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TWI901030B - 諧振電路及其控制電路及控制方法 - Google Patents

諧振電路及其控制電路及控制方法

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TWI901030B
TWI901030B TW113108158A TW113108158A TWI901030B TW I901030 B TWI901030 B TW I901030B TW 113108158 A TW113108158 A TW 113108158A TW 113108158 A TW113108158 A TW 113108158A TW I901030 B TWI901030 B TW I901030B
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switch
resonant
down switch
circuit
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TW113108158A
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劉鵬飛
張雨舟
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美商茂力科技股份有限公司
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Abstract

本揭露提供一種用於諧振電路的控制電路。諧振電路包括上拉開關和下拉開關。控制電路包括下拉開關控制電路。下拉開關控制電路用以輸出下拉控制訊號。在上拉開關導通前，下拉控制訊號具有第一脈衝，對應於下拉開關的導通時長，第一脈衝的結束時刻對應於諧振電路的諧振電容電壓由正至負過零的時刻。

Description

諧振電路及其控制電路及控制方法
本揭露是關於一種切換式電源電路，更具體地說，尤其是關於一種諧振電路。
在傳統的小功率交流電/直流電(AC/DC)轉換應用中，返馳式轉換器因其結構簡單、所需元件少、成本低廉等優點，得到了廣泛的應用。然而，傳統的返馳式轉換器通常工作在硬切換模式，即返馳式轉換器的開關在關斷和導通時刻，開關兩端的電壓差及/或流過開關的電流不為零，從而導致切換損失。返馳式轉換器的切換頻率越高，其切換損失越大。然而為了滿足切換式轉換器小型化、輕量化和模組化的趨勢，切換式轉換器的工作頻率在逐步提高。而對於硬切換的返馳式轉換器來說，切換頻率的提高意味著切換損失的增大。這顯然限制了返馳式轉換器在大功率電源中的應用。
所謂軟切換技術是指在開關通斷時刻，使開關兩端的電壓差為零(零電壓切換)或使流過開關的電流為零(零電流切換)，從而來減小切換損失。為了使返馳式轉換器能夠實現軟切換，減少切換損失，人們結合諧振原理，提出了返馳式轉換器的改進拓撲，包括主動式箝位返馳式轉換器和非對稱半橋返馳式轉換器等。其中非對稱半橋返馳式轉換器將返馳式轉換器和LLC諧振電路相結合，在返馳式轉換器的一次側，採用LLC拓撲結構，使一次側電路工作在諧振模式，並且通過適當的電流相位和幅值控制使一次側的開關實現軟切換。
根據本揭露的一實施例，提出了一種用於諧振電路的控制電路。諧振電路包括上拉開關和下拉開關。控制電路包括下拉開關控制電路。下拉開關控制電路用以輸出下拉控制訊號。在上拉開關導通前，下拉控制訊號具有第一脈衝，對應於下拉開關的導通時長，第一脈衝的結束時刻對應於諧振電路的諧振電容電壓由正至負過零的時刻。
