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WO2018151218A1 - フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 - Google Patents

フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 Download PDF

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WO2018151218A1
WO2018151218A1 PCT/JP2018/005281 JP2018005281W WO2018151218A1 WO 2018151218 A1 WO2018151218 A1 WO 2018151218A1 JP 2018005281 W JP2018005281 W JP 2018005281W WO 2018151218 A1 WO2018151218 A1 WO 2018151218A1
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WO
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frequency
arm resonator
circuit
resonance
filter
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PCT/JP2018/005281
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浩司 野阪
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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Publication date
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    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to a filter device having a resonator, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • the filter placed in the front-end part of the mobile communication device has a suitable passband width, steepness at the end of the passband, and attenuation bandwidth. It is required to adjust.
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a surface acoustic wave element that realizes a band-pass filter.
  • the high frequency filter described in Patent Document 1 has a series arm resonator and a parallel arm resonator, and an insulating material layer is provided between the IDT electrode of the series arm resonator and the piezoelectric substrate.
  • the IDT electrode of the parallel arm resonator provided is directly formed on the piezoelectric substrate. According to this, by making the frequency difference between the resonance frequency and anti-resonance frequency of the series arm resonator smaller than that of the parallel arm resonator, the steepness between the passband and the attenuation band and the sufficient attenuation amount can be obtained. It is possible to have
  • the frequency difference of the parallel arm resonator is larger than that of the series arm resonator.
  • a filter device having a series arm resonator and a parallel arm resonator if the frequency difference of the parallel arm resonator is larger than that of the series arm resonator, there is a problem that the steepness on the low frequency side of the passband is deteriorated.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are elastic wave resonators, bulk wave loss occurs in a high frequency region of the antiresonance frequency of the series arm resonator.
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and reduces reflection loss on the higher frequency side than the pass band while ensuring steepness between the pass band and the attenuation band. It is an object of the present invention to provide a filter device, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can be used.
  • a filter device includes a series arm resonance circuit connected between a first input / output terminal and a second input / output terminal, and the first input / output terminal.
  • a parallel arm resonance circuit connected to a node on the path connecting to the second input / output terminal and the ground, the anti-resonance frequency on the lowest frequency side among the one or more anti-resonance frequencies of the resonance circuit;
  • a value obtained by dividing a frequency difference from the lowest resonance frequency of one or more resonance frequencies of the resonance circuit by the resonance frequency is defined as a specific bandwidth of the resonance circuit, and the anti-resonance frequency of the resonator and the resonance frequency
  • the series arm resonant circuit has a ratio wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit.
  • a first series arm resonator having bandwidth and a front Comprising a first capacitor
  • the series arm resonance circuit includes the first series arm resonator having a wider specific bandwidth than the parallel arm resonance circuit, and the first capacitor connected to the first series arm resonator. Therefore, the specific bandwidth of the series arm resonant circuit is narrower than the specific bandwidth of the first series arm resonator. For this reason, the steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the high frequency side of the pass band can be ensured as compared with the filter constituted by the first series arm resonator and the parallel arm resonance circuit.
  • the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit is narrower than that of the first series arm resonator, it is possible to ensure steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band. . For this reason, steepness between the pass band and the attenuation band can be secured.
  • the high-frequency signal input from the first input / output terminal or the second input / output terminal is distributed by the first series arm resonator and the first capacitor, it is higher than the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit.
  • the Q value of the capacitance component of the series arm resonance circuit on the frequency side can be improved. For this reason, it becomes possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band of the filter device.
  • the specific bandwidth of the series arm resonant circuit and the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit may be approximately the same.
  • the passband and attenuation at both ends of the passband are approximately the same as the frequency difference between the passband low frequency end and the passband low frequency side attenuation pole and the frequency difference between the passband high frequency end and the passband high frequency side attenuation pole.
  • a filter with high steepness between the bands can be configured.
  • the first series arm resonator may be an acoustic wave resonator having an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least in part.
  • the first series arm resonator can be reduced in size, so that the filter device can be reduced in size and cost.
  • the acoustic wave resonator since the acoustic wave resonator generally exhibits a high Q characteristic, it is possible to reduce the loss and the selectivity of the filter device.
  • the first capacitor includes the substrate and a first comb capacitance electrode formed of a plurality of electrode fingers formed on the substrate, and the plurality of capacitors constituting the first comb capacitance electrode.
  • the pitch of the electrode fingers may be narrower than the pitch of the plurality of electrode fingers constituting the first series arm resonator.
  • the self-resonant frequency shifts to the higher frequency side as the pitch of the electrode fingers constituting the first capacitor is narrower.
  • the self-resonant frequency is a singular point where the Q value (capacitance Q) of the capacitive element locally decreases.
  • the pitch of the electrode fingers of the first comb-teeth capacitive electrode is made narrower than the pitch of the electrode fingers of the first series arm resonator, and the self-resonant frequency of the first capacitor is driven higher than the pass band of the high-frequency filter.
  • the Q value of the first capacitor in the pass band can be increased. Therefore, loss in the passband can be suppressed.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers in the first comb-teeth capacitive electrode may be equal to or less than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the first series arm resonator.
  • the pitch of the electrode fingers is limited by the film thickness of the electrode fingers.
  • the pitch of the electrode fingers in the first capacitor can be made narrower by making the film thickness of the electrode fingers in the first capacitor smaller than the film thickness of the electrode fingers in the first series arm resonator.
  • the electrode can be made small, and it is easy to ensure both the Q value at the resonance frequency and antiresonance frequency of the first series arm resonator and the Q value of the first capacitor. Therefore, the loss in the pass band can be reduced by reducing the size of the filter device and securing both the Q value of the first series arm resonator and the Q value of the first capacitor.
  • first series arm resonator may be connected on the path, and the first capacitor may be connected in parallel to the first series arm resonator.
  • the first series arm resonator is connected to the path, and the series arm resonance circuit further includes a first impedance element connected in series to the first series arm resonator, A circuit in which one series arm resonator and the first impedance element are connected in series and the first capacitor are connected in parallel, and the first impedance element may be either a second capacitor or an inductor. Good.
  • the first series arm resonator is connected to the path, and the series arm resonance circuit further includes a first impedance element connected in series to the first series arm resonator, and the first impedance element.
  • a first switch connected in series to a capacitor, a circuit in which the first series arm resonator and the first impedance element are connected in series, and a circuit in which the first capacitor and the first switch are connected in series Are connected in parallel, and the first impedance element may be either a second capacitor or an inductor.
  • the series arm resonance circuit may further include a second switch connected in parallel to the first impedance element.
  • the first series arm resonator is connected to the path, and the series arm resonance circuit further includes a first switch connected in series to the first capacitor, and the first series arm resonance.
  • a child and a circuit in which the first capacitor and the first switch are connected in series may be connected in parallel.
  • the parallel arm resonance circuit includes a first parallel arm resonator connected between the node and the ground, and a specific bandwidth of the first parallel arm resonator is equal to that of the first series arm resonator.
  • the resonance frequency of the first parallel arm resonator is lower than the resonance frequency of the first series arm resonator, and the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is less than the first series arm resonator. It may be lower than the antiresonance frequency of the arm resonator.
  • the parallel arm resonance circuit includes a first parallel arm resonator connected between the node and the ground, and a third capacitor connected in series to the first parallel arm resonator.
  • the specific bandwidth of one parallel arm resonator is the same as or narrower than that of the first series arm resonator, and the resonance frequency of the first parallel arm resonator is greater than the resonance frequency of the first series arm resonator.
  • the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator may be lower than the anti-resonance frequency of the first series arm resonator.
  • the parallel arm resonance circuit includes a first parallel arm resonator connected between the node and the ground, and is connected to the first parallel arm resonator.
  • the parallel arm resonance circuit has a resonance frequency and anti-resonance.
  • a first frequency variable circuit configured to vary at least one of the frequencies, wherein the first frequency variable circuit includes a third capacitor connected in series to the first parallel arm resonator and a first capacitor connected in parallel to the third capacitor.
  • a specific bandwidth of the first parallel arm resonator is the same as or narrower than a specific bandwidth of the first series arm resonator, and a resonance frequency of the first parallel arm resonator is
  • the resonance frequency of the first series arm resonator may be lower than the resonance frequency of the first series arm resonator, and the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator may be lower than the resonance frequency of the first series arm resonator.
  • the parallel arm resonance circuit further includes a second parallel arm resonator connected between the node and the ground, the second parallel arm resonator, the first parallel arm resonator, and the first parallel arm resonator.
  • a circuit in which one frequency variable circuit is connected in series is connected in parallel, and a specific bandwidth of the second parallel arm resonator is the same as or narrower than a specific bandwidth of the first serial arm resonator, and the second parallel arm
  • the resonance frequency of the resonator is higher than the resonance frequency of the first parallel arm resonator, and the anti-resonance frequency of the second parallel arm resonator is higher than the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator. Good.
  • the cut-off frequency on the low frequency side of the pass band and the attenuation on the low frequency side of the pass band are reduced by switching the conductive state and non-conductive state of the third switch while reducing the reflection loss on the high frequency side of the pass band.
  • the frequency of the pole can be varied. Therefore, it is possible to vary the frequency on the low frequency side of the passband without increasing the insertion loss at the low end of the passband.
  • the parallel arm resonant circuit includes a first parallel arm resonator connected between the node and the ground, a second parallel arm resonator connected between the node and the ground, and the second A second frequency variable circuit connected to a parallel arm resonator and configured to vary at least one of a resonance frequency and an antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit, and the second frequency variable circuit includes the second parallel arm resonance.
  • the circuit connected in series is connected in parallel, and the specific bandwidth of the first parallel arm resonator is the same as or narrower than the specific bandwidth of the first series arm resonator, and the resonance frequency of the first parallel arm resonator Is the first series arm resonator
  • the resonance frequency of the first parallel arm resonator is lower than the vibration frequency
  • the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is lower than the anti-resonance frequency of the first series arm resonator
  • the specific bandwidth of the second parallel arm resonator is
  • the resonance frequency of the second parallel arm resonator is higher than the resonance frequency of the first parallel arm resonator
  • the antiresonance of the second parallel arm resonator is the same or narrower than the specific bandwidth of the series arm resonator.
  • the cut-off frequency on the high frequency side of the pass band and the high frequency side of the pass band can be reduced by switching the conductive state and non-conductive state of the fourth switch while reducing the reflection loss on the high frequency side of the pass band.
  • the frequency of the attenuation pole can be varied. Therefore, it is possible to vary the frequency on the high frequency side of the pass band without increasing the insertion loss at the high end of the pass band.
  • Each of the first series arm resonator and the first parallel arm resonator is an acoustic wave resonator having an IDT electrode composed of a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least partially.
  • a film may be formed.
  • the specific bandwidth of the first series arm resonator and the first parallel arm resonator can be set by adjusting the film thickness of the first adjustment film.
  • the film thickness of the first adjustment film of the first series arm resonator is set to the first parallel thickness. What is necessary is just to make it smaller than the film thickness of the 1st adjustment film
  • Each of the first series arm resonator and the first parallel arm resonator is an acoustic wave resonator having an IDT electrode composed of a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least partially.
  • a second adjustment film for adjusting the specific bandwidth is formed so as to cover at least the IDT electrode of the first parallel arm resonator among the first series arm resonator and the first parallel arm resonator. It may be.
  • the specific bandwidth of the first series arm resonator and the first parallel arm resonator can be set by adjusting the film thickness of the second adjustment film.
  • the film thickness of the second adjustment film of the first series arm resonator is set to the first parallel thickness. What is necessary is just to make it smaller than the film thickness of the 2nd adjustment film
  • a multiplexer includes a common terminal, the filter device described above, and a first filter having a pass band on a higher frequency side than the pass band of the filter device, The input / output terminal and the first filter may be connected to the common terminal.
  • the filter device whose pass band is on the low frequency side, it is possible to reduce reflection loss on the high frequency side of the pass band. Since the pass band of the first filter connected to the filter device at the common terminal is on the higher frequency side than the pass band of the filter device, the insertion loss of the first filter can be reduced.
  • the filter device further includes one or more elastic wave resonators, and the series arm resonance circuit is connected to the common terminal without passing through the one or more elastic wave resonators and the parallel arm resonance circuit. May be.
  • the reflection loss on the higher frequency side than the pass band when the filter device is viewed from the common terminal can be minimized, the insertion loss of the first filter can be effectively reduced.
  • the filter device wherein a common terminal and the first input / output terminal are connected to the common terminal, and a first terminal and a second terminal, wherein the first terminal is the A first filter connected to a common terminal; a third terminal; a first selection terminal; and a second selection terminal, wherein the first selection terminal is connected to the second input / output terminal, and the second selection terminal is A switch circuit connected to the second terminal, for switching the connection between the third terminal and the first selection terminal, and the connection between the third terminal and the second selection terminal, and the first filter
  • the passband has a higher frequency than the passband of the filter device
  • the filter device further includes one or more elastic wave resonators
  • the series arm resonance circuit includes the one or more elastic wave resonators and Via the parallel arm resonance circuit Ku, connected to said common terminal, when the third terminal and the first selection terminal is not connected, the first switch may be made conductive.
  • the series arm resonance circuit when the first switch is in a conductive state, the series arm resonance circuit is distributed in power between the first series arm resonator and the first capacitor, and has a higher frequency than the antiresonance frequency of the series arm resonance circuit.
  • the Q value of the capacitive component of the series arm resonance circuit on the side can be improved. For this reason, even when the filter device is not selected by the switch circuit, the insertion loss in the pass band of the first filter is reduced.
  • the high-frequency front-end circuit may include the above-described filter device and an amplifier circuit connected to the filter device.
  • a high-frequency front-end circuit including a filter device in which reflection loss on a higher frequency side than the pass band is reduced while ensuring steepness between the pass band and the attenuation band.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a high-frequency front-end circuit as described.
  • a communication device including a filter device in which the reflection loss on the higher frequency side than the pass band is reduced while ensuring the steepness between the pass band and the attenuation band.
  • the reflection loss on the higher frequency side than the pass band is reduced while ensuring the steepness between the pass band and the attenuation band. It becomes possible to do.
  • FIG. 1A is a circuit block diagram of a filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram of the filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1C is a circuit configuration diagram of a filter device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 2A is a graph illustrating pass characteristics and impedance characteristics of the filter devices according to the first and second embodiments.
  • FIG. 2B is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter devices according to Comparative Examples 1 and 2.
  • FIG. 2C is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter devices according to Comparative Examples 3 and 4.
  • FIG. 3 is a graph showing impedance characteristics and capacitance Q value of the series arm resonance circuit.
  • FIG. 4A is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 4B is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 1 and Comparative Example 2.
  • FIG. 4C is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 1 and Comparative Example 3.
  • FIG. 4D is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 1 and Comparative Example 4.
  • FIG. 5A is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 2 and Comparative Example 1.
  • FIG. 5B is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 5C is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 2 and Comparative Example 3.
  • FIG. 5D is a graph comparing transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to Example 2 and Comparative Example 4.
  • FIG. 6 is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filter devices according to the first and second embodiments.
  • FIG. 7 is a diagram schematically illustrating an electrode structure of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 8A is a cross-sectional view of the electrode film and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 8B is a cross-sectional view of another example of the electrode film and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 8C is a cross-sectional view of still another example of the electrode film and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb tooth capacitance and the capacitance Q in a typical example.
  • FIG. 10A is a graph showing the relationship between the film thickness of the comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 10B is a graph showing the relationship between the film thickness of the comb-teeth capacity and the capacity Q in a typical example.
  • FIG. 11A is a graph showing the relationship between the electrode duty of a comb-tooth capacity and the capacity value in a typical example.
  • FIG. 11B is a graph showing the relationship between the electrode duty of the comb-teeth capacity and the capacity Q in a typical example.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the film thickness of the first adjustment film and the impedance of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 13 is a graph showing the relationship between the film thickness of the first adjustment film and the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 14 is a graph showing the relationship between the thickness of the second adjustment film and the impedance of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 15 is a graph showing the relationship between the film thickness of the second adjustment film and the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of the filter device according to the second embodiment.
  • FIG. 17A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of a resonator and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 17B is a diagram illustrating an equivalent circuit model and its resonance characteristics when an impedance element is connected in series to the resonator.
  • FIG. 18 is a graph showing the impedance characteristics of the series arm resonance circuit of the filter according to the second embodiment (Example 3).
  • FIG. 19 is a graph showing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter according to the second embodiment (Example 3).
  • FIG. 20 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • FIG. 21 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • FIG. 22 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 2 (Example 5) of the second embodiment.
  • FIG. 23 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter according to Modification 2 (Example 5) of the second embodiment.
  • FIG. 24 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 3 (Example 6) of the second embodiment.
  • FIG. 25 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter according to Modification 3 (Example 6) of the second embodiment.
  • FIG. 26A is a circuit configuration diagram of a filter device according to Embodiment 3 (Example 7).
  • FIG. 26B is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 1 (Example 8) of the third embodiment.
  • FIG. 27 is a graph showing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter device according to Embodiment 3 (Example 7) and Modification 1 (Example 8).
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 2 (Example 9) of the third embodiment.
  • FIG. 29 is a graph showing the pass characteristics of the filter device according to Modification 2 (Example 9) of the third embodiment.
  • FIG. 30 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in parallel and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 32 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter device according to Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • FIG. 33 is a graph comparing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter devices according to Modification 1 (Example 8) and Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • FIG. 34 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment.
  • FIG. 35 is a graph showing pass characteristics of the filter device according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment.
  • FIG. 37 is a graph showing pass characteristics of the filter device according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment.
  • FIG. 34 is a graph comparing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter devices according to Modification 1 (Example 8) and Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • FIG. 34 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 4 (Example 11) of the third
  • FIG. 38 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 6 (Example 13) of the third embodiment.
  • FIG. 39 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter device according to Modification 6 (Example 13) of the third embodiment.
  • FIG. 40 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 7 (Example 14) of the third embodiment.
  • FIG. 41 is a graph showing the pass characteristics of the filter device according to Modification 7 (Example 14) of the third embodiment.
  • FIG. 42 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 8 (Example 15) of the third embodiment.
  • FIG. 43 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter device according to Modification 8 (Example 15) of the third embodiment.
  • FIG. 40 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 7 (Example 14) of the third embodiment.
  • FIG. 41 is a graph showing the pass characteristics of the filter device according to Modification
  • FIG. 44 is a circuit configuration diagram of a filter device according to Modification 9 (Example 16) of the third embodiment.
  • FIG. 45 is a graph showing pass characteristics of the filter device according to Modification 9 (Example 16) of the third embodiment.
  • FIG. 46A is a circuit configuration diagram of the filter device according to Embodiment 4 (Example 17).
  • FIG. 46B is a plan view illustrating the structure of the filter device according to Embodiment 4 (Example 17).
  • FIG. 47A is a circuit configuration diagram of a filter device applied to a multiplexer according to Embodiment 5 (Example 18).
  • FIG. 47B is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to Embodiment 5 (Example 18).
  • FIG. 48A is a circuit configuration diagram of a filter applied to the multiplexer according to the comparative example 5.
  • FIG. 48B is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to Comparative Example 5.
  • FIG. 49 is a graph comparing the transmission characteristics and reflection characteristics of the filter device according to Embodiment 5 (Example 18) and the filter according to Comparative Example 5.
  • FIG. 50 is a graph comparing pass characteristics of the multiplexer according to the fifth embodiment (Example 18) and the multiplexer according to Comparative Example 5.
  • FIG. 51 is a graph comparing resonance characteristics and capacitance Q values of the filter device according to the fifth embodiment (Example 18) and the filter according to Comparative Example 5.
  • FIG. 52 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to a modification (Example 19) of the fifth embodiment.
  • FIG. 53 is a configuration diagram of a communication apparatus and its peripheral circuits according to the sixth embodiment.
  • pass band low band end means “the lowest frequency in the pass band”.
  • Passband high band end means “the highest frequency in the passband”.
  • pass band lower band side means “outside the pass band and lower frequency side than the pass band”.
  • passband high band side means “outside of the pass band and higher in frequency than the pass band”.
  • the “low frequency side” may be referred to as the “low frequency side” and the “high frequency side” may be referred to as the “high frequency side”.
  • the resonance frequency in the resonator or circuit is a resonance frequency for forming an attenuation pole in the pass band of the filter including the resonator or the circuit or in the vicinity of the pass band unless otherwise specified.
  • it is the frequency of a “resonance point” that is a singular point where the impedance of the circuit is minimized (ideally a point where the impedance is 0).
  • the anti-resonance frequency in the resonator or circuit is an anti-resonance frequency for forming an attenuation pole near the passband or the passband of the filter including the resonator or the circuit, unless otherwise specified.
  • This is the frequency of the “anti-resonance point”, which is a singular point where the impedance of the resonator or the circuit becomes maximum (ideally, the point where the impedance becomes infinite).
  • the series arm circuit and the parallel arm circuit are defined as follows.
  • the serial arm circuit is a circuit arranged between the first input / output terminal or the second input / output terminal and the node on the path to which the parallel arm circuit is connected, or one parallel arm circuit is connected.
  • a circuit arranged between one node on the path and another node on the path to which another parallel arm circuit is connected.
  • the parallel arm circuit is a circuit arranged between one node on the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground.
  • the series arm resonance circuit is a circuit arranged between the first input / output terminal or the second input / output terminal and the node on the path to which the parallel arm circuit is connected, or one parallel arm circuit is connected.
  • a circuit arranged between one node on the path to be connected and another node on the path to which another parallel arm circuit is connected, the circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency. is there.
  • the parallel arm resonance circuit is a circuit arranged between one node on the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground and having a resonance frequency and an anti-resonance frequency. is there.
  • FIG. 1A is a circuit block diagram of filter 10 according to the first exemplary embodiment.
  • the filter 10 shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12.
  • the serial arm resonance circuit 11 is connected between the input / output terminal 110 (first input / output terminal) and the input / output terminal 120 (second input / output terminal).
  • the parallel arm resonance circuit 12 is connected to the node x1 on the path connecting the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and the ground (reference terminal).
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram of the filter 10A according to the first embodiment.
  • a filter 10 ⁇ / b> A shown in the figure is an example of a specific circuit configuration of the filter 10.
  • the filter 10A includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11 includes a series arm resonator s1a and a capacitor C1s.
  • the series arm resonator s1a is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than that of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the specific bandwidth is a value obtained by dividing the frequency difference (fa ⁇ fr) between the anti-resonance frequency fa and the resonance frequency fr of the resonance circuit or the resonator by the resonance frequency fr ((fa ⁇ fr) / fr) ( Or a percentage thereof).
  • the resonance circuit that is one of the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit, when there are one or more anti-resonance frequencies (anti-resonance points) and one or more resonance frequencies (resonance points), the resonance circuit Is the frequency difference between the anti-resonance frequency on the lowest frequency side among the one or more anti-resonance frequencies of the resonance circuit and the resonance frequency on the lowest frequency side among the one or more resonance frequencies of the resonance circuit. Is divided by the resonance frequency.
  • the capacitor C1s is a first capacitor connected in parallel to the series arm resonator s1a.
  • the series arm resonator s1a may be configured by a plurality of elastic wave resonators, and includes, for example, a plurality of split resonators in which one elastic wave resonator is divided in series. Further, the series arm resonator s1a may be configured by an LC resonance circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency instead of the elastic wave resonator.
  • the parallel arm resonance circuit 12 may be a circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency, and the circuit configuration is not particularly limited.
  • the parallel arm resonance circuit 12 may be constituted by, for example, an elastic wave resonator, or may be constituted by an LC resonance circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency instead of the elastic wave resonator.
  • the capacitive element constituting the LC resonance circuit is formed on the piezoelectric substrate.
  • a bulk wave loss described later occurs.
  • FIG. 1C is a circuit configuration diagram of a filter 10B according to a modification of the first embodiment.
  • the filter 10B shown in the figure is an example of a specific circuit configuration of the filter 10.
  • the filter 10B includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11 includes a series arm resonator s1b and a capacitor C2s.
  • the series arm resonator s1b is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the capacitor C2s is a first capacitor connected in series to the series arm resonator s1b.
  • the series arm resonance circuit 11 includes the first series arm resonators (s1a and s1b) having a wider specific bandwidth than the parallel arm resonance circuit 12, and Since it is comprised with the 1st capacitor
  • the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit 12 is narrower than that of the first series arm resonator, a steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band is ensured. it can. Furthermore, since the high-frequency signal input from the input / output terminal 110 or 120 is power-distributed by the first series arm resonator and the first capacitor, the series is on the higher frequency side than the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit 11. The capacitance Q value of the arm resonance circuit 11 can be improved. For this reason, it becomes possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band of the filter 10 (filters 10A and 10B).
  • FIG. 2A is a graph showing pass characteristics of the filters (10A and 10B) according to the first embodiment (Examples 1 and 2) and impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit.
  • 2A shows the pass characteristics of the filter 10A according to the first embodiment and the impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit.
  • FIG. 2B shows the pass characteristics of the filter 10B according to the second embodiment. Characteristics and impedance characteristics of the resonator and the resonant circuit are shown.
  • FIG. 2B is a graph showing the pass characteristics of the filters according to Comparative Example 1 and Comparative Example 2 and the impedance characteristics of the resonator and the resonant circuit.
  • FIG. 2A shows the pass characteristics of the filter according to Comparative Example 1 and The impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit are shown, and (b) shows the pass characteristics of the filter according to Comparative Example 2 and the impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit.
  • FIG. 2C is a graph showing the pass characteristics of the filters according to Comparative Example 3 and Comparative Example 4 and the impedance characteristics of the resonator and the resonant circuit.
  • FIG. 2A shows the pass characteristics of the filter according to Comparative Example 3 and The impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit are shown, and (b) shows the pass characteristics of the filter according to Comparative Example 4 and the impedance characteristics of the resonator and the resonance circuit.
  • the parallel arm resonance circuit is assumed to be composed of one parallel arm resonator.
  • Table 1 shows resonance frequencies, antiresonance frequencies, specific bandwidths, and capacitance values of the filters according to Examples 1 and 2 and Comparative Examples 1 to 4.
  • the parallel arm resonance circuit has a resonance frequency Frp at which the impedance
  • the series arm resonance circuit has a resonance frequency Frs at which the impedance
  • the anti-resonance frequency Fap of the parallel arm resonance circuit and the resonance frequency Frs of the series arm resonance circuit are brought close to each other.
  • an attenuation pole is formed at the resonance frequency Frp where the impedance of the parallel arm resonance circuit approaches 0, and the vicinity of the resonance frequency Frp is a low-frequency side blocking area.
  • the impedance of the parallel arm resonance circuit increases near the antiresonance frequency Fap, and the impedance of the series arm resonance circuit approaches 0 near the resonance frequency Frs.
  • a pass band is formed in the signal path from the input / output terminal 110 to the input / output terminal 120.
  • the passband is constituted by the anti-resonance frequency Fap of the parallel arm resonance circuit and the resonance frequency Frs of the series arm resonance circuit
  • the attenuation pole on the low passband side is constituted by the resonance frequency Frp of the parallel arm resonance circuit
  • the anti-resonance frequency Fas of the series arm resonance circuit constitutes an attenuation pole on the high side of the passband.
  • the filter 10A according to the first embodiment includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11 is a series arm resonator connected in parallel.
  • the parallel arm resonance circuit 12 includes a parallel arm resonator p1a.
  • FIG. 3 is a graph showing the impedance characteristics and capacitance Q value of the series arm resonance circuit.
  • a series arm resonator s1 and a capacitor Cs that are connected in parallel and that constitute a series arm resonance circuit are shown.
  • the capacitance value of the capacitor Cs is increased with respect to the resonance frequency frs and the antiresonance frequency fas of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency Fas of the series arm resonance circuit is increased. Shift to the low frequency side. For this reason, as the capacitance value of the capacitor Cs is increased, the specific bandwidth ((Fas ⁇ Frs) / Frs) of the series arm resonance circuit becomes narrower.
  • the specific bandwidth ((fas1-frs1) / frs1) of the series arm resonator s1a is equal to the specific bandwidth ((Fap1-Frp1) of the parallel arm resonant circuit 12. ) / Frp1).
  • the series arm resonance circuit 11 includes the series arm resonator s1a and the capacitor C1s connected in parallel, the specific bandwidth ((Fas1-Frs1) / Frs1) of the series arm resonance circuit 11 is the series arm. It becomes narrower than the specific bandwidth of the resonator s1a ((fas1-frs1) / frs1).
  • the filter 10A according to the first embodiment has a steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the high frequency side of the pass band, as compared with the filter including the series arm resonator s1a and the parallel arm resonance circuit 12. ) Can be secured.
  • the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit 12 is narrower than that of the series arm resonator s1a, it is possible to secure steepness (clearance) between the passband and the attenuation band on the low frequency side of the passband. .
  • the frequency difference between the passband low frequency end and the passband low frequency side attenuation pole And a filter with high steepness between the passband and the attenuation band at both ends of the passband, in which the frequency difference between the high-frequency end of the passband and the frequency difference between the attenuation poles on the high-frequency side of the passband approximately matches.
  • the capacitor Cs having no bulk wave loss in the frequency band higher than the antiresonance frequency is connected in parallel to the series resonator s1, so that the input high frequency This is because the signal is distributed between the series arm resonator s1 and the capacitor Cs, so that the capacitance Q value of the series arm resonator s1 on the higher frequency side than the antiresonance frequency of the series arm resonance circuit 11 is improved. Since the capacitance Q value on the higher frequency side than the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit 11 is improved, the reflection loss on the higher frequency side than the pass band of the filter 10A can be reduced.
  • the filter 10B according to the second embodiment includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11 is a series arm resonator connected in series. s1b and capacitor C2s, and parallel arm resonance circuit 12 has parallel arm resonator p1b.
  • the specific bandwidth ((fas1-frs1) / frs1) of the series arm resonator s1b is wider than the specific bandwidth ((Fap1-Frp1) / Frp1) of the parallel arm resonant circuit 12. .
  • the filter 10B according to the second embodiment has a steepness between the passband and the attenuation band on the high frequency side of the passband, compared to the filter configured by the series arm resonator s1b and the parallel arm resonance circuit 12 ( Can be secured.
  • the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit 12 is narrower than that of the series arm resonator s1b, it is possible to secure steepness (clearance) between the passband and the attenuation band on the low frequency side of the passband. .
  • the high-frequency signal input from the input / output terminal 110 or 120 is distributed by the series arm resonator s1b and the capacitor C2s by the capacitor C2s connected in series.
  • the capacitance Q value of the series arm resonator s1b on the higher frequency side than the antiresonance frequency of the series arm resonance circuit 11 is improved.
  • the capacitance Q value of the series arm resonance circuit 11 increases in the frequency band higher than the pass band. Since the capacitance Q value on the higher frequency side than the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit 11 is improved, the reflection loss on the higher frequency side than the pass band of the filter 10B can be reduced.
  • the filter which concerns on the comparative example 1 is comprised by the serial arm resonator s2a and the parallel arm resonator p2a.
  • the specific bandwidth of the series arm resonator s2a (fas2-frs2) / frs2) and the specific bandwidth of the parallel arm resonator p2a ((fap2-frp2) / frp2) are approximately.
  • the specific band widths of the series arm resonator s2a and the parallel arm resonator p2a are both equal to the parallel arm resonators p1a and p1b according to the first and second embodiments.
  • the filter according to the comparative example 2 includes a series arm resonator s2b and a parallel arm resonator p2b.
