance frequency fr1off. It has a second pass characteristic in which a pole (attenuation pole) on the high side of the passband is defined by fr2off and the antiresonance frequency fas.
  • the anti-resonance frequency fa2off of the parallel arm circuit is similar to the anti-resonance frequency fa2on described above, because the impedance of the series arm resonator 22s at that frequency is high, so that the pass characteristic of the variable filter 24C (here, the second pass) (Characteristics) is not greatly affected.
  • the impedance characteristics of the parallel arm circuit 120A change as follows. That is, in the parallel arm circuit 120A, the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies and the anti-resonance frequency on the low frequency side of the two anti-resonance frequencies are both shifted to the high frequency side.
  • the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies shifts from fr2on to fr2off to the high frequency side. (B portion in the figure).
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side shifts from fa1on to fa1off to the high frequency side (A portion in the figure).
  • the anti-resonance frequency on the low band side and the resonance frequency on the high band side of the parallel arm circuit 120A define the attenuation slope on the high band side of the pass band of the variable filter 24C. Shift to the band side. Therefore, as shown in the lower part of FIG. 11C, when the switch 22SW is switched from on to off, the pass characteristic of the variable filter 24C shifts to the high side while the attenuation slope on the high side of the pass band maintains the steepness. (See the black arrow in the figure). In other words, the variable filter 24C shifts the attenuation pole on the high side of the passband to the high side (D portion in the figure) and shifts it to the high side without dropping the shoulder on the high side of the passband ( C portion in the figure).
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of the variable filter 24D.
  • the variable filter 24D shown in the figure is different from the variable filter 24C shown in FIG. 11A in that the capacitor 22C and the switch 22SW are connected in series only to the parallel arm resonator 22p1.
  • description of the same points as the variable filter 24C will be omitted, and different points will be mainly described.
  • the capacitor 22C and the switch 22SW are connected in series to the parallel arm resonator 22p1 between the node x1 and the ground. Specifically, the capacitor 22C and the switch 22SW are connected in series between the ground and the parallel arm resonator 22p1. Capacitor 22C and switch 22SW may be connected in series between node x1 and parallel arm resonator 22p1.
  • the capacitor 22C is an impedance element connected in series to the parallel arm resonator 22p1.
  • the frequency variable width of the pass band of the variable filter 24D depends on the constant of the capacitor 22C. For example, the smaller the constant of the capacitor 22C, the wider the frequency variable width. Therefore, the constant of the capacitor 22C can be appropriately determined according to the frequency specification required for the variable filter 24D.
  • the parallel arm resonators 22p1 and 22p2, the capacitor 22C, and the switch 22SW constitute a parallel arm circuit 120D connected between a node on the path connecting the input / output terminal 22m and the input / output terminal 22n and the ground.
  • FIG. 13A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW of the variable filter 24D is on.
  • FIG. 13B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW of the variable filter 24D is off.
  • FIG. 13C is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the switch 22SW of the variable filter 24D is turned on / off.
  • the impedance characteristics of the resonator alone are the same as the characteristics described for the variable filter 24C, the description thereof will be omitted below, and the impedance characteristics of the parallel arm circuit 120D will be mainly described.
  • the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120D is a characteristic that is not affected by the capacitor 22C. That is, in this state, similarly to the characteristics described for the variable filter 24C, the combined characteristics of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) (“the combined characteristics of the parallel arms (22p1 + 22p2)” in the figure). Is the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120D.
  • variable filter 24D has the same pass characteristics as the variable filter 24C.
  • the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120D is a characteristic affected by the capacitor 22C. That is, in this state, the combined characteristic of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) and the capacitor 22C (“the combined characteristic of the parallel arms (22p1 + 22p2 + 22C)” in the figure) is the impedance of the parallel arm circuit 120D. It becomes a characteristic.
  • the parallel arm circuit 120D has the following impedance characteristics when the switch 22SW is off.
  • the parallel arm circuit 120D has two resonance frequencies fr1off and fr2off and two anti-resonance frequencies fa1off and fa2off (where fr1off ⁇ fa1off ⁇ fr2off ⁇ fa2off, fa1off ⁇ fap1, frp1 ⁇ frp1off, and f2p Meet). That is, the impedance of the parallel arm circuit 120D is minimal at (i) a frequency higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p1 constituting the parallel arm circuit 120D and (ii) the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p2. Become.
  • the impedance of the parallel arm circuit 120D is (i) a frequency between the resonance frequencies of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 constituting the parallel arm circuit 120D, and (ii) two parallel arm resonators 22p1 and 22p2. At a frequency between the anti-resonance frequencies.
  • the reason that fa1off ⁇ fap1 is that the parallel arm resonator 22p2 acts as a parallel capacitor with respect to the parallel arm resonator 22p1 in the frequency band near the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator 22p2.
  • the reason that frp1 ⁇ fr1off is satisfied is that resonance between the parallel arm resonator 22p1 and the capacitor 22C occurs in a frequency band near the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator 22p1.
  • the reason why fa2off ⁇ fap2 is that the combined characteristic of the parallel arm resonator 22p1 and the capacitor 22C acts as a parallel capacitor on the parallel arm resonator 22p2.
  • the specific mechanism is the same as that of the above-described parallel arm circuit 120A, except that the configuration acting as a resonator and the configuration acting as a capacitor are replaced by the parallel arm resonator 22p1 and the parallel arm resonator 22p2. Since it is the same, description is abbreviate
  • variable filter 24D has a pass band defined by the anti-resonance frequency fa1off and the resonance frequency frs, and a pole (attenuation pole) on the low passband side is defined by the resonance frequency fr1off. It has a second pass characteristic in which a pole (attenuation pole) on the high side of the passband is defined by fr2off and the antiresonance frequency fas.
  • the impedance characteristics of the parallel arm circuit 120D change as follows. That is, in the parallel arm circuit 120D, the low frequency side resonance frequency of the two resonance frequencies and the low frequency side antiresonance frequency of the two antiresonance frequencies are both shifted to the high frequency side. Since only the parallel arm resonator 22p1 is connected in series to the capacitor 22C and the switch 22SW, the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies shifts from fr1on to fr1off to the high frequency side (F portion in the figure). ). Further, the anti-resonance frequency on the low frequency side shifts from the fa1on to the fa1off to the high frequency side (E portion in the figure).
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side and the resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm circuit 120D define the attenuation slope on the low frequency side of the pass band of the variable filter 24D. Shift to the band side. Therefore, as shown in the lower part of FIG. 13C, when the switch 22SW is switched from on to off, the pass characteristic of the variable filter 24D shifts to the high side while the attenuation slope on the low side of the pass band maintains the steepness. (See the black arrow in the figure). In other words, the variable filter 24D shifts the attenuation pole on the low side of the passband to the high side (H portion in the figure) and shifts it to the high side without dropping the shoulder on the low side of the passband ( G portion in the figure).
  • variable filter that can switch the pass band may shift both the attenuation slopes of the high pass band and the low pass band. Therefore, the operation principle of the variable filter 24A will be described using the variable filter 24E.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of the variable filter 24E.
  • the filter 24E shown in the figure includes capacitors 22C1 and 22C2 and switches 22SW1 and 22SW2 corresponding to the two parallel arm resonators 22p1 and 22p2, respectively, and corresponding parallel arms.
  • the resonators 22p1 and 22p2 are connected in series. That is, the parallel arm circuit 120E is connected in series to one of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 (here, the parallel arm resonator 22p1), and is connected in parallel to each other, the capacitor 22C1 (impedance element) and the switch 22SW1 (switch element). ).
  • the parallel arm circuit 120E is connected in series to the other of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 (here, the parallel arm resonator 22p2), and is connected in parallel to each other, a capacitor 22C2 (impedance element) and a switch 22SW2 (switch element). ).
  • capacitor 22C1 and switch 22SW1 correspond to capacitor 22C and switch 22SW of variable filter 24D described above
  • capacitor 22C2 and switch 22SW2 correspond to capacitor 22C and switch 22SW of variable filter 24C described above. For this reason, the description about these details is abbreviate
  • the parallel arm resonators 22p1 and 22p2, the capacitors 22C1 and 22C2, and the switches 22SW1 and 22SW2 are connected between the node on the path connecting the input / output terminal 22m and the input / output terminal 22n and the ground 120E. Configure.
  • FIG. 15 is a graph showing a comparison of impedance characteristics and pass characteristics when the variable filter 24E is switched on / off.
  • the impedance characteristics of the parallel arm circuit 120E are characteristics that are not affected by the capacitors 22C1 and 22C2. That is, in this state, similarly to the characteristics described for the variable filter 24C, the combined characteristics of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) (“the combined characteristics of the parallel arms (22p1 + 22p2)” in the figure). Becomes the impedance characteristic of the parallel arm circuit.
  • variable filter 24E has the same pass characteristics as when the switch 22SW of the variable filter 24C is on and when the switch 22SW of the variable filter 24D is on.
  • the impedance characteristic of the parallel arm circuit 120E is a characteristic affected by the capacitors 22C1 and 22C2. That is, in this state, the combined characteristic of the two parallel arm resonators (parallel arm resonators 22p1 and 22p2) and the capacitors 22C1 and 22C2 (“the combined characteristic of the parallel arms (22p1 + 22p2 + 22C1 + 22C2)” in the figure) is the parallel arm circuit. Impedance characteristics.
  • the parallel arm circuit 120E has the following impedance characteristics.
  • the parallel arm circuit 120E has two resonance frequencies fr1off and fr2off and two anti-resonance frequencies fa1off and fa2off (where fr1off ⁇ fa1off ⁇ fr2off ⁇ fa2off, fa1off ⁇ fap1, frp1 ⁇ frp1off, rrp2 , Fa2off ⁇ fap2 is satisfied). That is, the impedance of the parallel arm circuit 120E is (i) at a frequency higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p1 constituting the parallel arm circuit 120E, and (ii) at a frequency higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator 22p2. , Become the minimum.
  • the impedance of the parallel arm circuit 120E is the frequency between the resonance frequencies of the parallel arm resonators 22p1 and 22p2 constituting the parallel arm circuit 120E, and (ii) the two parallel arm resonators 22p1 and 22p2 At a frequency between the anti-resonance frequencies.
  • variable filter 24E has a pass band defined by the anti-resonance frequency fa1off and the resonance frequency frs, and a pole (attenuation pole) on the low passband side is defined by the resonance frequency fr1off. It has a pass characteristic in which the pole (attenuation pole) on the high side of the passband is defined by fr2off and the antiresonance frequency fas.
  • variable filter 24E the impedance characteristics and pass characteristics of the variable filter 24E when the switches 22SW1 and 22SW2 are both on and when both the switches 22SW1 and 22SW2 are off will be compared in detail.
  • the impedance characteristics of the parallel arm circuit 120E change as follows. That is, in the parallel arm circuit 120E, both the two resonance frequencies and the anti-resonance frequency on the low frequency side of the two anti-resonance frequencies are both shifted to the high frequency side.
  • both of the two resonance frequencies shift to the high frequency side (J and K portions in the figure).
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side shifts to the high frequency side (I portion in the figure).
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side and the resonance frequency on the high frequency side of the parallel arm circuit define an attenuation slope on the high frequency side of the pass band of the variable filter 24E. Shift to the side.
  • the anti-resonance frequency on the low band side and the resonance frequency on the low band side of the parallel arm circuit define an attenuation slope on the low band side of the pass band of the variable filter 24E. Shift to. Therefore, as shown in the lower part of FIG.
  • variable filter 24E when both the switches 22SW1 and 22SW2 are switched from on to off, the pass characteristic of the variable filter 24E is such that the attenuation slopes on the high side of the passband and the low side of the passband It will shift to the high frequency side while maintaining (see the black arrow in the figure).
  • the variable filter 24E shifts the attenuation poles on the high side of the passband and the low side of the passband to the high side (N and M portions in the figure), while passing the high side of the passband and the low level of the passband. It is possible to shift to the high frequency side without dropping the side shoulder (L portion in the figure). For this reason, for example, the variable filter 24E can shift the center frequency while maintaining the bandwidth.
  • variable filter 24E does not need to turn on / off both the switches 22SW1 and 22SW2, and may individually turn them on / off. However, when both the switches 22SW1 and 22SW2 are turned on / off, the number of control lines for controlling the switches 22SW1 and 22SW2 can be reduced, so that the configuration of the variable filter 24E can be simplified.
  • variable filter 24E when these are individually turned on / off, variations of passbands that can be switched by the variable filter 24E can be increased.
  • variable filter 24C the high band end of the pass band can be varied according to the on and off of the switch 22SW1 connected in series to the parallel arm resonator 22p1.
  • variable filter 24D the low band end of the pass band can be varied according to the on / off state of the switch 22SW2 connected in series to the parallel arm resonator 22p2.
  • both the low band end and the high band end of the pass band can be shifted to the low band side or the high band side by turning on and off both the switches 22SW1 and 22SW2. That is, the center frequency of the pass band can be shifted to the low frequency side or the high frequency side. Further, by turning one of the switches 22SW1 and 22SW2 from on to off and the other from off to on, both the low-frequency end and the high-frequency end of the pass band are shifted so that these frequency differences are widened or narrowed. be able to. That is, the pass band width can be varied while making the center frequency of the pass band substantially constant.