根據本揭露的另一實施例，提出了一種用於諧振電路的控制電路。諧振電路包括上拉開關和下拉開關。控制電路包括下拉開關控制電路。下拉開關控制電路用以接收導通時長訊號，輸出下拉控制訊號控制下拉開關的導通及關斷。下拉開關在下列任一條件滿足時關斷：(1)導通時長訊號表示下拉開關的導通時長結束；(2)諧振電路的諧振電容電壓由正至負過零。
根據本揭露的另一實施例，提出了一種諧振電路，包括如前所述的控制電路，更包括上拉開關及下拉開關。下拉開關與上拉開關串聯耦接在輸入端和一次側接地之間。
根據本揭露的另一實施例，提出了一種用於諧振電路的控制方法。諧振電路包括上拉開關和下拉開關。控制方法包括：在每個切換週期內：導通下拉開關；在下拉開關的預充電導通時長結束或者諧振電路的諧振電容電壓由正到負過零時，關斷下拉開關；導通上拉開關；在諧振電流的值到達預設峰值時關斷上拉開關；導通下拉開關；以及在諧振電路的變壓器退磁時或者諧振週期結束時關斷下拉開關，諧振週期為諧振電路的諧振電容和諧振電感的諧振週期。
根據本揭露的另一實施例，提出了一種用於諧振電路的控制方法。諧振電路包括上拉開關和下拉開關。控制方法包括：在每個切換週期內：導通上拉開關；在諧振電流的值到達預設峰值時關斷上拉開關；導通下拉開關；以及在預設導通時長結束或者諧振電容電壓由正到負過零任一條件滿足時，關斷下拉開關。
下面將詳細描述本揭露的返馳式轉換器及控制方法的具體實施例，應當注意，這裡描述的實施例只用於舉例說明，並不用於限制本揭露。在以下描述中，為了提供對本揭露的透徹理解，闡述了大量特定細節。然而，對於本領域具有通常知識者顯而易見的是：不必採用這些特定細節來實行本揭露。在其他實例中，為了避免混淆本揭露，未具體描述已知的電路、材料或方法。
在整個說明書中，對「一個實施例」、「實施例」、「一個示例」或「示例」的提及意味著：結合該實施例或示例描述的特定特徵、結構或特性被包含在本揭露至少一個實施例中。因此，在整個說明書的各個地方出現的短語「在一個實施例中」、「在實施例中」、「一個示例」或「示例」不一定都指同一實施例或示例。此外，可以以任何適當的組合和/或子組合將特定的特徵、結構或特性組合在一個或多個實施例或示例中。此外，本領域具有通常知識者應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製的。應當理解，當稱元件「耦接到」或「連接到」另一元件時，它可以是直接耦接或耦接到另一元件或者可以存在中間元件。相反，當稱元件「直接耦接到」或「直接連接到」另一元件時，不存在中間元件。相同的附圖標記指示相同的元件。這裡使用的術語「及/或」包括一個或多個相關列出的專案的任何和所有組合。
圖1為現有的諧振電路10的電路結構示意圖。如圖1所示，所述諧振電路10具有非對稱半橋返馳式轉換器拓撲，包括：串聯耦接在輸入端IN和一次側接地PGND之間的上拉開關QH和下拉開關QL；具有一次側線圈Np、二次側線圈Ns和輔助線圈Nt的變壓器T1；與一次側線圈Np串聯耦接在開關端SW和一次側接地PGND之間的諧振電容Cr；與二次側線圈Ns串聯的二次側開關Ds；以及輸出電容Co。在圖1中，諧振電感Lr為一次側線圈Np的漏感，即僅為等效電路而非實際電感元件。在部分應用中，根據應用的需要也可以另外加入獨立的電感元件作為諧振電感。在圖1中，所述二次側開關Ds也稱作二次側二極體。應當理解，二次側開關Ds既可以包括二極體也可以採用可控開關實現。並且在部分應用中，二次側開關Ds可以耦接在二次側線圈Ns和二次側接地SGND之間。
在圖1中，諧振電路10的上拉開關QH和下拉開關QL交替地導通及關斷，將一次側的能量傳送至二次側，在輸出電容Co上形成輸出電壓Vout，並且給負載Ro供能。具體來講，當上拉開關QH導通，下拉開關QL關斷時，一次側線圈Np的電感和諧振電容Cr儲存能量，輸出電容Co對負載Ro供能。當上拉開關QH關斷，下拉開關QL導通時，一次側線圈Np的電感和諧振電容Cr中儲存的能量轉移至二次側線圈Ns，二次側線圈Ns對輸出電容Co充電，並對負載Ro供能。