  • the specific bandwidth of the series arm resonator s2b ((fas2-frs2) / frs2)
  • the specific bandwidth of the parallel arm resonator p2b ((fap2-frp2) / frp2) are Both are substantially equal and wider than each specific bandwidth according to Comparative Example 1.
  • the filter which concerns on the comparative example 3 is comprised by the serial arm resonator s2c and the parallel arm resonator p2c.
  • the specific bandwidth ((fas2-frs2) / frs2) of the series arm resonator s2c is narrower than the specific bandwidth ((fap2-frp2) / frp2) of the parallel arm resonator p2c. .
  • the filter according to the comparative example 4 includes a series arm resonator s2d and a parallel arm resonator p2d.
  • the specific bandwidth ((fas2-frs2) / frs2) of the series arm resonator s2d is wider than the specific bandwidth ((fap2-frp2) / frp2) of the parallel arm resonator p2d. .
  • FIG. 4A is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • 4A to 5D shows the pass characteristics of the filter, (b) shows the insertion loss in the passband of the filter, and (c) shows the reflection loss of the filter and the filter loss. The capacitance Q value is shown.
  • the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit are substantially equal.
  • the steepness between the pass band and the attenuation band and the insertion loss in the pass characteristic are substantially the same.
  • the filter capacity Q value of the filter 10A according to the first embodiment is larger.
  • the series arm resonator s1a is characterized in that it has a bulk wave loss in the frequency region on the high frequency side of the antiresonance frequency, and the Q value for the capacitive component is lowered.
  • the capacitance C value of the capacitor C1s does not deteriorate in the frequency region.
  • the high-frequency signal input to the filter is power-distributed by the series arm resonator s1a and the capacitor C1s, so that the filter 10A according to the first embodiment has the above frequency range than the filter according to the first comparative example.
  • the capacitance Q value at the reflection loss on the higher frequency side than the pass band is reduced.
  • FIG. 4B is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 1 and Comparative Example 2.
  • the filter according to Comparative Example 2 has a wider relative bandwidth of the series arm resonant circuit and the parallel arm resonant circuit than the filter 10A according to Example 1. Therefore, although the insertion loss in the pass band is good as shown in (b) of the figure, the steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band is shown in (a) of the figure. ) Is getting worse.
  • the filter according to Comparative Example 2 is closer to the high frequency side of the pass band constituted by the antiresonance frequency of the series arm resonance circuit. Since the attenuation pole is at a high frequency, the reflection loss is reduced as compared with the filter 10A according to the first embodiment.
  • the filter capacity Q value of the filter according to the first embodiment is larger in the filter 10A according to the first embodiment, and is higher than the filter according to the second comparative example. The reflection loss in the frequency side band is reduced.
  • FIG. 4C is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 1 and Comparative Example 3.
  • the filter according to Comparative Example 3 has the same specific bandwidth of the series arm resonance circuit as compared with the filter 10A according to Example 1, but the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit is wide. For this reason, as shown in (b) of the figure, although the insertion loss in the passband is almost equal, as shown in (a) of the figure, the passband and attenuation band on the low frequency side of the passband The sharpness (crime) during the period has deteriorated.
  • the filter 10A according to the first embodiment has a larger capacity Q value of the filter in the frequency band on the high frequency side of the pass band. This is because the high-frequency signal input to the filter is distributed by the series arm resonator s1a and the capacitor C1s. Accordingly, the reflection loss on the higher frequency side of the passband is reduced in the filter 10A according to the first embodiment than in the filter according to the third comparative example.
  • FIG. 4D is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 1 and Comparative Example 4.
  • the filter according to Comparative Example 4 has the same specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit as compared with the filter 10A according to Example 1, but the specific bandwidth of the series arm resonance circuit is wide. For this reason, as shown in (b) of the figure, although the insertion loss in the passband is almost equal, as shown in (a) of the figure, the passband and attenuation band on the high frequency side of the passband The sharpness (crime) during the period has deteriorated.
  • the filter according to Comparative Example 4 is closer to the pass band high frequency side constituted by the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit. Since the attenuation pole is at a high frequency, the reflection loss is reduced as compared with the filter 10A according to the first embodiment.
  • the filter capacity Q value of the filter according to the first embodiment is larger in the filter 10A according to the first embodiment, and is higher than the filter according to the fourth comparative example. The reflection loss in the frequency side band is reduced.
  • FIG. 5A is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of filters according to Example 2 and Comparative Example 1.
  • the resonance frequency, anti-resonance frequency, and specific bandwidth of the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit are substantially equal.
  • the steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band is the same.
  • the insertion loss of the passband is reduced in the filter according to Comparative Example 1. This is because the resonance frequency of the series arm resonance circuit constituting the pass band of the filter according to the first embodiment is shifted to a high frequency by the capacitor C2s because the resonance frequency of the series arm resonator is shifted to a high frequency by the capacitor C2s. This is because the resonance frequency Q is reduced and the insertion loss of the passband is increased.
  • the capacity Q value of the filter is larger in the filter 10B according to the second embodiment.
  • the series arm resonator s1b is characterized in that it has a bulk wave loss in the frequency region on the high frequency side of the anti-resonance frequency, and the Q value for the capacitive component is lowered.
  • the capacitance C value of the capacitor C2s does not deteriorate in the frequency range.
  • the high-frequency signal input to the filter is power-distributed by the series arm resonator s1b and the capacitor C2s, so that the filter 10B according to the second embodiment has the above frequency region than the filter according to the first comparative example.
  • the capacitance Q value at the reflection loss on the higher frequency side than the pass band is reduced.
  • FIG. 5B is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • the filter according to Comparative Example 2 has a wider relative bandwidth of the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit than the filter 10B according to Example 2. Therefore, although the insertion loss in the pass band is good as shown in (b) of the figure, the steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band is shown in (a) of the figure. ) Is getting worse.
  • the filter according to Comparative Example 2 is closer to the high frequency side of the pass band constituted by the antiresonance frequency of the series arm resonance circuit. Since the attenuation pole is at a high frequency, the reflection loss is reduced as compared with the filter 10B according to the second embodiment.
  • the filter 10B according to the second embodiment has a larger capacity Q value of the filter, which is higher than the filter according to the second comparative example. The reflection loss in the frequency side band is reduced.
  • FIG. 5C is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 2 and Comparative Example 3.
  • the filter according to Comparative Example 3 has the same specific bandwidth of the series arm resonance circuit as compared with the filter 10B according to Example 2, but the specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit is wide. Therefore, although the insertion loss in the pass band is good as shown in (b) of the figure, the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band are shown in (a) of the figure. The steepness (crime) between them has deteriorated.
  • the filter 10B according to the second embodiment has a larger capacity Q value of the filter in the frequency band higher than the pass band. This is because the high-frequency signal input to the filter is power-distributed by the series arm resonator s1b and the capacitor C2s. Accordingly, the reflection loss on the higher frequency side of the passband is reduced in the filter 10B according to the second embodiment than in the filter according to the third comparative example.
  • FIG. 5D is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to Example 2 and Comparative Example 4.
  • the filter according to Comparative Example 4 has the same specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit as compared with the filter 10B according to Example 2, but the specific bandwidth of the series arm resonance circuit is wide. Therefore, although the insertion loss in the pass band is good as shown in (b) of the figure, the pass band and attenuation band on the high frequency side of the pass band are shown in (a) of the figure. The steepness (crime) between them has deteriorated.
  • the filter according to Comparative Example 4 is closer to the pass band high frequency side constituted by the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit. Since the attenuation pole is at a high frequency, the reflection loss is reduced as compared with the filter 10B according to the second embodiment.
  • the capacitance Q value of the series arm resonance circuit is larger in the filter 10B according to the second embodiment, and from the pass band than in the filter according to the fourth comparative example. The reflection loss in the distant high frequency side band is reduced.
  • FIG. 6 is a graph comparing the transmission characteristics, reflection characteristics, and capacitance Q values of the filters according to the first and second embodiments.
  • the attenuation characteristics outside the passband are the same in the filter 10A according to the first embodiment and the filter 10B according to the second embodiment.
  • the filter 10A according to the first embodiment is reduced more than the filter 10B according to the second embodiment.
  • the filter Q in the frequency band higher than the pass band is larger in the filter 10A according to the first embodiment than the filter 10B according to the second embodiment.
  • the steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the high pass band side can be ensured.
  • steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band can be ensured. Furthermore, it becomes possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band.
  • the filter 10A according to the first embodiment has a better insertion loss in the pass band than the filter 10B according to the second embodiment, and the reflection loss in the frequency band higher than the pass band is reduced.
  • FIG. 7 is a diagram schematically illustrating the electrode structure of the filter 10A according to the first embodiment. Specifically, (a) in the figure is a plan view, (b) in the figure is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in (a), and (c) in the figure is the same. It is sectional drawing in the BB 'line
  • the electrode structure shown in FIG. 7 is for explaining a typical structure of the series arm resonator s1a constituting the filter 10A, the parallel arm resonator p1a, and the comb-tooth capacitive electrode constituting the capacitor C1s. Is.
  • the number and the length of the electrode fingers constituting the IDT electrode and the comb-teeth capacitive electrode of each resonator of the filter 10A are not limited to the number and the length of the electrode fingers shown in FIG.
  • the filter 10B according to the second embodiment is different only in the connection relationship of the capacitor C2s, and the electrode structure of the filter 10A shown in FIG. 7 is applied.
  • each resonator constituting the filter 10A is, for example, an elastic wave resonator using an elastic wave.
  • the filter 10A can be constituted by the IDT electrodes formed on the piezoelectric substrate 102, so that a small and low-profile filter circuit having a high steep passage characteristic can be realized.
  • the series arm resonator s1a includes an IDT electrode 111, a pair of reflectors 112, and a piezoelectric substrate 102.
  • the parallel arm resonator p1a includes an IDT electrode 121, a pair of reflectors 122, and a piezoelectric substrate 102.
  • the IDT electrode 111 of the series arm resonator s1a and the IDT electrode 121 of the parallel arm resonator p1a are constituted by an electrode film 101, and the electrode film 101 is a piezoelectric substrate. 102 is formed.
  • IDT electrodes 111 and 121 each have a plurality of electrode fingers and a pair of bus bar electrodes arranged to face each other across the plurality of electrode fingers, and the plurality of electrode fingers are connected to one of the pair of bus bar electrodes. It is configured by being alternately connected to the other.
  • the plurality of electrode fingers are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction.
  • the wavelength of the excited elastic wave is defined by the design parameters of the IDT electrodes 111 and 121 and the like.
  • design parameters of the IDT electrode 111 will be described.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ s1 of electrode fingers connected to one bus bar electrode among the plurality of electrode fingers.
  • the crossing width Ls1 of the IDT electrode 111 is an overlapping electrode finger length when the electrode finger connected to one of the bus bar electrodes and the electrode finger connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave. That's it.
  • the electrode duty is the line width occupancy ratio of the plurality of electrode fingers, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers, that is, Ws1 / (Ws1 + Ss1). ). That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers to the electrode finger pitch (the pitch of the plurality of electrode fingers), that is, Ws1 / Ps1.
  • the film thickness of the electrode finger is the thickness Ts1 of the electrode film 101 that forms the electrode finger. Further, the capacitance C 0 of the acoustic wave resonator is expressed by the following formula 1.
  • ⁇ 0 is a dielectric constant in a vacuum
  • ⁇ r is a dielectric constant of the piezoelectric substrate 102.
  • the capacitor C1s is composed of a piezoelectric substrate 102 and a comb capacitance electrode formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the comb-tooth capacitive electrode is composed of a plurality of electrode fingers.
  • the comb-teeth capacitive electrode is composed of an electrode film 101 like the IDT electrode 111. That is, the comb-tooth capacitive electrode constituting the capacitor C1s is formed on the same piezoelectric substrate 102 as the IDT electrode 111 constituting the series arm resonator s1a.
  • the comb-teeth capacitive electrode and the IDT electrode 111 may be formed on different piezoelectric substrates.
  • the comb-teeth capacitive electrode has a plurality of electrode fingers and a pair of bus bar electrodes arranged so as to face each other with the plurality of electrode fingers interposed therebetween, and the plurality of electrode fingers are one and the other of the set of bus bar electrodes. Are alternately connected to each other.
  • the plurality of electrode fingers are formed along the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • characteristics such as a capacitance value and a Q value are defined by the design parameters of the comb-teeth capacitive electrode.
  • design parameters of the comb-tooth capacitive electrode will be described.
  • the electrode duty (duty ratio) is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers, that is, Wc1 / (Wc1 + Sc1). Defined by That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers to the pitch of the plurality of electrode fingers, that is, Wc1 / Pc1.
  • the film thickness of the electrode finger is the thickness Tc1 of the electrode film 101 that forms the electrode finger.
  • the capacitance C C comb capacitor electrode represented by the formula 2 below.
  • ⁇ 0 is the dielectric constant in vacuum
  • ⁇ r is the dielectric constant of the substrate 102 having piezoelectricity.
  • the electrode finger pitch of the capacitor C1s is narrower than the electrode finger pitch of the series arm resonator s1a. That is, Pc1 ⁇ Ps1 is satisfied.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers in the capacitor C1s is thinner than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the series arm resonator s1a. That is, Tc1 ⁇ Ts1 is satisfied.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger is preferably 40% or less (that is, Tc1 ⁇ 0.40 ⁇ Pc1) with respect to the electrode finger pitch Pc1.
  • the film thickness Ts1 of the electrode fingers is preferably 40% or less (that is, Ts1 ⁇ 0.40 ⁇ Ps1) with respect to the electrode finger pitch Ps1.
  • the lower limit of the film thickness Tc1 is not particularly limited, but is, for example, 15% or more of the electrode finger pitch Pc1 (that is, 0.15 ⁇ Pc1 ⁇ Tc1).
  • the lower limit of the film thickness Ts1 is not particularly limited, but is, for example, 15% or more of the electrode finger pitch Ps1 (that is, 0.15 ⁇ Ps1 ⁇ Ts1).
  • the electrode duty of the capacitor C1s is preferably larger than the electrode duty of the series arm resonator s1a. That is, it is preferable that the capacitor C1s and the series arm resonator s1a satisfy Wc1 / Pc1> Ws1 / Ps1.
  • the electrode finger pitch, the film thickness, the electrode duty, and the like are not necessarily uniform, and are not uniform due to variations due to manufacturing processes and the like. Or may be non-uniform due to adjustment of characteristics or the like. For this reason, the capacitor C1s and the series arm resonator s1a may not satisfy the relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, the electrode duty, and the like described above in part of the comb-tooth electrode and the IDT electrode.
  • the above-described relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode duty between the capacitor C1s and the series arm resonator s1a may be substantially satisfied.
  • the average value of the capacitor C1s and the series arm resonator s1a As long as it is established with the average value of.
  • the structure of the electrode finger of the IDT electrode 111 and the electrode finger of the comb-teeth capacity electrode will be described including the structure of the piezoelectric substrate 102 on which the electrode finger is formed and a protective layer (described later).
  • the electrode finger of the IDT electrode 111 and the electrode finger of the comb-teeth capacitive electrode are configured by the common electrode film 101 except for the difference in film thickness. Or the like may be formed of different electrode films.
  • FIG. 8A is a cross-sectional view illustrating a first example of the electrode film 101 constituting the electrode finger of the IDT electrode 111 and the electrode finger of the comb-teeth capacitive electrode in Embodiment 1 and the surrounding structure.
  • the electrode film 101 includes, in order from the piezoelectric substrate 102 side, a metal film 211 made of NiCr, a metal film 212 made of Pt, a metal film 213 made of Ti, and a metal made of AlCu.
  • a film 214 and a metal film 215 made of Ti are stacked.
  • the piezoelectric substrate 102 is made of LiNbO 3 piezoelectric single crystal.
  • the piezoelectric substrate 102 may be a substrate having piezoelectricity at least in part.
  • a piezoelectric thin film piezoelectric body
  • the piezoelectric thin film may have a sound velocity different from that of the piezoelectric thin film and a laminated body such as a support substrate.
  • the piezoelectric substrate 102 may have piezoelectricity over the entire substrate.
  • the piezoelectric substrate 102 is a piezoelectric substrate composed of a single piezoelectric layer.
  • the electrode film 101 is covered with a second adjustment film that protects the electrode film 101 from the external environment and adjusts the specific bandwidth (electromechanical coupling coefficient) of the series arm resonator s1a and the parallel arm resonator p1a. It may be.
  • the second adjustment film is formed by laminating a protective layer 103 made of SiO 2 and a protective layer 104 made of SiN in this order from the piezoelectric substrate 102 side.
  • the second adjustment film also has functions such as adjusting the frequency temperature characteristics and improving the moisture resistance.
  • FIG. 8B is a cross-sectional view illustrating a second example of the electrode film 101 constituting the electrode finger of the IDT electrode 111 and the electrode finger of the comb-teeth capacitive electrode in Embodiment 1 and the surrounding structure.
  • a first adjustment film 103a for adjusting the specific bandwidth (electromechanical coupling coefficient) of the series arm resonator s1a and the parallel arm resonator p1a. It may be provided.
  • the first adjustment film 103a is made of, for example, of SiO 2.
  • the specific bandwidth (electromechanical coupling coefficient) of the series arm resonator s1a or the parallel arm resonator p1a is decreased. it can.
  • the thickness of the second adjustment film (protective layer 103 + 104) is increased, the specific bandwidth (electromechanical coupling coefficient) of the series arm resonator s1a or the parallel arm resonator p1a can be reduced.
  • the structure of the electrode film 101 is not limited to the structure shown in FIGS. 8A and 8B, and may be the structure shown in FIG. 8C.
  • the electrode film 101 shown in the figure is formed by the metal film 213 and the metal film 214 described above.
  • the piezoelectric substrate 102 is made of LiTaO 3 piezoelectric single crystal.
  • a protective layer 103b having a thickness smaller than that of the protective layer 103 described above is provided.
  • the structure of the electrode film 101 which forms the electrode finger of the IDT electrode 111 and the electrode finger of a comb-tooth capacity electrode is not restricted to these.
  • the electrode film 101 may not be a stacked structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the material which comprises each metal film and each protective layer is not limited to the material mentioned above.
  • the electrode film 101 may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, and is made of a plurality of laminated bodies made of the above metals or alloys. May be.
  • the piezoelectric substrate 102 may be made of, for example, KNbO 3 piezoelectric single crystal, crystal, or piezoelectric ceramic.
  • the configuration of the protective layer and the adjustment film of the specific bandwidth is not limited to the above-described configuration, and for example, a dielectric or insulating material such as SiO 2 , SiN, AlN, polyimide, or a laminate thereof. It may be composed of body. Further, the protective layers 103 and 104 may not be formed.
  • the filter 10A according to the first embodiment has both the Q value of the series arm resonator s1a and the Q value of the capacitor C1s when the electrode finger pitch and the film thickness of the series arm resonator s1a and the capacitor C1s satisfy the above relationship. The effect of ensuring can be produced.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the capacitor electrode finger pitch Pc1 and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch Pc1 and the Q value (capacitance Q) of the capacitor in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the electrode finger pitch Pc1 is set to 0.75, 1.75, 2.50, 4.00 (all in ⁇ m). .
  • the capacitance value referred to here is a capacitance value (capacitance value) in a low frequency range where the influence of the self-resonance of the capacitor can be almost ignored.
  • the Q value (capacitance Q) of the capacitor decreases as the frequency increases, but locally decreases at the self-resonant frequency. For this reason, the Q value of the capacitor in the pass band can be increased by narrowing the electrode finger pitch Pc1 and driving the self-resonant frequency of the comb-tooth capacitance to a higher frequency side than the pass band of the filter 10A.
  • the wider the electrode finger pitch Pc1 the more the self-resonant frequency of the capacitor shifts to the low frequency side.
  • the frequency of the self-resonant frequency may coincide with the resonant frequency or anti-resonant frequency of the series arm resonator s1a connected to the capacitor without passing through another elastic wave resonator. That is, the resonance frequency or anti-resonance frequency of the series arm resonator s1a may coincide with the frequency at which the capacitance Q is locally reduced.
  • the resonance frequency or anti-resonance frequency obtained by the combination characteristic of the series arm resonator s1a and the capacitor is lowered due to the lowering of the Q value of the capacitor, so that it is difficult to secure the required Q value. It becomes. Therefore, by synthesizing the series arm resonator s1a and the capacitor C1s by narrowing the electrode finger pitch Pc1 and driving the self-resonance frequency of the capacitor C1s higher than the resonance frequency and antiresonance frequency of the series arm resonator s1a.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be secured by suppressing the decrease in the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency.
  • the filter including the capacitor C1s can be reduced in size and space.
  • FIG. 10A is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger of the capacitor C1s and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 10B is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger of the capacitor C1s and the capacitance Q in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the ratio of the film thickness Tc1 to the electrode finger pitch Pc1 is 0.15, 0.20, 0.25, and 0.30.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger may be appropriately determined from the viewpoint of manufacturing.
  • the upper limit of the electrode finger film thickness Tc1 is limited by the electrode finger pitch Pc1 for manufacturing reasons, and specifically, it should be designed to be 40% or less of the electrode finger pitch Pc1.
  • the film thickness Tc1 is made too thick, the variation of the line width Wc1 of the electrode finger becomes large, and if the film thickness Tc1 is made too thin, the resistance of the electrode finger becomes large, so the film thickness Tc1 is 20% of the electrode finger pitch Pc1. It is preferable to be before and after. Here, around 20% includes not only 20% but also an error range of about several percent.
  • FIG. 11A is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger of the capacitor C1s and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 11B is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger of the capacitor C1s and the capacitance Q in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the electrode duty is 0.40, 0.50, 0.60, and 0.70.
  • the capacity value increases as the electrode duty increases.
  • FIG. 11B there is no noticeable change in the capacitance Q even if the electrode duty is changed.
  • the comb-tooth capacity can be reduced in size and space because the capacitance value per unit area can be increased by increasing the electrode duty.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the thickness of the first adjustment film constituting the electrode structure and the impedance of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 13 is a graph showing the relationship between the film thickness of the first adjustment film and the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 12 shows the frequency characteristics of the resonance impedance of the acoustic wave resonator when the film thickness of the first adjustment film 103a shown in FIG. 8B is changed.
  • a ⁇ 10 ° Y-cut LiNbO 3 substrate was used as the piezoelectric substrate 102, and the film thickness of the IDT electrode was 595 nm.
  • FIG. 13 shows the relationship between the film thickness of the first adjustment film and the resonance frequency fr.
  • the middle part of FIG. 13 shows the film thickness of the first adjustment film and the anti-resonance frequency fa. The relationship is shown, and in the lower part of FIG. 13, the relationship between the film thickness of the first adjustment film and the specific bandwidth BWR is shown.
  • the anti-resonance frequency fa hardly moves, and the resonance frequency fr shifts. More specifically, as shown in FIG. 13, as the thickness of the first adjustment film is increased, the resonance frequency fr is shifted to the higher frequency side, and the specific bandwidth BWR is reduced.
  • the filter 10A according to the first embodiment as a configuration in which the specific bandwidth of the series arm resonator s1a is larger than the specific bandwidth of the parallel arm resonator p1a, (1) IDT of the series arm resonator s1a The first adjustment film in the electrode is made thinner than the first adjustment film in the IDT electrode of the parallel arm resonator p1a, or (2) the first adjustment film is not formed on the IDT electrode of the series arm resonator s1a. It is done.
  • FIG. 14 is a graph showing the relationship between the thickness of the second adjustment film constituting the electrode structure and the impedance of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 15 is a graph showing the relationship between the film thickness of the second adjustment film and the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 14 shows the frequency characteristics of the resonance impedance of the acoustic wave resonator when the thickness of the second adjustment film (protective layer 103 + 104) shown in FIGS. 8A and 8B is changed.
  • a -10 ° Y-cut LiNbO 3 substrate was used as the piezoelectric substrate 102, and the film thickness of the IDT electrode was 595 nm.
  • FIG. 15 shows the relationship between the film thickness of the second adjustment film and the resonance frequency fr.
  • the middle part of FIG. 15 shows the film thickness of the second adjustment film and the anti-resonance frequency fa. The relationship is shown, and the lower part of FIG. 15 shows the relationship between the film thickness of the second adjustment film and the specific bandwidth BWR.
  • the anti-resonance frequency fa and the resonance frequency fr are shifted. More specifically, as shown in FIG. 15, as the thickness of the second adjustment film is increased, the resonance frequency fr shifts to the higher frequency side and the antiresonance frequency fa shifts to the lower frequency side. The specific bandwidth BWR is reduced.
  • the filter 10A according to the first embodiment as a configuration in which the specific bandwidth of the series arm resonator s1a is larger than the specific bandwidth of the parallel arm resonator p1a, (1) IDT of the series arm resonator s1a The second adjustment film in the electrode is made thinner than the second adjustment film in the IDT electrode of the parallel arm resonator p1a, or (2) the second adjustment film is not formed on the IDT electrode of the series arm resonator s1a. It is done.
  • the first adjustment film and the second adjustment film may be appropriately set according to the required filter characteristics.
  • the second adjustment film since the second adjustment film also has a function of increasing frequency temperature characteristics and moisture resistance, it is set in consideration of the frequency temperature characteristics and moisture resistance necessary for the required filter, and the specific bandwidth This adjustment may be determined mainly by the presence / absence of the first adjustment film and the film thickness.
  • the filter according to the first embodiment has a series arm resonance circuit in which a series arm resonator and a capacitor are connected in parallel, in the present embodiment, circuit elements other than the series arm resonator and the capacitor. A filter having a series arm resonance circuit to which is added will be described.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a filter 10D according to the second embodiment.
  • the filter 10D shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11D and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11D includes a series arm resonator s1, a capacitor C1, and an impedance element z1.
  • the filter 10D shown in the figure differs from the filter 10A according to the first embodiment only in having an impedance element z1.
  • the description of the filter 10D according to the present embodiment is omitted with respect to the same points as the filter 10A according to the first embodiment, and different points from the filter 10A according to the first embodiment are mainly described.
  • the series arm resonator s1 is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the impedance element z1 is a first impedance element connected in series to the series arm resonator s1, and is exemplified by a capacitor (second capacitor) or an inductor.
  • the capacitor C1 is a first capacitor connected in parallel to a circuit in which the series arm resonator s1 and the impedance element z1 are connected in series.
  • the filter 10 similarly to the filter 10 according to the first embodiment, it is possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band while ensuring the steepness between the pass band and the attenuation band. Furthermore, the pass band width or the attenuation band can be adjusted by appropriately selecting the impedance element.
  • FIG. 17A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of one resonator and its resonance characteristics.
  • the resonator can be represented by a series circuit of a capacitor C 1 and the inductor L 1 parallel circuit of the (series connection circuit) and a capacitor C 0 (parallel connection circuit).
  • the capacitor C 0 is the capacitance of the resonator.
  • the resonance frequency fr of the resonator is defined by a series circuit of the capacitor C 1 and the inductor L 1, and is a frequency at which the impedance of the equivalent circuit is 0.
  • the antiresonance frequency fa of the resonator is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, the equation 5 is obtained by solving the equation 5.
  • the anti-resonance frequency fa appears on the higher frequency side than the resonance frequency fr.
  • the resonator has one resonance frequency and one anti-resonance frequency positioned higher than the resonance frequency.
  • 17B is a diagram showing an equivalent circuit model and its resonant characteristics when the impedance element X 1 to resonators are connected in series.
  • the resonator can be represented by a parallel circuit of the series circuit and the capacitor C 0 of the capacitor C 1 and the inductor L 1.
  • the capacitor C 0 is the capacitance of the resonator.
  • a parallel circuit of the impedance element X 1 and the switch SW is connected.
  • the resonance characteristics of the equivalent circuit will be described for the case where the switch SW is on. If the switch SW is on, the impedance element X 1 becomes a short circuit, the resonance frequency fr_on and anti-resonance frequency fa_on, respectively, the resonance frequency of the resonator alone in FIGS. 17A fr and the same next as the anti-resonance frequency fa, the formula 7 And represented by Equation 8.
  • the impedance elements X 1 be a capacitor, and will be described separately in the case of (2) the impedance element X 1 is an inductor.
  • the anti-resonance frequency fa_off1 when the switch SW is off is the same as the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on, and is expressed by Expression 11.
  • fr_off2L is a resonance frequency on the low frequency side when the switch SW is off
  • fr_off2H is a resonance frequency on the high frequency side when the switch SW is off.
  • the anti-resonance frequency fa_off2 when the switch SW is off is the same as the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on, and is expressed by Expression 14.
  • Impedance element X 1 is the case of the capacitor Ct has a configuration in which capacitor Ct to the capacitor C 0 in the equivalent circuit model of FIG. 17A are connected in parallel. Therefore, the resonance frequency in this case is represented by an expression in which C 0 in Expression 7 is replaced with a combined capacitance (C 0 + Ct) of the capacitor C 0 and the capacitor Ct, and matches the resonance frequency of the resonator alone. I understand that. Further, it can be seen from Equation 8 that the antiresonance frequency in this case shifts to a lower frequency side than the antiresonance frequency of the single resonator.
  • FIG. 18 is a graph showing impedance characteristics of the series arm resonance circuit 11D of the filter 10D according to the second embodiment (Example 3).
  • the upper part of the figure shows the resonance characteristics when the impedance element z1 is a capacitor, and the lower part shows the resonance characteristics when the impedance element z1 is an inductor.
  • the resonance frequency Frs of the series arm resonance circuit is expressed by the above equation 10, and the resonance frequency Frs becomes smaller as the capacitance value of the second capacitor becomes smaller. Shifts to the high frequency side.
  • the anti-resonance frequency Fas is omitted because the derivation of the above equation is complicated, but the anti-resonance frequency Fas shifts to a higher frequency side as the capacitance value of the second capacitor decreases.
  • the resonance frequency Frs of the series arm resonance circuit is expressed by Equation 13 in the resonance analysis, and the resonance frequency Frs increases as the inductance value of the inductor increases. Shifts to the low frequency side.
  • the anti-resonance frequency Fas is omitted because the derivation of the expression in the resonance analysis becomes complicated, but the anti-resonance frequency Fas shifts to the lower frequency side as the inductance value of the inductor increases.
  • FIG. 19 is a graph showing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter 10D according to the second embodiment (Example 3).
  • the upper part of the figure shows the pass characteristics of the filter 10D when the impedance element z1 is not provided, when the impedance element z1 is a capacitor, and when the impedance element z1 is an inductor, and the middle part shows the impedance element z1. If not, the resonance characteristics (impedance characteristics) of the series arm resonance circuit 11D and the parallel arm resonance circuit 12 when the impedance element z1 is a capacitor and when the impedance element z1 is an inductor are shown.
  • the resonance characteristics (impedance characteristics) of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance circuit 12 when z1 is absent, when the impedance element z1 is a capacitor, and when the impedance element z1 is an inductor are shown.
  • Table 2 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, capacitance value, and inductance value of the filter 10D according to Example 3.
  • the specific bandwidth of the series arm resonance circuit 11D varies depending on the configuration of the impedance element z1. Compared with the case where the impedance element z1 is not provided, the specific bandwidth is small when the impedance element z1 is a capacitor, and the specific bandwidth is large when the impedance element z1 is an inductor.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the series arm resonance circuit 11D and the parallel arm resonance circuit 12 are as shown in FIG. It has been adjusted as shown below.
  • the attenuation pole on the high frequency side of the pass band can be shifted by appropriately selecting the impedance element, so that the pass band width or the attenuation band can be adjusted. Become.
  • FIG. 20 is a circuit configuration diagram of a filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • the filter 10E shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11E includes a series arm resonator s1, a capacitor C1, and a switch SW1.