  • the other of the low band end and high band end of the passband is fixed and the other is connected to the low band side or the high band. Can be shifted to the side. That is, the low band end or high band end of the pass band can be varied.
  • the degree of freedom of changing the passband can be increased.
  • variable filter 24A or 24B configuring the filter device 11 according to the present embodiment is not limited to the above-described variable filters 24C, 24D, and 24E. Hereinafter, other modifications of the variable filter 24A or 24B will be described.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of a variable filter 24F according to Modification 3 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics at the time of switching on / off.
  • parallel arm resonators p1 and p2 are connected in parallel to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a capacitor C and a switch SW are connected in parallel to the connection node of the parallel arm resonators p1 and p2.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fp2 of the parallel arm resonator p2 and the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • the pass characteristic of the variable filter 24F can be varied.
  • FIG. 16B is a circuit configuration diagram of a variable filter 24G according to Modification 4 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • the parallel arm resonator p1 is connected to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a capacitor C and a switch SW are connected in parallel between the parallel arm resonator p1 and the ground.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • FIG. 16C is a circuit configuration diagram of a variable filter 24H according to Modification 5 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • parallel arm resonators p1 and p2 are connected in series to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a switch SW is connected between the connection node of the parallel arm resonators p1 and p2 and the ground.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fp2 of the parallel arm resonator p2 and the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • the pass characteristic of the variable filter 24H can be varied.
  • FIG. 16D is a circuit configuration diagram of a variable filter 24J according to Modification 6 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • parallel arm resonators p1 and p2 are connected in parallel to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a switch SW is connected between the parallel arm resonator p2 and the ground.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fp2 of the parallel arm resonator p2 and the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • FIG. 16E is a circuit configuration diagram of a variable filter 24K according to Modification 7 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when switching on / off.
  • the parallel arm resonator p1 is connected to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a series connection circuit of the capacitor C and the switch SW is connected in parallel with the series arm resonator s1.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • the pass characteristic of the variable filter 24K can be varied.
  • FIG. 16F is a circuit configuration diagram of a variable filter 24L according to Modification 8 of Embodiment 2 and a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch is on / off.
  • the parallel arm resonator p1 is connected to the series arm of the series arm resonator s1.
  • a capacitor C, a series connection circuit of the switch SW and the inductor L are connected in parallel between the parallel arm resonator p1 and the ground.
  • the resonance frequency fp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency fs1 of the series arm resonator s1.
  • variable filter 24A or 24B constituting the filter device 11 according to the present embodiment is not limited to being constituted by a plurality of elastic wave resonators.
  • the variable filter according to the present embodiment may be a filter using an LC resonator or a dielectric resonator.
  • FIG. 17 is a circuit configuration diagram of the filter device 12 according to the ninth modification of the second embodiment.
  • the filter device 12 according to this modification includes variable filters 24M and 24N.
  • a switch for selecting the variable filter 24M or 24N is disposed in the preceding stage or the subsequent stage of the variable filters 24M and 24N.
  • Each of the variable filters 24M and 24N is composed of an LC resonance circuit.
  • the variable filter 24M includes capacitors C1 to C4, variable capacitors VC1 to VC3, and inductors L1 to L4.
  • the variable filter 24N includes capacitors C5 to C8, variable capacitors VC5 to VC7, and inductors L5 to L7.
  • variable filter according to this modification may be a variable filter using a dielectric resonator. This makes it possible to provide a variable filter having a wide passband.
  • Embodiment 3 a configuration in which the filter device according to Embodiment 1 or 2 is applied to a diversity module is illustrated.
  • FIG. 18A is a circuit configuration diagram of diversity module 5A according to the third embodiment.
  • the diversity module 5A shown in the figure includes a filter 25A, variable filters 25B, 26A and 26B, switches 27 and 28, a reception amplifier circuit 7, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the filter 25A has a filter characteristic having a band 8 reception band (925-960 MHz) as a pass band.
  • the variable filter 25B is a filter that varies a filter characteristic A having a band 27 reception band (852-869 MHz) as a pass band and a filter characteristic B having a band 26 reception band (859-894 MHz) as a pass band.
  • the band 8 transmission band (880-915 MHz), which is the attenuation band of the filter 25A, and the band 26 reception band (859-894 MHz), which is the pass band of the variable filter 25B partially overlap.
  • the filter 22A and the variable filter 22B according to Embodiment 1 can be applied to the filter 25A and the variable filter 25B, respectively. Thereby, it is not necessary to arrange a switch for ensuring isolation in front of the filter 25A and the variable filter 25B.
  • the variable filter 26A is a filter that varies a filter characteristic C having a band (29 + 14) reception band as a pass band and a filter characteristic D having a band (12 + 14) reception band as a pass band.
  • the variable filter 26B is a filter that varies a filter characteristic E having a band 68 reception band as a pass band and a filter characteristic F having a band (28 + 20) reception band as a pass band.
  • the switch 27 is a switch circuit that switches the connection between the variable filter 26A and the common terminal 110 and the connection between the variable filter 26B and the common terminal 110.
  • the switch 28 is a switch circuit that connects any one of the variable filters 26A, 26B, 25B, and the filter 25A to the reception amplifier circuit 7.
  • the filter 25A when the filter 25A is selected by the switch 28, the characteristic that increases the insertion loss of the overlapping region is selected in the variable filter 25B even though the variable filter 25B is not selected. The Therefore, it can suppress that the attenuation characteristic in the overlap band of filter 25A deteriorates under the influence of the leak signal to variable filter 25B. In addition, since it is not necessary to increase the isolation by unnecessarily increasing the size of the switch circuit, it is possible to reduce the size while ensuring the attenuation characteristics of the filter 25A.
  • FIG. 18B is a circuit configuration diagram of a diversity module 5B according to the first modification of the third embodiment.
  • the diversity module 5B according to the present modification is different from the diversity module 5A according to the third embodiment in that carrier aggregation is possible.
  • the diversity module 5B according to the present modification will be described focusing on differences from the diversity module 5A.
  • the diversity module 5B shown in FIG. 18B includes a filter 25A, variable filters 25B, 26A and 26B, switches 27, 29A and 29B, reception amplifier circuits 7A and 7B, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3. Prepare.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the switch 29A is a switch circuit that connects the variable filter 26A or 26B to the reception amplification circuit 7A.
  • the switch 29B is a switch circuit that connects the filter 25A or the variable filter 25B and the reception amplifier circuit 7B.
  • variable filter 26A or 26B and the filter 25A or variable filter 25B can be selected simultaneously. Also in this configuration, it is possible to suppress deterioration of the attenuation characteristics in the overlapping band of the filter 25A due to the influence of the leakage signal to the variable filter 25B. In addition, since it is not necessary to increase the isolation by unnecessarily increasing the size of the switch circuit, it is possible to reduce the size while ensuring the attenuation characteristics of the filter 25A.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram of the communication device 6 according to the second modification of the third embodiment.
  • the communication device 6 according to this modification is different from the diversity module 5B according to Modification 1 in that both a transmission side circuit and a reception side circuit are arranged.
  • the description of the same points as those of the diversity module 5B according to the modified example 1 will be omitted, and different points will be mainly described.
  • the communication device 6 further includes switches 27B, 27C, 27D, 29C and 29D, filters 31A, 31B, 31D and 32B, variable filters 31C and 32A, with respect to the configuration of the diversity module 5B according to the first modification.