圖2示出了另一結構的現有的諧振電路20的電路結構示意圖。與圖1所示的諧振電路10相比，在諧振電路20中，諧振電容Cr與一次側線圈Np串聯耦接在輸入端IN和開關端SW之間，諧振電容Cr與一次側線圈Np串聯耦接後與上拉開關QH並聯。
在圖1和圖2中，上拉開關QH和下拉開關QL組成半橋電路耦接在輸入端IN和一次側接地PGND之間。所述輸入端IN接收輸入電壓Vin。輸入電壓Vin為直流電壓，可以通過對交流電壓進行整流來得到。諧振電流Ir為流過諧振電容Cr的諧振電流，本文中假設如圖1所示諧振電流Ir的方向為正向，切換電壓Vsw為上拉開關QH和下拉開關QL的連接點(即開關端SW)的電壓，即切換電壓，上拉控制訊號GH為上拉開關QH的上拉控制訊號，下拉控制訊號GL為下拉開關QL的下拉控制訊號。在圖1和圖2電路中，上拉開關QH和下拉開關QL採用金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)來實現。應當理解，本揭露實施例的控制電路也適用於採用其他類型開關的諧振電路。
上拉開關QH和下拉開關QL以及電路中其他元件均具有寄生電容。若開關兩端存在電壓，則當上拉開關QH或下拉開關QL從關斷狀態到導通狀態時，開關的寄生電容和其他元件的寄生電容被充電或放電，從而導致切換損失。本揭露實施例致力於使開關零電壓切換，或者是儘量接近於零電壓切換，從而減小切換損失。本揭露實施例的控制電路既可以用於圖1和圖2的諧振電路，也可以用於其他諧振電路，例如LLC電路、LCC電路等。
圖3示出了根據本揭露一實施例的控制電路30的電路結構示意圖。如圖3所示，控制電路30包括輸出功率檢測電路301、輸出電壓檢測電路302、切換電壓檢測電路303、過零檢測電路304、退磁檢測電路305、下拉開關控制電路306、上拉開關控制電路307和時長控制電路308。
在本揭露實施例中，控制電路30根據不同的電路操作條件控制諧振電路工作於連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)和脈衝省略模式(Pulse Skip Mode，PSM)。
圖4示出了根據本揭露一實施例的諧振電路10由控制電路30控制工作於脈衝省略模式時的訊號波形圖。以下結合圖1、圖3和圖4來闡述控制電路30的工作原理以及脈衝省略模式下輸出電壓Vout較低時諧振電路10的工作情況。
在圖3中，所述輸出功率檢測電路301接收代表諧振電路10的輸出功率的功率反饋訊號Vfb，將功率反饋訊號Vfb與功率閾值Vpth相比較，並且根據比較結果輸出功率判斷訊號M1。在本揭露部分實施例中，在功率反饋訊號Vfb小於功率閾值Vpth時，所述控制電路30控制諧振電路10工作於脈衝省略模式。否則，所述諧振電路10工作於連續導通模式。
在圖3中，所述輸出電壓檢測電路302檢測諧振電路10的輸出電壓Vout，將輸出電壓Vout與輸出電壓閾值Voth相比較，並基於比較結果，輸出輸出電壓判斷訊號M2。
圖4所示為諧振電路10工作於脈衝省略模式且輸出電壓Vout較低時的各訊號波形，即所述輸出電壓Vout小於輸出電壓閾值Voth，所述功率反饋訊號Vfb小於功率閾值Vpth。
所述切換電壓檢測電路303檢測切換電壓Vsw的值，將切換電壓Vsw的值與切換電壓閾值Vsth相比較，並基於比較結果，輸出導通控制訊號Con。在一個實施例中，所述切換電壓閾值Vsth的值為零。如圖4所示，在t1時刻，切換電壓Vsw的值降至零。所述導通控制訊號Con通過下拉開關控制電路306影響下拉控制訊號GL，進而控制下拉開關QL的導通。在切換電壓Vsw的值降至零時開啟下拉開關QL，可實現下拉開關QL的零電壓切換，從而減小切換損失。在部分實施例中，所述切換電壓閾值Vsth的值可略大於零或略小於零，即接近於零。