  • the filter 10E shown in the figure differs from the filter 10A according to the first embodiment only in having a switch SW1.
  • the description of the filter 10E according to the present modified example is omitted with respect to the same points as the filter 10A according to the first embodiment, and different points from the filter 10A according to the first embodiment are mainly described.
  • the series arm resonator s1 is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the capacitor C1 is a first capacitor connected to the series arm resonator s1.
  • the switch SW1 is a first switch connected in series with the capacitor C1.
  • the series arm resonator s1 and the circuit in which the capacitor C1 and the switch SW1 are connected in series are connected in parallel.
  • FIG. 21 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • the upper part of the figure shows the pass characteristic of the filter 10E with respect to the on / off state of the switch SW1
  • the middle part shows the resonance characteristic of the series arm resonance circuit 11E with respect to the on / off state of the switch SW1
  • the lower part of FIG. The reflection characteristic of the filter 10E with respect to turning on and off of the switch SW1 is shown.
  • Table 3 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10E according to Example 4.
  • the circuit configuration when the switch SW1 is turned on (conductive state), the circuit configuration is the same as that of the filter 10A according to the first embodiment (Example 1), and as shown in FIG.
  • the characteristics, resonance characteristics, and reflection characteristics are the same as those of the first embodiment shown in FIG. 2A (a) and FIG. That is, when the switch SW1 is turned on, steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the low frequency side and high frequency side of the pass band can be ensured. Further, it is possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band.
  • FIG. 22 is a circuit configuration diagram of a filter 10F according to Modification 2 (Example 5) of the second embodiment.
  • the filter 10F shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11F and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11F includes a series arm resonator s1, a capacitor C1, an impedance element z1, and a switch SW2. Is provided.
  • the filter 10F shown in the figure differs from the filter 10D according to the second embodiment (Example 3) only in that it has a switch SW2.
  • the description of the filter 10F according to the present modification is omitted with respect to the same points as the filter 10D according to the second embodiment (Example 3), and different points are mainly described.
  • the series arm resonator s1 is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the capacitor C1 is a first capacitor connected to the series arm resonator s1.
  • the impedance element z1 is a first impedance element connected in series to the series arm resonator s1, and is exemplified by a capacitor (second capacitor) or an inductor.
  • the switch SW2 is a second switch connected in parallel to the impedance element z1.
  • FIG. 23 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter 10F according to Modification 2 (Example 5) of the second embodiment.
  • the upper part of the figure shows the pass characteristic of the filter 10F with respect to the on / off state of the switch SW2
  • the middle part shows the resonance characteristic of the series arm resonance circuit 11F with respect to the on / off state of the switch SW2
  • the lower part of FIG. The reflection characteristic of the filter 10F with respect to turning on and off of the switch SW2 is shown.
  • the impedance element z1 is a capacitor.
  • Table 4 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10F according to Example 5.
  • the circuit configuration when the switch SW2 is turned on, the circuit configuration is the same as that of the filter 10A according to the first embodiment, and the pass characteristics, resonance characteristics, and reflection characteristics are also shown in FIG. This is the same as the characteristics of Example 1 shown in (a) of 2A and FIG. That is, when the switch SW2 is turned on, steepness (clearance) between the pass band and the attenuation band on the low frequency side and high frequency side of the pass band can be ensured. Further, it is possible to reduce the reflection loss on the higher frequency side than the pass band.
  • the circuit configuration is the same as that of the filter 10D according to the second embodiment (Example 3) (impedance element z1 is a capacitor), and as shown in FIG.
  • the characteristics and reflection characteristics are the same as the characteristics (z1: capacitor) of the third embodiment shown in FIG. That is, compared with the case where the switch SW2 is in the ON state, as shown in the upper part of FIG. 23, the attenuation pole on the high frequency side of the passband shifts to the low frequency side, and as shown in the lower part of FIG. The effect of reducing reflection loss on the higher frequency side than the pass band is maintained.
  • FIG. 24 is a circuit configuration diagram of a filter 10G according to Modification 3 (Example 6) of the second embodiment.
  • the filter 10G shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11G and a parallel arm resonance circuit 12, and the series arm resonance circuit 11G includes a series arm resonator s1, a capacitor C1, an impedance element z1, a switch SW1, and a switch SW1. SW2.
  • the filter 10G shown in the figure differs from the filter 10D according to Embodiment 2 (Example 3) only in that it has switches SW1 and SW2.
  • the description of the filter 10G according to this modification will be omitted, with the same points as the filter 10D according to the second embodiment (Example 3) being omitted.
  • the series arm resonator s1 is a first series arm resonator connected between the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and having a specific bandwidth wider than the specific bandwidth of the parallel arm resonant circuit 12.
  • the capacitor C1 is a first capacitor connected to the series arm resonator s1.
  • the impedance element z1 is a first impedance element connected in series to the series arm resonator s1, and is exemplified by a capacitor (second capacitor) or an inductor.
  • the switch SW1 is a first switch connected in series with the capacitor C1.
  • the switch SW2 is a second switch connected in parallel to the impedance element z1.
  • FIG. 25 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter 10G according to Modification 3 (Example 6) of the second embodiment.
  • the pass characteristic of the filter 10G with respect to the on / off of the switch SW1 / SW2 is shown, and in the middle part, the resonance characteristic of the series arm resonance circuit 11G with respect to the on / off of the switch SW1 / SW2 is shown.
  • the lower part shows the reflection characteristics of the filter 10G with respect to the on / off of the switches SW1 / SW2.
  • the impedance element z1 is a capacitor.
  • Table 5 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10G according to Example 6.
  • the circuit configuration when the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned on, the circuit configuration is the same as that of the filter 10A according to the first embodiment.
  • the circuit configuration when the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned off, the circuit configuration is the same as that of the filter 10D according to the second embodiment (Example 3).
  • the switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned on, the circuit configuration is the same as that of the filter according to the comparative example 4.
  • the switch SW1 when the switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned off, the circuit configuration is the same as that of the filter 10B according to the second embodiment.
  • the filters according to the first and second embodiments have the parallel arm resonance circuit configured by one parallel arm resonator, but in the present embodiment, circuit elements other than the parallel arm resonator are added.
  • a filter having a parallel arm resonance circuit will be described.
  • FIG. 26A is a circuit configuration diagram of a filter 10HA according to the third embodiment (Example 7).
  • the filter 10HA shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12HA.
  • the series arm resonance circuit 11 includes a series arm resonator s1 and a capacitor C1.
  • the parallel arm resonance circuit 12HA includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor C3.
  • the filter 10HA shown in the figure is different in the circuit configuration of the parallel arm resonance circuit 12HA from the filter 10A according to the first embodiment.
  • the description of the filter 10HA according to the present embodiment will be omitted while omitting the same points as the filter 10A according to the first embodiment, and different points will be mainly described.
  • the parallel arm resonator p1 is connected between the node x1 on the path connecting the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and the ground, and has a specific bandwidth that is the same as or smaller than the specific bandwidth of the series arm resonator s1. It is the 1st parallel arm resonator which has.
  • the capacitor C3 is a third capacitor connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency frs1 of the series arm resonator, and the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator p1 is lower than the antiresonance frequency fas1 of the series arm resonator s1.
  • the parallel arm resonance circuit 12HA is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the capacitor C3 are connected in series, the resonance frequency of the resonance circuit 12HA is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1. Because of the shift, the specific bandwidth of the resonance circuit 12HA becomes narrower than the specific bandwidth of the parallel arm resonator p1.
  • the capacitor C3 included in the parallel arm resonance circuit 12HA can further enhance the steepness between the pass band and the attenuation band on the low pass band side.
  • FIG. 26B is a circuit configuration diagram of a filter 10HB according to Modification 1 (Example 8) of the third embodiment.
  • the filter 10HB shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12HB.
  • the filter 10HB according to Modification 1 (Example 8) differs from the filter 10HA according to Embodiment 3 (Example 7) in that it includes a switch SW3 connected in parallel to the capacitor C3. That is, the filter 10HB has the same circuit configuration as the filter 10HA when the switch SW3 is in the off state, and has the same circuit configuration as the filter 10A according to the first embodiment when the switch SW3 is in the on state.
  • the capacitor C3 and the switch SW3 are frequency variable circuits connected to the parallel arm resonator p1.
  • the constant of the capacitor C3 can be appropriately determined according to the frequency specifications required for the filters 10HA and 10HB. Further, the capacitor C3 may be a variable capacitor such as a varicap and a DTC (Digitally Tunable Capacitor).
  • FIG. 27 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of the filter 10HA according to the third embodiment (Example 7) and the filter 10HB according to the first modification (Embodiment 8) of the third embodiment.
  • the capacitor C3 is short-circuited when the switch SW3 is on, and has the same characteristics as when the capacitor C3 is not present.
  • the upper part of the figure shows the pass characteristics of the filter 10HA and the filter 10HB with respect to the capacitance value of the capacitor C3, the middle part shows the resonance characteristic of the parallel arm resonance circuit 12HA with respect to the capacitance value of the capacitor C3, and the lower part.
  • the resonance characteristics of the series arm resonance circuit 11 (and the series arm resonator s1 alone) are shown.
  • the change of the pass characteristic and the impedance characteristic when the capacitance value of the capacitor C3 is changed is displayed in an overlapping manner, the anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuits 12HA and 12HB constituting the pass band coincide with each other.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 are changed in accordance with the change in the capacitance value of the capacitor C3.
  • Table 6 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10HA according to Example 7.
  • the capacitor C3 is connected in series to the parallel arm resonator p1, thereby shifting the attenuation pole on the low frequency side of the passband as illustrated in the upper stage of FIG. . That is, the steepness between the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band can be adjusted.
  • the filter 10HB according to the eighth embodiment, it is possible to configure a variable filter that varies the attenuation pole on the low frequency side of the passband by switching the switch SW3 on and off.
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram of a filter 10J according to Modification 2 (Example 9) of the third embodiment.
  • the filter 10J shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12HB.
  • the filter 10J shown in the figure differs from the filter 10HB according to Modification 1 (Example 8) of the third embodiment only in that the series arm resonance circuit has a switch SW1.
  • the series arm resonance circuit 11E included in the filter 10J has the same configuration as that of the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • the filter 10J has a frequency variable circuit 12V, and includes a capacitor C3 and a switch SW3 connected in parallel to the capacitor C3.
  • the frequency variable circuit 12V is a first frequency variable circuit that is connected to the parallel arm resonator p1 and varies at least one of the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12HB.
  • the reflection loss on the higher frequency side than the pass band is reduced while ensuring the steepness between the pass band and the attenuation band. Can be reduced.
  • FIG. 29 is a graph showing the pass characteristics of the filter 10J according to Modification 2 (Example 9) of the third embodiment. As shown in the figure, according to the filter 10J, by individually switching the switches SW1 and SW3, the frequency of the attenuation poles on the low frequency side of the passband and the high frequency side of the passband and between the passband and the attenuation band are shown. It is possible to configure a frequency variable filter whose steepness can be varied independently.
  • FIG. 30 is a circuit configuration diagram of a filter 10K according to Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • the filter 10K shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12K.
  • the filter 10J shown in the figure is configured only in that the parallel arm resonance circuit 12K further includes a parallel arm resonator p2 as compared with the filter 10HB according to Modification 1 (Example 8) of the third embodiment.
  • the description of the filter 10K according to the present modified example will be omitted with the same points as the filter 10HB according to the modified example 1 (Example 8) of the third embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • the parallel arm resonator p1 is connected between the node x1 on the path connecting the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and the ground, and has a specific bandwidth that is the same as or smaller than the specific bandwidth of the series arm resonator s1. It is the 1st parallel arm resonator which has.
  • the parallel arm resonator p2 is a second parallel arm resonator connected between the node x1 and the ground.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1, and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in parallel and a resonance characteristic thereof.
  • This figure shows a model in which the resonators res1 and res2 are connected in parallel.
  • Resonator res1 is represented by a parallel circuit of the series circuit and the capacitor C 01 of the capacitor C 1 and the inductor L 1
  • resonator res2 is parallel with the series circuit and the capacitor C 02 of the capacitor C 2 and the inductor L 2 It can be represented by a circuit.
  • the capacitors C 01 and C 02 are the capacitances of the resonators res1 and res2, respectively.
  • the resonance frequency fr1 and fr2 like how to obtain the resonance frequency of the resonator alone (Formula 3 and Formula 4), respectively, the capacitor C 1 and the inductor L 1 resonant frequency of the series circuit, and is determined as the resonance frequency of the series circuit of the capacitor C 2 and the inductor L 2. That is, the resonance frequency fr1 and fr2, respectively, the series circuit of the capacitor C 1 and the inductor L 1, and is defined by a series circuit of the capacitor C 2 and the inductor L 2, of formula 15.
  • the two resonance frequencies fr1 and fr2 represented by the equivalent circuit are substantially equal to the resonance frequency fr_res1 of the resonator res1 and the resonance frequency fr_res2 of the resonator res2, respectively.
  • the anti-resonance frequency of the equivalent circuit is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, by solving Equation 16, two anti-resonance frequencies (fa1, fa2) are obtained as shown in Equation 17. I understand that I have it.
  • the antiresonance frequencies fa1 and fa2 obtained by the above equation 16 are different from the antiresonance frequencies of the resonator alone obtained by the equation 5 (shown as fa_res1 and fa_res2 in the graph of FIG. 31). Further, the antiresonance frequency fa1 derived from Expression 16 is lower than the antiresonance frequency fa_res1 of the resonator res1 alone, and the antiresonance frequency fa2 is lower than the antiresonance frequency fa_res2 of the resonator res2 alone.
  • Equations 24 and 25 are obtained by solving Equations 22 and 23.
  • Equations 30 and 31 are obtained by solving Equations 28 and 29.
  • Equations 34 and 35 are obtained by solving Equations 32 and 33.
  • FIG. 32 is a graph showing pass characteristics and impedance characteristics of a filter 10K according to Modification 3 (Example 10) of the third embodiment.
  • the upper part of the figure shows the pass characteristic of the filter 10K with respect to the on / off state of the switch SW3
  • the middle part shows the resonance characteristic of the parallel arm resonance circuit 12K with respect to the on / off state of the switch SW3
  • the lower part of FIG. The resonance characteristics of the series arm resonance circuit 11 (and the series arm resonator s1 alone) are shown.
  • FIG. 33 is a graph comparing the pass characteristics and impedance characteristics of the filter 10HB according to Modification 1 (Example 8) of the third embodiment and the filter 10K according to Modification 3 (Example 10).
  • Table 7 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10K according to Example 10.
  • the parallel arm resonance circuit 12K has two resonance frequencies (resonance frequencies Frp1L and Frp1H) and two antiresonance frequencies (antiresonance frequencies Fap1L and Fap1H).
  • the resonance frequencies Frp1L and Frp1H are expressed by the above equation 15, and the resonance frequencies Frp1L and Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12K are the same as the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency of the parallel arm resonator p2, respectively. .
  • the anti-resonance frequencies Fap1L and Fap1H of the parallel arm resonance circuit 12K are expressed by the above equation 16, which is lower than the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1, and the anti-resonance frequency Fap1H of the parallel arm resonance circuit 12K is parallel. It becomes lower than the antiresonance frequency of the arm resonator p2.
  • the resonance frequency Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12K is expressed by the above equation 25 and is the same as the resonance frequency of the parallel arm resonator p2, and the resonance frequency Frp1L of the parallel arm resonance circuit 12K is expressed by the above equation 24. , Shift to a higher frequency side than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1. Further, the anti-resonance frequencies Fap1L and Fap1H are expressed by the above equation 27. The anti-resonance frequency Fap1L is higher than the resonance frequency Frp1L and lower than the resonance frequency Frp1H, and the anti-resonance frequency Fap1H is higher than the resonance frequency Frp1H. .
  • both the resonance frequency Frp1L constituting the attenuation pole on the low frequency side of the passband and the anti-resonance frequency Fap1L constituting the passband are switched by switching the switch SW3 on and off. For this reason, both the frequency of the attenuation pole on the low frequency side of the passband and the cutoff frequency on the low frequency side of the passband are switched to a low frequency or a high frequency. The frequency can be changed without deteriorating the loss in the passband.
  • the capacitor C3 is connected in series to the parallel arm resonator p1, so that the attenuation pole on the low frequency side of the passband can be shifted as shown in the upper stage of FIG. . That is, the steepness between the pass band and the attenuation band on the low frequency side of the pass band can be adjusted.
  • the parallel arm resonance circuit 12HB is counteracted by switching the switch SW3 on and off.
  • the resonance frequency does not change.
  • the filter 10K according to the tenth embodiment when the switch SW3 is turned on, the anti-resonance frequency Fap1L of the parallel arm resonance circuit 12K is shifted to the low frequency side.
  • the anti-resonance frequency Fap1L constituting the passband is compared with the filter 10HB according to the first modification of the third embodiment (Example 8). Since the frequency can be varied, the cut-off frequency on the low pass band side can be varied, and a frequency variable filter can be configured by switching the switch SW3 without increasing the insertion loss on the low pass band side.
  • FIG. 34 is a circuit configuration diagram of a filter 10L according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment.
  • the filter 10L shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12K.
  • the filter 10L shown in the figure differs from the filter 10K according to Modification 3 (Example 10) of the third embodiment only in that the series arm resonance circuit has a switch SW1.
  • the series arm resonance circuit 11E included in the filter 10L has the same configuration as that of the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • FIG. 35 is a graph illustrating pass characteristics of a filter 10L according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment. As shown in the figure, according to the filter 10L, by switching the switches SW1 and SW3 individually, the attenuation poles on the low frequency side of the passband and the high frequency side of the passband and the steepness between the passband and the attenuation band are shown. It is possible to configure a variable filter that can be independently varied.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram of a filter 10M according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment.
  • the filter 10M shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12M.
  • the filter 10M shown in the figure is different from the filter 10L according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment only in that the parallel arm resonance circuit 12M further includes a switch SW4. .
  • the series arm resonance circuit 11E included in the filter 10M has the same configuration as the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • the description of the filter 10M according to this modification will be omitted, with the same points as the filter 10L according to Modification 4 (Example 11) of the third embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • the parallel arm resonance circuit 12M includes parallel arm resonators p1 and p2, a capacitor C3, and switches SW3 and SW4.
  • the switch SW4 is a fourth switch connected in series with the parallel arm resonator p2.
  • FIG. 37 is a graph showing the pass characteristics of the filter 10M according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment.
  • the parallel arm resonance circuit 12M is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C3, and the parallel arm resonance circuit 12M is a single circuit represented by Equation 10. It has a resonance frequency Frp1, and the resonance frequency appears on the higher frequency side than the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit 12M has one antiresonance frequency Fap1 represented by Expression 11, and the antiresonance frequency is the same as the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit 12M is a circuit having only the parallel arm resonator p1, and the parallel arm resonance circuit 12M has one resonance frequency Frp1 represented by Expression 4.
  • the resonance frequency is the same as the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit 12M has one anti-resonance frequency Fap1 represented by Expression 6, and the anti-resonance frequency is the same as the anti-resonance frequency fap1 of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit 12M becomes a parallel circuit of the parallel arm resonator p1 and the series circuit of the capacitor C3 and the parallel arm resonator p2, and the parallel arm resonance circuit 12M.
  • Equation 24 and Equation 25 the resonance frequencies expressed by Equation 24 and Equation 25.
  • the resonance frequency Frp1L on the low frequency side appears higher than the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1
  • the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is the resonance of the parallel arm resonator p2. It becomes the same frequency as the frequency frp2.
  • the parallel arm resonance circuit 12M has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 27.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the low frequency side appears between the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 12M, and the anti-resonance frequency Fap1H on the high frequency side of the parallel arm resonance circuit 12M. It appears on the higher frequency side than the resonance frequency Frp1H on the higher frequency side.
  • the parallel arm resonance circuit 12M is a parallel circuit of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2, and the parallel arm resonance circuit 12M is expressed by Expression 15. Having two resonant frequencies. Of these two resonance frequencies, the resonance frequency Frp1L on the low frequency side is the same frequency as the parallel arm resonator p1, and the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is the same frequency as the resonance frequency frp2 of the parallel arm resonator p2. On the other hand, the parallel arm resonance circuit 12M has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 17.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the low frequency side appears between the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 12M, and the anti-resonance frequency Fap1H on the high frequency side of the parallel arm resonance circuit 12M. It appears on the higher frequency side than the resonance frequency Frp1H on the higher frequency side.
  • the filter 10M switches the switches SW1, SW3, and SW4 individually to switch the passband low frequency side and the passband high frequency side. It is possible to configure a variable filter in which the steepness between the attenuation pole and the pass band and the attenuation band can be varied independently.
  • FIG. 38 is a circuit configuration diagram of a filter 10N according to Modification 6 (Example 13) of the third embodiment.
  • the filter 10N shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12N.
  • the filter 10N shown in the figure is different from the filter 10M according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment in that the series arm resonance circuit 11 does not include the switch SW1, and The only difference is that the parallel arm resonance circuit 12N further includes a capacitor C4.
  • the description of the filter 10N according to this modification will be omitted, with the same points as the filter 10M according to Modification 5 (Example 12) of the third embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • the series arm resonance circuit 11 includes a series arm resonator s1 and a capacitor C1.
  • the parallel arm resonance circuit 12N includes parallel arm resonators p1 and p2, capacitors C3 and C4, and switches SW3 and SW4.
  • the capacitor C4 is a fourth capacitor connected in parallel with the switch SW4.
  • the filter 10N has a first frequency variable circuit and a second frequency variable circuit.
  • the first frequency variable circuit includes a capacitor C3 and a switch SW3 connected in parallel to the capacitor C3.
  • the second frequency variable circuit includes a capacitor C4 and a switch SW4 connected in parallel to the capacitor C4.
  • the first frequency variable circuit is a first frequency variable circuit that is connected to the parallel arm resonator p1 and varies at least one of the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N.
  • the second frequency variable circuit is a first frequency variable circuit that is connected to the parallel arm resonator p2 and varies at least one of the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N.
  • FIG. 39 is a graph showing the pass characteristics of the filter 10N according to Modification 6 (Example 13) of the third embodiment.
  • the first stage of the figure shows the pass characteristic of the filter 10N with respect to the on / off of the switch SW3 / SW4, and the second stage shows the resonance characteristic of the parallel arm resonance circuit 12N with respect to the on / off of the switch SW3 / SW4.
  • the third stage and the fourth stage show the resonance characteristics of the parallel arm resonator and the series arm resonance circuit 11 (and the series arm resonator s1 alone), respectively.
  • Table 8 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, specific bandwidth, and capacitance value of the filter 10N according to Example 13.
  • an attenuation pole (one) on the low frequency side of the passband is formed by the low frequency resonance frequency Frp1L of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 12N.
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency Fap1L on the low frequency side of the two anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 12N and the resonance frequency Frs1 of the series arm resonance circuit 11.
  • the resonance frequency Frp1 on the high frequency side and the anti-resonance frequency Fas1 of the series arm resonance circuit 11 cause the attenuation poles (two) on the high frequency side of the passband. It is formed.
  • the parallel arm resonance circuit 12N includes a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C3 and a series circuit of the parallel arm resonator p2 and the capacitor C4 connected in parallel.
  • the parallel arm resonance circuit 12N has two resonance frequencies expressed by Expression 30 and Expression 31. Of these two resonance frequencies, the resonance frequency Frp1L on the low frequency side appears on the higher frequency side than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1, and the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is the resonance frequency of the parallel arm resonator p2. Appears on the higher frequency side.
  • the parallel arm resonance circuit 12N has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 37.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the lower frequency side appears between the resonance frequencies Frp1L and Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12N, and the anti-resonance frequency Fap1H is the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N. Appears on the higher frequency side than Frp1H.
  • the parallel arm resonance circuit 12N is a circuit in which the parallel arm resonator p1, the series circuit of the parallel arm resonator p2, and the capacitor C4 are connected in parallel.
  • the resonance circuit 12N has two resonance frequencies represented by Expression 20 and Expression 21. Of these two resonance frequencies, the resonance frequency Frp1L on the low frequency side is the same as the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1, and the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is higher than the resonance frequency frp2 of the parallel arm resonator p2. Appears on the high frequency side.
  • the parallel arm resonance circuit 12N has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 27.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the lower frequency side appears between the resonance frequencies Frp1L and Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12N, and the anti-resonance frequency Fap1H is the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N. Appears on the higher frequency side than Frp1H.
  • the parallel arm resonance circuit 12N is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the series circuit of the capacitor C3 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel.
  • the resonance circuit 12N has two resonance frequencies expressed by Expression 24 and Expression 25. Of these two resonance frequencies, the resonance frequency Frp1L on the low frequency side appears higher than the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1, and the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is the resonance of the parallel arm resonator p2. It becomes the same frequency as the frequency frp2.
  • the parallel arm resonance circuit 12N has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 27.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the lower frequency side appears between the resonance frequencies Frp1L and Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12N, and the anti-resonance frequency Fap1H is the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N. Appears on the higher frequency side than Frp1H.
  • the parallel arm resonance circuit 12N is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel. It has two resonance frequencies represented by 15. Of these two resonance frequencies, the resonance frequency Frp1L on the low frequency side is the same as the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1, and the resonance frequency Frp1H on the high frequency side is the same as the resonance frequency frp2 of the parallel arm resonator p2. It becomes frequency. On the other hand, the parallel arm resonance circuit 12N has two anti-resonance frequencies expressed by Expression 17.
  • the anti-resonance frequency Fap1L on the lower frequency side appears between the resonance frequencies Frp1L and Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12N, and the anti-resonance frequency Fap1H is the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12N. Appears on the higher frequency side than Frp1H.
  • the switch SW3 is switched on and off, whereby the attenuation pole on the low frequency side of the passband and the low end of the passband are switched.
  • the resonance frequency Frp1L and the antiresonance frequency Fap1L of the parallel arm resonance circuit 12N that affect the insertion loss are variable.
  • the resonance frequency Frp1H and the antiresonance frequency Fap1L of the parallel arm resonance circuit 12N that affect the attenuation pole on the high frequency side of the passband and the insertion loss at the low pass end of the passband are variable.
  • both the anti-resonance frequency Fap1L that defines the passband and the resonance frequencies Frp1L and Frp1H that define the attenuation pole are varied by switching the switches SW3 and SW4. This makes it possible to configure a frequency variable filter by switching the switches SW3 and SW4 without increasing the insertion loss in the passband.
  • FIG. 40 is a circuit configuration diagram of a filter 10P according to Modification 7 (Example 14) of the third embodiment.
  • the filter 10P shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12N.
  • the filter 10P shown in the figure differs from the filter 10N according to Modification 6 (Example 13) of the third embodiment only in that the series arm resonance circuit has the switch SW1.
  • the series arm resonance circuit 11E included in the filter 10P has the same configuration as that of the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • FIG. 41 is a graph showing the pass characteristics of the filter 10P according to Modification 7 (Example 14) of the third embodiment.
  • the filter 10J by individually switching the switches SW1, SW3, and SW4, the attenuation poles on the low frequency side of the passband and the high frequency side of the passband and between the passband and the attenuation band are shown. It is possible to configure a variable filter whose steepness can be varied independently. Further, it is possible to configure a variable frequency filter by switching the switches SW1, SW3 and SW4 without increasing the insertion loss in the passband.
  • FIG. 42 is a circuit configuration diagram of a filter 10Q according to Modification 8 (Example 15) of the third embodiment.
  • the filter 10Q shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11 and a parallel arm resonance circuit 12Q.
  • the filter 10Q shown in the figure is that the parallel arm resonance circuit 12Q does not include the capacitor C3 and the switch SW3.
  • the configuration is different. That is, the circuit configuration of the filter 10Q according to the present modification is the same as the circuit configuration when the switch SW3 of the filter 10N according to the modification 6 is in the on state.
  • the filter 10Q has a second frequency variable circuit, and the second frequency variable circuit includes a capacitor C4 and a switch SW4 connected in parallel to the capacitor C4.
  • the second frequency variable circuit is a second frequency variable circuit that is connected to the parallel arm resonator p2 and varies at least one of the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit 12Q.
  • FIG. 43 is a graph illustrating pass characteristics of the filter 10Q according to Modification 8 (Example 15) of the third embodiment.
  • the upper part of the figure shows the pass characteristic of the filter 10Q with respect to the on / off state of the switch SW4, and the lower part shows the resonance characteristic of the parallel arm resonance circuit 12Q with respect to the on / off state of the switch SW4.
  • the pass characteristics and resonance characteristics shown in FIG. 43 are the same as the pass characteristics and resonance characteristics when the switch SW3 is in the ON state among the pass characteristics and resonance characteristics of the filter 10N shown in FIG.
  • the resonance frequency Frp1H of the parallel arm resonance circuit 12Q that affects the attenuation pole on the high passband side and the insertion loss at the high end of the passband is affected.
  • the antiresonance frequency Fap1L is variable. This makes it possible to configure a variable frequency filter by switching the switch SW4 without increasing the insertion loss at the high end of the passband.
  • FIG. 44 is a circuit configuration diagram of a filter 10R according to Modification 9 (Example 16) of the third embodiment.
  • the filter 10R shown in the figure includes a series arm resonance circuit 11E and a parallel arm resonance circuit 12Q.
  • the filter 10R shown in the figure differs from the filter 10R according to the modification 8 (Example 15) of the third embodiment only in that the series arm resonance circuit has the switch SW1.
  • the series arm resonance circuit 11E included in the filter 10R has the same configuration as that of the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • FIG. 45 is a graph illustrating pass characteristics of a filter 10R according to Modification 9 (Example 16) of the third embodiment.
  • the filter 10R by switching the switches SW1 and SW4 individually, the attenuation poles on the low frequency side of the passband and the high frequency side of the passband and the steepness between the passband and the attenuation band are shown. It is possible to configure a variable filter that can be independently varied. Further, it is possible to configure a variable frequency filter by switching the switches SW1 and SW4 without increasing the insertion loss at the high end of the passband.
  • FIG. 46A is a circuit configuration diagram of a filter 10S according to Embodiment 4 (Example 17).
  • the filter 10S shown in the figure includes a plurality of series arm resonance circuits (the present ones) provided on a path connecting the input / output terminal 110 (first input / output terminal) and the input / output terminal 120 (second input / output terminal).
  • a ladder type constituted by four series arm resonance circuits 210s, 220s, 230s, and 240s) and one or more parallel arm resonance circuits (three parallel arm resonance circuits 210p, 220p, and 230p in this embodiment). This is a filter circuit.
  • the filter 10S includes four series arm resonators s1 to s4, and further includes parallel arm resonators p1, p2, and p3, switches SW11, SW12, SW41, and SW42, and capacitors C11, C12,
  • This is a frequency variable type bandpass filter having a plurality of bands as passbands and having C41 and C42.
  • the numbers of series arm resonance circuits and parallel arm resonance circuits are not limited to the above numbers.
  • the series arm resonance circuit 210s provided closest to the input / output terminal 110 and the series arm resonance provided closest to the input / output terminal 120.
  • the circuit 240s corresponds to the series arm resonance circuit 11G of the filter 10G according to any one of the first to third embodiments (here, the third modification of the second embodiment (example 6)). Therefore, the switches SW11 and SW41 correspond to the switch SW1 of the series arm resonance circuit 11G, the switches SW12 and SW42 correspond to the switch SW2 of the series arm resonance circuit 11G, and the capacitors C11 and C41 correspond to the capacitor C1 of the series arm resonance circuit 11G.