  • Transmission amplifier circuits 7C and 7D and an antenna element 1 are provided.
  • the filter 31A has a filter characteristic in which the transmission band of Band 12 is a pass band.
  • the filter 31B has a filter characteristic in which the transmission band of Band (13 + 14) is a pass band.
  • the filter 31D has a filter characteristic in which the transmission band of Band20 is a pass band.
  • the filter 32B has a filter characteristic in which the Band 8 transmission band is a pass band.
  • the variable filter 31C is a filter that varies a filter characteristic having a band 68 transmission band as a pass band, a filter characteristic having a band 28a transmission band as a pass band, and a filter characteristic having a band 28b transmission band as a pass band.
  • the variable filter 32A is a filter that varies a filter characteristic having a band 27 transmission band as a pass band and a filter characteristic having a band 26 transmission band as a pass band.
  • the filter device, the high-frequency front end circuit, and the communication device according to Embodiments 1 to 3 and the modification have been described as being applied to a system that switches frequency bands (bands) close to each other, one frequency
  • the present invention can also be applied to a system that exclusively switches a plurality of adjacent channels allocated within a band.
  • an inductor and a capacitor are connected between each terminal such as an input terminal, an output terminal, and a common terminal. May be.
  • the present invention can also be applied to a circuit including both paths and a demultiplexing / multiplexing circuit in which three or more signal paths are connected to a common terminal.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as small filter devices, high-frequency front-end circuits and communication devices that can be applied to multiband and multimode systems.

Landscapes

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Abstract

共通端子（１１０）に接続された第１特性を有するフィルタ（２２Ａ）と、共通端子（１１０）に接続され、第２特性と第３特性とが可変する可変フィルタ（２２Ｂ）と、スイッチ（２３）とを備え、第２特性ではフィルタ（２２Ａ）の減衰帯域と周波数が一部重複する重複帯域を含む第２通過帯域が規定され、第３特性の重複帯域における挿入損失は、第２特性の重複帯域における挿入損失よりも大きく、スイッチ（２３）によりフィルタ（２２Ａ）が選択されている場合には、可変フィルタ（２２Ｂ）は第３特性となっている。

Description

フィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、フィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。これに対応すべく、１つのアンテナの直下には、複数の無線搬送周波数を有する高周波信号を分波するフィルタ装置（マルチプレクサ）が配置される。このフィルタ装置は、複数の帯域通過フィルタがアンテナ共通端子に並列接続された構成をとる。
　図２０は、特許文献１に記載された分波装置の回路構成図である。同図に記載された分波装置５０１は、スイッチ５１０、固定フィルタ回路５１１、および可変フィルタ５１２を備える。固定フィルタ回路５１１は、通過帯域が異なるフィルタ５１１ａおよび５１１ｂを含み、フィルタ５１１ａおよび５１１ｂは、インピーダンス整合回路５２０を介してスイッチ５１０の個別端子Ｐｓ１２に共通接続される。また、可変フィルタ５１２は、スイッチ５１０の個別端子Ｐｓ１３に接続される。この構成によれば、スイッチ５１０の切り替えにより、固定フィルタ回路５１１または可変フィルタ５１２が選択される。
国際公開第２０１５／０９８７９１号
　特許文献１に記載された分波装置５０１では、共通端子Ｐ１の反対側に相当する各々のフィルタの個別端子Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４には、さらに、フィルタ切換え用スイッチが配置され、個別端子Ｐ２、Ｐ３、およびＰ４が共通端子化されて後段の低雑音増幅回路（ＬＮＡ）または電力増幅回路（ＰＡ）などに接続される。この場合、例えば、フィルタ５１１ａが選択されている場合、フィルタ５１１ａ単体の特性が表れることが理想である。しかしながら、フィルタ５１１ａの減衰帯域と可変フィルタ５１２の通過帯域とが一部重複している場合、フィルタ切換え用スイッチのアイソレーションによっては、フィルタ５１１ａの減衰特性に可変フィルタ５１２の通過特性が影響する場合があり、この場合、フィルタ５１１ａの減衰特性が劣化してしまう。この対策として、フィルタ切換え用スイッチのアイソレーションを強化することが挙げられるが、フィルタ切換え用スイッチの回路が大規模なものとなり、分波装置５０１が大型化してしまうという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、共通端子に接続された複数のフィルタおよびこれらを切り替えるスイッチ回路を有する構成において、良好なフィルタ特性を確保しつつ小型化可能なフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタ装置は、共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子を有し、前記共通端子に接続された複数のフィルタを備えるフィルタ装置であって、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、第１通過帯域および所定の減衰帯域を有する第１特性を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、第２特性と第３特性とが可変する第２フィルタと、前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子との接続、および、前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子との接続を切り替えるスイッチ回路と、を備え、前記第２特性は、前記第１通過帯域または前記所定の減衰帯域と周波数が少なくとも一部重複する重複帯域を含む第２通過帯域を有し、前記第３特性の前記重複帯域における挿入損失は、前記第２特性の前記重複帯域における挿入損失よりも大きく、前記第２フィルタは、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第３特性となっている。
　上記構成によれば、スイッチ回路により第１フィルタが選択されている場合には、第２フィルタが選択されていないにもかかわらず、第２フィルタにおいて第３特性が選択される。第３特性が選択されている場合には、第２特性が選択されている場合と比較して、スイッチ回路を介して第２フィルタへ漏洩する重複帯域の高周波信号を抑制できる。よって、第１フィルタの重複帯域における通過特性または減衰特性が、第２フィルタへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。また、第２フィルタを可変フィルタとすることで、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、第１フィルタの通過特性および減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　また、前記第１通過帯域は、前記第１フィルタの送信帯域および受信帯域の一方であり、前記所定の減衰帯域は、前記第１フィルタの送信帯域および受信帯域の他方であり、前記重複帯域は、前記他方と周波数が少なくとも一部重複する周波数帯域であってもよい。
　これにより、第１フィルタが選択され、かつ、第２フィルタの第３特性が選択されている場合には、第２特性が選択されている場合と比較して、スイッチ回路を介して第２フィルタへ漏洩する重複帯域の高周波信号を抑制できる。よって、第１フィルタの上記他方における減衰特性が、第２フィルタへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。よって、第１フィルタの減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　また、前記第２フィルタは、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第３特性となっており、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子とが接続されている場合には、前記第２特性となっていてもよい。
　これにより、スイッチ回路により第２フィルタが選択されている場合には、第２フィルタにおいて第２特性が選択される。よって、第２フィルタの第２通過帯域における通過特性の低損失性が確保される。
　また、前記第３特性の前記重複帯域における挿入損失が前記第２特性の前記重複帯域における挿入損失より大きくなるよう、前記第３特性の通過帯域は、前記第２通過帯域に対して周波数が異なっていてもよい。
　これにより、第１フィルタが選択され、かつ、第２フィルタの第３特性が選択されている場合には、第２特性が選択されている場合と比較して、第２フィルタの重複帯域における減衰量を大きくできる。よって、第１フィルタの通過特性および減衰特性を確保しつつ、小型化および低価格化が可能となる。
　また、前記第１フィルタは、前記第１特性と当該第１特性と異なる特性とが可変する可変フィルタであってもよい。
　これにより、第１フィルタを可変フィルタとすることで、３以上のバンドに対応した小型のマルチプレクサを実現できる。
　また、前記第２フィルタは、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子と、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、互いに並列接続されたインピーダンス素子およびスイッチ素子と、を有し、前記インピーダンス素子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数および当該インピーダンスが極大となる周波数の少なくとも一方が低域側または高域側にシフトすることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変してもよい。
　これにより、ラダー型の構成を有する第２フィルタにおいて、周波数可変回路がスイッチ素子とインピーダンス素子とで構成されるので、第２フィルタを小型に構成できる。また、周波数可変回路が接続される並列腕共振子の共振特性により、第２通過帯域の低周波数側、高周波数側、または両方の通過帯域および減衰極を可変できる。
　また、前記第２フィルタは、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子と、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続されたスイッチ素子と、を有し、前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該並列腕回路のインピーダンスが切り替わることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変してもよい。
　これにより、ラダー型の構成を有する第２フィルタにおいて、周波数可変回路がスイッチ素子で構成されるので、第２フィルタを小型に構成できる。また、周波数可変回路が接続される並列腕共振子の共振特性により、第２通過帯域の低周波数側、高周波数側、または両方の通過帯域および減衰極を可変できる。
　また、前記第２フィルタは、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、前記直列腕回路は、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、前記共通端子と前記第２入出力端子との間で前記直列腕共振子に並列接続され、かつ、互いに直列接続されたインピーダンス素子およびスイッチ素子と、を有し、前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該直列腕回路のインピーダンスが極大となる周波数が低域側または高域側にシフトすることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変してもよい。
　これにより、ラダー型の構成を有する第２フィルタにおいて、周波数可変回路がスイッチ素子およびインピーダンス素子で構成されるので、第２フィルタを小型に構成できる。また、周波数可変回路が接続される直列腕共振子の共振特性により、第２通過帯域の低周波数側、高周波数側、または両方の通過帯域および減衰極を可変できる。
　また、前記第２フィルタは、さらに、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置された縦結合型フィルタ回路を備えてもよい。
　これによれば、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　また、前記インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタであってもよい。
　これにより、第２フィルタの周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
　また、前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであってもよい。
　これにより、スイッチ素子を小型化できるので、フィルタ装置の小型化が可能となる。
　また、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのいずれかは、弾性表面波フィルタ、弾性境界波フィルタ、およびＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかであってもよい。
　これにより、第１フィルタおよび第２フィルタのいずれかを小型化できるので、フィルタ装置の小型化が可能となる。また、弾性表面波フィルタおよびＢＡＷを用いた弾性波フィルタは、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化、高選択度化が可能となる。
　また、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのいずれかは、ＬＣ共振器または誘電体共振器を用いたフィルタであってもよい。
　これにより、第１フィルタおよび第２フィルタのいずれかが、広帯域の通過帯域を有することが可能となる。
　また、前記スイッチ回路は、前記共通端子と前記第１フィルタおよび前記第２フィルタとの間、ならびに、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタと前記第１入出力端子および前記第２入出力端子との間、のいずれか一方のみに配置されていてもよい。
　これにより、スイッチ回路により第２フィルタが選択されている場合には、異なる２つのバンドに対応した第２特性または第４特性が選択されるとともに、スイッチ回路により第１フィルタが選択されている場合には、第３特性よりも重複帯域の挿入損失が大きい第３特性が選択される。よって、３以上のバンドに対応した小型のマルチプレクサを実現できる。
　また、前記スイッチ回路は、前記共通端子と前記第１フィルタおよび前記第２フィルタとの間、ならびに、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタと前記第１入出力端子および前記第２入出力端子との間、の双方に配置されていてもよい。
　これにより、第１フィルタの通過特性および減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　また、前記第２フィルタは、前記第２特性と、前記第３特性と、第４特性とが可変するフィルタであり、前記第４特性は、前記第２通過帯域と周波数が異なる第４通過帯域を有し、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第２フィルタは前記第３特性となっており、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子とが接続されている場合には、前記第２フィルタは前記第２特性または前記第４特性となっていてもよい。
　これにより、スイッチ回路が片側のみに配置された構成と比較して、第１フィルタおよび第２フィルタの通過特性および減衰特性をより良好にできる。
　また、前記第１フィルタは、前記第１特性と第５特性とが可変するフィルタであり、前記第５特性は、前記第１通過帯域と周波数が異なる第５通過帯域を有し、前記第１通過帯域は、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ２０＋Ｂａｎｄ２８の受信帯域であり、前記第２通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２６の受信帯域およびＢａｎｄ２７の受信帯域の一方であり、前記第４通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２６の受信帯域およびＢａｎｄ２７の受信帯域の他方であり、前記第５通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ６８の受信帯域であってもよい。
　これにより、スイッチ回路により第１フィルタが選択されている場合には、第１フィルタにおいて、Ｂａｎｄ６８の受信帯域に対応した第５特性またはＢａｎｄ（２０＋２８）の受信帯域に対応した第１特性が選択される。また、スイッチ回路により第１フィルタが選択されている場合には、第２フィルタにおいて、第２特性よりも重複帯域の挿入損失が大きい第３特性が選択される。一方、スイッチ回路により第２フィルタが選択されている場合には、Ｂａｎｄ２６の受信帯域またはＢａｎｄ２７の受信帯域に対応した第２特性または第４特性が選択される。よって、４以上のバンドに対応した小型のマルチプレクサを実現できる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、前記第１入出力端子および前記第２入出力端子に接続され、高周波信号を増幅する増幅回路と、上記記載のフィルタ装置と、を備える。
　これにより、フィルタの通過特性および減衰特性が確保された、小型の高周波フロントエンド回路を実現できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載のフィルタ装置、または、上記記載の高周波フロントエンド回路と、前記スイッチ回路の導通切り替え、ならびに、前記第２フィルタにおける前記第１特性および前記第２特性の切り替えを同期制御する制御部と、を備える。
　上記構成によれば、制御部は、スイッチ回路に対して第１フィルタを選択させている場合には、これと同期させて、スイッチ素子に対して第２フィルタの第３特性を選択させる。第３特性が選択されている場合には、第３特性が選択されている場合と比較して、スイッチ回路を介して第２フィルタへ漏洩する重複帯域の高周波信号を抑制できる。よって、第１フィルタの重複帯域における通過特性または減衰特性が、第２フィルタへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。また、第２フィルタを可変フィルタとすることで、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、第１フィルタの通過特性および減衰特性が確保された、小型の通信装置を実現できる。