所述過零檢測電路304基於過零檢測訊號Vzcd輸出關斷控制訊號Coff。
在下拉開關QL導通過程中，過零檢測訊號Vzcd為零時代表了一次側線圈Np儲能達到最大的時刻。在一次側線圈Np儲能達到最大值時關斷下拉開關QL後，一次側線圈Np的儲能轉移至開關端SW的寄生電容，可以使得切換電壓Vsw在當前工作條件下達到最大值，從而在之後導通上拉開關QH時，使上拉開關QH的切換損失降到最小值。
在圖1和圖2所示諧振電路中，所述過零檢測訊號Vzcd為輔助線圈Nt提供的電壓，可以通過輔助線圈Nt得到。圖1中，在下拉開關QL導通期間，當諧振電容Cr上的電壓Vcr降到零時，即圖4所示t2時刻，諧振電流Ir達到最小值(負向最大值)，此時雖然預充電時長訊號TonL1代表的時長還未結束，但過零檢測訊號Vzcd的值已經降至零，因為此時二次側線圈Ns的電流為零，輔助線圈Nt感應一次側線圈Np的電壓，而一次側線圈Np的電壓又等於負的諧振電容Cr上的電壓Vcr，即-Vcr。也就是說，在圖4中，過零檢測訊號Vzcd的過零時刻對應了諧振電容Cr上的電壓Vcr為零的時刻，也就是諧振電容Ir達到反向最大值的時刻，同時也是一次側線圈Np儲能達到最大值的時刻。
應當理解，在圖2中，雖然功率迴路電路連接結構不同，但是過零檢測訊號Vzcd的過零時刻同樣對應於諧振電容Cr上的電壓Vcr為零的時刻，也是諧振電容Ir達到反向最大值的時刻，同時也是一次側線圈Np儲能達到最大值的時刻。
綜上所述，過零檢測訊號Vzcd為零時，代表了一次側線圈Np儲能達到最大的時刻。
所述過零檢測電路304將過零檢測訊號Vzcd與過零閾值Vzth(值為零或接近於零)相比較，在過零檢測訊號Vzcd降至過零閾值Vzth時，輸出關斷控制訊號Coff控制下拉開關QL關斷。所述下拉開關控制電路306接收關斷控制訊號Coff和預充電時長訊號TonL1，並基於關斷控制訊號Coff和預充電時長訊號TonL1輸出下拉控制訊號GL用於控制下拉開關QL的關斷。如圖4所示t2時刻，過零檢測訊號Vzcd過零，所述下拉控制訊號GL拉低，關斷下拉開關QL。
所述預充電時長訊號TonL1預設了下拉開關QL的預充電導通時長TD1。在本揭露部分實施例中，下拉開關QL在t1時刻開始導通，經過由預充電時長訊號TonL1代表的預充電導通時長TD1後，所述下拉控制訊號GL關斷下拉開關QL。而當過零檢測訊號Vzcd的過零點在下拉開關QL的預充電導通時長TD1內到來時，所述下拉開關QL提前在過零檢測訊號Vzcd的過零點關斷，不需要等到預充電導通時長TD1結束後再關斷，如圖4所示。也就是說，當預充電時長訊號TonL1代表的預充電導通時長TD1結束，或者過零檢測訊號Vzcd過零，任意一個條件達到時，所述下拉開關QL關斷。
在本揭露部分實施例中，所述預充電時長訊號TonL1可以儲存於如暫存器之類的儲存單元中。
在本揭露部分實施例中，所述預充電時長訊號TonL1可由使用者設定，或者由上級系統來預設或改變。例如，控制電路可以具有資料介面，使用者或上級系統可通過控制電路的資料介面設置或改變預充電時長訊號TonL1的值。
應當理解，除了用輔助線圈Nt來檢測諧振電容電壓Vcr為零的時刻，在其他實施例中，也可以通過其他的方法來得到諧振電容電壓Vcr為零的時刻。例如在一個實施例中，所述諧振電容電壓Vcr為零的時刻可以通過諧振週期Tm粗略得到。所述諧振週期Tm可以根據一次側線圈Np的電感(Lr和Lm的和)和諧振電容Cr的值來計算得到，即： 。當下拉開關QL導通時間達到1/4諧振週期Tm時，大致對應於諧振電容Cr上的電壓Vcr為零的時刻。在實際應用中，由於無法準確得到一次側線圈Np的電感和諧振電容Cr的值，此方法得到的是大致的一次側線圈Np儲能達到最大的時刻。