  • the capacitors C12 and C42 correspond to the capacitor C2 of the series arm resonance circuit 11G.
  • the parallel arm resonance circuits 210p, 220p, and 230p correspond to the parallel arm resonance circuit 12 of the filter according to the first to third embodiments.
  • the parallel arm resonators p 1, p 2 and p 3 correspond to the parallel arm resonator p 1 of the parallel arm resonance circuit 12. That is, the filter 10S is provided with a configuration corresponding to the filter 10G according to Modification 3 (Example 6) of the second embodiment closest to the input / output terminal 110, and the embodiment closest to the input / output terminal 120 is provided.
  • a configuration corresponding to the filter 10G according to the second modification 3 (Example 6) is provided.
  • the configuration of the filter 10S is not limited to this.
  • at least one of the plurality of series arm resonance circuits corresponds to the series arm resonance circuit according to any of the first to third embodiments, and the series arm resonance circuit provided closest to one input / output terminal. Only the series arm resonance circuit according to any one of the first to third embodiments may be used, or a series arm circuit different from the series arm resonance circuit provided closest to the input / output terminal may be used. 3 may correspond to any one of the series arm resonance circuits.
  • a parallel arm resonance circuit that connects a node on the path between the input / output terminal (the input / output terminal 110 or the input / output terminal 120) and the series arm resonance circuit provided closest to the input / output terminal to the ground is provided. It does not matter even if it is done. Further, the parallel arm resonance circuit may have a frequency variable circuit.
  • the filter 10S configured as described above includes the configuration of any one of the first to third embodiments, the steepness between the passband and the attenuation band is ensured and the higher frequency side than the passband is ensured. To reduce reflection loss.
  • FIG. 46B is a plan view illustrating the structure of the filter 10S according to Embodiment 4 (Example 17).
  • a plurality of resonators (series arm resonators s1 to s4 and parallel arm resonators p1 to p3) and capacitors C11 and C41 are composed of a single resonator package 41 (
  • the other elements (switches SW11, SW12, SW41, and SW42) and capacitors C12 and C42 are formed of packages 42a and 42b different from the resonator package 41, and these packages.
  • 41, 42 a and 42 b are mounted on the wiring board 43. That is, the resonator and the switch are formed in separate packages.
  • the packages 41, 42a and 42b have surface electrodes (also referred to as circles, “lands” or “pads” in FIG. 46B) for mounting the packages 41, 42a and 42b on the wiring board 43 on the bottom surface.
  • surface electrodes also referred to as circles, “lands” or “pads” in FIG. 46B
  • circuit elements and wirings configured in each package are schematically shown, and the surface electrodes on the bottom surface of the packages 41, 42a, and 42b are illustrated.
  • the wiring board 43 has external connection electrodes (circles in FIG. 46B) that constitute the input / output terminals 110 and 120, respectively.
  • This external connection electrode is, for example, a surface electrode for mounting the wiring board 43 on a mother board or the like, a connector for connecting the wiring board 43 and another electronic component, or another electronic component mounted on the wiring board 43 If it is, it is a part of the pattern wiring that connects the other electronic component and the package 42a or 42b.
  • the switch SW11 and the switch SW12 are connected to the input / output terminal 110 as the common terminal 421 of the package 42a.
  • the other terminal of the switch SW12 is connected to the second terminal 423 of the package 42a.
  • the other terminal of the switch SW11 is connected to the first terminal 422 of the package 42a.
  • the capacitor C12 is connected in parallel with the switch SW12.
  • the package 42b is connected to the input / output terminal 120 as a common terminal 426 of the package 42b after sharing one terminal of the switch SW41 and the switch SW42.
  • the other terminal of the switch SW41 is connected to the second terminal 428 of the package 42b.
  • the other terminal of the switch SW42 is connected to the first terminal 427 of the package 42b.
  • the capacitor C42 is connected in parallel with the switch SW42.
  • the capacitor C11 is connected between the first terminal 411 of the package 41 and the node N1, and the series arm resonator s1 is connected between the second terminal 412 of the package 41 and the node N1. Is done.
  • a series arm resonance circuit 220s (series arm resonator s2) is connected between the node N1 and the node N2 of the package 41, and a series arm resonance circuit 230s (series arm resonator s3) is connected between the node N2 and the node N3. ) Is connected.
  • the series arm resonator s4 is connected between the third terminal 413 of the package 41 and the node N3, and the capacitor C14 is connected between the fourth terminal 414 of the package 41 and the node N3.
  • the parallel arm resonance circuit 210p (parallel arm resonator p1) is connected between the node N1 and the ground terminal of the package 41, and the parallel arm resonance circuit 220p (parallel arm resonator p2) is connected between the node N2 and the ground terminal.
  • a parallel arm resonance circuit 230p (parallel arm resonator p3) is connected between the node N3 and the ground terminal.
  • the wiring substrate 43 connects the first terminal 422 of the package 42a and the first terminal 411 of the package 41, connects the second terminal 423 of the package 42a and the second terminal 412 of the package 41, and connects the first terminal of the package 42b. 427 and the third terminal 413 of the package 41 are connected, and the second terminal 428 of the package 42b and the fourth terminal 414 of the package 41 are connected.
  • the packages 42a and 42b including the switch and the package 41 including the resonator group are used.
  • the switch is closer to one of the input / output terminals than the resonator group, the number of terminals of the resonator package 41 and the switch packages 42a and 42c can be reduced. Miniaturization is achieved.
  • At least one of the parallel arm resonators p1 to p3 may be provided separately from the resonator package, and the switches SW11, SW12, SW41, SW42, and the capacitor C11. , C12, C41, and C42 may be packaged in a combination different from the above.
  • FIG. 47A is a circuit configuration diagram of a filter 10C applied to the multiplexer 50 according to the fifth embodiment (Example 18), and FIG. 47B is a circuit configuration diagram of the multiplexer 50 according to the fifth embodiment.
  • the multiplexer 50 shown in FIG. 47B includes an LTE standard Band (12 + 13) Rx filter 10C, a Band5Rx filter 20, and a matching inductor 30.
  • the filter 10C is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 120
  • the filter 20 is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 130.
  • the filters 10C and 20 may not be directly connected to the common terminal 110c.
  • a branch circuit such as a switch, a phase circuit, or a divider (divider) capable of obtaining one or more conductive states between the common terminal 110c and the filters 10C and 20, the filters 10C and 20
  • the common terminal 110c may be indirectly connected.
  • the filter 10C includes a plurality of series arm resonance circuits provided on a path connecting the input / output terminal 110 (first input / output terminal) and the input / output terminal 120 (second input / output terminal).
  • a circuit composed of series arm resonance circuits 11a and 11b and series arm resonator s13), and one or more parallel arm resonance circuits is a ladder type filter circuit.
  • the filter 10C is a band-pass filter that includes three series arm resonators s11 to s13, and further includes three parallel arm resonators p11 to p13, and capacitors C11 and C12.
  • the numbers of series arm resonance circuits and parallel arm resonance circuits are not limited to the above numbers.
  • the series arm resonance circuits 11a and 11b constituting the filter 10C have the same configuration as the series arm resonance circuit 11 of the filter 10A according to the first embodiment, and the parallel arm resonator p11 constituting the filter 10C is:
  • the configuration is the same as that of the parallel arm resonator p1a of the filter 10A according to the first embodiment.
  • the series arm resonators s11 and s12 of the filter 10C correspond to the series arm resonator s1a of the filter 10A, respectively
  • the capacitors C11 and C12 of the filter 10C correspond to the capacitor C1s of the filter 10A, respectively.
  • the filter 10C only needs to include the configuration of the filter according to any of Embodiments 1 to 3.
  • the filter 20 is a first filter having a pass band on the higher frequency side than the pass band of the filter 10C.
  • FIG. 48A is a circuit configuration diagram of a filter 500C applied to the multiplexer 550 according to the comparative example 5
  • FIG. 48B is a circuit configuration diagram of the multiplexer 550 according to the comparative example 5.
  • the multiplexer 550 shown in FIG. 48B includes an LTE standard Band (12 + 13) Rx filter 500 C, a Band 5 Rx filter 20, and a matching inductor 30.
  • the filter 500C is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 120
  • the filter 20 is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 130.
  • the filter 500C includes a plurality of series arm resonators provided on a path connecting the input / output terminal 110 (first input / output terminal) and the input / output terminal 120 (second input / output terminal).
  • This is a ladder type filter circuit composed of s21 to s23 and a plurality of parallel arm resonators p21 to p23.
  • the series arm resonators s21 to s23 constituting the filter 500C have the same configuration as the series arm resonator s2a of the filter according to the comparative example 1, respectively, and the parallel arm resonators p21 to p21 constituting the filter 500C.
  • Each of p23 has the same configuration as the parallel arm resonator p2b of the filter according to Comparative Example 1.
  • the filter 20 is a filter having a pass band on the higher frequency side than the pass band of the filter 500C.
  • FIG. 49 is a graph comparing the transmission characteristics and reflection characteristics of the filter 10C according to the fifth embodiment (Example 18) and the filter 500C according to the comparative example 5.
  • the filter 10C according to the eighteenth embodiment includes the filter 10A according to the first embodiment and the filter 500C according to the comparative example 5 includes the filter according to the first comparative example, the series arm resonance circuit
  • the resonance frequency, antiresonance frequency, and specific bandwidth of the parallel arm resonance circuit are substantially the same, and as shown in the upper left and right sides of FIG. 49, the steepness between the passband and the attenuation band and The insertion loss in the passband is almost the same.
  • the filter 10C according to the example 18 has a reduced reflection loss.
  • the resonator generates a bulk wave loss in a higher frequency band than the antiresonance frequency of the series arm resonator, and deteriorates the reflection loss in the frequency band.
  • the capacitor has no loss such as deterioration of the capacitance Q at the frequency. Therefore, in the filter 10C, the high-frequency signal input to the filter 10C is distributed by the series arm resonator s11 and the capacitor C11, and is also distributed by the series arm resonator s12 and the capacitor C12. This is because the influence of the bulk wave loss of the child is reduced.
  • FIG. 50 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer 50 according to the fifth embodiment (Example 18) and the multiplexer 550 according to the comparative example 5.
  • the pass characteristics of the filter 500C in the state connected at 110c (Comparative Example 5) are substantially the same level.
  • the in-band insertion loss of the filter 20 in the state where the two filters 10C and 20 are connected by the common terminal 110c was 1.717 dB (869 MHz) and 2.526 dB (894 MHz).
  • the in-band insertion loss of the filter 20 in the state where the two filters 500C and 20 are connected by the common terminal 110c was 1.790 dB (869 MHz) and 2.607 dB (894 MHz). That is, in the multiplexer 50 according to the eighteenth embodiment, the insertion loss on the filter 20 side is improved by 0.07 to 0.08 dB.
  • FIG. 51 is a graph comparing resonance characteristics and capacitance Q values of the filter 10C according to the fifth embodiment (Example 18) and the filter according to Comparative Example 5.
  • the resonance characteristics of the series arm resonance circuit and the series arm resonator according to Example 18 and Comparative Example 5 are compared.
  • the anti-resonance Q value at the anti-resonance frequency is higher than the series arm resonance circuit 11a according to the eighteenth embodiment in the series arm resonance circuit 511a (series arm resonator s21).
  • the anti-resonance frequency defines the attenuation pole of the filter, it hardly affects the pass characteristics of the filter.
  • the resonance Q value at the resonance frequency constituting the pass band is the same in the series arm resonance circuit 11a according to the eighteenth embodiment and the series arm resonance circuit 511a (series arm resonator s21) according to the comparative example 5, In-band insertion loss is at the same level.
  • the filter 10C according to the eighteenth embodiment has a reduced reflection loss and an improved insertion loss of the filter 20 having the band as a pass band.
  • the filter 10S according to the fourth embodiment can be applied to a multiplexer.
  • the filter 10S according to Embodiment 4 (Example 17) may be applied instead of the filter 10C shown in FIG. 47B.
  • the filter 10S is a frequency variable type band pass filter having a plurality of bands as pass bands. According to this, in the filter 10S, the steepness (clearance) between the passband and the attenuation band on the low frequency side and the high frequency side of the passband is changed by switching the switches SW11, SW12, SW41, and SW42 between the on state and the off state. ) And the reflection loss on the higher frequency side than the passband can be reduced. Since the series arm resonance circuit 210s is connected to the common terminal 110c without passing through one or more other acoustic wave resonators, the series arm resonance circuit 210s is higher than the passband when the filter 10S is viewed from the common terminal 110c. Since the reflection loss on the frequency side can be minimized, the insertion loss of the filter 20 can be effectively reduced. On the other hand, if there is another elastic wave resonator on the common terminal 110c side, the reflection loss due to the bulk wave loss is increased.
  • FIG. 52 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 60 according to a modification (Example 19) of the fifth embodiment.
  • the multiplexer 60 shown in the figure includes a filter 10T, a filter 20, a switch circuit 35, and a matching inductor 30.
  • the filter 10T is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 120
  • the filter 20 is connected to the common terminal 110c and the input / output terminal 130.
  • the filter 10T includes a plurality of series arm resonance circuits (a circuit constituted by a series arm resonance circuit 11E and series arm resonators s12 and s13 in this modification) provided on a path connecting the common terminal 110c and the input / output terminal 120. ) And one or more parallel arm resonance circuits (three parallel arm resonators p11, p12, and p13 in this modification).
  • the filter 10T is a band-pass filter that includes three series arm resonators s1, s12, and s13, and further includes three parallel arm resonators p11 to p13 and a capacitor C11.
  • the numbers of series arm resonance circuits and parallel arm resonance circuits are not limited to the above numbers.
  • the series arm resonance circuit 11E configuring the filter 10T has the same configuration as the series arm resonance circuit 11E of the filter 10E according to the first modification of the second embodiment (Example 4), and also configures the filter 10T.
  • the parallel arm resonator p11 to be configured has the same configuration as the parallel arm resonator p1 of the filter 10E according to Modification 1 (Example 4) of the second embodiment.
  • the capacitor C11 of the filter 10T corresponds to the capacitor C1 of the filter 10E
  • the switch SW1 of the filter 10T corresponds to the switch SW1 of the filter 10E.
  • the series arm resonance circuit 11E of the filter 10T is connected to the common terminal 110c without passing through another series arm circuit.
  • the filter 10T only needs to include a configuration of a filter having a configuration in which the switch SW1 is connected in series to the capacitor C11, such as the filters 10G, 10J, 10L, 10M, 10P, and 10R in the second or third embodiment.
  • the filter 20 is a first filter having a pass band on the higher frequency side than the pass band of the filter 10T.
  • the filters 10T and 20 may not be directly connected to the common terminal 110c.
  • a branch circuit such as a switch, a phase circuit, or a divider (divider) that can obtain one or more conductive states is arranged, so that the filters 10T and 20
  • the common terminal 110c may be indirectly connected.
  • the switch circuit 35 has a third terminal, a first selection terminal, and a second selection terminal.
  • the first selection terminal is connected to the input / output terminal 120
  • the second selection terminal is connected to the input / output terminal 130 (second terminal).
  • It is a SPDT (Single Pole Double Throw) type switch circuit that is connected and switches the connection between the third terminal and the first selection terminal and the connection between the third terminal and the second selection terminal.
  • the pass band of the filter 10T is shifted to the low frequency side as compared with the case where the switch SW1 is in the off state. For this reason, even when the filter 10T is not selected by the switch circuit 35, the high-frequency signal leaking to the filter 20 via the switch circuit 35 can be suppressed as compared with the case where the filter 10T is selected. Therefore, even if the filter 10T is not selected, the insertion loss in the passband of the filter 20 is reduced.
  • FIG. 53 is a configuration diagram of the communication apparatus 300 according to the sixth embodiment.
  • the communication device 300 includes a switch group 310 constituted by a plurality of switches, a filter group 320 constituted by a plurality of filters, a matching circuit 330, reception side switches 341, 342 and 343.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • ANT antenna element
  • the antenna element (ANT) may not be built in the communication device 300.
  • the switch group 310 connects the antenna element (ANT) and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and is configured by a plurality of SPST type switches, for example.
  • An SPnT type switch in which one or more switches are turned on. Note that the number of signal paths connected to the antenna element (ANT) is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the communication apparatus 300 may support carrier aggregation.
  • the filter group 320 is composed of, for example, a plurality of filters (including a duplexer) having the following band in the pass band.
  • the band includes (i) Band 29 or Band 12 or Band 67 or Band 13 or Band 14 reception band, (ii) Band 28 reception band, (iii) Band 20 reception band, (iv) Band 27 reception band, ( v) Band 26 reception band, (vi) Band 8 reception band.
  • the matching circuit 330 is composed of, for example, an inductor and a capacitor, and is selected when two or more of the above-described filters (i) to (vi) are selected at the same time (corresponding to carrier aggregation). It is.
  • the transmission-side switch 331 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission signal paths on the low band side and a common terminal connected to the transmission amplifier circuit 341.
  • the transmission side switch 332 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the transmission amplification circuit 342.
  • These transmission-side switches 331 and 332 are switch circuits that are provided in the previous stage of the filter group 320 (here, the previous stage in the transmission-side signal path) and the connection state is switched according to a control signal from a control unit (not shown). .
  • the high-frequency signals here, the high-frequency transmission signals
  • the transmission amplifier circuits 341 and 342 are output to the antenna element (ANT) through the predetermined filter of the filter group 320.
  • the reception side switch 341 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception side signal paths on the low band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 351.
  • the reception side switch 342 includes a common terminal connected to a reception side signal path of a predetermined band (here, Band 20), and two selection terminals connected to a selection terminal of the reception side switch 341 and a selection terminal of the reception side switch 343. And a switch circuit.
  • the reception-side switch 343 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception-side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 352.
  • reception-side switches 341 to 343 are provided in the subsequent stage of the filter group 320 (here, the subsequent stage in the reception-side signal path), and the connection state is switched according to a control signal from a control unit (not shown).
  • the high-frequency signal here, the high-frequency reception signal
  • the antenna element ANT
  • the RF signal processing circuit RFIC
  • an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the low band and an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the high band may be provided separately.
  • the reception amplification circuit 351 is a low noise amplifier that amplifies the power of the low-band high-frequency reception signal
  • the reception amplification circuit 352 is a low-noise amplifier that amplifies the power of the high-band high-frequency reception signal.
  • the RF signal processing circuit is a circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by the antenna element (ANT). Specifically, the RF signal processing circuit (RFIC) processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element (ANT) via the reception-side signal path by down-conversion, etc. A reception signal generated by the signal processing is output to a baseband signal processing circuit (BBIC).
  • the RF signal processing circuit (RFIC) processes the transmission signal input from the baseband signal processing circuit (BBIC) by up-conversion and the like, and generates a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) generated by the signal processing. ) To the transmitting side signal path.
  • the communication device 300 configured as described above includes the filter according to any one of the first to third embodiments as at least one of the filters having the reception bands (i) to (vi) in the pass band. That is, the filter switches the pass band according to the control signal.
  • the switch group 310, the filter group 320, the matching circuit 330, the reception side switches 341 to 343, the reception amplification circuits 351 and 352, and the control unit include a high frequency front end circuit. Constitute.
  • control unit is not shown in FIG. 53, an RF signal processing circuit (RFIC) may be included, or a switch IC may be configured with each switch controlled by the control unit. Good.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the steepness between the passband and the attenuation band is ensured by including any of the filters according to the first to third embodiments.
  • the high-frequency front-end circuit includes receiving-side switches 341 to 343 (switch circuits) provided at the front stage or the rear stage of the filter group 320 (a plurality of high-frequency filter circuits).
  • receiving-side switches 341 to 343 switch circuits
  • the high-frequency filter circuit includes receiving-side switches 341 to 343 (switch circuits) provided at the front stage or the rear stage of the filter group 320 (a plurality of high-frequency filter circuits).
  • reception side switches 341 to 343 may be provided. Further, the number of the reception side switches 341 to 343 is not limited to the number described above, and for example, one reception side switch may be provided. In addition, the number of selection terminals and the like of the reception side switch is not limited to this embodiment, and may be two each.
  • the high-frequency front having only the transmission-side signal path or both the reception-side signal path and the transmission-side signal path is not configured only by the reception-side signal path as in the communication device 300 according to the present embodiment. It may be an end circuit and a communication device.
  • the filter device, the multiplexer, the high frequency front end circuit, and the communication device according to the embodiments of the present invention have been described with reference to the first to sixth embodiments and the modifications.
  • the front-end circuit and the communication device are not limited to the above-described embodiment and modification examples.
  • the present invention includes various types of modified examples, filter devices of the present disclosure, multiplexers, high-frequency front-end circuits, and communication devices.
  • the piezoelectric substrate 102 in the case where the acoustic wave filter is configured includes a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric film stacked in this order. It may be a laminated structure.
  • the piezoelectric film may be, for example, a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut along a plane whose axis is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, Alternatively, it is made of ceramic and is made of a single crystal or ceramic in which an elastic wave propagates in the X-axis direction.
  • the thickness of the piezoelectric film is 3.5 ⁇ or less, where ⁇ is a wavelength determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode.
  • the high sound velocity support substrate is a substrate that supports the low sound velocity film, the piezoelectric film, and the electrode film 101.
  • the high-sonic support substrate is a substrate in which the acoustic velocity of bulk waves in the high-sonic support substrate is higher than that of elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film. It functions in such a way that it is confined in the portion where the sonic film is laminated and does not leak below the high sonic support substrate.
  • the high sound speed support substrate is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 120 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film is lower than that of the elastic wave propagating through the piezoelectric membrane, and is disposed between the piezoelectric membrane and the high acoustic velocity support substrate. Due to this structure and the property that the energy is concentrated in a medium having essentially low acoustic velocity, the leakage of elastic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with a structure in which the piezoelectric substrate 102 is used as a single layer. That is, since an acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the acoustic wave resonator.
  • the high-sonic support substrate has a structure in which a support substrate and a high-sonic film in which the acoustic velocity of the propagating bulk wave is higher than that of elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film are laminated. You may do it.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • the switches SW1 to SW4 are SPST (Single Pole Single Throw) type switch elements, for example.
  • the switches SW1 to SW4 are turned on and off by a control signal from the control unit, whereby the respective connection nodes are turned on or off.
  • switches SW1 to SW4 examples include a FET (Field Effect Transistor) switch made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), or a diode switch.
  • FET Field Effect Transistor
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • diode switch As a result, each of the switches SW1 to SW4 can be constituted by one FET switch or diode switch, so that the filter can be reduced in size.
  • an inductance element and a capacitance element are connected between the input / output terminals and the common terminal. May be. Furthermore, an inductance component due to wiring connecting each circuit element may be included.
  • the present invention is applied to a communication device such as a mobile phone as a small filter device, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can be applied to a multiband and multimode system that uses a plurality of adjacent bands simultaneously or exclusively. Widely available.