　本発明に係るフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置によれば、共通端子に接続された複数のフィルタおよびこれらを切り替えるスイッチ回路を有する構成において、良好なフィルタ特性を確保しつつ小型化が可能となる。
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図１Ｃは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図１Ｄは、実施の形態１に係るフィルタおよび可変フィルタの共通端子－出力端子間の通過特性を示す図である。 図２は、実施の形態１に係るフィルタ選択とモード選択との関係を表すフローチャートである。 図３は、実施の形態２に係るフィルタ装置、高周波フロントエンド回路、および通信装置の回路構成図である。 図４は、実施の形態２に係る可変フィルタのモードと周波数割り当てとの関係を説明する図である。 図５は、スイッチ回路のアイソレーションに対応したフィルタ通過特性を示すグラフである。 図６Ａは、実施の形態２に係る一方の可変フィルタの回路構成図である。 図６Ｂは、実施の形態２に係る他方の可変フィルタの回路構成図である。 図７Ａは、実施の形態２に係る一方の可変フィルタの通過特性を示すグラフである。 図７Ｂは、実施の形態２に係る他方の可変フィルタの通過特性を示すグラフである。 図８Ａは、実施の形態２に係る一方の可変フィルタのモードａ１選択時の通過特性を示すグラフである。 図８Ｂは、実施の形態２に係る一方の可変フィルタのモードａ２選択時の通過特性を示すグラフである。 図９Ａは、実施の形態２に係る他方の可変フィルタのモードｂ１選択時の通過特性を示すグラフである。 図９Ｂは、実施の形態２に係る他方の可変フィルタのモードｂ２選択時の通過特性を示すグラフである。 図１０は、実施の形態２に係る可変フィルタの各共振子を模式的に表す平面図および断面図の一例である。 図１１Ａは、実施の形態２に係る可変フィルタのスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１１Ｂは、実施の形態２に係る可変フィルタのスイッチオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１１Ｃは、実施の形態２に係る可変フィルタのスイッチオン／オフ時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。 図１２は、実施の形態２の変形例１に係る可変フィルタの回路構成図である。 図１３Ａは、実施の形態２の変形例１に係る可変フィルタのスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１３Ｂは、実施の形態２の変形例１に係る可変フィルタのスイッチオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１３Ｃは、実施の形態２の変形例１に係る可変フィルタのスイッチオン／オフ時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。 図１４は、実施の形態２の変形例２に係る可変フィルタの回路構成図である。 図１５は、実施の形態２の変形例２に係る可変フィルタのスイッチオン／オフ時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ａは、実施の形態２の変形例３に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ｂは、実施の形態２の変形例４に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ｃは、実施の形態２の変形例５に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ｄは、実施の形態２の変形例６に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ｅは、実施の形態２の変形例７に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１６Ｆは、実施の形態２の変形例８に係る可変フィルタの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。 図１７は、実施の形態２の変形例９に係る可変フィルタの回路構成図である。 図１８Ａは、実施の形態３に係るダイバーシティモジュールの回路構成図である。 図１８Ｂは、実施の形態３の変形例１に係るダイバーシティモジュールの回路構成図である。 図１９は、実施の形態３の変形例２に係る通信装置の回路構成図である。 図２０は、特許文献１に記載された分波装置の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　フィルタ装置の回路構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ装置１０の回路構成図である。同図に示すように、フィルタ装置１０は、フィルタ２２Ａと、可変フィルタ２２Ｂと、スイッチ２３と、整合回路２１と、共通端子１１０および出力端子１２０とを備える。フィルタ装置１０は、（整合回路２１を介して）共通端子１１０に接続されたフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂを備える複合フィルタ装置である。
　共通端子１１０は、例えば、アンテナ素子に接続可能であり、出力端子１２０は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）を介して高周波信号処理回路（ＲＦＩＣ）に接続可能である。本実施の形態では、出力端子１２０は、ＢａｎｄＡの信号経路の出力端子（第１入出力端子）と、ＢａｎｄＢの信号経路の出力端子（第２入出力端子）とを兼用した第２の共通端子である。
　整合回路２１は、共通端子１１０とフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂとの間に配置された回路である。整合回路２１としては、例えば、移相器、インピーダンス整合回路、スイッチ、またはサーキュレータが挙げられる。フィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂは、整合回路２１により、入力端子が共通化される。
　なお、整合回路２１はなくてもよく、共通端子１１０とフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂとが、直接接続されていてもよい。
　スイッチ２３は、選択端子２３ａおよび２３ｂとスイッチ共通端子２３ｃとを備えたスイッチ回路である。選択端子２３ａはフィルタ２２Ａの一端に接続され、選択端子２３ｂは可変フィルタ２２Ｂの一端に接続されている。上記接続構成により、スイッチ２３は、共通端子１１０とフィルタ２２Ａと出力端子１２０との接続、および、共通端子１１０と可変フィルタ２２Ｂと出力端子１２０との接続を切り替える。
　なお、スイッチ２３は、フィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂの後段（出力端子１２０側）でなく、フィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂの前段（共通端子１１０側）に配置されていてもよい。この場合には、共通端子１１０とスイッチ共通端子２３ｃとが接続され、選択端子２３ａはフィルタ２２Ａの他端に接続され、選択端子２３ｂは可変フィルタ２２Ｂの他端に接続されている。また、フィルタ２２Ａの一端がＢａｎｄＡの信号経路の出力端子（第１入出力端子）となり、可変フィルタ２２Ｂの一端がＢａｎｄＢの信号経路の出力端子（第２入出力端子）となる。
　フィルタ２２Ａは、共通端子１１０と選択端子２３ａとの間に配置された第１フィルタである。また、可変フィルタ２２Ｂは、共通端子１１０と選択端子２３ｂとの間に配置された第２フィルタである。
　なお、本発明に係るフィルタ装置は、図１Ａに示された実施の形態１に係るフィルタ装置１０の構成だけでなく、図１Ｂおよび図１Ｃのような構成であってもよい。
　図１Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ装置１０Ｘの回路構成図である。同図に示すように、フィルタ装置１０Ｘは、フィルタ２２Ａと、可変フィルタ２２Ｂと、スイッチ回路２３Ｘと、整合回路２１と、共通端子１１０と、出力端子１２０Ｍおよび１２０Ｎと、を備える。フィルタ装置１０Ｘは、（整合回路２１を介して）共通端子１１０に接続されたフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂを備える複合フィルタ装置である。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｘは、実施の形態１に係るフィルタ装置１０と比較して、スイッチ回路の構成および出力端子数が異なる。以下、本変形例に係るフィルタ装置１０Ｘについて、実施の形態１に係るフィルタ装置１０と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　スイッチ回路２３Ｘは、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ２３Ｍおよび２３Ｎを有する。スイッチ２３Ｍの端子２３ｓはフィルタ２２Ａの一端に接続され、端子２３ｔは出力端子１２０Ｍ（第１入出力端子）に接続されている。スイッチ２３Ｎの端子２３ｕはフィルタ２２Ｂの一端に接続され、端子２３ｖは出力端子１２０Ｎ（第２入出力端子）に接続されている。上記接続構成により、スイッチ２３Ｍと２３Ｎとが排他的に切り替わることにより、共通端子１１０とフィルタ２２Ａと出力端子１２０Ｍとの接続、および、共通端子１１０と可変フィルタ２２Ｂと出力端子１２０Ｎとの接続を切り替える。
　図１Ｃは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ装置１０Ｙの回路構成図である。同図に示すように、フィルタ装置１０Ｙは、フィルタ２２Ａと、可変フィルタ２２Ｂと、スイッチ２３Ｙと、整合回路２１と、共通端子１１０と、出力端子１２０Ｍおよび１２０Ｎと、を備える。フィルタ装置１０Ｙは、（整合回路２１およびスイッチ２３Ｙを介して）共通端子１１０に接続されたフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂを備える複合フィルタ装置である。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｙは、実施の形態１に係るフィルタ装置１０と比較して、スイッチ回路の配置位置が異なる。以下、本変形例に係るフィルタ装置１０Ｙについて、実施の形態１に係るフィルタ装置１０と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　スイッチ２３Ｙは、選択端子２３ｅおよび２３ｆとスイッチ共通端子２３ｄとを備えたスイッチ回路である。フィルタ２２Ａの一端は出力端子１２０Ｍ（第１入出力端子）に接続され、他端は選択端子２３ｅに接続されている。可変フィルタ２２Ｂの一端は出力端子１２０Ｎ（第２入出力端子）に接続され、他端は選択端子２３ｆに接続されている。スイッチ共通端子２３ｄは整合回路２１を介して共通端子１１０に接続されている。上記接続構成により、スイッチ２３Ｙは、共通端子１１０とフィルタ２２Ａと出力端子１２０Ｍとの接続、および、共通端子１１０と可変フィルタ２２Ｂと出力端子１２０Ｎとの接続を切り替える。
　図１Ｄは、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂの共通端子－出力端子間の通過特性を示す図である。同図の上段には、ＢａｎｄＡおよびＢａｎｄＢの送受信帯域の周波数関係が示されており、下段には、フィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂの通過特性が示されている。より具体的には、下段に示されたフィルタ２２Ａの通過特性は、スイッチ２３によりフィルタ２２Ａが選択された場合の通過特性である。また、下段に示された可変フィルタ２２Ｂ（モード１）の通過特性は、スイッチ２３により可変フィルタ２２Ｂが選択された場合の通過特性である。また、下段に示された可変フィルタ２２Ｂ（モード２）の通過特性は、スイッチ２３によりフィルタ２２Ａが選択された場合の通過特性である。また、下段に示された可変フィルタ２２Ｂ（モード２）変形例の通過特性は、スイッチ２３によりフィルタ２２Ａが選択された場合の通過特性である。
　同図に示すように、フィルタ２２Ａは、ＢａｎｄＡの受信帯域（Ａ－Ｒｘ：ｆＡ１～ｆＡ２）を第１通過帯域とし、ＢａｎｄＡの送信帯域（Ａ－Ｔｘ：ｆＡ３～ｆＡ４）を所定の減衰帯域とした第１特性を有している。
　可変フィルタ２２Ｂは、第２特性（モード１）と第３特性（モード２）とが可変する。第２特性（モード１）は、ＢａｎｄＢの受信帯域（Ｂ－Ｒｘ：ｆＢ１～ｆＢ２）を第２通過帯域とし、ＢａｎｄＢの送信帯域（Ｂ－Ｔｘ：ｆＢ３～ｆＢ４）を所定の減衰帯域とした通過特性を有している。ここで、ＢａｎｄＡの送信帯域（Ａ－Ｔｘ）とＢａｎｄＢの受信帯域（Ｂ－Ｒｘ）とは、重複帯域（ｆＢ１～ｆＡ４）にて重複している。一方、第３特性（モード２）は、重複帯域における挿入損失が、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きい通過特性を有している。
　なお、第３特性（モード２）の重複帯域における挿入損失を、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きくさせる態様として、図１Ｄの（１）可変フィルタ２２Ｂ（モード２）および（２）可変フィルタ２２Ｂ（モード２）変形例が挙げられる。
　図１Ｄの（１）可変フィルタ２２Ｂ（モード２）では、通過帯域をシフトさせずに、重複帯域における挿入損失を大きくしているのに対して、（２）可変フィルタ２２Ｂ（モード２）変形例では、通過帯域を高周波側へシフトさせることにより、重複帯域における挿入損失を大きくしている。
　［１．２　フィルタ装置のフィルタ選択およびモード選択］
　図２は、実施の形態１に係るフィルタ選択とモード選択との関係を表すフローチャートである。スイッチ２３の選択端子２３ａとスイッチ共通端子２３ｃとが導通している場合、つまり、フィルタ２２Ａが選択されている場合（Ｓ１０でＹｅｓ）には、可変フィルタ２２Ｂにおいて第３特性（モード２）が選択されている（Ｓ２０）。一方、スイッチ２３の選択端子２３ｂとスイッチ共通端子２３ｃとが導通している場合、つまり、可変フィルタ２２Ｂが選択されている場合（Ｓ１０でＮｏ）には、可変フィルタ２２Ｂにおいて第２特性（モード１）が選択されている（Ｓ３０）。なお、図１Ｄの（２）可変フィルタ２２Ｂ（モード２）変形例のように、モード２において通過帯域の周波数を異ならせる場合には、可変フィルタ２２Ｂが選択されている場合（Ｓ１０でＮｏ）であっても、可変フィルタ２２Ｂにおいて第３特性（モード２）が選択されていてもよい。この場合、可変フィルタ２２Ｂにおいて第３特性（モード２）が選択されていても、第３特性が、例えば、ＢａｎｄＡおよびＢとは異なるＢａｎｄＣの通過帯域を有するフィルタ特性となる。つまり、可変フィルタ２２Ｂにおいて第３特性（モード２）が選択されている場合、可変フィルタ２２Ｂは、ＢａｎｄＣに対応したフィルタ特性となっている。
　上記構成によれば、スイッチ２３によりフィルタ２２Ａが選択されている場合には、可変フィルタ２２Ｂが選択されていないにもかかわらず、可変フィルタ２２Ｂにおいて第３特性（モード２）が選択される。第３特性（モード２）が選択されている場合には、第２特性（モード１）が選択されている場合と比較して、スイッチ２３のアイソレーションに起因して可変フィルタ２２Ｂへ漏洩する重複帯域の高周波信号を抑制できる。よって、フィルタ２２Ａの重複帯域における減衰特性が、可変フィルタ２２Ｂへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。つまり、可変フィルタ２２Ｂの第３特性（モード２）は、フィルタ２２Ａの単体におけるフィルタ特性に対してスイッチ２３によりフィルタ２２Ａが選択された場合のフィルタ２２Ａのフィルタ特性を劣化させないように、第３特性（モード２）の重複帯域における挿入損失は、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きい。
　また、可変フィルタ２２Ｂが２つのモードを可変するフィルタであることから、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、フィルタ２２Ａの減衰特性を確保しつつ、フィルタ装置１０の小型化が可能となる。
　なお、上記フィルタ構成において、フィルタ２２Ａの第１通過帯域（Ａ－Ｒｘ）と、可変フィルタ２２Ｂの第２通過帯域（Ｂ－Ｒｘ）とが一部重複している場合、これを重複帯域としてもよい。この場合には、フィルタ２２Ａの重複帯域における通過特性が、可変フィルタ２２Ｂへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。
　さらに、上記フィルタ構成において、フィルタ２２Ａの第１通過帯域（Ａ－Ｒｘ）および減衰帯域（Ａ－Ｔｘ）に跨って、可変フィルタ２２Ｂの第２通過帯域（Ｂ－Ｒｘ）が位置する場合、これを重複帯域としてもよい。この場合には、フィルタ２２Ａの重複帯域における通過特性および減衰特性が、可変フィルタ２２Ｂへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。
　また、図１Ｄの下段に示された可変フィルタ２２Ｂ（モード２）変形例のフィルタ特性のように、可変フィルタ２２Ｂの第３特性（モード２）の重複帯域における通過特性を、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きくする態様として、第３特性（モード２）の通過帯域を、第２通過帯域（Ｂ－Ｒｘ）に対して周波数を異ならせてもよい。
　また、可変フィルタ２２Ｂの第３特性（モード２）の重複帯域における通過特性を、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きくする態様として、第３特性（モード２）の重複帯域における挿入損失を、第２特性（モード１）の重複帯域における挿入損失よりも大きくしてもよい。
　これらの第３特性（モード２）の態様により、フィルタ２２Ａが選択され、かつ、可変フィルタ２２Ｂの第３特性（モード２）が選択されている場合には、第２特性（モード１）が選択されている場合と比較して、可変フィルタ２２Ｂの重複帯域における挿入損失を大きくできる。よって、フィルタ２２Ａの減衰特性を確保しつつ、フィルタ装置１０の小型化が可能となる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態では、実施の形態１に係るフィルタ装置を、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の通信規格に対応したマルチバンドの通信装置に適用した構成を例示する。
　［２．１　通信装置の回路構成］
　図３は、実施の形態２に係る、フィルタ装置１１、高周波フロントエンド回路４、および通信装置５の回路構成図である。同図には、フィルタ装置１１と、受信増幅回路２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。フィルタ装置１１および受信増幅回路２は、高周波フロントエンド回路４を構成している。また、アンテナ素子１、高周波フロントエンド回路４およびＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、通信装置５を構成している。アンテナ素子１、高周波フロントエンド回路４、およびＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、アンテナ素子１から受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を送信増幅回路へ出力することが可能である。
　また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３は、使用される周波数帯域（バンド）に基づいて、フィルタ装置１１が有するスイッチ２３の導通および非導通の切り替え、ならびに、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂのモード切り替えを同期制御する制御部として機能する。なお、この制御部は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３が有していなくてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路４が、コントロールＩＣとして有していてもよい。
　受信増幅回路２は、フィルタ装置１１の出力端子１２０から出力された高周波受信信号を増幅し、増幅された高周波受信信号をＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３へ出力する。
　［２．２　フィルタ装置の回路構成］
　フィルタ装置１１は、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂと、スイッチ２３と、共通端子１１０と、出力端子１２０とを備える。この構成により、フィルタ装置１１は、アンテナ素子１を介して、Ｂａｎｄ６８、Ｂａｎｄ（２８＋２０）、Ｂａｎｄ２７、およびＢａｎｄ２６の高周波信号を受信する。
　本実施の形態に係るフィルタ装置１１は、実施の形態１に係るフィルタ装置１０を、ＬＴＥの通信規格に対応させた例である。なお、フィルタ装置１０では、フィルタ２２Ａは単一のバンドに対応した固定フィルタであったが、フィルタ装置１１では、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂは、ともに、複数のバンドに対応した可変フィルタとなっている。