在圖4中，經過一段死區時間後，在t3時刻，所述上拉開關QH導通。在一個實施例中，所述上拉開關QH的導通可以根據切換電壓Vsw的轉換速率決定。例如，所述上拉開關控制電路307可以在檢測到切換電壓Vsw的轉換速率減小至零或一定數值時，輸出上拉控制訊號GH將上拉開關QH導通。任何現有的檢測電壓轉換速率的電路均可以用於本揭露，實現檢測切換電壓Vsw的轉換速率的目的。
在圖4中的t4時刻，所述上拉開關控制電路307檢測到諧振電流Ir的值達到預設峰值Ipk，輸出上拉控制訊號GH關斷上拉開關QH。本領域具有通常知識者可根據具體應用的參數和應用需要來設置所述預設峰值Ipk。
在圖4中的t5時刻，所述切換電壓Vsw再次降至零，所述導通控制訊號Con通過下拉開關控制電路306拉高下拉控制訊號GL，再次導通下拉開關QL。
所述退磁檢測電路305檢測變壓器T1的退磁時刻，即變壓器T1的激磁電流Im(圖4中最上面的波形圖中的虛線部分，該虛線以固定斜率下降至谷底，部分與實線重合)為零的時刻，並輸出退磁訊號Dem代表變壓器T1的退磁時刻。所述退磁檢測電路305可以採用現有的退磁檢測電路來實現。例如可以通過檢測諧振電流Ir的峰值和根據具體應用參數估算得到的激磁電流Im的斜率，來輸出退磁訊號Dem。
所述下拉開關控制電路306接收退磁訊號Dem。在退磁訊號Dem代表變壓器T1的退磁時刻，即圖4中的t6時刻，輸出下拉控制訊號GL關斷下拉開關QL。
在一個實施例中，所述下拉開關控制電路306進一步接收諧振週期Tr。所述諧振週期可以根據諧振電感Lr和諧振電容Cr的值來計算得到，即： 。當諧振週期Tr早於退磁時刻結束時，所述下拉開關GL在諧振週期Tr結束時關斷。也就是說，在諧振週期Tr結束或變壓器T1的退磁時刻到來任意一個條件達成時，下拉控制訊號GL控制下拉開關QL關斷。
在圖4中，至t7時刻，所述切換電壓Vsw再次降為零，所述下拉開關QL再次導通，新的切換週期開始。t1時刻至t7時刻為控制電路30控制諧振電路10工作於脈衝省略模式下的一個切換週期。
綜上所述，在脈衝省略模式下，且輸出電壓Vout較低時，所述下拉開關QL在諧振電路10的單個切換週期內被導通兩次，即下拉控制訊號GL包括第一脈衝(t1~t2)和第二脈衝(t5~t6)。所述第一脈衝也稱作預充電脈衝。在下拉開關QL被下拉控制訊號GL的預充電脈衝導通時，所述一次側線圈Np的電感儲存能量。在第一脈衝結束，下拉開關QL關斷時，一次側線圈Np的電感中儲存的能量轉移至開關端SW，對開關端SW充電，將切換電壓Vsw的電壓抬高至輸入電壓Vin或者盡可能接近於輸入電壓Vin，以實現上拉開關QH的零電壓切換。所述第一脈衝在下列任一條件滿足時結束：(1)預充電時長訊號TonL1表示下拉開關的預充電導通時長TD1結束；(2)過零檢測訊號Vzcd由正至負過零。所述第二脈衝在上拉開關QH關斷並經過了一定的死區時間後，在切換電壓Vsw再次降至零後導通下拉開關QL。所述第二脈衝在下列任一條件滿足時結束：(1)諧振電路的諧振週期Tr結束；(2)諧振電路的變壓器T1退磁。
圖5示出了根據本揭露一實施例的諧振電路10工作於脈衝省略模式且輸出電壓Vout較高時的各訊號波形，即所述輸出電壓Vout大於輸出電壓閾值Voth且所述功率反饋訊號Vfb小於功率閾值Vpth。以下結合圖1、圖3和圖5來闡述控制電路30在脈衝省略模式下且輸出電壓Vout較高時的工作情況。