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Abstract

フィルタ（１０）は、入出力端子（１１０）および（１２０）の間に接続された直列腕共振回路（１１）と、入出力端子（１１０）および（１２０）を結ぶ経路上のノード（ｘ１）とグランドとの間に接続された並列腕共振回路（１２）とを備え、直列腕共振回路（１１）は、並列腕共振回路（１２）の比帯域幅より広い比帯域幅を有する直列腕共振子（ｓ１）と、直列腕共振子（ｓ１）に接続されたコンデンサ（Ｃ１）とを備える。

Description

フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
　本発明は、共振子を有するフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置に関する。
　移動体通信機のフロントエンド部に配置されるフィルタには、マルチモード／マルチバンドに使用されるバンドの組み合わせに応じて、通過帯域幅、通過帯域端の急峻度、および減衰帯域幅などを適宜調整することが要求されている。
　特許文献１には、バンドパスフィルタを実現する弾性表面波素子の構成が開示されている。具体的には、特許文献１に記載された高周波フィルタは、直列腕共振子および並列腕共振子を有し、直列腕共振子のＩＤＴ電極と圧電性基板との間には絶縁性材料層が設けられ、並列腕共振子のＩＤＴ電極は圧電性基板に直接形成される構成となっている。これによれば、直列腕共振子の共振周波数と反共振周波数との周波数差を、並列腕共振子に比べて小さくすることで、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性および十分な減衰量を有することが可能であるとしている。
特開２００５－２６０９０９号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された高周波フィルタでは、直列腕共振子に比べて並列腕共振子の周波数差が大きくなる。直列腕共振子および並列腕共振子を有するフィルタ装置において、直列腕共振子に比べて並列腕共振子の周波数差が大きいと、通過帯域低周波数側の急峻性が悪くなるという問題がある。また、上記直列腕共振子および並列腕共振子が、弾性波共振子である場合、直列腕共振子の反共振周波数の高周波領域において、バルク波損失が発生する。この弾性波共振子を、通過帯域周波数の異なる複数のフィルタが共通端子で接続されたマルチプレクサの通過帯域周波数の低い側のフィルタに適用した場合、上記高周波領域において当該弾性波共振子の反射損失が悪化し、上記通過帯域周波数の低いフィルタより通過帯域周波数の高いフィルタの挿入損失を増大させてしまうという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減することが可能なフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタ装置は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振回路と、を備え、共振回路の１以上の反共振周波数のうち最も低周波数側の反共振周波数と、当該共振回路の１以上の共振周波数のうち最も低周波数側の共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を、当該共振回路の比帯域幅と定義し、共振子の反共振周波数と当該共振子の共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を、当該共振子の比帯域幅と定義した場合、前記直列腕共振回路は、前記並列腕共振回路の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子と、前記第１直列腕共振子に接続された第１コンデンサと、を備える。
　上記構成によれば、直列腕共振回路は、並列腕共振回路よりも比帯域幅の広い第１直列腕共振子と、当該第１直列腕共振子に接続された第１コンデンサとで構成されるので、直列腕共振回路の比帯域幅は、第１直列腕共振子の比帯域幅よりも狭くなる。このため、第１直列腕共振子と並列腕共振回路とで構成されたフィルタよりも、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。また、並列腕共振回路の比帯域幅は、第１直列腕共振子の比帯域幅よりも狭いため、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。このため、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保できる。さらに、第１入出力端子または第２入出力端子から入力される高周波信号が、第１直列腕共振子と第１コンデンサとで電力分配されるので、直列腕共振回路の反共振周波数よりも高周波数側における直列腕共振回路の容量成分のＱ値を向上させることができる。このため、フィルタ装置の通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　また、前記直列腕共振回路の比帯域幅と、前記並列腕共振回路の比帯域幅とは、概略一致していてもよい。
　これにより、通過帯域低周波端および通過帯域低周波数側減衰極の周波数差と、通過帯域高周波端および通過帯域高周波数側減衰極の周波数差とが概略一致した、通過帯域両端における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性の高いフィルタが構成できる。
　また、前記第１直列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であってもよい。
　これにより、第１直列腕共振子を小型化できるので、フィルタ装置の小型化および低コスト化が可能となる。また、弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、フィルタ装置の低ロス化、高選択度化が可能となる。
　また、前記第１コンデンサは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第１櫛歯容量電極とで構成されており、前記第１櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記第１直列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭くてもよい。
　第１コンデンサを構成する電極指のピッチが狭いほど、自己共振周波数が高周波数側にシフトする。ここで、自己共振周波数とは、容量素子のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する特異点である。このため、第１櫛歯容量電極の電極指のピッチを第１直列腕共振子の電極指のピッチより狭くして第１コンデンサの自己共振周波数を高周波フィルタの通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における第１コンデンサのＱ値を高めることができる。よって、通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記第１櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記第１直列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下であってもよい。
　製造上の理由から、電極指のピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、第１コンデンサにおける電極指の膜厚を第１直列腕共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、第１コンデンサにおける電極指のピッチをより狭くできるので、第１櫛歯容量電極を小型にできるとともに、第１直列腕共振子の共振周波数と反共振周波数におけるＱ値および第１コンデンサのＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、フィルタ装置のサイズを小型化するとともに、第１直列腕共振子のＱ値および第１コンデンサのＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを低減することができる。
　また、前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、前記第１コンデンサは、前記第１直列腕共振子に並列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域高周波数側および低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性(キレ)を確保でき、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減できるとともに、通過帯域内の挿入損失を低減できる。さらに、直列腕共振回路の小型化が可能となる。
　また、前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、前記直列腕共振回路は、さらに、前記第１直列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子を備え、前記第１直列腕共振子および前記第１インピーダンス素子が直列接続された回路と、前記第１コンデンサとは並列接続されており、前記第１インピーダンス素子は、第２コンデンサおよびインダクタのいずれかであってもよい。
　これにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域幅または減衰帯域の調整が可能となる。
　また、前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、前記直列腕共振回路は、さらに、前記第１直列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子と、前記第１コンデンサに直列接続された第１スイッチと、を備え、前記第１直列腕共振子および前記第１インピーダンス素子が直列接続された回路と、前記第１コンデンサおよび前記第１スイッチが直列接続された回路とは並列接続されており、前記第１インピーダンス素子は、第２コンデンサおよびインダクタのいずれかであってもよい。
　これによれば、第１スイッチの導通状態および非導通状態の切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　また、前記直列腕共振回路は、さらに、前記第１インピーダンス素子に並列接続された第２スイッチを備えてもよい。
　これによれば、第２スイッチの導通状態および非導通状態の切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　また、前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、前記直列腕共振回路は、さらに、前記第１コンデンサに直列接続された第１スイッチを備え、前記第１直列腕共振子と、前記第１コンデンサおよび前記第１スイッチが直列接続された回路とは並列接続されていてもよい。
　これによれば、第１スイッチの導通状態および非導通状態の切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　また、前記並列腕共振回路は、前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子を備え、前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅より狭く、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低くてもよい。
　これにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保できる。
　また、前記並列腕共振回路は、前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子に直列接続された第３コンデンサと、を備え、前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低くてもよい。
　これにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保できる。
　また、前記並列腕共振回路は、前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子に接続され、前記並列腕共振回路の共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第１周波数可変回路を備え、前記第１周波数可変回路は、前記第１並列腕共振子に直列接続された第３コンデンサと、前記第３コンデンサに並列接続された第３スイッチと、を備え、前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低くてもよい。
　これにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、第３スイッチの導通状態および非導通状態の切り換えにより、通過帯域低周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　また、前記並列腕共振回路は、さらに、前記ノードとグランドとの間に接続された第２並列腕共振子を備え、前記第２並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子および前記第１周波数可変回路が直列接続された回路とは並列接続され、前記第２並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高く、かつ、前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数より高くてもよい。
　これにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、第３スイッチの導通状態および非導通状態の切り換えにより、通過帯域低周波数側のカットオフ周波数、および、通過帯域低周波数側の減衰極の周波数を可変できる。よって、通過帯域低域端の挿入損失を増大させることなく、通過帯域低周波数側の周波数可変が可能となる。
　また、前記並列腕共振回路は、前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、前記ノードとグランドとの間に接続された第２並列腕共振子と、前記第２並列腕共振子に接続され、前記並列腕共振回路の共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第２周波数可変回路と、を備え、前記第２周波数可変回路は、前記第２並列腕共振子に直列接続された第４コンデンサと、前記第４コンデンサと並列接続された第４スイッチと、を備え、前記第１並列腕共振子と、前記第２並列腕共振子および前記第４コンデンサが直列接続された回路とは並列接続され、前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第２並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高く、かつ、前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数より高くてもよい。
　これによれば、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、第４スイッチの導通状態および非導通状態の切り換えにより、通過帯域高周波数側のカットオフ周波数、および、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変できる。よって、通過帯域高域端の挿入損失を増大させることなく、通過帯域高周波数側の周波数可変が可能となる。
　また、前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子のうち少なくとも前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極と前記基板との間には、前記比帯域幅を調整する第１調整膜が形成されていてもよい。
　これにより、第１直列腕共振子および第１並列腕共振子の比帯域幅を第１調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。例えば、第１直列腕共振子の比帯域幅を第１並列腕共振子の比帯域幅よりも大きく設定したい場合には、第１直列腕共振子の第１調整膜の膜厚を第１並列腕共振子の第１調整膜の膜厚よりも小さくすればよい。
　また、前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子のうち少なくとも前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極を覆うように、前記比帯域幅を調整する第２調整膜が形成されていてもよい。
　これにより、第１直列腕共振子および第１並列腕共振子の比帯域幅を第２調整膜の膜厚調整により設定することが可能となる。例えば、第１直列腕共振子の比帯域幅を第１並列腕共振子の比帯域幅よりも大きく設定したい場合には、第１直列腕共振子の第２調整膜の膜厚を第１並列腕共振子の第２調整膜の膜厚よりも小さくすればよい。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、上記記載のフィルタ装置と、前記フィルタ装置の通過帯域よりも高周波数側の通過帯域を有する第１フィルタと、を備え、前記第１入出力端子および前記第１フィルタは、前記共通端子に接続されていてもよい。
　通過帯域が低周波数側であるフィルタ装置によれば、当該通過帯域の高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。このフィルタ装置と共通端子で接続された第１フィルタの通過帯域は、フィルタ装置の通過帯域よりも高周波数側にあるので、第１フィルタの挿入損失を低減できる。
　また、前記フィルタ装置は、さらに、１以上の弾性波共振子を備え、前記直列腕共振回路は、前記１以上の弾性波共振子および前記並列腕共振回路を介することなく、前記共通端子に接続されていてもよい。
　これによれば、共通端子からフィルタ装置を見た場合の、通過帯域よりも高周波数側の反射損失を最小にできるので、第１フィルタの挿入損失を効果的に低減できる。
　また、共通端子と、前記第１入出力端子が前記共通端子に接続された、請求項８または１０に記載のフィルタ装置と、第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、第３端子、第１選択端子および第２選択端子を有し、前記第１選択端子が前記第２入出力端子に接続され、前記第２選択端子が前記第２端子に接続され、前記第３端子と前記第１選択端子との接続、および、前記第３端子と前記第２選択端子との接続を切り替えるスイッチ回路と、を備え、前記第１フィルタの通過帯域は、前記フィルタ装置の通過帯域よりも周波数が高く、前記フィルタ装置は、さらに、１以上の弾性波共振子を備え、前記直列腕共振回路は、前記１以上の弾性波共振子および前記並列腕共振回路を介することなく、前記共通端子に接続され、前記第３端子と前記第１選択端子とが接続されていない場合、前記第１スイッチは導通状態となっていてもよい。
　上記構成によれば、第１スイッチが導通状態の場合には、直列腕共振回路は第１直列腕共振子と第１コンデンサとで電力分配され、直列腕共振回路の反共振周波数よりも高周波数側における直列腕共振回路の容量成分のＱ値を向上できる。このため、スイッチ回路によりフィルタ装置が選択されていない場合であっても、第１フィルタの通過帯域内の挿入損失が低減される。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記記載のフィルタ装置と、前記フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備えてもよい。
　これにより、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失が低減されたフィルタ装置を備えた高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失が低減されたフィルタ装置を備えた通信装置を提供できる。
　本発明に係るフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置によれば、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図１Ｃは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２Ａは、実施例１および２に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２Ｂは、比較例１および２に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２Ｃは、比較例３および４に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図３は、直列腕共振回路のインピーダンス特性および容量Ｑ値を表すグラフである。 図４Ａは、実施例１および比較例１に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図４Ｂは、実施例１および比較例２に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図４Ｃは、実施例１および比較例３に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図４Ｄは、実施例１および比較例４に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５Ａは、実施例２および比較例１に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５Ｂは、実施例２および比較例２に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５Ｃは、実施例２および比較例３に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５Ｄは、実施例２および比較例４に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図６は、実施例１および実施例２に係るフィルタ装置の通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図７は、実施の形態１に係るフィルタ装置の電極構造を模式的に表す図である。 図８Ａは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造の断面図である。 図８Ｂは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造の他の一例の断面図である。 図８Ｃは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造のさらに他の一例の断面図である。 図９Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量値との関連を表すグラフである。 図９Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図１０Ａは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量値との関連を表すグラフである。 図１０Ｂは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図１１Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量値との関連を表すグラフである。 図１１Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図１２は、第１調整膜の膜厚と弾性波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。 図１３は、第１調整膜の膜厚と弾性波共振子の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅との関係を表すグラフである。 図１４は、第２調整膜の膜厚と弾性波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。 図１５は、第２調整膜の膜厚と弾性波共振子の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅との関係を表すグラフである。 図１６は、実施の形態２に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図１７Ａは、共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１７Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１８は、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタの直列腕共振回路のインピーダンス特性を表すグラフである。 図１９は、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２０は、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２１は、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２２は、実施の形態２の変形例２（実施例５）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２３は、実施の形態２の変形例２（実施例５）に係るフィルタの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２４は、実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２５は、実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２６Ａは、実施の形態３（実施例７）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２６Ｂは、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２７は、実施の形態３（実施例７）および変形例１（実施例８）に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図２８は、実施の形態３の変形例２（実施例９）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図２９は、実施の形態３の変形例２（実施例９）に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図３０は、実施の形態３の変形例３（実施例１０）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図３１は、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図３２は、実施の形態３の変形例３（実施例１０）に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図３３は、実施の形態３の変形例１（実施例８）および変形例３（実施例１０）に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を比較したグラフである。 図３４は、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図３５は、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図３６は、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図３７は、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図３８は、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図３９は、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図４０は、実施の形態３の変形例７（実施例１４）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図４１は、実施の形態３の変形例７（実施例１４）に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図４２は、実施の形態３の変形例８（実施例１５）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図４３は、実施の形態３の変形例８（実施例１５）に係るフィルタ装置の通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。 図４４は、実施の形態３の変形例９（実施例１６）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図４５は、実施の形態３の変形例９（実施例１６）に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図４６Ａは、実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ装置の回路構成図である。 図４６Ｂは、実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ装置の構造を説明する平面図である。 図４７Ａは、実施の形態５（実施例１８）に係るマルチプレクサに適用されるフィルタ装置の回路構成図である。 図４７Ｂは、実施の形態５（実施例１８）に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図４８Ａは、比較例５に係るマルチプレクサに適用されるフィルタの回路構成図である。 図４８Ｂは、比較例５に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図４９は、実施の形態５（実施例１８）に係るフィルタ装置および比較例５に係るフィルタの通過特性および反射特性を比較したグラフである。 図５０は、実施の形態５（実施例１８）に係るマルチプレクサおよび比較例５に係るマルチプレクサの通過特性を比較したグラフである。 図５１は、実施の形態５（実施例１８）に係るフィルタ装置および比較例５に係るフィルタの共振特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５２は、実施の形態５の変形例（実施例１９）に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図５３は、実施の形態６に係る通信装置およびその周辺回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。
　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。
　また、共振子または回路における反共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための反共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。
　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。
　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。
　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。
　直列腕共振回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路であって、共振周波数と反共振周波数を有する回路である。
　並列腕共振回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路あって、共振周波数と反共振周波数を有する回路である。
　（実施の形態１）
　［１．１　フィルタ１０の構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ１０は、直列腕共振回路１１と、並列腕共振回路１２と、を備える。
　直列腕共振回路１１は、入出力端子１１０（第１入出力端子）と入出力端子１２０（第２入出力端子）との間に接続されている。
　並列腕共振回路１２は、入出力端子１１０と入出力端子１２０とを結ぶ経路上のノードｘ１およびグランド（基準端子）に接続されている。
　図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ａは、フィルタ１０の具体的回路構成の一例である。同図に示すように、フィルタ１０Ａは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａと、コンデンサＣ１ｓと、を備える。
　直列腕共振子ｓ１ａは、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　ここで、比帯域幅とは、共振回路または共振子の反共振周波数ｆａと共振周波数ｆｒとの周波数差（ｆａ－ｆｒ）を共振周波数ｆｒで除した値（（ｆａ－ｆｒ）／ｆｒ）（またはその百分率）として定義される。なお、直列腕共振回路および並列腕共振回路のいずれかである共振回路において、反共振周波数（反共振点）が１以上存在し、共振周波数（共振点）が１以上存在する場合、当該共振回路の比帯域幅は、当該共振回路の１以上の反共振周波数のうち最も低周波数側の反共振周波数と、当該共振回路の１以上の共振周波数のうち最も低周波数側の共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値として定義される。
　コンデンサＣ１ｓは、直列腕共振子ｓ１ａに並列接続された第１コンデンサである。
　なお、直列腕共振子ｓ１ａは、複数の弾性波共振子によって構成されていてもよく、例えば、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。また、直列腕共振子ｓ１ａは、弾性波共振子でなく、共振周波数および反共振周波数を有するＬＣ共振回路で構成されていてもよい。
　並列腕共振回路１２は、共振周波数および反共振周波数を有する回路であればよく、回路構成は特に限定されない。並列腕共振回路１２は、例えば、弾性波共振子で構成されていてもよく、また、弾性波共振子でなく共振周波数および反共振周波数を有するＬＣ共振回路で構成されていてもよい。
　なお、直列腕共振子ｓ１ａおよび並列腕共振回路１２の少なくともいずれかが上記ＬＣ共振回路の場合であっても、当該ＬＣ共振回路を構成する容量素子が、圧電性を有する基板上に形成された櫛歯容量で形成されている場合、後述するバルク波損失が発生する。
　図１Ｃは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ｂの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｂは、フィルタ１０の具体的回路構成の一例である。同図に示すように、フィルタ１０Ｂは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１は、直列腕共振子ｓ１ｂと、コンデンサＣ２ｓと、を備える。
　直列腕共振子ｓ１ｂは、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　コンデンサＣ２ｓは、直列腕共振子ｓ１ｂに直列接続された第１コンデンサである。
　実施の形態１に係るフィルタ１０（フィルタ１０Ａおよび１０Ｂ）によれば、直列腕共振回路１１は、並列腕共振回路１２よりも比帯域幅の広い第１直列腕共振子（ｓ１ａおよびｓ１ｂ）と、当該第１直列腕共振子に接続された第１コンデンサ（Ｃ１ｓおよびＣ２ｓ）とで構成されるので、直列腕共振回路１１の比帯域幅は、第１直列腕共振子の比帯域幅よりも狭くなる。このため、第１直列腕共振子と並列腕共振回路１２とで構成されたフィルタよりも、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。また、並列腕共振回路１２の比帯域幅は、第１直列腕共振子の比帯域幅よりも狭いため、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。さらに、入出力端子１１０または１２０から入力される高周波信号が、第１直列腕共振子と第１コンデンサとで電力分配されるので、直列腕共振回路１１の反共振周波数よりも高周波数側における直列腕共振回路１１の容量Ｑ値を向上させることができる。このため、フィルタ１０（フィルタ１０Ａおよび１０Ｂ）の通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　［１．２　フィルタの通過特性］
　図２Ａは、実施の形態１（実施例１および実施例２）に係るフィルタ（１０Ａおよび１０Ｂ）の通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性を表すグラフである。図２Ａの（ａ）には、実施例１に係るフィルタ１０Ａの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示され、図２Ａの（ｂ）には、実施例２に係るフィルタ１０Ｂの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示されている。
　また、図２Ｂは、比較例１および比較例２に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性を表すグラフであり、（ａ）には、比較例１に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示され、（ｂ）には、比較例２に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示されている。
　また、図２Ｃは、比較例３および比較例４に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性を表すグラフであり、（ａ）には、比較例３に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示され、（ｂ）には、比較例４に係るフィルタの通過特性および共振子と共振回路のインピーダンス特性が示されている。
　なお、実施例１、２、および比較例１～４において、並列腕共振回路は１つの並列腕共振子で構成されているものとしている。
　表１に、実施例１、２、および比較例１～４に係るフィルタの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　ここで、まず、直列腕共振回路と並列腕共振回路とで構成されたラダー型のバンドパスフィルタについて共振周波数および反共振周波数とフィルタ特性との関係を説明しておく。
　並列腕共振回路は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数Ｆｒｐおよびインピーダンス｜Ｚ｜が極大となる反共振周波数Ｆａｐ（＞Ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振回路は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数Ｆｒｓ、および、インピーダンス｜Ｚ｜が極大となる反共振周波数Ｆａｓ（＞Ｆｒｓ＞Ｆｒｐ）を有している。ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐと直列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振回路のインピーダンスが０に近づく共振周波数Ｆｒｐに減衰極が構成され、共振周波数Ｆｒｐ近傍は、低周波数側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数Ｆａｐ近傍で並列腕共振回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数Ｆｒｓ近傍で直列腕共振回路のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数Ｆａｐと共振周波数Ｆｒｓの近傍では、入出力端子１１０から入出力端子１２０への信号経路において通過帯域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数Ｆａｓ近傍になると、直列腕共振回路のインピーダンスが高くなる反共振周波数Ｆａｓに減衰極が構成され、反共振周波数Ｆａｐ近傍は、高周波数側阻止域となる。つまり、並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ、および、直列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｓによって通過帯域が構成され、並列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｐによって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｓによって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　　［１．２．１　実施例１に係るフィルタ１０Ａの通過特性］
　図２Ａの（ａ）に示すように、実施例１に係るフィルタ１０Ａは、直列腕共振回路１１と並列腕共振回路１２とで構成され、直列腕共振回路１１は並列接続された直列腕共振子ｓ１ａおよびコンデンサＣ１ｓを有し、並列腕共振回路１２は並列腕共振子ｐ１ａを有している。
　図３は、直列腕共振回路のインピーダンス特性および容量Ｑ値を表すグラフである。同図の左側には、直列腕共振回路を構成する、互いに並列接続された直列腕共振子ｓ１およびコンデンサＣｓが示されている。図３の右上側のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓに対して、コンデンサＣｓの容量値を大きくするにつれ、直列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｓが低周波数側へシフトする。このため、コンデンサＣｓの容量値を大きくするにつれ、直列腕共振回路の比帯域幅（（Ｆａｓ－Ｆｒｓ）／Ｆｒｓ）は、狭くなる。
　このため、図２Ａの（ａ）のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１ａの比帯域幅（（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）／ｆｒｓ１）は、並列腕共振回路１２の比帯域幅（（Ｆａｐ１－Ｆｒｐ１）／Ｆｒｐ１）よりも広い。また、直列腕共振回路１１は、並列接続された直列腕共振子ｓ１ａおよびコンデンサＣ１ｓで構成されているため、直列腕共振回路１１の比帯域幅（（Ｆａｓ１－Ｆｒｓ１）／Ｆｒｓ１）は、直列腕共振子ｓ１ａの比帯域幅（（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）／ｆｒｓ１）よりも狭くなる。
　よって、実施例１に係るフィルタ１０Ａは、直列腕共振子ｓ１ａと並列腕共振回路１２とで構成されるフィルタよりも、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。また、並列腕共振回路１２の比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１ａの比帯域幅よりも狭いため、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)も確保できる。言い換えると、直列腕共振回路１１の比帯域幅と、並列腕共振回路１２の比帯域幅とは、概略一致させることができるので、通過帯域低周波端および通過帯域低周波数側減衰極の周波数差と、通過帯域高周波端および通過帯域高周波数側減衰極の周波数差とが概略一致した、通過帯域両端における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性の高いフィルタを構成できる。
　また、図３の右下側のグラフに示すように、コンデンサＣｓの容量値を大きくするにつれ、通過帯域より高周波数側（図３では０．８５ＧＨｚ以上の帯域）の周波数帯域では、直列腕共振回路の容量Ｑ値が大きくなる。直列腕共振子ｓ１において、反共振周波数の高周波数側帯域においてバルク波損失が発生する。これに対して、本実施の形態に係る直列腕共振回路では、反共振周波数よりも高周波数側帯域においてバルク波損失のないコンデンサＣｓを直列共振子ｓ１に並列接続していることで、入力高周波信号が直列腕共振子ｓ１とコンデンサＣｓとで電力分配されるため、直列腕共振回路１１の反共振周波数よりも高周波数側における直列腕共振子ｓ１の容量Ｑ値が向上したためである。この直列腕共振回路１１の反共振周波数よりも高周波数側における容量Ｑ値が向上したことで、フィルタ１０Ａの通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　なお、弾性波共振子の反共振周波数の高周波数側のストップバンド高域において、機械エネルギーが基板内に放射し、当該弾性表面波共振子の等価抵抗が大きくなるという、いわゆるバルク波損失が発生する。また、圧電性基板上に形成した櫛歯電極などの容量素子においても、自己共振周波数より高周波数領域で同様のバルク波損失が発生する。
　　［１．２．２　実施例２に係るフィルタ１０Ｂの通過特性］
　図２Ａの（ｂ）に示すように、実施例２に係るフィルタ１０Ｂは、直列腕共振回路１１と並列腕共振回路１２とで構成され、直列腕共振回路１１は直列接続された直列腕共振子ｓ１ｂおよびコンデンサＣ２ｓを有し、並列腕共振回路１２は並列腕共振子ｐ１ｂを有している。同図のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１ｂの比帯域幅（（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）／ｆｒｓ１）は、並列腕共振回路１２の比帯域幅（（Ｆａｐ１－Ｆｒｐ１）／Ｆｒｐ１）よりも広い。また、直列腕共振回路１１は、直列接続された直列腕共振子ｓ１ｂおよびコンデンサＣ２ｓで構成されているため、直列腕共振回路１１の比帯域幅（（Ｆａｓ１－Ｆｒｓ１）／Ｆｒｓ１）は、直列腕共振子ｓ１ｂの比帯域幅（（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）／ｆｒｓ１）よりも狭くなる。このため、実施例２に係るフィルタ１０Ｂは、直列腕共振子ｓ１ｂと並列腕共振回路１２とで構成されるフィルタよりも、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。また、並列腕共振回路１２の比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１ｂの比帯域幅よりも狭いため、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)も確保できる。
　また、実施例２に係るフィルタ１０Ｂにおいても、直列接続されたコンデンサＣ２ｓにより、入出力端子１１０または１２０から入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１ｂとコンデンサＣ２ｓとで電力分配されるため、直列腕共振回路１１の反共振周波数よりも高周波数側における直列腕共振子ｓ１ｂの容量Ｑ値が向上する。これにより、通過帯域より高周波数側の周波数帯域では、直列腕共振回路１１の容量Ｑ値が大きくなる。この直列腕共振回路１１の反共振周波数よりも高周波数側における容量Ｑ値が向上したことで、フィルタ１０Ｂの通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　　［１．２．３　比較例１に係るフィルタの通過特性］
　図２Ｂの（ａ）に示すように、比較例１に係るフィルタは、直列腕共振子ｓ２ａと並列腕共振子ｐ２ａとで構成されている。同図のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ２ａの比帯域幅（（ｆａｓ２－ｆｒｓ２）／ｆｒｓ２）と、並列腕共振子ｐ２ａの比帯域幅（（ｆａｐ２－ｆｒｐ２）／ｆｒｐ２）とは略等しく、直列腕共振子ｓ２ａおよび並列腕共振子ｐ２ａの比帯域幅は、ともに、実施例１および２に係る並列腕共振子ｐ１ａおよびｐ１ｂと等しい。
　　［１．２．４　比較例２に係るフィルタの通過特性］
　図２Ｂの（ｂ）に示すように、比較例２に係るフィルタは、直列腕共振子ｓ２ｂと並列腕共振子ｐ２ｂとで構成されている。同図のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ２ｂの比帯域幅（（ｆａｓ２－ｆｒｓ２）／ｆｒｓ２）と、並列腕共振子ｐ２ｂの比帯域幅（（ｆａｐ２－ｆｒｐ２）／ｆｒｐ２）とは、略等しく、比較例１に係る各比帯域幅と比べてともに広い。
　　［１．２．５　比較例３に係るフィルタの通過特性］
　図２Ｃの（ａ）に示すように、比較例３に係るフィルタは、直列腕共振子ｓ２ｃと並列腕共振子ｐ２ｃとで構成されている。同図のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ２ｃの比帯域幅（（ｆａｓ２－ｆｒｓ２）／ｆｒｓ２）は、並列腕共振子ｐ２ｃの比帯域幅（（ｆａｐ２－ｆｒｐ２）／ｆｒｐ２）よりも狭い。
　　［１．２．６　比較例４に係るフィルタの通過特性］
　図２Ｃの（ｂ）に示すように、比較例４に係るフィルタは、直列腕共振子ｓ２ｄと並列腕共振子ｐ２ｄとで構成されている。同図のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ２ｄの比帯域幅（（ｆａｓ２－ｆｒｓ２）／ｆｒｓ２）は、並列腕共振子ｐ２ｄの比帯域幅（（ｆａｐ２－ｆｒｐ２）／ｆｒｐ２）よりも広い。
　　［１．２．７　実施例１および比較例１に係るフィルタの特性比較］
　図４Ａは、実施例１および比較例１に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。なお、図４Ａ～図５Ｄでは、（ａ）にはフィルタの通過特性が示され、（ｂ）にはフィルタの通過帯域内挿入損失が示され、（ｃ）にはフィルタの反射損失およびフィルタの容量Ｑ値が示されている。
　実施例１および比較例１に係るフィルタでは、直列腕共振回路および並列腕共振回路の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅は、ほぼ同等となっているため、同図の（ａ）および（ｂ）に示すように、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性および通過特性内の挿入損失は、ほぼ同等なものとなっている。
　これに対して、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域の高周波数側の周波数帯域において、フィルタの容量Ｑ値は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの方が大きくなっている。直列腕共振子ｓ１ａは、反共振周波数の高周波数側の周波数領域で、バルク波損失があり、容量性分のＱ値が低下する特徴がある。一方、コンデンサＣ１ｓは、上記周波数領域で容量Ｑ値の悪化はない。このため、フィルタに入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１ａとコンデンサＣ１ｓとで電力分配されることにより、実施例１に係るフィルタ１０Ａのほうが、比較例１に係るフィルタよりも上記周波数領域における容量Ｑ値が向上したことで、通過帯域より高周波数側での反射損失が低減されている。
　　［１．２．８　実施例１および比較例２に係るフィルタの特性比較］
　図４Ｂは、実施例１および比較例２に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例２に係るフィルタは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、直列腕共振回路および並列腕共振回路の比帯域幅が、ともに広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失は良好であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域近傍の高周波数側帯域では、比較例２に係るフィルタのほうが、直列腕共振回路の反共振周波数で構成される通過帯域高周波数側の減衰極が高周波数にあるため、実施例１に係るフィルタ１０Ａよりも反射損失が低減されている。一方、通過帯域から離れた高周波数側帯域では、フィルタの容量Ｑ値は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの方が大きくなっており、比較例２に係るフィルタよりも、通過帯域から離れた高周波数側帯域での反射損失が低減されている。
　　［１．２．９　実施例１および比較例３に係るフィルタの特性比較］