　スイッチ２３は、選択端子２３ａおよび２３ｂとスイッチ共通端子２３ｃとを有し、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３からの制御信号Ｓ２３に基づいて、スイッチ共通端子２３ｃと選択端子２３ａとの接続、および、スイッチ共通端子２３ｃと選択端子２３ｂとの接続を排他的に切り替える単極双投（ＳＰＤＴ：Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ回路である。選択端子２３ａは可変フィルタ２４Ａの出力端に接続され、選択端子２３ｂは可変フィルタ２４Ｂの出力端に接続されている。上記接続構成により、スイッチ２３は、共通端子１１０と可変フィルタ２４Ａと出力端子１２０との接続、および、共通端子１１０と可変フィルタ２４Ｂと出力端子１２０との接続を切り替える。
　なお、スイッチ２３は、可変フィルタ２４Ａおよび可変フィルタ２４Ｂの後段でなく、可変フィルタ２４Ａおよび可変フィルタ２４Ｂの前段に配置されていてもよい。
　可変フィルタ２４Ａは、共通端子１１０と選択端子２３ａとの間に配置された第１フィルタである。また、可変フィルタ２４Ｂは、共通端子１１０と選択端子２３ｂとの間に配置された第２フィルタである。
　図４は、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂのモードと周波数割り当てとの関係を説明する図である。同図には、Ｂａｎｄ６８、Ｂａｎｄ（２８＋２０）、Ｂａｎｄ２７、およびＢａｎｄ２６の周波数割り当てが示されている。
　可変フィルタ２４Ａは、第１特性（モードａ２）と第５特性（モードａ１）とが可変するフィルタである。
　第１特性（モードａ２）は、Ｂａｎｄ（２０＋２８）の受信帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）を第１通過帯域とし、Ｂａｎｄ２８の送信帯域（Ｂ２８Ｔｘ：７０３－７４８ＭＨｚ）およびＢａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ：８３２－８６２ＭＨｚ）を減衰帯域とした特性である。
　第５特性（モードａ１）は、Ｂａｎｄ６８の受信帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）を第５通過帯域とし、Ｂａｎｄ６８の送信帯域（Ｂ６８Ｔｘ：６９８－７２８ＭＨｚ）を減衰帯域とした特性である。また、図４に示すように、第５特性（モードａ１）の第５通過帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）は、第１特性（モードａ２）の第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）と周波数が異なっている。本実施の形態では、第５特性（モードａ１）の第５通過帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）は、第１特性（モードａ２）の第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）と一部重複（７５８－７８３ＭＨｚ）している。なお、Ｂａｎｄ６８およびＢａｎｄ（２８＋２０）は、同時に使用されず排他的に使用される。よって、可変フィルタ２４Ａは、Ｂａｎｄ６８の受信帯域とＢａｎｄ（２０＋２８）の受信帯域とを可変するチューナブルなフィルタとなっている。
　可変フィルタ２４Ｂは、第２特性（モードｂ１）と、第４特性（モードｂ２）と、第３特性（モードｂ３）とが可変するフィルタである。
　第２特性（モードｂ１）は、Ｂａｎｄ２７の受信帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）を第２通過帯域とし、Ｂａｎｄ２７の送信帯域（Ｂ２７Ｔｘ：８０７－８２４ＭＨｚ）を減衰帯域とした特性である。
　第４特性（モードｂ２）は、Ｂａｎｄ２６の受信帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）を第４通過帯域とし、Ｂａｎｄ２６の送信帯域（Ｂ２６Ｔｘ：８１４－８４９ＭＨｚ）を減衰帯域とした特性である。可変フィルタ２４Ｂは、第２特性（モードｂ１）と第４特性（モードｂ２）と第３特性（モードｂ３）とが可変する。また、図４に示すように、第２特性（モードｂ１）の第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）は、第４特性（モードｂ２）の第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）と周波数が異なっている。本実施の形態では、第２特性（モードｂ１）の第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）は、第４特性（モードｂ２）の第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）と一部重複（８５２－８５９ＭＨｚ）している。なお、Ｂａｎｄ２６およびＢａｎｄ２７は、同時に使用されず排他的に使用される。よって、可変フィルタ２４Ｂは、Ｂａｎｄ２７の受信帯域とＢａｎｄ２６の受信帯域とを可変するチューナブルなフィルタとなっている。
　ここで、Ｂａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）とＢａｎｄ２７の受信帯域（Ｂ２７Ｒｘ）およびＢａｎｄ２６の受信帯域（Ｂ２６Ｒｘ）とは、重複帯域（８５２－８６２ＭＨｚ）にて重複している。
　第３特性（モードｂ３）は、重複帯域（８５２－８６２ＭＨｚ）における挿入損失が、第２特性（モードｂ１）の上記重複帯域における挿入損失よりも大きい通過特性を有している。言い換えると、第３特性（モードｂ３）は、通過帯域を重複帯域（８５２－８６２ＭＨｚ）から退避させた特性である。
　［２．３　スイッチアイソレーションの影響］
　ここで、フィルタ装置１１において、可変フィルタ２４Ａのフィルタ特性とスイッチ２３のアイソレーションとの関係について説明する。
　図５は、スイッチ２３のアイソレーションに対応したフィルタ通過特性を示すグラフである。同図には、フィルタ装置１１において、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ａが選択された場合の、可変フィルタ２４Ａの通過特性が示されている。なお、この場合、可変フィルタ２４Ａはモードａ２となっており、かつ、可変フィルタ２４Ｂはモードｂ１となっている。
　図５に示すように、スイッチ２３のアイソレーションが∞から１０ｄＢへと悪化していくにつれ、Ｂａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）の減衰特性が悪化していくことが解る。特に、スイッチ２３のアイソレーションが３０ｄＢ以下となると、送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）の減衰特性が顕著に悪化する。これは、スイッチ２３のアイソレーションが悪化するにつれ、可変フィルタ２４Ａのフィルタ特性に対して、スイッチ２３を介した可変フィルタ２４Ｂのフィルタ特性が影響してくるためである。つまり、可変フィルタ２４Ｂのモードｂ１が選択されている場合には、可変フィルタ２４ＢはＢａｎｄ２７の受信帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）を第２通過帯域としたフィルタ特性を有している。これにより、重複帯域（８５２－８６２ＭＨｚ）における可変フィルタ２４Ｂの通過特性が、スイッチ２３を介して、可変フィルタ２４Ａの減衰帯域（Ｂ２０Ｔｘ）に影響するためである。
　上記解析より、可変フィルタ２４Ａが選択されている場合には、可変フィルタ２４Ｂの第３特性（モードｂ３）を選択することで、可変フィルタ２４Ａの減衰特性の劣化を抑制することが可能となる。以下、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの回路構成およびフィルタ特性を詳細に説明する。
　［２．４　可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの回路構成］
　図６Ａは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ａの回路構成図である。また、図６Ｂは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂの回路構成図である。
　図６Ａに示すように、可変フィルタ２４Ａは、直列腕共振子１ｓ１、１ｓ２、１ｓ３および１ｓ４と、並列腕共振子１ｐ１１、１ｐ１２、１ｐ２１、１ｐ２２、１ｐ３１および１ｐ３２と、キャパシタ１ｃ１１、１ｃ１２、１ｃ２１、１ｃ２２、１ｃ３１および１ｃ３２と、スイッチ１ｓ１１、１ｓ１２、１ｓ２１、１ｓ２２、１ｓ３１および１ｓ３２とを備える。
　直列腕共振子１ｓ１～１ｓ４は、共通端子１１０に接続された入力端２４１と選択端子２３ａに接続された出力端２４２との間に直列接続されている。
　並列腕共振子１ｐ１１および１ｐ１２は、直列腕共振子１ｓ１および１ｓ２を接続するノードに並列接続されている。また、並列腕共振子１ｐ１１には、キャパシタ１ｃ１１とスイッチ１ｓ１１とが並列接続されている。また、並列腕共振子１ｐ１２には、キャパシタ１ｃ１２とスイッチ１ｓ１２とが並列接続されている。以下、図６Ａに示すように、並列腕共振子１ｐ２１～１ｐ３２、キャパシタ１ｃ２１～１ｃ３２、およびスイッチ１ｓ２１～１ｓ３２についても、同様に接続されている。なお、キャパシタ１ｃ１１～１ｃ３２は、並列腕共振子のインピーダンスを調整可能なインピーダンス素子であればよく、例えば、インダクタであってもよい。
　上記構成により、可変フィルタ２４Ａは、ラダー型のバンドパスフィルタを構成する。また、可変フィルタ２４Ａは、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２を全オンまたは全オフに切り替えることにより、通過帯域を第５通過帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）と第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）との間でシフトさせることが可能となる。つまり、第５特性（モードａ１）と第１特性（モードａ２）とが切り替えられる。
　図７Ａは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ａの通過特性を示すグラフである。同図に示すように、可変フィルタ２４Ａは、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２を全オン状態にすることにより、第５通過帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）を通過帯域とする第５特性となっている。また、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２を全オフ状態にすることにより、第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）を通過帯域とする第１特性となっている。
　図６Ｂに示すように、可変フィルタ２４Ｂは、直列腕共振子２ｓ１、２ｓ２、２ｓ３および２ｓ４と、並列腕共振子２ｐ１１、２ｐ１２、２ｐ２１、２ｐ２２、２ｐ３１および２ｐ３２と、キャパシタ２ｃ１１、２ｃ１２、２ｃ２１、２ｃ２２、２ｃ３１および２ｃ３２と、スイッチ２ｓ１１、２ｓ１２、２ｓ２１、２ｓ２２、２ｓ３１および２ｓ３２とを備える。
　直列腕共振子２ｓ１～２ｓ４は、共通端子１１０に接続された入力端２４３と選択端子２３ｂに接続された出力端２４４との間に直列接続されている。
　並列腕共振子２ｐ１１および２ｐ１２は、直列腕共振子２ｓ１および２ｓ２を接続するノードに並列接続されている。また、並列腕共振子２ｐ１２には、キャパシタ２ｃ１１と、スイッチ２ｓ１１と、キャパシタ２ｃ１２およびスイッチ２ｓ１２の直列接続回路とが並列接続されている。以下、図６Ｂに示すように、並列腕共振子２ｐ２１～２ｐ３２、キャパシタ２ｃ２１～２ｃ３２、およびスイッチ２ｓ２１～２ｓ３２についても、同様に接続されている。なお、キャパシタ２ｃ１１～２ｃ３２は、並列腕共振子のインピーダンスを調整可能なインピーダンス素子であればよく、例えば、インダクタであってもよい。
　上記回路構成により、可変フィルタ２４Ｂは、ラダー型のバンドパスフィルタを構成する。また、可変フィルタ２４Ｂは、（１）スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オン、（２）スイッチ２ｓ１１、２ｓ２１、２ｓ３１をオンかつスイッチ２ｓ１２、２ｓ２２、２ｓ３２をオフ、または（３）スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オフに切り替えることにより、通過帯域を第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）と第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）とＢ２０Ｔｘを退避させる帯域との間でシフトさせることが可能となる。つまり、第２特性（モードｂ１）と第４特性（モードｂ２）と第３特性（モードｂ３）とが切り替えられる。
　図７Ｂは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂの通過特性を示すグラフである。同図に示すように、可変フィルタ２４Ｂは、スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オン状態にすることにより、第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）を通過帯域とする第２特性となっている。また、スイッチ２ｓ１１、２ｓ２１、２ｓ３１をオン状態とし、かつ、スイッチ２ｓ１２、２ｓ２２、２ｓ３２をオフ状態とすることにより、第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）を通過帯域とする第４特性となっている。また、スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オフ状態にすることにより、第２特性よりもＢａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）の挿入損失を大きくした第３特性となっている。
　［２．５　可変フィルタ選択およびモード選択］
　図８Ａは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ａのモードａ１選択時の通過特性を示すグラフである。同図には、第５通過帯域（Ｂ６８Ｒｘ：７５３－７８３ＭＨｚ）を通過帯域とする第５特性（モードａ１）が選択された場合の通過特性が示されている。同図において、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ａが選択されている。また、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２により、第５特性（モードａ１）が選択されている。Ｂａｎｄ６８の受信帯域（Ｂ６８Ｒｘ）は受信専用バンドであり、通過帯域近傍で大きな減衰量を必要としない。よって、スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ｂのモード選択はいずれであってもよく、また、いずれも選択されていなくてもよい。
　図８Ｂは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ａのモードａ２選択時の通過特性を示すグラフである。同図には、第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）を通過帯域とする第１特性（モードａ２）が選択された場合の通過特性が示されている。同図において、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ａが選択されている。Ｂａｎｄ（２８＋２０）の受信帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ）のフィルタ特性としては、通過帯域低周波数側のＢａｎｄ２８の送信帯域（Ｂ２８Ｔｘ）と、通過帯域高周波数側のＢａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）とにおいて、所定の減衰量を必要とし、これらの送信帯域の減衰特性としては、一般的に約４０ｄＢが必要とされる。
　スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ｂにより、可変フィルタ２４ＡにおけるＢａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）の減衰特性が変化し、可変フィルタ２４Ｂのモードｂ１およびモードｂ２が選択された場合には、必要な減衰量が得られない。これは、モードｂ１およびｂ２では、Ｂａｎｄ２０の送信帯域（Ｂ２０Ｔｘ）とＢａｎｄ２７の受信帯域（Ｂ２７Ｒｘ）およびＢａｎｄ２６の受信帯域（Ｂ２６Ｒｘ）との重複帯域において、挿入損失を劣化させていないためである。これより、スイッチ２３により未選択の可変フィルタ２４Ｂでは、図７Ｂに示すように、上記重複帯域においてモードｂ１およびモードｂ２よりも挿入損失を大きくしているモードｂ３が選択されていることが必要となる。
　上記構成によれば、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ａが選択され、かつ、第１通過帯域（Ｂ２８＋２０Ｒｘ：７５８－８２１ＭＨｚ）を通過帯域とする第１特性（モードａ２）が選択されている場合には、スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ｂにおいて、第２特性よりも重複帯域の挿入損失が大きい第３特性が選択される。これにより、４以上のバンドに対応した小型のマルチプレクサを実現できる。
　図９Ａは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂのモードｂ１選択時の通過特性を示すグラフである。同図には、第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）を通過帯域とする第２特性（モードｂ１）が選択された場合の通過特性が示されている。同図において、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ｂが選択されている。Ｂａｎｄ２７の受信帯域（Ｂ２７Ｒｘ）のフィルタ特性としては、通過帯域低周波数側のＢａｎｄ２７の送信帯域（Ｂ２７Ｔｘ）において、所定の減衰量を必要とし、当該送信帯域の減衰特性としては、一般的に約４０ｄＢが必要とされる。
　スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ａにより、可変フィルタ２４ＢにおけるＢａｎｄ２７の送信帯域（Ｂ２７Ｔｘ）の減衰特性が変化し、可変フィルタ２４Ａのモードａ２が選択された場合には、減衰特性が悪化する。これより、スイッチ２３により未選択の可変フィルタ２４Ａでは、Ｂａｎｄ２７の送信帯域（Ｂ２７Ｔｘ）に重ならないＢａｎｄ６８の受信帯域（Ｂ６８Ｒｘ）を通過帯域とするモードａ１が選択されていることが好ましい。
　図９Ｂは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂのモードｂ２選択時の通過特性を示すグラフである。同図には、第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）を通過帯域とする第４特性（モードｂ２）が選択された場合の通過特性が示されている。同図において、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ｂが選択されている。Ｂａｎｄ２６の受信帯域（Ｂ２６Ｒｘ）のフィルタ特性としては、通過帯域低周波数側のＢａｎｄ２６の送信帯域（Ｂ２６Ｔｘ）において、所定の減衰量を必要とし、当該送信帯域の減衰特性としては、一般的に約４０ｄＢが必要とされる。
　スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ａにより、可変フィルタ２４ＢにおけるＢａｎｄ２６の送信帯域（Ｂ２６Ｔｘ）の減衰特性が変化し、可変フィルタ２４Ａのモードａ２が選択された場合には、減衰特性が悪化する。これより、スイッチ２３により未選択の可変フィルタ２４Ａでは、Ｂａｎｄ２６の送信帯域（Ｂ２６Ｔｘ）に重ならないＢａｎｄ６８の受信帯域（Ｂ６８Ｒｘ）を通過帯域とするモードａ１が選択されていることが好ましい。
　上記構成によれば、スイッチ２３により可変フィルタ２４Ｂが選択され、かつ、第２通過帯域（Ｂ２７Ｒｘ：８５２－８６９ＭＨｚ）を通過帯域とする第２特性（モードｂ１）、または、第４通過帯域（Ｂ２６Ｒｘ：８５９－８９４ＭＨｚ）を通過帯域とする第４特性（モードｂ２）が選択されている場合には、スイッチ２３により選択されていない可変フィルタ２４Ａにおいて、通過帯域が第２通過帯域および第４通過帯域と重ならないＢａｎｄ６８の受信帯域（Ｂ６８Ｒｘ）を通過帯域とする第５特性（モードａ１）が選択される。これにより、４以上のバンドに対応した小型のマルチプレクサを実現できる。
　なお、上記回路構成により、通過帯域がシフトする動作原理については図１０以降で詳細に説明する。
　なお、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２および２ｓ１１～２ｓ３２は、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２および２ｓ１１～２ｓ３２を、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、小型の可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂを実現できる。
　また、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂは、さらに、入力端と出力端との間に、縦結合型フィルタ回路を備えていてもよい。