在t9時刻，所述切換電壓Vsw的轉換速率降至零，所述上拉開關QH導通，諧振電流Ir上升。至t10時刻，諧振電流Ir上升至預設峰值Ipk，所述上拉開關控制電路307輸出上拉控制訊號GH關斷上拉開關QH。經過一段死區時間後，在t11時刻，切換電壓Vsw的值降到零，所述導通控制訊號Con通過下拉開關控制電路306影響下拉控制訊號GL，進而控制下拉開關QL的導通，實現下拉開關QL的零電壓切換，以減小切換損失。從t11時刻起，下拉開關QL的預設導通時長TD2開始，該預設導通時長TD2由導通時長訊號TonL2決定。在本揭露部分實施例中，在t12時刻，所述下拉開關QL的預設導通時長TD2結束時，所述下拉開關QL關斷。至切換週期時長結束且切換電壓Vsw的轉換速率再次減小至零時，上拉開關QH再次導通，下一個切換週期開始。
從圖5中可以看出，在t9時刻，上拉開關QH導通時，開關端SW的切換電壓Vsw並未達到輸入電壓Vin的值。也就是說，上拉開關QH導通時，其兩端電壓差Vin-Vsw＞0，因此上拉開關QH導通時仍會產生切換損失。但由於此時Vin與Vsw的電壓差足夠小，因此上拉開關QH導通時產生的切換損失相對較小，與通過首先導通下拉開關QL給一次側線圈Np的電感進行預充電的方式相比，損耗接近甚至更小，所以無需首先導通下拉開關QL進行預充電。
圖6示出了根據本揭露一實施例的諧振電路10工作於連續導通模式時的各訊號波形圖，也即所述功率反饋訊號Vfb大於功率閾值Vpth的情況。以下結合圖1、圖3和圖6來闡述控制電路30在連續導通模式下的工作原理以及時長控制電路308的工作原理。
如圖6所示，在t13時刻，切換電壓Vsw的值降至零，所述導通控制訊號Con通過下拉開關控制電路306影響下拉控制訊號GL，進而控制下拉開關QL的導通，實現下拉開關QL的零電壓導通，減小切換損失。
從t13時刻起，經過由導通時長訊號TonL2決定的預設導通時長TD2後，在t14時刻，下拉開關控制電路306輸出下拉控制訊號GL控制下拉開關QL關斷。在部分實施例中，當過零檢測訊號Vzcd的值由正到負過零時刻早於預設導通時長TD2的結束時刻時，所述下拉控制訊號GL控制下拉開關QL在過零檢測訊號Vzcd的過零時刻關斷。
在t15時刻，所述上拉開關QH導通，諧振電流Ir上升。至t16時刻，諧振電流Ir上升至預設峰值Ipk，所述上拉開關控制電路307輸出上拉控制訊號GH關斷上拉開關QH。經過一段死區時間後，在t17時刻，切換電壓Vsw的值再次到零，下拉開關QL再次導通，下一個切換週期開始。
從圖6中可以看出，在t15時刻，上拉開關QH導通時，開關端SW的切換電壓Vsw並未達到輸入電壓Vin的值。也就是說，上拉開關QH導通時，其兩端電壓差Vin-Vsw＞0，因此上拉開關QH導通時仍會產生切換損失。
在本揭露實施例中，時長控制電路308通過感測當前切換週期上拉開關QH導通時刻附近的諧振電流Ir，來調整下一切換週期中的導通時長訊號TonL2。
所述時長控制電路308包括電流調整電路308A和時長調整電路308B。所述電流調整電路308A接收電流感測訊號Is和儲能電流基準Iref，並且基於電流感測訊號Is和儲能電流基準Iref之間的差值輸出時長調整訊號Tcon。所述時長調整電路308B接收時長調整訊號Tcon和初始時長訊號Toni，並且基於時長調整訊號Tcon和初始時長訊號Toni，輸出導通時長訊號TonL2。