　図４Ｃは、実施例１および比較例３に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例３に係るフィルタは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、直列腕共振回路の比帯域幅が同等であるが、並列腕共振回路の比帯域幅が広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失はほぼ同等であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域の高周波数側の周波数帯域において、フィルタの容量Ｑ値は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの方が大きくなっている。これは、フィルタに入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１ａとコンデンサＣ１ｓとで電力分配されることによるものである。これにより、実施例１に係るフィルタ１０Ａのほうが、比較例３に係るフィルタよりも、通過帯域より高周波数側での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１０　実施例１および比較例４に係るフィルタの特性比較］
　図４Ｄは、実施例１および比較例４に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例４に係るフィルタは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、並列腕共振回路の比帯域幅が同等であるが、直列腕共振回路の比帯域幅が広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失はほぼ同等であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域近傍の高周波数側帯域では、比較例４に係るフィルタのほうが、直列腕共振回路の反共振周波数で構成される通過帯域高周波数側の減衰極が高周波数にあるため、実施例１に係るフィルタ１０Ａよりも反射損失が低減されている。一方、通過帯域から離れた高周波数側帯域では、フィルタの容量Ｑ値は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの方が大きくなっており、比較例４に係るフィルタよりも、通過帯域から離れた高周波数側帯域での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１１　実施例２および比較例１に係るフィルタの特性比較］
　図５Ａは、実施例２および比較例１に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　実施例２および比較例１に係るフィルタでは、直列腕共振回路および並列腕共振回路の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅は、ほぼ同等となっているため、同図の（ａ）に示すように、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）は同等となっている。また、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域の挿入損失は比較例１に係るフィルタでのほうが低減されている。これは、実施例１に係るフィルタの通過帯域を構成する直列腕共振回路の共振周波数は、直列腕共振子の共振周波数をコンデンサＣ２ｓによって高周波数にシフトしているため、コンデンサＣ２ｓの抵抗成分によって共振周波数のＱが低下し、通過帯域の挿入損失が増加しているためである。
　これに対して、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域の高周波数側の周波数帯域において、フィルタの容量Ｑ値は、実施例２に係るフィルタ１０Ｂの方が大きくなっている。直列腕共振子ｓ１ｂは、反共振周波数の高周波数側の周波数領域で、バルク波損失があり、容量性分のＱ値が低下する特徴がある。一方、コンデンサＣ２ｓは、上記周波数領域で容量Ｑ値の悪化はない。このため、フィルタに入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１ｂとコンデンサＣ２ｓとで電力分配されることにより、実施例２に係るフィルタ１０Ｂのほうが、比較例１に係るフィルタよりも上記周波数領域における容量Ｑ値が向上したことで、通過帯域より高周波数側での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１２　実施例２および比較例２に係るフィルタの特性比較］
　図５Ｂは、実施例２および比較例２に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例２に係るフィルタは、実施例２に係るフィルタ１０Ｂと比較して、直列腕共振回路および並列腕共振回路の比帯域幅が、ともに広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失は良好であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域近傍の高周波数側帯域では、比較例２に係るフィルタのほうが、直列腕共振回路の反共振周波数で構成される通過帯域高周波数側の減衰極が高周波数にあるため、実施例２に係るフィルタ１０Ｂよりも反射損失が低減されている。一方、通過帯域から離れた高周波数側帯域では、フィルタの容量Ｑ値は、実施例２に係るフィルタ１０Ｂの方が大きくなっており、比較例２に係るフィルタよりも、通過帯域から離れた高周波数側帯域での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１３　実施例２および比較例３に係るフィルタの特性比較］
　図５Ｃは、実施例２および比較例３に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例３に係るフィルタは、実施例２に係るフィルタ１０Ｂと比較して、直列腕共振回路の比帯域幅が同等であるが、並列腕共振回路の比帯域幅が広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失は良好であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域よりも高周波数側の周波数帯域において、フィルタの容量Ｑ値は、実施例２に係るフィルタ１０Ｂの方が大きくなっている。これは、フィルタに入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１ｂとコンデンサＣ２ｓとで電力分配されることによるものである。これにより、実施例２に係るフィルタ１０Ｂのほうが、比較例３に係るフィルタよりも、通過帯域より高周波数側での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１４　実施例２および比較例４に係るフィルタの特性比較］
　図５Ｄは、実施例２および比較例４に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　比較例４に係るフィルタは、実施例２に係るフィルタ１０Ｂと比較して、並列腕共振回路の比帯域幅が同等であるが、直列腕共振回路の比帯域幅が広い。このため、同図の（ｂ）に示すように、通過帯域内の挿入損失は良好であるものの、同図の（ａ）に示すように、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ）が悪化している。
　また、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域近傍の高周波数側帯域では、比較例４に係るフィルタのほうが、直列腕共振回路の反共振周波数で構成される通過帯域高周波数側の減衰極が高周波数にあるため、実施例２に係るフィルタ１０Ｂよりも反射損失が低減されている。一方、通過帯域から離れた高周波数側帯域では、直列腕共振回路の容量Ｑ値は、実施例２に係るフィルタ１０Ｂの方が大きくなっており、比較例４に係るフィルタよりも、通過帯域から離れた高周波数側帯域での反射損失が低減されている。
　　［１．２．１５　実施例１および実施例２に係るフィルタの特性比較］
　図６は、実施例１および実施例２に係るフィルタの通過特性、反射特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　同図の左上側のグラフに示すように、実施例１に係るフィルタ１０Ａおよび実施例２に係るフィルタ１０Ｂにおいて、通過帯域外の減衰特性については同等である。これに対して、同図の左下側のグラフに示すように、通過帯域内の挿入損失については、実施例１に係るフィルタ１０Ａのほうが実施例２に係るフィルタ１０Ｂよりも低減されている。さらに、同図の右側のグラフに示すように、通過帯域より高周波数側の周波数帯域におけるフィルタの容量Ｑ値については、実施例１に係るフィルタ１０Ａのほうが実施例２に係るフィルタ１０Ｂよりも大きくなっており、これにより反射損失が低減されている。
　以上、実施例１に係るフィルタ１０Ａおよび実施例２に係るフィルタ１０Ｂによれば、通過帯域高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。また、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性（キレ)を確保できる。さらに、通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　なお、実施例１に係るフィルタ１０Ａのほうが、実施例２に係るフィルタ１０Ｂよりも通過帯域の挿入損失が良好であり、通過帯域より高周波数側の周波数帯域における反射損失が低減される。
　［１．３　フィルタ１０の構造］
　図７は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの電極構造を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＡ－Ａ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＢ－Ｂ’線における断面図である。なお、図７に示された電極構造は、フィルタ１０Ａを構成する直列腕共振子ｓ１ａ、並列腕共振子ｐ１ａ、および、コンデンサＣ１ｓを構成する櫛歯容量電極の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０Ａの各共振子のＩＤＴ電極および櫛歯容量電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、実施例２に係るフィルタ１０Ｂについても、コンデンサＣ２ｓの接続関係が異なるだけであり、図７に示されたフィルタ１０Ａの電極構造が適用される。
　図７に示すように、フィルタ１０Ａを構成する各共振子は、例えば、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０Ａを、圧電基板１０２に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。
　直列腕共振子ｓ１ａは、ＩＤＴ電極１１１、１組の反射器１１２、および圧電基板１０２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１ａは、ＩＤＴ電極１２１、１組の反射器１２２、および圧電基板１０２によって構成されている。
　図７の（ａ）および（ｂ）に示すように、直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極１１１および並列腕共振子ｐ１ａのＩＤＴ電極１２１は、電極膜１０１によって構成され、当該電極膜１０１は圧電基板１０２上に形成されている。
　ＩＤＴ電極１１１および１２１は、複数の電極指と、当該複数の電極指を挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指が１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指は、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された直列腕共振子ｓ１ａおよび並列腕共振子ｐ１ａでは、ＩＤＴ電極１１１および１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて説明する。
　上記弾性波の波長は、複数の電極指のうち１つのバスバー電極に接続された電極指の繰り返し周期λｓ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｓ１とは、当該繰り返し周期λｓ１の１／２であり、電極指のライン幅をＷｓ１とし、隣り合う電極指の間のスペース幅をＳｓ１とした場合、Ｐｓ１＝（Ｗｓ１＋Ｓｓ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極１１１の交叉幅Ｌｓ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指と他方に接続された電極指とを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指のライン幅占有率であり、当該複数の電極指のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｓ１／（Ｗｓ１＋Ｓｓ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指のピッチ）に対する複数の電極指の幅の比、つまりＷｓ１／Ｐｓ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｓ１とし、電極指の総数をＭｓ１とすると、Ｍｓ１＝２Ｎｓ１＋１を満たす。また、電極指の膜厚とは、当該電極指を形成する電極膜１０１の厚みＴｓ１である。また、弾性波共振子の静電容量Ｃ０は、以下の式１で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０２の誘電率である。
　次に、コンデンサＣ１ｓの構造について、説明する。
　コンデンサＣ１ｓは、圧電基板１０２と圧電基板１０２上に形成された櫛歯容量電極とで構成されている。櫛歯容量電極は、複数の電極指で構成されている。図７の（ａ）および（ｃ）に示すように、櫛歯容量電極は、ＩＤＴ電極１１１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、コンデンサＣ１ｓを構成する櫛歯容量電極は、直列腕共振子ｓ１ａを構成するＩＤＴ電極１１１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極とＩＤＴ電極１１１とは、互いに異なる圧電基板上に形成されていてもかまわない。
　櫛歯容量電極は、複数の電極指と、当該複数の電極指を挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指が１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指は、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成されたコンデンサＣ１ｓでは、櫛歯容量電極の設計パラメータ等によって、容量値およびＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極の設計パラメータについて説明する。
　櫛歯容量電極の電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ１とは、電極指のライン幅をＷｃ１とし、隣り合う電極指の間のスペース幅をＳｃ１とした場合、Ｐｃ１＝Ｗｃ１＋Ｓｃ１で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指のライン幅占有率であり、複数の電極指のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｃ１／（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比、つまりＷｃ１／Ｐｃ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｃ１とし、電極指の総数をＭｃ１とすると、Ｍｃ１＝２Ｎｃ１＋１を満たす。また、電極指の膜厚とは、電極指を形成する電極膜１０１の厚みＴｃ１である。また、櫛歯容量電極の静電容量ＣＣは、以下の式２で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電性を有する基板１０２の誘電率である。
　次いで、コンデンサＣ１ｓを構成する櫛歯容量電極と、コンデンサＣ１ｓと接続される直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて、比較して説明する。
　コンデンサＣ１ｓの電極指ピッチは、直列腕共振子ｓ１ａの電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ１＜Ｐｓ１を満たす。ここで、コンデンサＣ１ｓにおける複数の電極指のピッチは、直列腕共振子ｓ１ａにおける複数の電極指のピッチの８０パーセント以下（すなわちＰｃ１≦０．８×Ｐｓ１＝０．４×λｓ１）であることが好ましい。
　また、コンデンサＣ１ｓにおける複数の電極指の膜厚は、直列腕共振子ｓ１ａにおける複数の電極指の膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ１＜Ｔｓ１を満たす。ここで、製造上の理由から、コンデンサＣ１ｓにおいて、電極指の膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１に対して４０％以下（すなわちＴｃ１≦０．４０×Ｐｃ１）であることが好ましい。また、同様の理由から、直列腕共振子ｓ１ａにおいて、電極指の膜厚Ｔｓ１は電極指ピッチＰｓ１に対して４０％以下（すなわちＴｓ１≦０．４０×Ｐｓ１）であることが好ましい。また、膜厚Ｔｃ１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ１≦Ｔｃ１）である。同様に、膜厚Ｔｓ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｓ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｓ１≦Ｔｓ１）である。
　また、コンデンサＣ１ｓの電極デューティは、直列腕共振子ｓ１ａの電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、コンデンサＣ１ｓおよび直列腕共振子ｓ１ａは、Ｗｃ１／Ｐｃ１＞Ｗｓ１／Ｐｓ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量電極の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化および省スペース化が図られる。
　なお、各素子（直列腕共振子ｓ１ａ、並列腕共振子ｐ１ａ、およびコンデンサＣ１ｓ）において、電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、コンデンサＣ１ｓと直列腕共振子ｓ１ａとは、これらを構成する櫛歯電極およびＩＤＴ電極の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、コンデンサＣ１ｓと直列腕共振子ｓ１ａとの間の上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、コンデンサＣ１ｓの平均値と直列腕共振子ｓ１ａの平均値との間で成立していればよい。
　［１．４　電極指の詳細構造］
　次に、ＩＤＴ電極１１１の電極指および櫛歯容量電極の電極指の構造について、当該電極指が形成される圧電基板１０２および保護層（後述する）の構成も含めて説明する。なお、本実施の形態では、ＩＤＴ電極１１１の電極指および櫛歯容量電極の電極指とは、膜厚が異なる点を除いて共通の電極膜１０１によって構成されているが、これらは構造または組成等が互いに異なる電極膜によって構成されていてもかまわない。
　図８Ａは、実施の形態１におけるＩＤＴ電極１１１の電極指および櫛歯容量電極の電極指を構成する電極膜１０１およびその周囲の構造の第１例を表す断面図である。
　同図に示すように、本実施の形態では、電極膜１０１は、圧電基板１０２側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕからなる金属膜２１４、および、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。
　このとき、圧電基板１０２は、ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶からなる。なお、圧電基板１０２は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であればよい。例えば、表面に圧電薄膜（圧電体）を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、圧電基板１０２は、基板全体に圧電性を有していても良い。この場合、圧電基板１０２は、圧電体層一層からなる圧電基板である。
　また、電極膜１０１は、当該電極膜１０１を外部環境から保護するとともに、直列腕共振子ｓ１ａおよび並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅（電気機械結合係数）を調整する第２調整膜によって覆われていてもよい。当該第２調整膜は、本実施の形態では、圧電基板１０２側から順に、ＳｉＯ２からなる保護層１０３、および、ＳｉＮからなる保護層１０４が積層されることにより形成されている。また、第２調整膜は、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどの機能も有する。
　また、図８Ｂは、実施の形態１におけるＩＤＴ電極１１１の電極指および櫛歯容量電極の電極指を構成する電極膜１０１およびその周囲の構造の第２例を表す断面図である。同図に示すように、電極膜１０１と圧電基板１０２との間には、直列腕共振子ｓ１ａおよび並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅（電気機械結合係数）を調整する第１調整膜１０３ａが設けられていてもよい。第１調整膜１０３ａは、例えば、ＳｉＯ２からなる。
　図８Ａおよび図８Ｂに示された電極指構造において、第１調整膜１０３ａの膜厚を厚くするほど、直列腕共振子ｓ１ａまたは並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅（電気機械結合係数）を小さくできる。また、第２調整膜（保護層１０３＋１０４）の膜厚を厚くするほど、直列腕共振子ｓ１ａまたは並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅（電気機械結合係数）を小さくできる。
　また、電極膜１０１の構造は、図８Ａ及び図８Ｂの構造に限定されず、図８Ｃの構造であってもよい。同図に示す電極膜１０１は、上述した金属膜２１３および金属膜２１４によって形成されている。
　このとき、圧電基板１０２は、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶からなる。また、上述した保護層１０３よりも膜厚の薄い保護層１０３ｂが設けられている。
　なお、これらの構成は一例であり、ＩＤＴ電極１１１の電極指および櫛歯容量電極の電極指を形成する電極膜１０１の構成は、これらに限らない。例えば、電極膜１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜及び各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、圧電基板１０２は、例えば、ＫＮｂＯ３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなってもかまわない。また、保護層および比帯域幅（電気機械結合係数）の調整膜の構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３及び１０４は、形成されていなくてもよい。
　［１．５　コンデンサＣ１ｓの特性］
　実施例１に係るフィルタ１０Ａは、直列腕共振子ｓ１ａ、コンデンサＣ１ｓの電極指ピッチおよび膜厚が上述の関係を満たすことにより、直列腕共振子ｓ１ａのＱ値およびコンデンサＣ１ｓのＱ値の双方を確保するという効果を奏することができる。
　これは、コンデンサＣ１ｓの特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、典型例のコンデンサを用いて説明する。
　　［１．５．１　電極指ピッチとの関連］
　まず、典型例のコンデンサについて、電極指ピッチと特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。
　図９Ａは、典型例において、コンデンサの電極指ピッチＰｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図９Ｂは、典型例において、コンデンサの電極指ピッチＰｃ１とＱ値（容量Ｑ）との関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。
　図９Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ１を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、コンデンサの自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）である。
　一方、図９Ａに示すように、コンデンサは、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。このとき、図９Ｂに示すように、コンデンサのＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振周波数では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数をフィルタ１０Ａの通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域におけるコンデンサのＱ値を高めることができる。
　言い換えると、電極指ピッチＰｃ１が広いほど、コンデンサの自己共振周波数は低域側にシフトする。このため、当該自己共振周波数の周波数が他の弾性波共振子を介することなくコンデンサと接続される直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数または反共振周波数の周波数と一致する場合がある。つまり、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数または反共振周波数の周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、直列腕共振子ｓ１ａとコンデンサとの合成特性で得られる共振周波数または反共振周波数は、コンデンサのＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くしてコンデンサＣ１ｓの自己共振周波数を直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数および反共振周波数より高域側に追いやることにより、直列腕共振子ｓ１ａとコンデンサＣ１ｓとの合成特性の共振周波数と反共振周波数におけるＱ値の低下を抑制して、要求される共振周波数と反共振周波数におけるＱ値を確保することができる。
　また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど容量値を維持したままコンデンサＣ１ｓのサイズを小型化できるため、コンデンサＣ１ｓを備えるフィルタ等の小型化及び省スペース化が図られる。
　　［１．５．２　電極指の膜厚との関連］
　次に、典型例のコンデンサＣ１ｓについて、電極指の膜厚と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指の膜厚以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍである。
　図１０Ａは、典型例において、コンデンサＣ１ｓの電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図１０Ｂは、典型例において、コンデンサＣ１ｓの電極指の膜厚Ｔｃ１と容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１に対する膜厚Ｔｃ１の比率を、０．１５、０．２０、０．２５、０．３０とした場合の周波数特性が表されている。
　これらの図に示すように、電極指の膜厚Ｔｃ１を変えても容量値および容量Ｑのいずれについても、目立った変化はない。よって、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の観点から適宜決定されればよい。
　これに関して、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の理由から、電極指ピッチＰｃ１によって上限が制限され、具体的には電極指ピッチＰｃ１の４０％以下で設計される必要がある。ただし、膜厚Ｔｃ１を厚くし過ぎると電極指のライン幅Ｗｃ１のばらつきが大きくなり、膜厚Ｔｃ１を薄くし過ぎると電極指の抵抗が大きくなるため、膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１の２０％前後であることが好ましい。ここで、２０％前後には、２０％に限らず、数％程度の誤差範囲も含まれる。
　　［１．５．３　電極デューティとの関連］
　次に、典型例のコンデンサＣ１ｓについて、電極デューティ（デューティ比）と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極デューティ以外の設計パラメータは一定であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍであり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。
　図１１Ａは、典型例において、コンデンサＣ１ｓの電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図１１Ｂは、典型例において、コンデンサＣ１ｓの電極指の膜厚Ｔｃ１と容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極デューティを、０．４０、０．５０、０．６０、０．７０とした場合の周波数特性が表されている。
　図１１Ａに示すように、電極デューティが大きいほど容量値は大きくなる。一方、図１１Ｂに示すように、電極デューティを変えても容量Ｑには、目立った変化はない。
　よって、櫛歯容量は、電極デューティを大きくすることにより単位面積当たりの容量値を大きくすることができるため、小型化及び省スペース化が図られる。
　［１．６　比帯域幅の調整］
　次に、弾性波共振子構造を有する直列腕共振子および並列腕共振子の比帯域幅ＢＷＲの調整について説明する。
　図１２は、電極構造を構成する第１調整膜の膜厚と弾性波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。また、図１３は、第１調整膜の膜厚と弾性波共振子の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅との関係を表すグラフである。図１２には、図８Ｂに示された第１調整膜１０３ａの膜厚を変化させた場合の弾性波共振子の共振インピーダンスの周波数特性が示されている。なお、このとき、圧電基板１０２としては、－１０°ＹカットＬｉＮｂＯ３基板を用い、ＩＤＴ電極膜厚を５９５ｎｍとした。また、図１３の上段には、第１調整膜の膜厚と共振周波数ｆｒとの関係が示されており、図１３の中段には、第１調整膜の膜厚と反共振周波数ｆａとの関係が示されており、図１３の下段には、第１調整膜の膜厚と、比帯域幅ＢＷＲとの関係が示されている。
　図１２に示すように、第１調整膜の膜厚を変化させると、反共振周波数ｆａは殆ど動かず、共振周波数ｆｒがシフトする。より具体的には、図１３に示すように、第１調整膜の膜厚を厚くするほど共振周波数ｆｒは高周波数側へシフトし、比帯域幅ＢＷＲは小さくなる。
　以上の結果より、実施例１に係るフィルタ１０Ａにおいて、直列腕共振子ｓ１ａの比帯域幅を並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅よりも大きくする構成として、（１）直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極における第１調整膜を、並列腕共振子ｐ１ａのＩＤＴ電極における第１調整膜よりも薄くする、または、（２）直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極に第１調整膜を形成しない、が挙げられる。
　図１４は、電極構造を構成する第２調整膜の膜厚と弾性波共振子のインピーダンスとの関係を表すグラフである。また、図１５は、第２調整膜の膜厚と弾性波共振子の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅との関係を表すグラフである。図１４には、図８Ａおよび図８Ｂに示された第２調整膜（保護層１０３＋１０４）の膜厚を変化させた場合の弾性波共振子の共振インピーダンスの周波数特性が示されている。なお、このとき、圧電基板１０２としては、－１０°ＹカットＬｉＮｂＯ３基板を用い、ＩＤＴ電極膜厚を５９５ｎｍとした。また、図１５の上段には、第２調整膜の膜厚と共振周波数ｆｒとの関係が示されており、図１５の中段には、第２調整膜の膜厚と反共振周波数ｆａとの関係が示されており、図１５の下段には、第２調整膜の膜厚と、比帯域幅ＢＷＲとの関係が示されている。
　図１４に示すように、第２調整膜の膜厚を変化させると、反共振周波数ｆａおよび共振周波数ｆｒがシフトする。より具体的には、図１５に示すように、第２調整膜の膜厚を厚くするほど共振周波数ｆｒは高周波数側へシフトし、かつ、反共振周波数ｆａは低周波数側へシフトするため、比帯域幅ＢＷＲは小さくなる。
　以上の結果より、実施例１に係るフィルタ１０Ａにおいて、直列腕共振子ｓ１ａの比帯域幅を並列腕共振子ｐ１ａの比帯域幅よりも大きくする構成として、（１）直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極における第２調整膜を、並列腕共振子ｐ１ａのＩＤＴ電極における第２調整膜よりも薄くする、または、（２）直列腕共振子ｓ１ａのＩＤＴ電極に第２調整膜を形成しない、が挙げられる。
　以上より、第１調整膜および第２調整膜は、要求されるフィルタ特性に応じて適宜設定されればよい。具体的には、例えば、第２調整膜は周波数温度特性および耐湿性を高めるなどの機能も有するため、要求されるフィルタに必要な周波数温度特性および耐湿性を考慮して設定し、比帯域幅の調整は、主として第１調整膜の有無および膜厚によって決定すればよい。
　（実施の形態２）
　実施の形態１に係るフィルタは、直列腕共振子とコンデンサとが並列接続された直列腕共振回路を有していたが、本実施の形態では、上記直列腕共振子および上記コンデンサ以外の回路素子が付加された直列腕共振回路を有するフィルタについて説明する。
　［２．１　フィルタ１０Ｄの構成］
　図１６は、実施の形態２に係るフィルタ１０Ｄの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｄは、直列腕共振回路１１Ｄおよび並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１Ｄは、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、インピーダンス素子ｚ１とを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｄは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、インピーダンス素子ｚ１を有する点のみが構成として異なる。以下、本実施の形態に係るフィルタ１０Ｄについて、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ点は説明を省略し、実施例１に係るフィルタ１０Ａと異なる点を中心に説明する。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　インピーダンス素子ｚ１は、直列腕共振子ｓ１に直列接続された第１インピーダンス素子であり、コンデンサ（第２コンデンサ）またはインダクタが例示される。
　コンデンサＣ１は、直列腕共振子ｓ１およびインピーダンス素子ｚ１が直列接続された回路に並列接続された第１コンデンサである。
　上記構成によれば、実施の形態１に係るフィルタ１０と同様に、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減できる。さらに、インピーダンス素子を適宜選択することにより、通過帯域幅または減衰帯域を調整することが可能となる。
　［２．２　共振解析］
　ここで、フィルタ１０Ｄの共振特性について、等価回路を用いて説明しておく。
　　［２．２．１　共振子単体］
　まず、共振子単体の共振特性について説明する。
　図１７Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１の直列回路（直列接続回路）とコンデンサＣ０との並列回路（並列接続回路）で表すことができる。ここで、コンデンサＣ０は、共振子の静電容量である。
　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、コンデンサＣ１とインダクタＬ１との直列回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式３を解くことにより、式４で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、共振子の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式５を解くことにより、式６で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記式４及び式６より、図１７Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。
　つまり、共振子は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。
　　［２．２．２　共振子にインピーダンス素子を直列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図１７Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ１が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、コンデンサＣ１およびインダクタＬ１の直列回路とコンデンサＣ０との並列回路で表すことができる。ここで、コンデンサＣ０は、共振子の静電容量である。また、共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。なお、図１７Ｂに示された等価回路モデルにおいて、スイッチＳＷは、オフ（非導通状態）の場合に容量成分がゼロ（すなわちインピーダンスが無限大）となり、オン（導通状態）の場合に抵抗成分がゼロ（すなわちインピーダンスがゼロ）となる理想的なスイッチとして扱う。
　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合、インピーダンス素子Ｘ１は短絡となるため、共振周波数ｆｒ＿ｏｎ及び反共振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図１７Ａにおける共振子単体の共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａと同じとなり、式７及び式８で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ１がコンデンサである場合、及び、（２）インピーダンス素子Ｘ１がインダクタである場合に分けて説明する。
　（１）インピーダンス素子Ｘ１がコンデンサＣｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式９を解くことにより、式１０で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１１で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式７、式８、式１０、および式１１より、インピーダンス素子Ｘ１がコンデンサである場合、図１７Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオンおよびオフの切り替えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。
　（２）インピーダンス素子Ｘ１がインダクタＬｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１２を解くことにより、式１３で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式１３において、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＬはスイッチＳＷがオフの場合の低周波数側の共振周波数であり、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＨはスイッチＳＷがオフの場合の高周波数側の共振周波数である。
　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１４で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式７、式８、式１３、及び式１４より、インピーダンス素子Ｘ１がインダクタである場合、図１７Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｌ）は、低周波数側へシフトするとともに、（ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｈ）が追加されることが解る。
　　［２．２．３　共振子にインピーダンス素子を並列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が並列接続された場合の共振特性について、説明しておく。なお、ここでは、インピーダンス素子がコンデンサＣｔである場合について説明し、インピーダンス素子がインダクタである場合については、説明を省略する。また、この場合の等価回路モデルは、図１７Ａに示した共振子の等価回路モデルに対してコンデンサＣｔを並列接続するに過ぎないため、簡略化して詳細する。
　インピーダンス素子Ｘ１がコンデンサＣｔである場合には、図１７Ａに示した等価回路モデルにおいてコンデンサＣ０にコンデンサＣｔが並列接続される構成となる。したがってこの場合の共振周波数は、式７のＣ０がコンデンサＣ０とコンデンサＣｔとの合成容量（Ｃ０＋Ｃｔ）に置換された式で示されることになり、共振子単体の共振周波数と一致することが解る。また、式８から、この場合の反共振周波数は、共振子単体の反共振周波数に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。
　［２．３　フィルタ１０Ｄの通過特性］
　まず、フィルタ１０Ｄの直列腕共振回路１１Ｄの共振特性について説明する。
　図１８は、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄの直列腕共振回路１１Ｄのインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、インピーダンス素子ｚ１がコンデンサである場合の共振特性が示され、下段には、インピーダンス素子ｚ１がインダクタである場合の共振特性が示されている。
　同図の上段に示すように、インピーダンス素子ｚ１が第２コンデンサである場合、直列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｓは、上記式１０で表され、第２コンデンサの容量値が小さくなるほど、共振周波数Ｆｒｓが高周波数側へシフトする。反共振周波数Ｆａｓに関しては、上記のような式の導出が複雑になるため省略するが、第２コンデンサの容量値が小さくなるほど、反共振周波数Ｆａｓが高周波数側へシフトする。
　一方、同図の下段に示すように、インピーダンス素子ｚ１がインダクタである場合、直列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｓは上記共振解析の式１３で表され、インダクタのインダクタンス値が大きくなるほど、共振周波数Ｆｒｓが低周波数側へシフトする。反共振周波数Ｆａｓに関しては、共振解析での式の導出が複雑になるため省略するが、インダクタのインダクタンス値が大きくなるほど、反共振周波数Ｆａｓが低周波数側へシフトする。
　図１９は、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、インピーダンス素子ｚ１がない場合、インピーダンス素子ｚ１がコンデンサである場合、およびインピーダンス素子ｚ１がインダクタである場合のフィルタ１０Ｄの通過特性が示され、中段には、インピーダンス素子ｚ１がない場合、インピーダンス素子ｚ１がコンデンサである場合、およびインピーダンス素子ｚ１がインダクタである場合の直列腕共振回路１１Ｄおよび並列腕共振回路１２の共振特性（インピーダンス特性）が示され、下段には、インピーダンス素子ｚ１がない場合、インピーダンス素子ｚ１がコンデンサである場合、およびインピーダンス素子ｚ１がインダクタである場合の直列腕共振子ｓ１ならびに並列腕共振回路１２の共振特性（インピーダンス特性）が示されている。
　表２に、実施例３に係るフィルタ１０Ｄの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、容量値およびインダクタンス値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000016
　図１９の中段に示すように、インピーダンス素子ｚ１の構成により、直列腕共振回路１１Ｄの比帯域幅が変化する。インピーダンス素子ｚ１がない場合と比較して、インピーダンス素子ｚ１がコンデンサの場合、比帯域幅は小さくなり、インピーダンス素子ｚ１がインダクタの場合、比帯域幅は大きくなる。なお、直列腕共振回路１１Ｄおよび並列腕共振回路１２の共振周波数および反共振周波数を、図１９の中段のように調整するため、直列腕共振子ｓ１の共振周波数および反共振周波数は、図１９の下段のように調整されている。
　これにより、図１９の上段に示すように、インピーダンス素子を適宜選択することにより、通過帯域高周波数側の減衰極をシフトさせることができるので、通過帯域幅または減衰帯域を調整することが可能となる。
　［２．４　変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの構成］
　図２０は、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｅは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１Ｅは、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、スイッチＳＷ１とを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｅは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、スイッチＳＷ１を有する点のみが構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｅについて、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ点は説明を省略し、実施例１に係るフィルタ１０Ａと異なる点を中心に説明する。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　コンデンサＣ１は、直列腕共振子ｓ１に接続された第１コンデンサである。
　スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１と直列接続された第１スイッチである。
　直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１およびスイッチＳＷ１が直列接続された回路とは、並列接続されている。
　［２．５　変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの通過特性］
　図２１は、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｅの通過特性が示され、中段には、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに対する直列腕共振回路１１Ｅの共振特性が示され、下段には、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｅの反射特性が示されている。
　表３に、実施例４に係るフィルタ１０Ｅの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000017
　図２０に示された回路において、スイッチＳＷ１をオン（導通状態）とした場合には、実施の形態１（実施例１）に係るフィルタ１０Ａと同じ回路構成となり、図２１に示すように、通過特性、共振特性および反射特性も図２Ａの（ａ）および図４に示された実施例１の特性と同様となる。つまり、スイッチＳＷ１をオン状態とした場合には、通過帯域低周波数側および高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性(キレ)を確保できる。また、通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　一方、スイッチＳＷ１をオフ（非導通状態）とした場合には、図２１の中段に示すように、直列腕共振回路１１Ｅの反共振周波数Ｆａｓ１が高周波数側へシフトすることで、通過帯域高周波数側の減衰極が高周波数側へシフトする。このため、直列腕共振回路１１Ｅの比帯域幅が大きくなるため、図２１の上段に示すように、通過帯域よりも高周波数側の帯域における減衰量が大きくなる。これにより、図２１の下段に示すように、通過帯域よりも高周波数側の反射損失が、スイッチＳＷ１がオン状態である場合と比較して、低減する。
　これによれば、スイッチＳＷ１のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　［２．６　変形例２（実施例５）に係るフィルタ１０Ｆの構成］
　図２２は、実施の形態２の変形例２（実施例５）に係るフィルタ１０Ｆの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｆは、直列腕共振回路１１Ｆおよび並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１Ｆは、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、インピーダンス素子ｚ１と、スイッチＳＷ２とを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｆは、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄと比較して、スイッチＳＷ２を有する点のみが構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｆについて、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　コンデンサＣ１は、直列腕共振子ｓ１に接続された第１コンデンサである。
　インピーダンス素子ｚ１は、直列腕共振子ｓ１に直列接続された第１インピーダンス素子であり、コンデンサ（第２コンデンサ）またはインダクタが例示される。
　スイッチＳＷ２は、インピーダンス素子ｚ１に並列接続された第２スイッチである。
　直列腕共振子ｓ１およびインピーダンス素子ｚ１が直列接続された回路と、コンデンサＣ１とは、並列接続されている。
　［２．７　変形例２（実施例５）に係るフィルタ１０Ｆの通過特性］
　図２３は、実施の形態２の変形例２（実施例５）に係るフィルタ１０Ｆの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、スイッチＳＷ２のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｆの通過特性が示され、中段には、スイッチＳＷ２のオンおよびオフに対する直列腕共振回路１１Ｆの共振特性が示され、下段には、スイッチＳＷ２のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｆの反射特性が示されている。なお、本変形例では、インピーダンス素子ｚ１をコンデンサとしている。
　表４に、実施例５に係るフィルタ１０Ｆの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000018
　図２２に示された回路において、スイッチＳＷ２をオン状態とした場合には、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ回路構成となり、図２３に示すように、通過特性、共振特性および反射特性も図２Ａの（ａ）および図４に示された実施例１の特性と同様となる。つまり、スイッチＳＷ２をオン状態とした場合には、通過帯域低周波数側および高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性(キレ)を確保できる。また、通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。