　これにより、減衰強化等が要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　また、キャパシタ１ｃ１１～１ｃ３２および２ｃ１１～２ｃ３２は、可変インピーダンス素子であってもよい。可変インピーダンス素子としては、例えば、バリキャップおよびＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもよく、また、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもよい。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
　また、キャパシタ１ｃ１１～１ｃ３２および２ｃ１１～２ｃ３２などのインピーダンス素子は、チップ部品で構成されていてもよい。
　また、上記インピーダンス素子は、各可変フィルタを構成する弾性波共振子が形成されたフィルタ基板上に形成されていてもよく、さらには、フィルタ基板を実装する実装基板内に形成されていてもよい。また、上記インピーダンス素子は、図６Ａに示されたスイッチ１ｓ１１～１ｓ３２、および、図６Ｂに示されたスイッチ２ｓ１１～２ｓ３２が形成されるパッケージ内に配置されていてもよい。これらにより、より小型のフィルタ装置を実現できる。
　また、図３に示されたスイッチ２３、図６Ａに示されたスイッチ１ｓ１１～１ｓ３２、および、図６Ｂに示されたスイッチ２ｓ１１～２ｓ３２は、１パッケージ内に配置されていることが好ましい。これにより、より小型のフィルタ装置を実現できる。
　［２．６　可変フィルタの共振子構成］
　本実施の形態では、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂを構成する各共振子は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂを、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ装置を実現できる。ここで、弾性表面波共振子の構造を説明する。
　図１０は、実施の形態２に係るフィルタ２４Ａおよび２４Ｂの各共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。同図には、フィルタ２４Ａおよび２４Ｂを構成する各共振子のうち、直列腕共振子１ｓ１の構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図１０に示された直列腕共振子は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの各共振子は、圧電基板１００と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂとで構成されている。
　図１０の平面図に示すように、圧電基板１００の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１０４は、図１０の断面図に示すように、密着層１０１と主電極層１０２との積層構造となっている。
　密着層１０１は、圧電基板１００と主電極層１０２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層１０２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層１０３は、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
　なお、密着層１０１、主電極層１０２及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極１０４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極１０４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。
　圧電基板１００は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、ＬｉＮｂＴａＯ３圧電単結晶、または圧電セラミックスからなる。なお、圧電基板１００は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であればよく、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、又は、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。
　なお、フィルタ２４Ａおよび２４Ｂが有する各共振子の構造は、図１０に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１０４は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。
　また、フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの各共振子は、弾性表面波共振子でなくてもよく、弾性境界波共振子、または、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた共振子であってもよい。つまり、各共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振周波数」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振周波数」を有していればよい。
　［２．７　可変フィルタ（チューナブルフィルタ）の動作原理１］
　図６Ａに示された可変フィルタ２４Ａの通過特性は、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２を全オン状態とする制御信号Ｓａ１（図３参照）にしたがって第５特性となり、また、スイッチ１ｓ１１～１ｓ３２を全オフ状態とする制御信号Ｓａ２（図３参照）にしたがって第１特性となる。また、図６Ｂに示された可変フィルタ２４Ｂの通過特性は、スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オン状態とする制御信号Ｓｂ１（図３参照）にしたがって第２特性となり、また、スイッチ２ｓ１１～２ｓ３１をオフかつスイッチ２ｓ１２～２ｓ３２をオン状態とする制御信号Ｓｂ２（図３参照）にしたがって第４特性となり、スイッチ２ｓ１１～２ｓ３２を全オフ状態とする制御信号Ｓｂ３（図３参照）にしたがって第３特性となる。以下、可変フィルタ２４Ｂの通過特性について、図１１Ａ～図１３を用いて説明する。また、可変フィルタ２４Ａの通過特性について、図１４～図１５を用いて説明する。
　なお、以下の説明では、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの回路構成を簡素化した可変フィルタ２４Ｃ～２４Ｅを用いて、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂの動作原理を説明する。より具体的には、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂでは、１つの直列腕共振子および２つの並列腕共振子の組み合わせを１段とした場合、多段構成となっている。これに対して、可変フィルタ２４Ｃ～２４Ｅは、上記組み合わせを１段有する構成としている。
　また、可変フィルタ２４Ｂでは、例えば、並列腕共振子２ｐ１２には３つの回路（キャパシタ２ｃ１１／スイッチ２ｓ１１／キャパシタ２ｃ１２およびスイッチ２ｓ１２の直列接続回路）が並列接続された構成となっている。これに対して、可変フィルタ２４Ｃおよび２４Ｄでは、並列腕共振子には２つの回路（キャパシタ／スイッチ）が並列接続された構成となっている。
　なお、可変フィルタ２４Ａおよび２４Ｂと、簡素化された可変フィルタ２４Ｃ～２４Ｅとでは、動作原理は本質的には同じである。
　図１１Ａは、可変フィルタ２４Ｃのスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図１１Ｂは、可変フィルタ２４Ｃのスイッチ２２ＳＷオフ時のインピーダンス特性及び通過特性を表すグラフである。また、図１１Ｃは、可変フィルタ２４Ｃのスイッチ２２ＳＷオン／オフ時のインピーダンス特性及び通過特性の比較を表すグラフである。なお、図１１Ａ～図１１Ｃに示された可変フィルタ２４Ｃは、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂの動作原理を説明するものである。
　まず、図１１Ａを用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。なお、以下では、共振子に限らず並列腕回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。
　同図に示すように、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子２２ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１及び反共振周波数ｆａｐ１を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆａｐ１を満たす）。並列腕共振子２２ｐ２は、共振周波数ｆｒｐ２及び反共振周波数ｆａｐ２を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆａｐ２を満たす）。直列腕共振子２２ｓは、共振周波数ｆｒｓ及び反共振周波数ｆａｓを有する（このとき、ｆｒｓ＜ｆａｓかつｆｒｐ１＜ｆｒｓ＜ｆｒｐ２を満たす）。
　次に、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性について、説明する。
　図１１Ａに示すように、スイッチ２２ＳＷオンの状態では、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷオン時において、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。
　並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｎ及びｆｒ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＝ｆｒｐ１、ｆｒ２ｏｎ＝ｆｒｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数、および、（ｉｉ）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。
　また、並列腕回路１２０Ａは、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｎ及びｆａ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｎ＜ｆｒ２ｏｎ＜ｆａ２ｏｎ、かつ、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１、かつ、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、および、（ｉｉ）２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。
　ここで、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して、並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１が並列キャパシタとして作用するためである。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷオン時において、並列腕回路１２０Ａでは、並列腕共振子２２ｐ１が共振する共振周波数ｆｒｐ１から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ１に近づくにつれて、共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ１）とキャパシタ（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）との共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ１）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（並列腕共振子２２ｐ２）との共振が起きる。このため、並列腕回路１２０Ａでは、反共振周波数ｆａｐ１よりも低い周波数（ｆａ１ｏｎ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。同様のメカニズムにより、共振周波数ｆｒｐ２から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ２に近づくときにも、反共振周波数ｆａｐ２よりも低い周波数（ｆａ２ｏｎ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｎと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷオン時では、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｎ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｎ近傍で並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため高周波側阻止域となる。
　つまり、スイッチ２２ＳＷオンの状態では、可変フィルタ２４Ｃは、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。
　なお、並列腕回路の反共振周波数ｆａ２ｏｎについては、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、可変フィルタ２４Ｃの通過特性（ここでは第１通過特性）に対して大きな影響を与えない。
　一方、図１１Ｂに示すように、スイッチ２２ＳＷオフの状態では、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃとの合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷオフ時において、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。
　並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数、及び、（ｉｉ）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、および、（ｉｉ）２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。
　ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２がキャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１がキャパシタとして作用するためである。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷオフ時において、並列腕回路１２０Ａでは、並列腕共振子２２ｐ１が共振する共振周波数ｆｒｐ１から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ１に近づくにつれて、共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ１）とキャパシタ（ここでは並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ１）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。このため、並列腕回路１２０Ａでは、反共振周波数ｆａｐ１よりも低い周波数（ｆａ１ｏｆｆ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。同様のメカニズムにより、共振周波数ｆｒｐ２から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ２に近づくときにも、反共振周波数ｆａｐ２よりも低い周波数（ｆａ２ｏｆｆ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。また、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆから周波数が高くなって共振周波数ｆｒｐ２に近づくにつれて、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ２）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（キャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。このため、並列腕回路では、共振周波数ｆｒｐ２よりも高い周波数（ｆｒ２ｏｆｆ）において、インピーダンスが極小となる（共振）。
　このとき、スイッチ２２ＳＷオフ時とオン時とで低域側の反共振周波数を比べると、ｆａ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷオフ時では、オン時に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１からの周波数可変幅が狭くなることによる。
　また、スイッチ２２ＳＷオフ時とオン時とで高域側の共振周波数を比べると、ｆｒ２ｏｎ＜ｆｒ２ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷオフ時では、オン時に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により上述したように、ｆｒ２ｏｎ（＝ｆｒｐ２）＜ｆｒ２ｏｆｆとなることによる。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷオフ時では、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ近傍で並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため、高周波側阻止域となる。
　つまり、スイッチ２２ＳＷオフの状態では、可変フィルタ２４Ｃは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。
　なお、並列腕回路の反共振周波数ｆａ２ｏｆｆについては、上述した反共振周波数ｆａ２ｏｎと同様に、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、可変フィルタ２４Ｃの通過特性（ここでは第２通過特性）に対して大きな影響を与えない。
　次に、可変フィルタ２４Ｃのスイッチ２２ＳＷオン時及びスイッチ２２ＳＷオフ時のインピーダンス特性及び通過特性について、図１１Ｃを参照して詳細に比較する。
　図１１Ｃに示すように、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数がｆｒ２ｏｎからｆｒ２ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＢ部分）。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＡ部分）。
　ここで、並列腕回路１２０Ａの低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、可変フィルタ２４Ｃの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図１１Ｃの下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、可変フィルタ２４Ｃの通過特性は、通過帯域高域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、可変フィルタ２４Ｃは、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＤ部分）、通過帯域高域側の肩を落とすことなく高域側にシフトさせる（図中のＣ部分）ことができる。
　［２．８　可変フィルタ（チューナブルフィルタ）の動作原理２］
　上記動作原理１では、通過帯域高域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域を切り替える可変フィルタ２４Ｃについて説明した。これに対して、実施の形態２に係る可変フィルタ２４Ｂでは、図７Ｂに示すように、通過帯域低域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域を切り替えている。ここでは、通過帯域低域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域を切り替える可変フィルタ２４Ｄについて説明する。
　図１２は、可変フィルタ２４Ｄの回路構成図である。同図に示す可変フィルタ２４Ｄは、図１１Ａに示した可変フィルタ２４Ｃに比べて、キャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷが並列腕共振子２２ｐ１のみに直列接続されている点が異なる。以下、可変フィルタ２４Ｃと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　キャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷは、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子２２ｐ１に直列接続され、具体的には、グランドと並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されている。なお、キャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷは、ノードｘ１と並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されていてもよい。