　一方、スイッチＳＷ２をオフ状態とした場合には、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄ（インピーダンス素子ｚ１がコンデンサ）と同じ回路構成となり、図２３に示すように、通過特性、共振特性および反射特性も図１９に示された実施例３の特性（ｚ１：コンデンサ）と同様となる。つまり、スイッチＳＷ２がオン状態である場合と比較して、図２３の上段に示すように、通過帯域高周波数側の減衰極が低周波数側へシフトするとともに、図２３の下段に示すように、通過帯域よりも高周波数側の反射損失が低減する効果を維持している。
　これによれば、スイッチＳＷ２の導通状態および非導通状態の切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。
　［２．８　変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇの構成］
　図２４は、実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｇは、直列腕共振回路１１Ｇおよび並列腕共振回路１２を備え、直列腕共振回路１１Ｇは、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、インピーダンス素子ｚ１と、スイッチＳＷ１およびＳＷ２とを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｇは、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄと比較して、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を有する点のみが構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｇについて、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間に接続され、並列腕共振回路１２の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子である。
　コンデンサＣ１は、直列腕共振子ｓ１に接続された第１コンデンサである。
　インピーダンス素子ｚ１は、直列腕共振子ｓ１に直列接続された第１インピーダンス素子であり、コンデンサ（第２コンデンサ）またはインダクタが例示される。
　スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１に直列接続された第１スイッチである。
　スイッチＳＷ２は、インピーダンス素子ｚ１に並列接続された第２スイッチである。
　直列腕共振子ｓ１およびインピーダンス素子ｚ１が直列接続された回路と、コンデンサＣ１およびスイッチＳＷ１が直列接続された回路とは、並列接続されている。
　［２．９　変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇの通過特性］
　図２５は、実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、スイッチＳＷ１／ＳＷ２のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｇの通過特性が示され、中段には、スイッチＳＷ１／ＳＷ２のオンおよびオフに対する直列腕共振回路１１Ｇの共振特性が示され、下段には、スイッチＳＷ１／ＳＷ２のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｇの反射特性が示されている。なお、本変形例では、インピーダンス素子ｚ１をコンデンサとしている。
　表５に、実施例６に係るフィルタ１０Ｇの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000019
　図２４に示された回路において、スイッチＳＷ１をオン状態かつスイッチＳＷ２をオン状態とした場合には、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ回路構成となる。また、スイッチＳＷ１をオン状態かつスイッチＳＷ２をオフ状態とした場合には、実施の形態２（実施例３）に係るフィルタ１０Ｄと同じ回路構成となる。また、スイッチＳＷ１をオフ状態かつスイッチＳＷ２をオン状態とした場合には、比較例４に係るフィルタと同じ回路構成となる。また、スイッチＳＷ１をオフ状態かつスイッチＳＷ２をオフ状態とした場合には、実施例２に係るフィルタ１０Ｂと同じ回路構成となる。つまり、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン状態およびオフ状態の切り替えにより、通過帯域低周波数側および高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性(キレ)を確保でき、また、通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。また、図２５の上段に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン状態およびオフ状態の切り替えにより、通過帯域の高周波数側の反射損失を低減しつつ、通過帯域高周波数側の減衰極の周波数を調整することが可能となる。
　（実施の形態３）
　実施の形態１および２に係るフィルタは、１つの並列腕共振子で構成された並列腕共振回路を有していたが、本実施の形態では、上記並列腕共振子以外の回路素子が付加された並列腕共振回路を有するフィルタについて説明する。
　［３．１　フィルタ１０ＨＡおよび１０ＨＢの構成］
　図２６Ａは、実施の形態３（実施例７）に係るフィルタ１０ＨＡの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０ＨＡは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２ＨＡを備える。直列腕共振回路１１は、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、を備える。並列腕共振回路１２ＨＡは、並列腕共振子ｐ１と、コンデンサＣ３と、を備える。同図に示されたフィルタ１０ＨＡは、実施例１に係るフィルタ１０Ａと比較して、並列腕共振回路１２ＨＡの回路構成が異なる。以下、本実施の形態に係るフィルタ１０ＨＡについて、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０とを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続され、直列腕共振子ｓ１の比帯域幅と同じまたは小さい比帯域幅を有する第１並列腕共振子である。
　コンデンサＣ３は、並列腕共振子ｐ１に直列接続された第３コンデンサである。
　ここで、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１は、直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓ１より低く、かつ、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１は、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ１より低い。また、並列腕共振回路１２ＨＡは、並列腕共振子ｐ１とコンデンサＣ３とが直列接続された回路であるため、並列腕共振子ｐ１の共振周波数に対して、共振回路１２ＨＡの共振周波数は高周波数にシフトするため、共振回路１２ＨＡの比帯域幅は、並列腕共振子ｐ１の比帯域幅より狭くなる。
　上記構成によれば、実施例１に係るフィルタ１０と同様に、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減できる。特に、並列腕共振回路１２ＨＡが有するコンデンサＣ３により、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性をより高めることが可能となる。
　また、図２６Ｂは、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０ＨＢは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２ＨＢを備える。変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢは、実施の形態３（実施例７）に係るフィルタ１０ＨＡと比較して、コンデンサＣ３に並列接続されたスイッチＳＷ３を有する点が構成として異なる。つまり、フィルタ１０ＨＢは、スイッチＳＷ３がオフ状態である場合には、フィルタ１０ＨＡと同じ回路構成となり、スイッチＳＷ３がオン状態である場合には、実施例１に係るフィルタ１０Ａと同じ回路構成となる。コンデンサＣ３とスイッチＳＷ３とは、並列腕共振子ｐ１に接続された周波数可変回路である。
　なお、コンデンサＣ３の定数は、フィルタ１０ＨＡおよび１０ＨＢに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、コンデンサＣ３は、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変コンデンサであってもかまわない。
　［３．２　フィルタ１０ＨＡおよび１０ＨＢの通過特性］
　図２７は、実施の形態３（実施例７）に係るフィルタ１０ＨＡおよび実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。なお、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢにおいては、スイッチＳＷ３がオンの場合にコンデンサＣ３が短絡され、コンデンサＣ３が無い場合と同じ特性になる。
　同図の上段には、コンデンサＣ３の容量値に対するフィルタ１０ＨＡおよびフィルタ１０ＨＢの通過特性が示され、中段には、コンデンサＣ３の容量値に対する並列腕共振回路１２ＨＡの共振特性が示され、下段には、直列腕共振回路１１（および直列腕共振子ｓ１単体）の共振特性が示されている。なお、コンデンサＣ３の容量値を変化させた時の通過特性およびインピーダンス特性の変化を重ねて表示しているが、通過帯域を構成する並列腕共振回路１２ＨＡ、１２ＨＢの反共振周波数が一致するように、コンデンサＣ３の容量値の変化に合わせて並列腕共振子ｐ１の共振周波数および反共振周波数を変化させている。
　表６に、実施例７に係るフィルタ１０ＨＡの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000020
　実施例７に係るフィルタ１０ＨＡによれば、並列腕共振子ｐ１にコンデンサＣ３が直列接続されることで、図２７の上段に示すように、通過帯域低周波数側の減衰極をシフトさせることができる。つまり、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を調整できる。
　また、実施例８に係るフィルタ１０ＨＢによれば、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えにより通過帯域低周波数側の減衰極を可変する可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．３　変形例２（実施例９）に係るフィルタ１０Ｊの構成］
　図２８は、実施の形態３の変形例２（実施例９）に係るフィルタ１０Ｊの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｊは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２ＨＢを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｊは、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢと比較して、直列腕共振回路がスイッチＳＷ１を有する点のみが構成として異なる。フィルタ１０Ｊが有する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅと同じ構成である。
　フィルタ１０Ｊは、周波数可変回路１２Ｖを有し、コンデンサＣ３と、コンデンサＣ３に並列接続されたスイッチＳＷ３とを備える。周波数可変回路１２Ｖは、並列腕共振子ｐ１に接続され、並列腕共振回路１２ＨＢの共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第１周波数可変回路である。
　上記構成によれば、実施の形態３の変形例１に係るフィルタ１０ＨＢと同様に、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減できる。
　［３．４　変形例２（実施例９）に係るフィルタ１０Ｊの通過特性］
　図２９は、実施の形態３の変形例２（実施例９）に係るフィルタ１０Ｊの通過特性を表すグラフである。同図に示すように、フィルタ１０Ｊによれば、スイッチＳＷ１およびＳＷ３を個別に切り替えることにより、通過帯域低周波数側および通過帯域高周波数側の減衰極の周波数および通過帯域と減衰帯域との間の急峻性が独立して可変する周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．５　変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋの構成］
　図３０は、実施の形態３の変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｋは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２Ｋを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｊは、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢと比較して、並列腕共振回路１２Ｋがさらに並列腕共振子ｐ２を有する点のみが構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｋについて、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１０と入出力端子１２０とを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続され、直列腕共振子ｓ１の比帯域幅と同じまたは小さい比帯域幅を有する第１並列腕共振子である。
　並列腕共振子ｐ２は、ノードｘ１とグランドとの間に接続された第２並列腕共振子である。
　並列腕共振子ｐ１およびスイッチＳＷ３が直列接続された回路と、並列腕共振子ｐ２とは、ノードｘ１およびグランドの間に並列接続されている。
　並列腕共振子ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数より高く、かつ、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数より高い。
　［３．６　共振解析（２つの共振子が並列接続）］
　ここで、２つの共振子が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図３１は、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２が並列接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、コンデンサＣ１およびインダクタＬ１の直列回路とコンデンサＣ０１との並列回路で表わされ、共振子ｒｅｓ２は、コンデンサＣ２およびインダクタＬ２の直列回路とコンデンサＣ０２との並列回路で表すことができる。ここで、コンデンサＣ０１およびＣ０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２の静電容量である。これら２つの共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２で構成された共振回路は、図３１左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振回路は、コンデンサＣ１およびインダクタＬ１の直列回路と、コンデンサＣ２およびインダクタＬ２の直列回路と、コンデンサＣ０（＝Ｃ０１＋Ｃ０２）との並列回路で表わされる。
　上記等価回路において、２つの共振周波数が規定され、共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２は、共振子単体の共振周波数の求め方（式３および式４）と同様に、それぞれ、コンデンサＣ１とインダクタＬ１との直列回路の共振周波数、および、コンデンサＣ２とインダクタＬ２との直列回路の共振周波数として求められる。すなわち、共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２は、それぞれ、コンデンサＣ１とインダクタＬ１との直列回路、および、コンデンサＣ２とインダクタＬ２との直列回路で規定され、式１５で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　つまり、上記等価回路で表される２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２と略等しい。
　また、上記等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１６を解くことにより、式１７のように２つの反共振周波数（ｆａ１、ｆａ２）を有することが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　上記式１６により得られる反共振周波数ｆａ１、ｆａ２は、式５により得られる共振子単体の反共振周波数（図３１のグラフではｆａ＿ｒｅｓ１、ｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。また、式１６から導出される反共振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、反共振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。
　さらに、共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２にコンデンサ（周波数可変回路）が直列接続されたモデルについて解析する。
　まず、共振子ｒｅｓ２にコンデンサＣｘが直列接続された構成、つまり、共振子ｒｅｓ１と共振子ｒｅｓ２およびコンデンサＣｘの直列回路とが並列接続された回路（回路Ａ）を想定する。
　（ｉ）共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒｒｅｓ１＜共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒｒｅｓ２の場合、回路Ａの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）およびＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ａのインピーダンスが０となる周波数であることから、式１８および式１９を解くことにより、式２０および式２１で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　（ｉｉ）共振周波数ｆｒｒｅｓ１＞共振周波数ｆｒｒｅｓ２の場合、回路Ａの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）およびＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ａのインピーダンスが０となる周波数であることから、式２２および式２３を解くことにより、式２４および式２５で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　（ｉｉｉ）また、回路Ａの２つの反共振周波数ＦａＬ（低周波数側）およびＦａＨ（高周波数側）は、回路ＡのアドミッタンスＹａが０となる周波数であることから、式２６を解くことにより、式２７で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　次に、共振子ｒｅｓ２にコンデンサＣｘが直列接続され、共振子ｒｅｓ１にコンデンサＣｙが直列接続された構成、つまり、共振子ｒｅｓ１およびコンデンサＣｙの直列回路と、共振子ｒｅｓ２およびコンデンサＣｘの直列回路とが並列接続された回路（回路Ｂ）を想定する。
　（ｉｖ）共振周波数ｆｒｒｅｓ１＜共振周波数ｆｒｒｅｓ２の場合、回路Ｂの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）およびＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ｂのインピーダンスが０となる周波数であることから、式２８および式２９を解くことにより、式３０および式３１で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　（ｖ）共振周波数ｆｒｒｅｓ１＞共振周波数ｆｒｒｅｓ２の場合、回路Ｂの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）およびＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ｂのインピーダンスが０となる周波数であることから、式３２および式３３を解くことにより、式３４および式３５で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　（ｖｉ）また、回路Ｂの２つの反共振周波数ＦａＬ（低周波数側）およびＦａＨ（高周波数側）は、回路ＢのアドミッタンスＹａが０となる周波数であることから、式３６を解くことにより、式３７で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
　［３．７　変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋの通過特性］
　図３２は、実施の形態３の変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋの通過特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の上段には、スイッチＳＷ３のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｋの通過特性が示され、中段には、スイッチＳＷ３のオンおよびオフに対する並列腕共振回路１２Ｋの共振特性が示され、下段には、直列腕共振回路１１（および直列腕共振子ｓ１単体）の共振特性が示されている。
　また、図３３は、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢおよび変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋの通過特性およびインピーダンス特性を比較したグラフである。
　表７に、実施例１０に係るフィルタ１０Ｋの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000044
　上述した共振解析に基づき、本変形例に係るフィルタ１０Ｋにおいて、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えに応じて並列腕共振回路１２Ｋの共振特性がシフトすることが説明される。
　すなわち、スイッチＳＷ３がオンの場合には、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続される。このため、並列腕共振回路１２Ｋは、２つの共振周波数（共振周波数Ｆｒｐ１ＬおよびＦｒｐ１Ｈ）と２つの反共振周波数（反共振周波数Ｆａｐ１ＬおよびＦａｐ１Ｈ）と、を持つ。共振周波数Ｆｒｐ１Ｌ、Ｆｒｐ１Ｈは、上記式１５で表され、並列腕共振回路１２Ｋの共振周波数Ｆｒｐ１ＬおよびＦｒｐ１Ｈは、それぞれ、並列腕共振子ｐ１の共振周波数および並列腕共振子ｐ２の共振周波数と同じとなる。また、並列腕共振回路１２Ｋの反共振周波数Ｆａｐ１Ｌ、Ｆａｐ１Ｈは、上記式１６で表され、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数よりも低くなり、並列腕共振回路１２Ｋの反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数よりも低くなる。
　一方、スイッチＳＷ３がオフの場合には、並列腕共振子ｐ２に対して並列腕共振子ｐ１およびコンデンサＣ３が直列接続された回路が並列に接続される。このため、並列腕共振回路１２Ｋの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、上記式２５で表され、並列腕共振子ｐ２の共振周波数と同じとなり、並列腕共振回路１２Ｋの共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、上記式２４で表され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数よりも高周波数側にシフトする。また、反共振周波数Ｆａｐ１Ｌ、Ｆａｐ１Ｈは、上記式２７で表され、反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、共振周波数Ｆｒｐ１Ｌよりも高く共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも低くなり、反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高くなる。
　ここで、通過帯域低周波数側の減衰極を構成する共振周波数Ｆｒｐ１Ｌと、通過帯域を構成する反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えによってともに周波数が切り替わる。そのため、通過帯域低周波数側の減衰極の周波数と通過帯域低域側のカットオフ周波数がともに、低周波数もしくは高周波数に切り替わるため、該減衰極近傍の減衰帯域と通過帯域の両方を低周波数もしくは高周波数に切り替えることができ、通過帯域内のロスを悪化させることなく、周波数可変ができる。
　実施例１０に係るフィルタ１０Ｋによれば、並列腕共振子ｐ１にコンデンサＣ３が直列接続されることで、図３２の上段に示すように、通過帯域低周波数側の減衰極をシフトさせることができる。つまり、通過帯域低周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を調整できる。また、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えにより通過帯域低周波数側の減衰極を可変する可変フィルタを構成することが可能となる。
　さらに、図３３の右側上段のグラフに示すように、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢでは、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えにより、並列腕共振回路１２ＨＢの反共振周波数は変化しない。これに対して、実施例１０に係るフィルタ１０Ｋでは、スイッチＳＷ３がオン状態となる場合、並列腕共振回路１２Ｋの反共振周波数Ｆａｐ１Ｌが低周波数側へシフトする。これにより、図３３の右側上段および右側中段のグラフに示すように、実施の形態３の変形例１（実施例８）に係るフィルタ１０ＨＢと比較して、通過帯域を構成する反共振周波数Ｆａｐ１Ｌの周波数を可変できるため、通過帯域低周波数側のカットオフ周波数を可変でき、通過帯域低域側の挿入損失を増大させることなく、スイッチＳＷ３の切り替えによる周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．８　変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌの構成］
　図３４は、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｌは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２Ｋを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｌは、実施の形態３の変形例３（実施例１０）に係るフィルタ１０Ｋと比較して、直列腕共振回路がスイッチＳＷ１を有する点のみが構成として異なる。フィルタ１０Ｌが有する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅと同じ構成である。
　上記構成によれば、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域低域側の挿入損失を増大させることなく、通過帯域低周波数側の減衰極を可変する可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．９　変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌの通過特性］
　図３５は、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌの通過特性を表すグラフである。同図に示すように、フィルタ１０Ｌによれば、スイッチＳＷ１およびＳＷ３を個別に切り替えることにより、通過帯域低周波数側および通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域と減衰帯域との間の急峻性が独立して可変する可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．１０　変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍの構成］
　図３６は、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｍは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２Ｍを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｍは、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌと比較して、並列腕共振回路１２Ｍが、さらにスイッチＳＷ４を有する点のみが構成として異なる。フィルタ１０Ｍが有する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅと同じ構成である。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｍについて、実施の形態３の変形例４（実施例１１）に係るフィルタ１０Ｌと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕共振回路１２Ｍは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２と、コンデンサＣ３と、スイッチＳＷ３およびＳＷ４と、を備える。
　スイッチＳＷ４は、並列腕共振子ｐ２と直列接続された第４スイッチである。
　［３．１１　変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍの通過特性］
　図３７は、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍの通過特性を表すグラフである。
　まず、スイッチＳＷ３がオフかつスイッチＳＷ４がオフの場合、並列腕共振回路１２Ｍは、並列腕共振子ｐ１とコンデンサＣ３との直列回路となり、並列腕共振回路１２Ｍは、式１０で表される１つの共振周波数Ｆｒｐ１を有し、当該共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波数側へ出現する。一方、並列腕共振回路１２Ｍは、式１１で表される１つの反共振周波数Ｆａｐ１を有し、当該反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と同じ周波数となる。
　次に、スイッチＳＷ３がオンかつスイッチＳＷ４がオフの場合、並列腕共振回路１２Ｍは、並列腕共振子ｐ１のみの回路となり、並列腕共振回路１２Ｍは、式４で表される１つの共振周波数Ｆｒｐ１を有し、当該共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と同じ周波数となる。一方、並列腕共振回路１２Ｍは、式６で表される１つの反共振周波数Ｆａｐ１を有し、当該反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と同じ周波数となる。
　次に、スイッチＳＷ３がオフかつスイッチＳＷ４がオンの場合、並列腕共振回路１２Ｍは、並列腕共振子ｐ１およびコンデンサＣ３の直列回路と並列腕共振子ｐ２との並列回路となり、並列腕共振回路１２Ｍは、式２４および式２５で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波数側へ出現し、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２と同じ周波数となる。一方、並列腕共振回路１２Ｍは、式２７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｍの２つの共振周波数の間に出現し、高周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｍの高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側に出現する。
　次に、スイッチＳＷ３がオンかつスイッチＳＷ４がオンの場合、並列腕共振回路１２Ｍは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２との並列回路となり、並列腕共振回路１２Ｍは、式１５で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１と同じ周波数となり、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２と同じ周波数となる。一方、並列腕共振回路１２Ｍは、式１７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｍの２つの共振周波数の間に出現し、高周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｍの高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側に出現する。
　以上に示されたスイッチのオンおよびオフの切り替えにより、図３７に示すように、フィルタ１０Ｍは、スイッチＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４を個別に切り替えることにより、通過帯域低周波数側および通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域と減衰帯域との間の急峻性が独立して可変する可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．１２　変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎの構成］
　図３８は、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｎは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２Ｎを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｎは、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍと比較して、直列腕共振回路１１が、スイッチＳＷ１を有していない点、および、並列腕共振回路１２Ｎが、さらにコンデンサＣ４を有する点のみが構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ１０Ｎについて、実施の形態３の変形例５（実施例１２）に係るフィルタ１０Ｍと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　直列腕共振回路１１は、直列腕共振子ｓ１と、コンデンサＣ１と、を備える。
　並列腕共振回路１２Ｎは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２と、コンデンサＣ３およびＣ４と、スイッチＳＷ３およびＳＷ４と、を備える。
　コンデンサＣ４は、スイッチＳＷ４と並列接続された第４コンデンサである。
　フィルタ１０Ｎは、第１周波数可変回路および第２周波数可変回路を有する。第１周波数可変回路は、コンデンサＣ３と、コンデンサＣ３に並列接続されたスイッチＳＷ３とを備える。第２周波数可変回路は、コンデンサＣ４と、コンデンサＣ４に並列接続されたスイッチＳＷ４とを備える。第１周波数可変回路は、並列腕共振子ｐ１に接続され、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第１周波数可変回路である。第２周波数可変回路は、並列腕共振子ｐ２に接続され、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第１周波数可変回路である。
　［３．１３　変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎの通過特性］
　図３９は、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎの通過特性を表すグラフである。同図の第１段には、スイッチＳＷ３／ＳＷ４のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｎの通過特性が示され、第２段には、スイッチＳＷ３／ＳＷ４のオンおよびオフに対する並列腕共振回路１２Ｎの共振特性が示され、第３段および第４段には、それぞれ、並列腕共振子、ならびに、直列腕共振回路１１（および直列腕共振子ｓ１単体）の共振特性が示されている。
　表８に、実施例１３に係るフィルタ１０Ｎの共振周波数、反共振周波数、比帯域幅、および容量値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000045
　本変形例に係るフィルタ１０Ｎでは、並列腕共振回路１２Ｎが有する２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌにより、通過帯域低周波数側の減衰極(１つ)が形成される。また、並列腕共振回路１２Ｎが有する２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌおよび直列腕共振回路１１の共振周波数Ｆｒｓ１により、通過帯域が形成される。また、並列腕共振回路１２Ｎが有する２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１、および、直列腕共振回路１１の反共振周波数Ｆａｓ１により、通過帯域高周波数側の減衰極(２つ)が形成される。
　まず、スイッチＳＷ３がオフかつスイッチＳＷ４がオフの場合、並列腕共振回路１２Ｎは、並列腕共振子ｐ１およびコンデンサＣ３の直列回路と並列腕共振子ｐ２およびコンデンサＣ４の直列回路とが並列接続された回路となり、並列腕共振回路１２Ｎは、式３０および式３１で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数よりも高周波数側へ出現し、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数よりも高周波数側へ出現する。一方、並列腕共振回路１２Ｎは、式３７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１ＬとＦｒｐ１Ｈとの間に出現し、反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側へ出現する。
　次に、スイッチＳＷ３がオンかつスイッチＳＷ４がオフの場合、並列腕共振回路１２Ｎは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２およびコンデンサＣ４の直列回路とが並列接続された回路となり、並列腕共振回路１２Ｎは、式２０および式２１で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と同じ周波数となり、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２よりも高周波数側へ出現する。一方、並列腕共振回路１２Ｎは、式２７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１ＬとＦｒｐ１Ｈとの間に出現し、反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側へ出現する。
　次に、スイッチＳＷ３がオフかつスイッチＳＷ４がオンの場合、並列腕共振回路１２Ｎは、並列腕共振子ｐ１およびコンデンサＣ３の直列回路と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路となり、並列腕共振回路１２Ｎは、式２４および式２５で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波数側へ出現し、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２と同じ周波数となる。一方、並列腕共振回路１２Ｎは、式２７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１ＬとＦｒｐ１Ｈとの間に出現し、反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側へ出現する。
　次に、スイッチＳＷ３がオンかつスイッチＳＷ４がオンの場合、並列腕共振回路１２Ｎは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路となり、並列腕共振回路１２Ｎは、式１５で表される２つの共振周波数を有する。この２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｌは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と同じ周波数となり、高周波数側の共振周波数Ｆｒｐ１Ｈは、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２と同じ周波数となる。一方、並列腕共振回路１２Ｎは、式１７で表される２つの反共振周波数を有する。この２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数Ｆａｐ１Ｌは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１ＬとＦｒｐ１Ｈとの間に出現し、反共振周波数Ｆａｐ１Ｈは、並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈよりも高周波数側へ出現する。
　以上に示されたスイッチのオンおよびオフの切り替えにより、図３９の第２段に示すように、スイッチＳＷ３のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域低周波数側の減衰極および通過帯域低域端の挿入損失に影響する並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｌおよび反共振周波数Ｆａｐ１Ｌが可変する。また、スイッチＳＷ４のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域低域端の挿入損失に影響する並列腕共振回路１２Ｎの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈおよび反共振周波数Ｆａｐ１Ｌが可変する。すなわち、通過帯域を規定する反共振周波数Ｆａｐ１Ｌならびに、減衰極を規定する共振周波数Ｆｒｐ１ＬおよびＦｒｐ１Ｈの双方が、スイッチＳＷ３およびＳＷ４の切り替えにより可変する。これにより、通過帯域内の挿入損失を増大させることなく、スイッチＳＷ３およびＳＷ４の切り替えによる周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．１４　変形例７（実施例１４）に係るフィルタ１０Ｐの構成］
　図４０は、実施の形態３の変形例７（実施例１４）に係るフィルタ１０Ｐの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｐは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２Ｎを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｐは、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎと比較して、直列腕共振回路がスイッチＳＷ１を有する点のみが構成として異なる。フィルタ１０Ｐが有する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅと同じ構成である。
　［３．１５　変形例７（実施例１４）に係るフィルタ１０Ｐの通過特性］
　図４１は、実施の形態３の変形例７（実施例１４）に係るフィルタ１０Ｐの通過特性を表すグラフである。同図に示すように、フィルタ１０Ｊによれば、スイッチＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４を個別に切り替えることにより、通過帯域低周波数側および通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域と減衰帯域との間の急峻性が独立して可変する可変フィルタを構成することが可能となる。また、通過帯域内の挿入損失を増大させることなく、スイッチＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４の切り替えによる周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．１６　変形例８（実施例１５）に係るフィルタ１０Ｑの構成］
　図４２は、実施の形態３の変形例８（実施例１５）に係るフィルタ１０Ｑの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｑは、直列腕共振回路１１および並列腕共振回路１２Ｑを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｑは、実施の形態３の変形例６（実施例１３）に係るフィルタ１０Ｎと比較して、並列腕共振回路１２ＱがコンデンサＣ３およびスイッチＳＷ３を有していない点が構成として異なる。つまり、本変形例に係るフィルタ１０Ｑの回路構成は、変形例６に係るフィルタ１０ＮのスイッチＳＷ３がオン状態である場合の回路構成と同じである。
　フィルタ１０Ｑは、第２周波数可変回路を有し、第２周波数可変回路は、コンデンサＣ４と、コンデンサＣ４に並列接続されたスイッチＳＷ４とを備える。第２周波数可変回路は、並列腕共振子ｐ２に接続され、並列腕共振回路１２Ｑの共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第２周波数可変回路である。
　［３．１７　変形例８（実施例１５）に係るフィルタ１０Ｑの通過特性］
　図４３は、実施の形態３の変形例８（実施例１５）に係るフィルタ１０Ｑの通過特性を表すグラフである。
　同図の上段には、スイッチＳＷ４のオンおよびオフに対するフィルタ１０Ｑの通過特性が示され、下段には、スイッチＳＷ４のオンおよびオフに対する並列腕共振回路１２Ｑの共振特性が示されている。図４３に示された通過特性および共振特性は、図３９に示されたフィルタ１０Ｎの通過特性および共振特性のうち、スイッチＳＷ３がオン状態である場合の通過特性および共振特性と同じである。
　つまり、図４３の下段に示すように、スイッチＳＷ４のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域高域端の挿入損失に影響する並列腕共振回路１２Ｑの共振周波数Ｆｒｐ１Ｈおよび反共振周波数Ｆａｐ１Ｌが可変する。これにより、通過帯域高域端の挿入損失を増大させることなく、スイッチＳＷ４の切り替えによる周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　［３．１８　変形例９（実施例１６）に係るフィルタ１０Ｒの構成］
　図４４は、実施の形態３の変形例９（実施例１６）に係るフィルタ１０Ｒの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０Ｒは、直列腕共振回路１１Ｅおよび並列腕共振回路１２Ｑを備える。同図に示されたフィルタ１０Ｒは、実施の形態３の変形例８（実施例１５）に係るフィルタ１０Ｒと比較して、直列腕共振回路がスイッチＳＷ１を有する点のみが構成として異なる。フィルタ１０Ｒが有する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅと同じ構成である。
　［３．１９　変形例９（実施例１６）に係るフィルタ１０Ｒの通過特性］
　図４５は、実施の形態３の変形例９（実施例１６）に係るフィルタ１０Ｒの通過特性を表すグラフである。同図に示すように、フィルタ１０Ｒによれば、スイッチＳＷ１およびＳＷ４を個別に切り替えることにより、通過帯域低周波数側および通過帯域高周波数側の減衰極および通過帯域と減衰帯域との間の急峻性が独立して可変する可変フィルタを構成することが可能となる。また、通過帯域高域端の挿入損失を増大させることなく、スイッチＳＷ１およびＳＷ４の切り替えによる周波数可変フィルタを構成することが可能となる。
　（実施の形態４）
　以上説明した高周波フィルタの構成は、複数の直列腕共振子を有する構成に適用されてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例実施例１７を用いて説明する。
　［４．１　構成］
　図４６Ａは、実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ１０Ｓの回路構成図である。
　同図に示されたフィルタ１０Ｓは、入出力端子１１０（第１入出力端子）と入出力端子１２０（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕共振回路（本実施例では４つの直列腕共振回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ）、および、１以上の並列腕共振回路（本実施例では３つの並列腕共振回路２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。具体的には、フィルタ１０Ｓは、４つの直列腕共振子ｓ１～ｓ４を有し、さらに、並列腕共振子ｐ１、ｐ２、ｐ３と、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ４１、ＳＷ４２と、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、Ｃ４１、Ｃ４２と、を有する、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。なお、直列腕共振回路および並列腕共振回路の数は、上記の数に限定されない。
　ここで、直列腕共振回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓのうち、入出力端子１１０の最も近くに設けられた直列腕共振回路２１０ｓ、および、入出力端子１２０の最も近くに設けられた直列腕共振回路２４０ｓは、上記実施の形態１～３のいずれか（ここでは実施の形態２の変形例３（実施例６））に係るフィルタ１０Ｇの直列腕共振回路１１Ｇに相当する。よって、スイッチＳＷ１１、ＳＷ４１は直列腕共振回路１１ＧのスイッチＳＷ１に相当し、スイッチＳＷ１２、ＳＷ４２は直列腕共振回路１１ＧのスイッチＳＷ２に相当し、コンデンサＣ１１、Ｃ４１は直列腕共振回路１１ＧのコンデンサＣ１に相当し、コンデンサＣ１２、Ｃ４２は直列腕共振回路１１ＧのコンデンサＣ２に相当する。また、並列腕共振回路２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐは、実施の形態１～３に係るフィルタの並列腕共振回路１２に相当する。このため、並列腕共振子ｐ１、ｐ２、ｐ３は並列腕共振回路１２の並列腕共振子ｐ１に相当する。つまり、フィルタ１０Ｓは、入出力端子１１０の最も近くに実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇに相当する構成が設けられ、入出力端子１２０の最も近くに実施の形態２の変形例３（実施例６）に係るフィルタ１０Ｇに相当する構成が設けられている。
　なお、フィルタ１０Ｓの構成はこれに限らない。例えば、複数の直列腕共振回路は、少なくとも１つが上記実施の形態１～３のいずれかの直列腕共振回路に相当すればよく、一方の入出力端子の最も近くに設けられた直列腕共振回路のみが実施の形態１～３のいずれかの直列腕共振回路に相当してもかまわないし、入出力端子の最も近くに設けられた直列腕共振回路と異なる直列腕回路も、実施の形態１～３のいずれかの直列腕共振回路に相当してもかまわない。
　また、入出力端子（入出力端子１１０または入出力端子１２０）と当該入出力端子の最も近くに設けられた直列腕共振回路との経路上のノードとグランドとを接続する並列腕共振回路が設けられていてもかまわない。さらにこの並列腕共振回路が周波数可変回路を有していてもかまわない。
　このように構成されたフィルタ１０Ｓは、実施の形態１～３のいずれかのフィルタの構成を含むため、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失を低減する。
　［４．２　構造］
　図４６Ｂは実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ１０Ｓの構造を説明する平面図である。
　同図に示すように、本実施例では、複数の共振子（直列腕共振子ｓ１～ｓ４および並列腕共振子ｐ１～ｐ３）とコンデンサＣ１１およびＣ４１とは、１つの共振子用のパッケージ４１（チップ）で構成され、他の素子（スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ４１、ＳＷ４２）と、コンデンサＣ１２およびＣ４２とは、共振子用のパッケージ４１とは別のパッケージ４２ａ、４２ｂで構成されており、これらパッケージ４１、４２ａおよび４２ｂは、配線基板４３上に搭載されている。つまり、共振子と、スイッチは別のパッケージに形成されている。
　パッケージ４１、４２ａおよび４２ｂは、当該パッケージ４１、４２ａおよび４２ｂを配線基板４３に実装するための表面電極（図４６Ｂ中の丸印、「ランド」または「パッド」とも言う）を底面に有する。なお、図４６Ｂでは、簡明のため、各パッケージに構成された回路素子及び配線を模式的に示し、パッケージ４１、４２ａおよび４２ｂの内部を透過してその底面の表面電極を図示している。
　また、配線基板４３は、入出力端子１１０および入出力端子１２０のそれぞれを構成する外部接続電極（図４６Ｂ中の丸印）を有する。この外部接続電極は、例えば、配線基板４３をマザー基板等に実装するための表面電極、配線基板４３と他の電子部品とを接続するコネクタ、あるいは、配線基板４３上に他の電子部品が搭載されている場合には当該他の電子部品とパッケージ４２ａまたはパッケージ４２ｂとを接続するパターン配線の一部である。
　同図から明らかなように、パッケージ４２ａにおいては、スイッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２の一方端子同士を共通化した上で、パッケージ４２ａの共通端子４２１として、入出力端子１１０と接続されている。また、スイッチＳＷ１２の他方端子は、パッケージ４２ａの第２端子４２３に接続されている。さらに、スイッチＳＷ１１の他方端子は、パッケージ４２ａの第１端子４２２に接続されている。なお、コンデンサＣ１２は、スイッチＳＷ１２と並列接続されている。
　パッケージ４２ｂにおいては、スイッチＳＷ４１とスイッチＳＷ４２の一方端子同士を共通化した上で、パッケージ４２ｂの共通端子４２６として、入出力端子１２０と接続されている。また、スイッチＳＷ４１の他方端子は、パッケージ４２ｂの第２端子４２８に接続されている。さらに、スイッチＳＷ４２の他方端子は、パッケージ４２ｂの第１端子４２７に接続されている。なお、コンデンサＣ４２は、スイッチＳＷ４２と並列接続されている。
　共振子用のパッケージ４１においては、パッケージ４１の第１端子４１１とノードＮ１との間にコンデンサＣ１１が接続され、パッケージ４１の第２端子４１２とノードＮ１との間に直列腕共振子ｓ１が接続される。また、パッケージ４１のノードＮ１とノードＮ２との間に直列腕共振回路２２０ｓ（直列腕共振子ｓ２）が接続され、ノードＮ２とノードＮ３との間に直列腕共振回路２３０ｓ（直列腕共振子ｓ３）が接続される。また、パッケージ４１の第３端子４１３とノードＮ３との間に直列腕共振子ｓ４が接続され、パッケージ４１の第４端子４１４とノードＮ３との間にコンデンサＣ１４が接続される。また、パッケージ４１のノードＮ１とグランド端子との間に並列腕共振回路２１０ｐ（並列腕共振子ｐ１）が接続され、ノードＮ２とグランド端子との間に並列腕共振回路２２０ｐ（並列腕共振子ｐ２）が接続され、ノードＮ３とグランド端子との間に並列腕共振回路２３０ｐ（並列腕共振子ｐ３）が接続される。
　配線基板４３は、パッケージ４２ａの第１端子４２２とパッケージ４１の第１端子４１１とを接続し、パッケージ４２ａの第２端子４２３とパッケージ４１の第２端子４１２を接続し、パッケージ４２ｂの第１端子４２７とパッケージ４１の第３端子４１３とを接続し、パッケージ４２ｂの第２端子４２８とパッケージ４１の第４端子４１４とを接続している。このように、直列腕に設けられたスイッチの一方端子が入出力端子１１０、１２０の一方に接続されている場合には、スイッチを含むパッケージ４２ａおよび４２ｂと、共振子群を含むパッケージ４１とに分けた場合、スイッチが共振子群よりも入出力端子の一方に近い位置にあるので、共振子用のパッケージ４１ならびにスイッチ用のパッケージ４２ａおよび４２ｃの端子数を削減することができ、フィルタ１０Ｓの小型化が図られる。
　なお、図４６Ａに示す回路構成において、少なくとも１つの並列腕共振子ｐ１～ｐ３は、共振子用のパッケージとは別に設けられていても構わないし、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ４１、ＳＷ４２と、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、Ｃ４１、Ｃ４２とは、上記と異なる組み合わせでパッケージ化されていてもかまわない。
　（実施の形態５）
　［５．１　実施例１８に係るマルチプレクサの回路構成］
　本実施の形態では、実施の形態１～４に係る高周波フィルタを、送信側フィルタまたは受信側フィルタに適用したマルチプレクサ（デュプレクサ）について説明する。
　図４７Ａは、実施の形態５（実施例１８）に係るマルチプレクサ５０に適用されるフィルタ１０Ｃの回路構成図であり、図４７Ｂは、実施の形態５に係るマルチプレクサ５０の回路構成図である。図４７Ｂに示されたマルチプレクサ５０は、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ（１２＋１３）Ｒｘ用のフィルタ１０Ｃと、Ｂａｎｄ５Ｒｘ用のフィルタ２０と、整合用インダクタ３０とを備える。フィルタ１０Ｃは、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１２０に接続され、フィルタ２０は、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１３０に接続されている。
　なお、フィルタ１０Ｃおよび２０は、共通端子１１０ｃに直接接続されていなくてもよい。例えば、共通端子１１０ｃとフィルタ１０Ｃおよび２０との間に、１以上の導通状態が得られるスイッチ、位相回路または分配器（デバイダ）のような分岐回路が配置されることで、フィルタ１０Ｃおよび２０と共通端子１１０ｃとが間接的に接続されていてもよい。
　フィルタ１０Ｃは、図４７Ａにも示すように、入出力端子１１０（第１入出力端子）と入出力端子１２０（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕共振回路（本実施の形態では直列腕共振回路１１ａおよび１１ｂならびに直列腕共振子ｓ１３で構成された回路）、および、１以上の並列腕共振回路（本実施の形例では３つの並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。具体的には、フィルタ１０Ｃは、３つの直列腕共振子ｓ１１～ｓ１３を有し、さらに、３つの並列腕共振子ｐ１１～ｐ１３と、コンデンサＣ１１およびＣ１２と、を有するバンドパスフィルタである。なお、直列腕共振回路および並列腕共振回路の数は、上記の数に限定されない。
　ここで、フィルタ１０Ｃを構成する直列腕共振回路１１ａおよび１１ｂは、実施例１に係るフィルタ１０Ａの直列腕共振回路１１と同じ構成であり、また、フィルタ１０Ｃを構成する並列腕共振子ｐ１１は、実施例１に係るフィルタ１０Ａの並列腕共振子ｐ１ａと同じ構成である。具体的には、フィルタ１０Ｃの直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２は、それぞれ、フィルタ１０Ａの直列腕共振子ｓ１ａに相当し、フィルタ１０ＣのコンデンサＣ１１およびＣ１２は、それぞれ、フィルタ１０ＡのコンデンサＣ１ｓに相当する。なお、フィルタ１０Ｃは、実施の形態１～３のいずれかに係るフィルタの構成を含んでいればよい。
　フィルタ２０は、フィルタ１０Ｃの通過帯域よりも高周波数側の通過帯域を有する第１フィルタである。
　［５．２　比較例５に係るマルチプレクサの回路構成］
　図４８Ａは、比較例５に係るマルチプレクサ５５０に適用されるフィルタ５００Ｃの回路構成図であり、図４８Ｂは、比較例５に係るマルチプレクサ５５０の回路構成図である。図４８Ｂに示されたマルチプレクサ５５０は、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ（１２＋１３）Ｒｘ用のフィルタ５００Ｃと、Ｂａｎｄ５Ｒｘ用のフィルタ２０と、整合用インダクタ３０とを備える。フィルタ５００Ｃは、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１２０に接続され、フィルタ２０は、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１３０に接続されている。
　フィルタ５００Ｃは、図４８Ａにも示すように、入出力端子１１０（第１入出力端子）と入出力端子１２０（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３および複数の並列腕共振子ｐ２１～ｐ２３によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。
　ここで、フィルタ５００Ｃを構成する直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３は、それぞれ、比較例１に係るフィルタの直列腕共振子ｓ２ａと同じ構成であり、また、フィルタ５００Ｃを構成する並列腕共振子ｐ２１～ｐ２３は、それぞれ、比較例１に係るフィルタの並列腕共振子ｐ２ｂと同じ構成である。フィルタ２０は、フィルタ５００Ｃの通過帯域よりも高周波数側の通過帯域を有するフィルタである。
　［５．３　実施例１８および比較例５に係るマルチプレクサの特性比較］
　まず、マルチプレクサ５０および５５０を構成するフィルタ１０Ｃおよび５００Ｃの単体特性を比較する。
　図４９は、実施の形態５（実施例１８）に係るフィルタ１０Ｃおよび比較例５に係るフィルタ５００Ｃの通過特性および反射特性を比較したグラフである。
　実施例１８に係るフィルタ１０Ｃが実施例１に係るフィルタ１０Ａで構成されていること、および、比較例５に係るフィルタ５００Ｃが比較例１に係るフィルタで構成されていることから、直列腕共振回路および並列腕共振回路の共振周波数、反共振周波数、および比帯域幅は、ほぼ同等となっており、図４９の左上段および右側に示すように、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性および通過帯域内の挿入損失は、ほぼ同等なものとなっている。
　これに対して、同図の左下段に示すように、通過帯域の高周波数側の周波数帯域において、実施例１８に係るフィルタ１０Ｃの方が、反射損失が低減されている。共振子は、直列腕共振子の反共振周波数よりも高周波数側帯域で、バルク波損失が発生し該周波数帯域での反射損失を悪化させる。一方、コンデンサは、該周波数で容量Ｑの悪化などの損失がない。よって、フィルタ１０Ｃでは、フィルタ１０Ｃに入力される高周波信号が、直列腕共振子ｓ１１とコンデンサＣ１１とで電力分配され、また、直列腕共振子ｓ１２とコンデンサＣ１２とで電力分配されることで、共振子のバルク波損失の影響が低減されることによるものである。
　図５０は、実施の形態５（実施例１８）に係るマルチプレクサ５０および比較例５に係るマルチプレクサ５５０の通過特性を比較したグラフである。同図の右側上段の拡大図に示すように、２つのフィルタ１０Ｃおよび２０が共通端子１１０ｃで接続された状態（実施例１８）におけるフィルタ１０Ｃの通過特性と、２つのフィルタ５００Ｃおよび２０が共通端子１１０ｃで接続された状態（比較例５）におけるフィルタ５００Ｃの通過特性とは、ほぼ同等レベルである。
　一方、２つのフィルタ１０Ｃおよび２０が共通端子１１０ｃで接続された状態（実施例１８）におけるフィルタ２０の帯域内挿入損失は、１．７１７ｄＢ（８６９ＭＨｚ）および２．５２６ｄＢ（８９４ＭＨｚ）であったのに対して、２つのフィルタ５００Ｃおよび２０が共通端子１１０ｃで接続された状態（比較例５）におけるフィルタ２０の帯域内挿入損失は、１．７９０ｄＢ（８６９ＭＨｚ）および２．６０７ｄＢ（８９４ＭＨｚ）であった。つまり、実施例１８に係るマルチプレクサ５０のほうが、フィルタ２０側の挿入損失が、０．０７～０．０８ｄＢ改善されている。
　図５１は、実施の形態５（実施例１８）に係るフィルタ１０Ｃおよび比較例５に係るフィルタの共振特性および容量Ｑ値を比較したグラフである。
　同図の上段には、実施例１８および比較例５に係る直列腕共振回路および直列腕共振子の共振特性が比較されている。同図の右側拡大図に示すように、反共振周波数における反共振Ｑ値は、実施例１８に係る直列腕共振回路１１ａよりも比較例５に係る直列腕共振回路５１１ａ（直列腕共振子ｓ２１）のほうが高いが、当該反共振周波数はフィルタの減衰極を規定するものであるため、フィルタの通過特性にはほとんど影響しない。また、通過帯域を構成する共振周波数における共振Ｑ値は、実施例１８に係る直列腕共振回路１１ａと比較例５に係る直列腕共振回路５１１ａ（直列腕共振子ｓ２１）とで同等であり、通過帯域内の挿入損失は同レベルである。
　これに対して、同図の下段に示すように、実施例１８に係る直列腕共振回路１１ａでは、反共振周波数よりも高周波数側帯域では、直列腕共振子ｓ１１およびｓ２１の単体と比較して、容量Ｑ値が向上している。これは、実施例１８に係る直列腕共振回路１１ａでは、反共振周波数よりも高周波数側帯域においてバルク波損失のないコンデンサＣ１１を直列共振子ｓ１１に並列接続しているため、入力された高周波信号が電力分配され、直列腕共振回路１１ａの上記帯域における実効的な容量Ｑ値が向上したものと解される。これにより、実施例１８に係るフィルタ１０Ｃの方が、反射損失が低減され、当該帯域を通過帯域とするフィルタ２０の挿入損失が改善されたものと解される。
　［５．４　実施の形態４に係るフィルタ１０Ｓのマルチプレクサへの適用例］
　なお、実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ１０Ｓは、マルチプレクサに適用することができる。例えば、実施の形態４（実施例１７）に係るフィルタ１０Ｓを、図４７Ｂに示されたフィルタ１０Ｃに代わりに適用してもよい。
　フィルタ１０Ｓは、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。これによれば、フィルタ１０Ｓにおいて、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ４１、ＳＷ４２のオン状態およびオフ状態の切り替えにより、通過帯域低周波数側および高周波数側における通過帯域と減衰帯域との間の急峻性(キレ)を確保でき、また、通過帯域より高周波数側での反射損失を低減することが可能となる。また、直列腕共振回路２１０ｓは、１以上の他の弾性波共振子を介することなく、共通端子１１０ｃに接続されているので、共通端子１１０ｃからフィルタ１０Ｓを見た場合の、通過帯域よりも高周波数側の反射損失を最小にできるので、フィルタ２０の挿入損失を効果的に低減できる。一方、共通端子１１０ｃ側に他の弾性波共振子があると、バルク波損失に起因した反射損失を増大させてしまう。
　［５．５　変形例（実施例１９）に係るマルチプレクサ６０］
　図５２は、実施の形態５の変形例（実施例１９）に係るマルチプレクサ６０の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ６０は、フィルタ１０Ｔと、フィルタ２０と、スイッチ回路３５と、整合用インダクタ３０とを備える。フィルタ１０Ｔは、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１２０に接続され、フィルタ２０は、共通端子１１０ｃおよび入出力端子１３０に接続されている。
　フィルタ１０Ｔは、共通端子１１０ｃと入出力端子１２０とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振回路１１Ｅならびに直列腕共振子ｓ１２およびｓ１３で構成された回路）、および、１以上の並列腕共振回路（本変形例では３つの並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。具体的には、フィルタ１０Ｔは、３つの直列腕共振子ｓ１、ｓ１２およびｓ１３を有し、さらに、３つの並列腕共振子ｐ１１～ｐ１３と、コンデンサＣ１１と、を有するバンドパスフィルタである。なお、直列腕共振回路および並列腕共振回路の数は、上記の数に限定されない。
　ここで、フィルタ１０Ｔを構成する直列腕共振回路１１Ｅは、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの直列腕共振回路１１Ｅと同じ構成であり、また、フィルタ１０Ｔを構成する並列腕共振子ｐ１１は、実施の形態２の変形例１（実施例４）に係るフィルタ１０Ｅの並列腕共振子ｐ１と同じ構成である。また、フィルタ１０ＴのコンデンサＣ１１は、フィルタ１０ＥのコンデンサＣ１に相当し、フィルタ１０ＴのスイッチＳＷ１は、フィルタ１０ＥのスイッチＳＷ１に相当する。また、フィルタ１０Ｔの直列腕共振回路１１Ｅは、他の直列腕回路を介することなく、共通端子１１０ｃに接続されている。なお、フィルタ１０Ｔは、実施の形態２または３におけるフィルタ１０Ｇ、１０Ｊ、１０Ｌ、１０Ｍ、１０Ｐ、１０Ｒなど、コンデンサＣ１１にスイッチＳＷ１が直列接続された構成を有するフィルタの構成を含んでいればよい。
　フィルタ２０は、フィルタ１０Ｔの通過帯域よりも高周波数側の通過帯域を有する第１フィルタである。
　なお、フィルタ１０Ｔおよび２０は、共通端子１１０ｃに直接接続されていなくてもよい。例えば、共通端子１１０ｃとフィルタ１０Ｔおよび２０との間に、１以上の導通状態が得られるスイッチ、位相回路または分配器（デバイダ）のような分岐回路が配置されることで、フィルタ１０Ｔおよび２０と共通端子１１０ｃとが間接的に接続されていてもよい。
　スイッチ回路３５は、第３端子、第１選択端子および第２選択端子を有し、第１選択端子が入出力端子１２０に接続され、第２選択端子が入出力端子１３０（第２端子）に接続され、第３端子と第１選択端子との接続、および、第３端子と第２選択端子との接続を切り替えるＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ回路である。
　上記構成において、第３端子と第１選択端子とが接続されていない（フィルタ１０Ｔが選択されていない）場合、スイッチＳＷ１はオン状態となっている。
　上記構成によれば、スイッチＳＷ１がオン状態の場合には、スイッチＳＷ１がオフ状態の場合と比較して、フィルタ１０Ｔの通過帯域は低周波数側へシフトする。このため、スイッチ回路３５によりフィルタ１０Ｔが選択されていない場合であっても、フィルタ１０Ｔが選択されている場合と比較して、スイッチ回路３５を介してフィルタ２０へ漏洩する高周波信号を抑制できる。よって、フィルタ１０Ｔが未選択の場合であっても、フィルタ２０の通過帯域内の挿入損失が低減される。
　（実施の形態６）
　以上の実施の形態１～５で説明したフィルタおよびマルチプレクサは、使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路および通信装置について説明する。
　図５３は、実施の形態６に係る通信装置３００の構成図である。
　同図に示すように、通信装置３００は、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群３１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群３２０と、整合回路３３０と、受信側スイッチ３４１、３４２および３４３と、受信増幅回路３５１および３５２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）と、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、を備える。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、通信装置３００に内蔵されていなくてもよい。
　スイッチ群３１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子（ＡＮＴ）と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成されるＳＰｎＴ型のスイッチであり、１以上のスイッチが導通される。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、通信装置３００は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　フィルタ群３２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ２９またはＢａｎｄ１２またはＢａｎｄ６７またはＢａｎｄ１３またはＢａｎｄ１４の受信帯域、（ｉｉ）Ｂａｎｄ２８の受信帯域、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（ｉｖ）Ｂａｎｄ２７の受信帯域、（ｖ）Ｂａｎｄ２６の受信帯域、（ｖｉ）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。
　整合回路３３０は、例えば、インダクタおよびコンデンサで構成されており、上述した（ｉ）～（ｖｉ）のフィルタのうち２以上のフィルタが同時に選択された場合（キャリアアグリゲーション対応）に選択される整合回路である。
　送信側スイッチ３３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ３３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ３３１および３３２は、フィルタ群３２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路３４１および３４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介してアンテナ素子（ＡＮＴ）に出力される。
　受信側スイッチ３４１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３５１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３４２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ３４１の選択端子および受信側スイッチ３４３の選択端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３４３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３５２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ３４１～３４３は、フィルタ群３２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ素子（ＡＮＴ）に入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路３５１および３５２で増幅されて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とハイバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とが個別に設けられていてもかまわない。
　受信増幅回路３５１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路３５２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。
　このように構成された通信装置３００は、上記（ｉ）～（ｖｉ）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタの少なくとも１つとして、実施の形態１～３のいずれかに係るフィルタを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を切り替える。
　なお、通信装置３００のうち、スイッチ群３１０と、フィルタ群３２０と、整合回路３３０と、受信側スイッチ３４１～３４３と、受信増幅回路３５１および３５２と、上記制御部とは、高周波フロントエンド回路を構成する。
　ここで、上記制御部は、図５３には図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）が有していてもよいし、制御部が制御する各スイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路および通信装置３００によれば、上記実施の形態１～３に係るフィルタのいずれかを備えることにより、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保しつつ、通過帯域よりも高周波数側での反射損失が低減されたフィルタを備えた高周波フロントエンド回路および通信装置を提供できる。
　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路によれば、フィルタ群３２０（複数の高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられた受信側スイッチ３４１～３４３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する受信増幅回路３５１および３５２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路の小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、受信側スイッチ３４１～３４３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、受信側スイッチ３４１～３４３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの受信側スイッチが設けられていてもかまわない。また、受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。
　また、本実施の形態に係る通信装置３００のように受信側信号経路のみで構成されるのではなく、送信側信号経路のみ、または、受信側信号経路および送信側信号経路の双方を有する高周波フロントエンド回路および通信装置であってもよい。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係るフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置について、実施の形態１～６および変形例を挙げて説明したが、本発明のフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示のフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また、上記実施の形態１～６およびその変形例に係るフィルタにおいて、弾性波フィルタを構成する場合の圧電基板１０２は、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電膜とがこの順で積層された積層構造であってもよい。圧電膜は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜は、例えば、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、厚みが３．５λ以下である。高音速支持基板は、低音速膜、圧電膜ならびに電極膜１０１を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性波を圧電膜および低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２０μｍである。低音速膜は、圧電膜を伝搬する弾性波よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。この積層構造によれば、圧電基板１０２を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、制御部からの制御信号によってオンおよびオフが切り替えられることにより、当該それぞれの接続ノードを導通状態または非導通状態とする。
　スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチＳＷ１～ＳＷ４のそれぞれを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、フィルタを小型化することができる。
　また、上記実施の形態１～６およびその変形例に係るフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置において、さらに、各入出力端子および共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。
　本発明は、近接する複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できる小型のフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ、１０ＨＡ、１０ＨＢ、１０Ｊ、１０Ｋ、１０Ｌ、１０Ｍ、１０Ｎ、１０Ｐ、１０Ｑ、１０Ｒ、１０Ｓ、１０Ｔ、２０、５００Ｃ　　フィルタ
　１１、１１ａ、１１ｂ、１１Ｄ、１１Ｅ、１１Ｆ、１１Ｇ、２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ、５１１ａ、５１１ｂ　　直列腕共振回路
　１２、１２ＨＡ、１２ＨＢ、１２Ｋ、１２Ｍ、１２Ｎ、１２Ｑ、２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ　　並列腕共振回路
　３０　　整合用インダクタ
　３５　　スイッチ回路
　４１、４２ａ、４２ｂ　　パッケージ
　４３　　配線基板
　５０、６０、５５０　　マルチプレクサ
　１０１　　電極膜
　１０２　　圧電基板
　１０３、１０３ｂ、１０４　　保護層
　１０３ａ　　第１調整膜
　１１０、１２０、１３０　　入出力端子
　１１０ｃ、４２１、４２６　　共通端子
　１１１、１２１　　ＩＤＴ電極
　１１２、１２２　　反射器
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５　　金属膜
　３００　　通信装置
　３１０　　スイッチ群
　３２０　　フィルタ群
　３３０　　整合回路
　３４１、３４２、３４３　　受信側スイッチ
　３５１、３５２　　受信増幅回路
　４１１、４２２、４２７　　第１端子
　４１２、４２３、４２８　　第２端子
　４１３　　第３端子
　４１４　　第４端子
　Ｃ１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１ｓ、Ｃ２、Ｃ２ｓ、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ４１、Ｃ４２　　コンデンサ
　ｐ１、ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３、ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２、ｐ３　　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ１１、ｓ１２、ｓ１３、ｓ１ａ、ｓ１ｂ、ｓ２、ｓ３、ｓ４　　直列腕共振子
　ＳＷ１、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ４１、ＳＷ４２　　スイッチ
　ｚ１　　インピーダンス素子

Claims (22)

  1. 　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振回路と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振回路と、を備え、
    　共振回路の１以上の反共振周波数のうち最も低周波数側の反共振周波数と、当該共振回路の１以上の共振周波数のうち最も低周波数側の共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を、当該共振回路の比帯域幅と定義し、
    　共振子の反共振周波数と当該共振子の共振周波数との周波数差を当該共振周波数で除した値を、当該共振子の比帯域幅と定義した場合、
    　前記直列腕共振回路は、
    　　前記並列腕共振回路の比帯域幅より広い比帯域幅を有する第１直列腕共振子と、
    　　前記第１直列腕共振子に接続された第１コンデンサと、を備える、
    　フィルタ装置。
  2. 　前記直列腕共振回路の比帯域幅と、前記並列腕共振回路の比帯域幅とは、概略一致している
    　請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記第１直列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子である、
    　請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記第１コンデンサは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第１櫛歯容量電極とで構成されており、
    　前記第１櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記第１直列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭い、
    　請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記第１櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記第１直列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下である、
    　請求項４に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、
    　前記第１コンデンサは、前記第１直列腕共振子に並列接続されている、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、
    　前記直列腕共振回路は、さらに、
    　前記第１直列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子を備え、
    　前記第１直列腕共振子および前記第１インピーダンス素子が直列接続された回路と、前記第１コンデンサとは並列接続されており、
    　前記第１インピーダンス素子は、第２コンデンサおよびインダクタのいずれかである、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、
    　前記直列腕共振回路は、さらに、
    　前記第１直列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子と、
    　前記第１コンデンサに直列接続された第１スイッチと、を備え、
    　前記第１直列腕共振子および前記第１インピーダンス素子が直列接続された回路と、前記第１コンデンサおよび前記第１スイッチが直列接続された回路とは並列接続されており、
    　前記第１インピーダンス素子は、第２コンデンサおよびインダクタのいずれかである、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記直列腕共振回路は、さらに、
    　前記第１インピーダンス素子に並列接続された第２スイッチを備える、
    　請求項７または８に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記第１直列腕共振子は、前記経路上に接続されており、
    　前記直列腕共振回路は、さらに、
    　前記第１コンデンサに直列接続された第１スイッチを備え、
    　前記第１直列腕共振子と、前記第１コンデンサおよび前記第１スイッチが直列接続された回路とは並列接続されている、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記並列腕共振回路は、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子を備え、
    　前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅より狭く、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低い、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記並列腕共振回路は、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、
    　前記第１並列腕共振子に直列接続された第３コンデンサと、を備え、
    　前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低い、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記並列腕共振回路は、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、
    　前記第１並列腕共振子に接続され、前記並列腕共振回路の共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第１周波数可変回路を備え、
    　前記第１周波数可変回路は、
    　　前記第１並列腕共振子に直列接続された第３コンデンサと、
    　　前記第３コンデンサに並列接続された第３スイッチと、を備え、
    　前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低い、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記並列腕共振回路は、さらに、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第２並列腕共振子を備え、
    　前記第２並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子および前記第１周波数可変回路が直列接続された回路とは並列接続され、
    　前記第２並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、
    　前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高く、かつ、前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数より高い、
    　請求項１３に記載のフィルタ装置。
  15. 　前記並列腕共振回路は、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、
    　前記ノードとグランドとの間に接続された第２並列腕共振子と、
    　前記第２並列腕共振子に接続され、前記並列腕共振回路の共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方を可変する第２周波数可変回路と、を備え、
    　前記第２周波数可変回路は、
    　前記第２並列腕共振子に直列接続された第４コンデンサと、
    　前記第４コンデンサと並列接続された第４スイッチと、を備え、
    　前記第１並列腕共振子と、前記第２並列腕共振子および前記第４コンデンサが直列接続された回路とは並列接続され、
    　前記第１並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、かつ、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１直列腕共振子の反共振周波数より低く、
    　前記第２並列腕共振子の比帯域幅は、前記第１直列腕共振子の比帯域幅と同じまたは狭く、
    　前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高く、かつ、前記第２並列腕共振子の反共振周波数は、前記第１並列腕共振子の反共振周波数より高い、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  16. 　前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子のうち少なくとも前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極と前記基板との間には、前記比帯域幅を調整する第１調整膜が形成されている、
    　請求項１１～１５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  17. 　前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１直列腕共振子および前記第１並列腕共振子のうち少なくとも前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極を覆うように、前記比帯域幅を調整する第２調整膜が形成されている、
    　請求項１１～１６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  18. 　共通端子と、
    　請求項１～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置と、
    　前記フィルタ装置の通過帯域よりも高周波数側の通過帯域を有する第１フィルタと、を備え、
    　前記第１入出力端子および前記第１フィルタは、前記共通端子に接続されている、
    　マルチプレクサ。
  19. 　前記フィルタ装置は、さらに、１以上の弾性波共振子を備え、
    　前記直列腕共振回路は、前記１以上の弾性波共振子および前記並列腕共振回路を介することなく、前記共通端子に接続されている、
    　請求項１８に記載のマルチプレクサ。
  20. 　共通端子と、
    　前記第１入出力端子が前記共通端子に接続された、請求項８または１０に記載のフィルタ装置と、
    　第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、
    　第３端子、第１選択端子および第２選択端子を有し、前記第１選択端子が前記第２入出力端子に接続され、前記第２選択端子が前記第２端子に接続され、前記第３端子と前記第１選択端子との接続、および、前記第３端子と前記第２選択端子との接続を切り替えるスイッチ回路と、を備え、
    　前記第１フィルタの通過帯域は、前記フィルタ装置の通過帯域よりも周波数が高く、
    　前記フィルタ装置は、さらに、１以上の弾性波共振子を備え、
    　前記直列腕共振回路は、前記１以上の弾性波共振子および前記並列腕共振回路を介することなく、前記共通端子に接続され、
    　前記第３端子と前記第１選択端子とが接続されていない場合、前記第１スイッチは導通状態となっている、
    　マルチプレクサ。
  21. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置と、
    　前記フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  22. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項２１に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117875272A (zh) * 2024-03-12 2024-04-12 成都华兴汇明科技有限公司 P2d模型转换s2d模型、获得s2d模型的方法
WO2025211204A1 (ja) * 2024-04-05 2025-10-09 株式会社村田製作所 弾性波装置

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6747604B2 (ja) * 2017-09-27 2020-08-26 株式会社村田製作所 弾性波装置
JP6822580B2 (ja) * 2017-10-10 2021-01-27 株式会社村田製作所 マルチプレクサおよび高周波フィルタ
US11563423B2 (en) * 2018-05-25 2023-01-24 Skyworks Solutions, Inc. Filter including acoustic wave resonator in parallel with circuit element
CN113796018B (zh) * 2019-05-08 2023-02-21 瑞典爱立信有限公司 多频带均衡器
CN115004550A (zh) * 2020-01-24 2022-09-02 株式会社村田制作所 滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
US20220200645A1 (en) * 2020-12-18 2022-06-23 Skyworks Solutions, Inc. Stacked resonator based antennaplexer
US12483225B2 (en) 2021-05-14 2025-11-25 Skyworks Global Pte. Ltd. Bulk acoustic wave resonator with oxide raised frame
KR20220163883A (ko) 2021-06-03 2022-12-12 스카이워크스 글로벌 피티이. 엘티디. 횡방향으로 분포된 반사기들을 갖는 라디오 주파수 음향 디바이스
US12323168B2 (en) 2021-08-25 2025-06-03 Skyworks Solutions, Inc. Acoustic-wave ladder filters
US12334908B2 (en) * 2021-12-10 2025-06-17 Skyworks Solutions, Inc. Bulk acoustic wave filters for improving noise factor
TWI829483B (zh) * 2022-01-07 2024-01-11 三友電子股份有限公司 具有不同週期或柵欄間距之表面聲波共振裝置及其濾波器

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6164760U (ja) * 1984-10-02 1986-05-02
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2005076473A1 (ja) * 2004-02-06 2005-08-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 弾性表面波フィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器
JP2005295496A (ja) * 2004-03-12 2005-10-20 Alps Electric Co Ltd 高周波フィルタ及びこの高周波フィルタを用いた送受信機
JP2006254281A (ja) * 2005-03-14 2006-09-21 Toshiba Corp フィルタ回路および無線装置
JP2012175594A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Fujitsu Semiconductor Ltd 可変容量回路
JP2013225945A (ja) * 2010-01-28 2013-10-31 Murata Mfg Co Ltd チューナブルフィルタ
WO2014034492A1 (ja) * 2012-08-29 2014-03-06 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置
JP2016220263A (ja) * 2011-11-04 2016-12-22 太陽誘電株式会社 分波器及び通信モジュール

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4004102A (en) * 1975-08-08 1977-01-18 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Automatic impedance modification of transmission lines
US4253192A (en) * 1979-02-05 1981-02-24 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Telemetric system
JP4036856B2 (ja) 2004-10-07 2008-01-23 アルプス電気株式会社 弾性表面波素子を用いたバンドパスフィルタ
TWI442621B (zh) * 2007-01-19 2014-06-21 Murata Manufacturing Co High frequency parts
JP2011146768A (ja) 2010-01-12 2011-07-28 Panasonic Corp ラダー型弾性波フィルタと、これを用いたアンテナ共用器
JP5630566B2 (ja) * 2011-03-08 2014-11-26 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び通信端末機器
WO2013173979A1 (en) * 2012-05-22 2013-11-28 Nokia Corporation Apparatus and methods for wireless communication
US9236892B2 (en) * 2013-03-15 2016-01-12 Dockon Ag Combination of steering antennas, CPL antenna(s), and one or more receive logarithmic detector amplifiers for SISO and MIMO applications
JP6682436B2 (ja) * 2013-09-12 2020-04-15 ドックオン エージー 周波数変換することなく高感度選択的受信機として使用する対数検出増幅器システム
US11183974B2 (en) * 2013-09-12 2021-11-23 Dockon Ag Logarithmic detector amplifier system in open-loop configuration for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion
WO2017065142A1 (ja) * 2015-10-16 2017-04-20 株式会社村田製作所 アンテナ回路および通信装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6164760U (ja) * 1984-10-02 1986-05-02
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2005076473A1 (ja) * 2004-02-06 2005-08-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 弾性表面波フィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器
JP2005295496A (ja) * 2004-03-12 2005-10-20 Alps Electric Co Ltd 高周波フィルタ及びこの高周波フィルタを用いた送受信機
JP2006254281A (ja) * 2005-03-14 2006-09-21 Toshiba Corp フィルタ回路および無線装置
JP2013225945A (ja) * 2010-01-28 2013-10-31 Murata Mfg Co Ltd チューナブルフィルタ
JP2012175594A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Fujitsu Semiconductor Ltd 可変容量回路
JP2016220263A (ja) * 2011-11-04 2016-12-22 太陽誘電株式会社 分波器及び通信モジュール
WO2014034492A1 (ja) * 2012-08-29 2014-03-06 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117875272A (zh) * 2024-03-12 2024-04-12 成都华兴汇明科技有限公司 P2d模型转换s2d模型、获得s2d模型的方法
CN117875272B (zh) * 2024-03-12 2024-05-14 成都华兴汇明科技有限公司 P2d模型转换s2d模型的方法
WO2025211204A1 (ja) * 2024-04-05 2025-10-09 株式会社村田製作所 弾性波装置

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