　キャパシタ２２Ｃは、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたインピーダンス素子である。可変フィルタ２４Ｄの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃの定数に依存し、例えばキャパシタ２２Ｃの定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃの定数は、可変フィルタ２４Ｄに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。
　並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを接続する経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ｄを構成する。
　図１３Ａは、可変フィルタ２４Ｄのスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図１３Ｂは、可変フィルタ２４Ｄのスイッチ２２ＳＷオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図１３Ｃは、可変フィルタ２４Ｄのスイッチ２２ＳＷのオン／オフ時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。
　ここで、共振子単体でのインピーダンス特性は、可変フィルタ２４Ｃで説明した特性と同様のため、以下ではその説明を省略し、主に並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性について説明する。
　図１３Ａに示すように、スイッチ２２ＳＷオンの状態では、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、可変フィルタ２４Ｃで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。
　つまり、スイッチ２２ＳＷオンの状態では、可変フィルタ２４Ｄは、可変フィルタ２４Ｃと同様の通過特性を有する。
　一方、図１３Ｂに示すように、スイッチ２２ＳＷオフの状態では、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃとの合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ）の合成特性」）が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷオフ時において、並列腕回路１２０Ｄは、次のようなインピーダンス特性を有する。
　並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ１ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数より高い周波数、及び、（ｉｉ）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、および、（ｉｉ）２つの並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。
　ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ１＜ｆｒ１ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２に対して、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃの合成特性が並列キャパシタとして作用するためである。
　なお、具体的なメカニズムについては、共振子として作用する構成とキャパシタとして作用する構成とが並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とで入れ替わる点を除き、上述した並列腕回路１２０Ａの場合と同様であるため、説明を省略する。
　つまり、スイッチ２２ＳＷオフの状態では、可変フィルタ２４Ｄは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。
　次に、可変フィルタ２４Ｄのスイッチ２２ＳＷオン時およびスイッチ２２ＳＷオフ時のインピーダンス特性および通過特性について、図１３Ｃを参照して詳細に比較する。
　図１３Ｃに示すように、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。並列腕共振子２２ｐ１のみがキャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数がｆｒ１ｏｎからｆｒ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＦ部分）。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする（図中のＥ部分）。
　ここで、並列腕回路１２０Ｄの低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、可変フィルタ２４Ｄの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図１３Ｃの下段に示すように、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、可変フィルタ２４Ｄの通過特性は、通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、可変フィルタ２４Ｄは、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＨ部分）、通過帯域低域側の肩を落とすことなく高域側にシフトさせる（図中のＧ部分）ことができる。
　［２．９　可変フィルタ（チューナブルフィルタ）の動作原理３］
　通過帯域を切り替え可能な可変フィルタは、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせてもかまわない。そこで、可変フィルタ２４Ａの動作原理として、可変フィルタ２４Ｅを用いて説明する。
　図１４は、可変フィルタ２４Ｅの回路構成図である。同図に示すフィルタ２４Ｅは、可変フィルタ２４Ｃおよび２４Ｄに比べて、キャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２ならびにスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が、２つの並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２のそれぞれに対応して設けられ、対応する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２に直列接続されている点が異なる。つまり、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の一方（ここでは並列腕共振子２２ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ１（インピーダンス素子）およびスイッチ２２ＳＷ１（スイッチ素子）を有する。さらに、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の他方（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ２（インピーダンス素子）およびスイッチ２２ＳＷ２（スイッチ素子）を有する。
　ここで、キャパシタ２２Ｃ１およびスイッチ２２ＳＷ１は、上述した可変フィルタ２４Ｄのキャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷに相当し、キャパシタ２２Ｃ２およびスイッチ２２ＳＷ２は、上述した可変フィルタ２４Ｃのキャパシタ２２Ｃおよびスイッチ２２ＳＷに相当する。このため、これらの詳細についての説明を省略する。
　並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２とスイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２とは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを接続する経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ｅを構成する。
　図１５は、可変フィルタ２４Ｅのスイッチオン／オフ時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。
　図１５に示すように、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオンの状態では、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２の影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、可変フィルタ２４Ｃで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２）の合成特性」）が並列腕回路のインピーダンス特性となる。
　つまり、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオンの状態では、可変フィルタ２４Ｅは、可変フィルタ２４Ｃのスイッチ２２ＳＷオン時および可変フィルタ２４Ｄのスイッチ２２ＳＷオン時と同様の通過特性を有する。
　一方、図１５に示すように、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオフの状態では、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２との合成特性（図中の「並列腕（２２ｐ１＋２２ｐ２＋２２Ｃ１＋２２Ｃ２）の合成特性」）が並列腕回路のインピーダンス特性となる。
　具体的には、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオフ時において、並列腕回路１２０Ｅは、次のようなインピーダンス特性を有する。
　並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ１ｏｆｆ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、（ｉ）当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数より高い周波数、および、（ｉｉ）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。また、（ｉ）並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、および、（ｉｉ）２つの並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。
　なお、これらの理由および具体的なメカニズムについては、上述した並列腕回路１２０Ａおよび１２０Ｄの場合と同様であるため、説明を省略する。
　つまり、スイッチ２２ＳＷオフの状態では、可変フィルタ２４Ｅは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される通過特性を有する。
　次に、可変フィルタ２４Ｅのスイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオン時およびスイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２共にオフ時のインピーダンス特性および通過特性について、詳細に比較する。
　同図に示すように、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を共にオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数の双方、および、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２がキャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２に直列接続されているため、２つの共振周波数の双方が高域側にシフトする（図中のＪ及びＫ部分）。また、低域側の反共振周波数が高域側にシフトする（図中のＩ部分）。
　ここで、並列腕回路の低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、可変フィルタ２４Ｅの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。また、並列腕回路の低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、可変フィルタ２４Ｅの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、図１５の下段に示すように、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、可変フィルタ２４Ｅの通過特性は、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる（図中の黒い矢印を参照）。言い換えると、可変フィルタ２４Ｅは、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ（図中のＮ、Ｍ部分）、通過帯域高域側および通過帯域低域側の肩を落とすことなく高域側にシフトさせる（図中のＬ部分）ことができる。このため、例えば、可変フィルタ２４Ｅは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。
　なお、可変フィルタ２４Ｅは、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を共にオン／オフしなくてもよく、これらを個別にオン／オフしてもかまわない。ただし、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を共にオン／オフする場合、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、可変フィルタ２４Ｅの構成の簡素化が図られる。
　一方、これらを個別にオン／オフする場合、可変フィルタ２４Ｅによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。
　具体的には、可変フィルタ２４Ｃについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ１のオンおよびオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、可変フィルタ２４Ｄについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ２に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ２のオンおよびオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。
　したがって、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。
　このように、キャパシタ２２Ｃ１および２２Ｃ２およびスイッチ２２ＳＷ１および２２ＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。
　［２．１０　その他の可変フィルタの変形例］
　本実施の形態に係るフィルタ装置１１を構成する可変フィルタ２４Ａまたは２４Ｂの構成は、上述した可変フィルタ２４Ｃ、２４Ｄ、および２４Ｅに限定されない。以下、可変フィルタ２４Ａまたは２４Ｂのその他の変形例について説明する。
　図１６Ａは、実施の形態２の変形例３に係る可変フィルタ２４Ｆの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｆは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１およびｐ２が並列接続されている。また、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の接続ノードに、キャパシタＣおよびスイッチＳＷが並列接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｐ２および直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の低周波数側の減衰極および高周波数側の減衰極が高周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｆの通過特性を可変することが可能となる。
　図１６Ｂは、実施の形態２の変形例４に係る可変フィルタ２４Ｇの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｇは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１が接続されている。また、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に、キャパシタＣおよびスイッチＳＷが並列接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の低周波数側の減衰極が高周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｇの通過特性を可変することが可能となる。
　図１６Ｃは、実施の形態２の変形例５に係る可変フィルタ２４Ｈの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｈは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１およびｐ２が直列接続されている。また、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の接続ノードとグランドとの間に、スイッチＳＷが接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｐ２および直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の低周波数側の減衰極が高周波側へシフトし、通過帯域の高周波数側の減衰極が低周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｈの通過特性を可変することが可能となる。
　図１６Ｄは、実施の形態２の変形例６に係る可変フィルタ２４Ｊの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｊは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１およびｐ２が並列接続されている。また、並列腕共振子ｐ２とグランドとの間に、スイッチＳＷが接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｐ２および直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の高周波数側のスロープが高周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｊの通過帯域を可変することが可能となる。
　図１６Ｅは、実施の形態２の変形例７に係る可変フィルタ２４Ｋの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｋは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１が接続されている。また、キャパシタＣおよびスイッチＳＷの直列接続回路が直列腕共振子ｓ１と並列接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の高周波数側の減衰極が高周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｋの通過特性を可変することが可能となる。
　図１６Ｆは、実施の形態２の変形例８に係る可変フィルタ２４Ｌの回路構成図およびスイッチオン／オフ時の通過特性の比較を表すグラフである。同図に示すように、本変形例に係る可変フィルタ２４Ｌは、直列腕共振子ｓ１の直列腕に並列腕共振子ｐ１が接続されている。また、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に、キャパシタＣとスイッチＳＷおよびインダクタＬの直列接続回路とが並列接続されている。ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｐ１は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｓ１よりも低い。これにより、スイッチＳＷをオン状態からオフ状態へと切り替えることにより、通過帯域の低周波数側の減衰極が高周波側へシフトする。よって、可変フィルタ２４Ｌの通過特性を可変することが可能となる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ装置１１を構成する可変フィルタ２４Ａまたは２４Ｂは、複数の弾性波共振子で構成されることに限定されない。本実施の形態に係る可変フィルタは、ＬＣ共振器または誘電体共振器を用いたフィルタであってもよい。
　図１７は、実施の形態２の変形例９に係るフィルタ装置１２の回路構成図である。同図に示すように、本変形例に係るフィルタ装置１２は、可変フィルタ２４Ｍおよび２４Ｎを備える。なお、図示されていないが、可変フィルタ２４Ｍおよび２４Ｎの前段または後段には、可変フィルタ２４Ｍまたは２４Ｎを選択するスイッチが配置されている。可変フィルタ２４Ｍおよび２４Ｎは、それぞれ、ＬＣ共振回路で構成されている。可変フィルタ２４Ｍは、キャパシタＣ１～Ｃ４、可変キャパシタＶＣ１～ＶＣ３、およびインダクタＬ１～Ｌ４で構成されている。可変フィルタ２４Ｎは、キャパシタＣ５～Ｃ８、可変キャパシタＶＣ５～ＶＣ７、およびインダクタＬ５～Ｌ７で構成されている。
　また同図に示されたＬＣ共振回路の他にも、本変形例に係る可変フィルタは、誘電体共振器を用いた可変フィルタであってもよい。これにより、広帯域の通過帯域を有する可変フィルタを提供することが可能となる。
　（実施の形態３）
　本実施の形態では、実施の形態１または２に係るフィルタ装置を、ダイバーシティモジュールに適用した構成を例示する。
　図１８Ａは、実施の形態３に係るダイバーシティモジュール５Ａの回路構成図である。同図に示されたダイバーシティモジュール５Ａは、フィルタ２５Ａと、可変フィルタ２５Ｂ、２６Ａおよび２６Ｂと、スイッチ２７および２８と、受信増幅回路７と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とを備える。
　フィルタ２５Ａは、Ｂａｎｄ８の受信帯域（９２５－９６０ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタ特性を有している。
　可変フィルタ２５Ｂは、Ｂａｎｄ２７の受信帯域（８５２－８６９ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタ特性Ａと、Ｂａｎｄ２６の受信帯域（８５９－８９４ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタ特性Ｂとを可変するフィルタである。ここで、フィルタ２５Ａの減衰帯域であるＢａｎｄ８の送信帯域（８８０－９１５ＭＨｚ）と可変フィルタ２５Ｂの通過帯域であるＢａｎｄ２６の受信帯域（８５９－８９４ＭＨｚ）とは、周波数が一部重複している。このため、フィルタ２５Ａおよび可変フィルタ２５Ｂには、それぞれ、実施の形態１に係るフィルタ２２Ａおよび可変フィルタ２２Ｂを適用することが可能である。これにより、アイソレーションを確保するためのスイッチを、フィルタ２５Ａおよび可変フィルタ２５Ｂの前段に配置する必要がない。
　可変フィルタ２６Ａは、Ｂａｎｄ（２９＋１４）の受信帯域を通過帯域とするフィルタ特性Ｃと、Ｂａｎｄ（１２＋１４）の受信帯域を通過帯域とするフィルタ特性Ｄとを可変するフィルタである。
　可変フィルタ２６Ｂは、Ｂａｎｄ６８の受信帯域を通過帯域とするフィルタ特性Ｅと、Ｂａｎｄ（２８＋２０）の受信帯域を通過帯域とするフィルタ特性Ｆとを可変するフィルタである。
　スイッチ２７は、可変フィルタ２６Ａと共通端子１１０との接続、および、可変フィルタ２６Ｂと共通端子１１０との接続を切り替えるスイッチ回路である。
　スイッチ２８は、可変フィルタ２６Ａ、２６Ｂ、２５Ｂ、およびフィルタ２５Ａのいずれか１つと受信増幅回路７とを接続するスイッチ回路である。
　上記構成によれば、スイッチ２８によりフィルタ２５Ａが選択されている場合には、可変フィルタ２５Ｂが選択されていないにもかかわらず、可変フィルタ２５Ｂにおいて上記重複領域の挿入損失を大きくした特性が選択される。よって、フィルタ２５Ａの重複帯域における減衰特性が、可変フィルタ２５Ｂへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。また、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、フィルタ２５Ａの減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　図１８Ｂは、実施の形態３の変形例１に係るダイバーシティモジュール５Ｂの回路構成図である。本変形例に係るダイバーシティモジュール５Ｂは、実施の形態３に係るダイバーシティモジュール５Ａと比較して、キャリアアグリゲーションが可能な構成となっている点が異なる。以下、本変形例に係るダイバーシティモジュール５Ｂについて、ダイバーシティモジュール５Ａと異なる点を中心に説明する。図１８Ｂに示されたダイバーシティモジュール５Ｂは、フィルタ２５Ａと、可変フィルタ２５Ｂ、２６Ａおよび２６Ｂと、スイッチ２７、２９Ａおよび２９Ｂと、受信増幅回路７Ａおよび７Ｂと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とを備える。
　スイッチ２９Ａは、可変フィルタ２６Ａまたは２６Ｂと受信増幅回路７Ａとを接続するスイッチ回路である。また、スイッチ２９Ｂは、フィルタ２５Ａまたは可変フィルタ２５Ｂと受信増幅回路７Ｂとを接続するスイッチ回路である。
　上記構成によれば、可変フィルタ２６Ａまたは２６Ｂと、フィルタ２５Ａまたは可変フィルタ２５Ｂとで、同時選択が可能となる。本構成においても、フィルタ２５Ａの重複帯域における減衰特性が、可変フィルタ２５Ｂへの漏洩信号の影響を受けて劣化することを抑制できる。また、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、フィルタ２５Ａの減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　図１９は、実施の形態３の変形例２に係る通信装置６の回路構成図である。本変形例に係る通信装置６は、変形例１に係るダイバーシティモジュール５Ｂに対して、送信側回路および受信側回路の双方が配置されている点が異なる。以下、変形例１に係るダイバーシティモジュール５Ｂと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　通信装置６は、変形例１に係るダイバーシティモジュール５Ｂの構成に対して、さらに、スイッチ２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２９Ｃおよび２９Ｄと、フィルタ３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｄおよび３２Ｂと、可変フィルタ３１Ｃおよび３２Ａと、送信増幅回路７Ｃおよび７Ｄと、アンテナ素子１と、を備える。
　フィルタ３１Ａは、Ｂａｎｄ１２の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性を有している。
　フィルタ３１Ｂは、Ｂａｎｄ（１３＋１４）の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性を有している。
　フィルタ３１Ｄは、Ｂａｎｄ２０の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性を有している。
　フィルタ３２Ｂは、Ｂａｎｄ８の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性を有している。
　可変フィルタ３１Ｃは、Ｂａｎｄ６８の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性と、Ｂａｎｄ２８ａの送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性と、Ｂａｎｄ２８ｂの送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性とを可変するフィルタである。
　可変フィルタ３２Ａは、Ｂａｎｄ２７の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性と、Ｂａｎｄ２６の送信帯域を通過帯域とするフィルタ特性とを可変するフィルタである。
　上記のような送受信回路を有する構成においても、スイッチ回路を大型化してアイソレーションを必要以上に増強する必要がないので、各フィルタの通過特性および減衰特性を確保しつつ、小型化が可能となる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係るフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置について、実施の形態１～３および変形例を挙げて説明したが、本発明のフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示のフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、上記実施の形態１～３および変形例に係るフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置は、互いに近接する周波数帯域（バンド）を切り替えるシステムに適用されるものとして説明したが、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り替えるシステムにも適用することが可能である。
　また、上記実施の形態１～３および変形例に係るフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置において、さらに、入力端子、出力端子、および共通端子などの各端子の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもよい。
　また、実施の形態１および２では、フィルタ装置として、２つの受信信号経路が共通端子に接続された２分波／合波回路を例に説明したが、本発明は、例えば、送信経路および受信経路の双方を含む回路や３つ以上の信号経路が共通端子に接続された分波／合波回路についても適用することができる。
　本発明は、マルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できる小型のフィルタ装置、高周波フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　アンテナ素子
　１ｃ１１、１ｃ１２、１ｃ２１、１ｃ２２、１ｃ３１、１ｃ３２、２ｃ１１、２ｃ１２、２ｃ２１、２ｃ２２、２ｃ３１、２ｃ３２、２２Ｃ、２２Ｃ１、２２Ｃ２　　キャパシタ
　１ｐ１１、１ｐ１２、１ｐ２１、１ｐ２２、１ｐ３１、１ｐ３２、２ｐ１１、２ｐ１２、２ｐ２１、２ｐ２２、２ｐ３１、２ｐ３２、２２ｐ１、２２ｐ２　　並列腕共振子
　１ｓ１、１ｓ２、１ｓ３、１ｓ４、２ｓ１、２ｓ２、２ｓ３、２ｓ４、２２ｓ　　直列腕共振子
　１ｓ１１、１ｓ１２、１ｓ２１、１ｓ２２、１ｓ３１、１ｓ３２、２３、２ｓ１１、２ｓ１２、２ｓ２１、２ｓ２２、２ｓ３１、２ｓ３２、２２ＳＷ、２２ＳＷ１、２２ＳＷ２、２７、２７Ａ、２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２８、２９Ａ、２９Ｂ、２９Ｃ、２９Ｄ、５１０　　スイッチ
　２、７、７Ａ、７Ｂ　　受信増幅回路
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　高周波フロントエンド回路
　５、６　　通信装置
　５Ａ、５Ｂ　　ダイバーシティモジュール
　７Ｃ、７Ｄ　　送信増幅回路
　１０、１０Ｘ、１０Ｙ、１１、１２　　フィルタ装置
　１１ａ、１１ｂ、１０４　　ＩＤＴ電極
　２１　　整合回路
　２２Ａ、２５Ａ、３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｄ、３２Ｂ、５１１ａ、５１１ｂ　　フィルタ
　２２Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｅ、２４Ｆ、２４Ｇ、２４Ｈ、２４Ｊ、２４Ｋ、２４Ｌ、２４Ｍ、２４Ｎ、２５Ｂ、２６Ａ、２６Ｂ、３１Ｃ、３２Ａ、５１２　　可変フィルタ
　２２ｍ、２２ｎ　　入出力端子
　２３、２３Ｍ、２３Ｎ、２３Ｙ　　スイッチ
　２３Ｘ　　スイッチ回路
　２３ａ、２３ｂ、２３ｅ、２３ｆ　　選択端子
　２３ｃ、２３ｄ　　スイッチ共通端子
　２３ｓ、２３ｔ、２３ｕ、２３ｖ　　端子
　１００　　圧電基板
　１０１　　密着層
　１０２　　主電極層
　１０３　　保護層
　１１０　　共通端子
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１２０、１２０Ｍ、１２０Ｎ　　出力端子
　１２０Ａ、１２０Ｄ、１２０Ｅ　　並列腕回路
　２４１、２４３　　入力端
　２４２、２４４　　出力端
　５０１　　分波装置
　５１１　　固定フィルタ回路
　５２０　　インピーダンス整合回路

Claims (19)

  1. 　共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子を有し、前記共通端子に接続された複数のフィルタを備えるフィルタ装置であって、
    　前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、第１通過帯域および所定の減衰帯域を有する第１特性を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、第２特性と第３特性とが可変する第２フィルタと、
    　前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子との接続、および、前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子との接続を切り替えるスイッチ回路と、を備え、
    　前記第２特性は、前記第１通過帯域または前記所定の減衰帯域と周波数が少なくとも一部重複する重複帯域を含む第２通過帯域を有し、
    　前記第３特性の前記重複帯域における挿入損失は、前記第２特性の前記重複帯域における挿入損失よりも大きく、
    　前記第２フィルタは、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第３特性となっている、
    　フィルタ装置。
  2. 　前記第１通過帯域は、前記第１フィルタの送信帯域および受信帯域の一方であり、
    　前記所定の減衰帯域は、前記第１フィルタの送信帯域および受信帯域の他方であり、
    　前記重複帯域は、前記他方と周波数が少なくとも一部重複する周波数帯域である、
    　請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記第２フィルタは、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第３特性となっており、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子とが接続されている場合には、前記第２特性となっている、
    　請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記第３特性の前記重複帯域における挿入損失が前記第２特性の前記重複帯域における挿入損失より大きくなるよう、前記第３特性の通過帯域は、前記第２通過帯域に対して周波数が異なっている、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記第１フィルタは、前記第１特性と当該第１特性と異なる特性とが可変する可変フィルタである、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記第２フィルタは、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子と、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路と、を備え、
    　前記並列腕回路は、
    　前記ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、
    　互いに並列接続されたインピーダンス素子およびスイッチ素子と、を有し、
    　前記インピーダンス素子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、
    　前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数および当該インピーダンスが極大となる周波数の少なくとも一方が低域側または高域側にシフトすることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記第２フィルタは、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子と、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路と、を備え、
    　前記並列腕回路は、
    　前記ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、
    　前記ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続されたスイッチ素子と、を有し、
    　前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該並列腕回路のインピーダンスが切り替わることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第２フィルタは、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、
    　前記直列腕回路は、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間で前記直列腕共振子に並列接続され、かつ、互いに直列接続されたインピーダンス素子およびスイッチ素子と、を有し、
    　前記スイッチ素子の導通および非導通に応じて、当該直列腕回路のインピーダンスが極大となる周波数が低域側または高域側にシフトすることにより、前記第２特性と前記第３特性とが可変する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記第２フィルタは、さらに、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置された縦結合型フィルタ回路を備える、
    　請求項６～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタである、
    　請求項６～９のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
    　請求項６～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのいずれかは、弾性表面波フィルタ、弾性境界波フィルタ、およびＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかである、
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのいずれかは、ＬＣ共振器または誘電体共振器を用いたフィルタである、
    　請求項１～１２のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記スイッチ回路は、前記共通端子と前記第１フィルタおよび前記第２フィルタとの間、ならびに、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタと前記第１入出力端子および前記第２入出力端子との間、のいずれか一方のみに配置されている、
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  15. 　前記スイッチ回路は、前記共通端子と前記第１フィルタおよび前記第２フィルタとの間、ならびに、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタと前記第１入出力端子および前記第２入出力端子との間、の双方に配置されている、
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  16. 　前記第２フィルタは、前記第２特性と、前記第３特性と、第４特性とが可変するフィルタであり、
    　前記第４特性は、前記第２通過帯域と周波数が異なる第４通過帯域を有し、
    　前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第１フィルタと前記第１入出力端子とが接続されている場合には、前記第２フィルタは前記第３特性となっており、前記スイッチ回路により前記共通端子と前記第２フィルタと前記第２入出力端子とが接続されている場合には、前記第２フィルタは前記第２特性または前記第４特性となっている、
    　請求項１～１５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  17. 　前記第１フィルタは、前記第１特性と第５特性とが可変するフィルタであり、
    　前記第５特性は、前記第１通過帯域と周波数が異なる第５通過帯域を有し、
    　前記第１通過帯域は、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ２０＋Ｂａｎｄ２８の受信帯域であり、
    　前記第２通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２６の受信帯域およびＢａｎｄ２７の受信帯域の一方であり、
    　前記第４通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２６の受信帯域およびＢａｎｄ２７の受信帯域の他方であり、
    　前記第５通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ６８の受信帯域である、
    　請求項１６に記載のフィルタ装置。
  18. 　前記第１入出力端子および前記第２入出力端子に接続され、高周波信号を増幅する増幅回路と、
    　請求項１～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  19. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置、または、請求項１８に記載の高周波フロントエンド回路と、
    　前記スイッチ回路の導通切り替え、ならびに、前記第２フィルタにおける前記第１特性および前記第２特性の切り替えを同期制御する制御部と、を備える、
    　通信装置。
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