在本揭露實施例中，所述電流感測訊號Is對應於圖6中上拉開關QH導通時刻附近的諧振電流Ir。所述儲能電流基準Iref對應於相應時刻的諧振電流Ir的目標電流值。當檢測到電流感測訊號Is的絕對值小於儲能電流基準Iref的絕對值時，所述電流調整電路308A將輸出時長調整訊號Tcon來調整下拉開關QL的導通時長。具體工作原理如下：如圖6所示，在t15時刻，諧振電流Ir的絕對值，即電流感測訊號Is的絕對值小於儲能電流基準Iref的絕對值。電流調整電路308A輸出時長調整訊號Tcon至時長調整電路308B。所述時長調整電路308B基於初始時長訊號Toni(代表當前切換週期的下拉開關QL的導通時長)和時長調整訊號Tcon，輸出調整後的導通時長訊號TonL2，從而使下一切換週期的下拉開關QL的預設導通時長TD2延長。如圖6所示，時長t17~t18較時長t13~t14延長。在下拉開關QL的預設導通時長TD2延長後，QL關斷時一次側線圈Np的電感將儲存更多能量。在下拉開關QL關斷後，在t18~t19時長內，一次側線圈Np的電感的能量對開關端SW充電，將切換電壓Vsw升高至輸入電壓Vin，從而實現上拉開關QH的零電壓切換。在一個實施例中，在電流感測訊號Is的絕對值大於儲能電流基準Iref的絕對值時，所述時長調整訊號Tcon通過調整導通時長訊號TonL2相應地減小下一切換週期的下拉開關QL的導通時長。
在一個實施例中，所述初始時長訊號Toni的值由暫存器提供，即控制電路30包括一個暫存器，用於存放代表當前切換週期的下拉開關QL導通時長的訊號，從而在此基礎上計算下一切換週期的下拉開關QL的導通時長。所述導通時長訊號TonL2的值為所述初始時長訊號Toni的值與時長調整訊號Tcon的值的運算結果。
在一個實施例中，所述導通時長訊號TonL2的原始值通過諧振電流Ir的電流峰值及變壓器T1一次側的激磁電流Im(如圖3所示)的斜率計算得到，在電路操作後則通過當前切換週期的導通時長(由初始時長訊號Toni代表)，經過時長調整訊號Tcon的調整來更新下一切換週期的導通時長訊號TonL2。所述激磁電流Im可以根據諧振電流Ir的電流峰值、變壓器T1的匝數比、以及二次側線圈電壓來計算，為本領域具有通常知識者所熟知，此處不作展開敘述。
在一個實施例中，所述導通時長訊號TonL2的值固定，可根據電路的具體應用需要和參數來設置。
在一個實施例中，所述電流感測訊號Is可通過檢測諧振電流Ir在上拉開關QH導通時刻或導通前的值得到，也可以通過其他現有的計算方法得到。所述儲能電流基準Iref的值可根據具體應用的電路參數和需求來設定。
在本揭露實施例中，所述控制電路30可通過數位電路來實現，所述上拉開關控制電路307和下拉開關控制電路306可採用狀態機來實現。例如可採用Verilog、VHDL等硬體描述語言來描述前述電路功能，從而自動產生數位電路。應當理解，圖3實施例中的電路模組為理解本揭露原理而使用，不代表本揭露實際電路。
圖7示出了根據本揭露一實施例的控制電路70的電路結構示意圖。如圖7所示，控制電路70包括輸出功率檢測電路301、輸出電壓檢測電路302、切換電壓檢測電路703、過零檢測電路304、退磁檢測電路305、下拉開關控制電路306、上拉開關控制電路707和時長控制電路308。
與圖3所示實施例相比，在圖7中，所述切換電壓檢測電路703檢測切換電壓Vsw的轉換速率。在切換電壓Vsw的轉換速率從負值增大至零時，所述切換電壓檢測電路703輸出導通控制訊號Con通過下拉開關控制電路306影響下拉控制訊號GL，進而控制下拉開關QL導通。
與圖3所示實施例相比，在圖7中，上拉開關控制電路707基於過零檢測訊號Vzcd來控制上拉開關QH的導通，例如可以在檢測到過零檢測訊號Vzcd的過零時刻後，經過一段延遲，然後導通上拉開關QH。上拉開關控制電路707關斷上拉開關QH的方式與上拉開關控制電路307相同，即通過檢測諧振電流Ir的峰值來控制關斷上拉開關QH，此處不再展開贅述。
在圖7實施例中，控制電路70的其他電路的工作原理與控制電路30的工作原理相同，此處不再重覆敘述。
應當理解，切換電壓檢測電路303和703是可選的，同樣地，上拉開關控制電路307和上拉開關控制電路707也是可選的。本領域具有通常知識者可以在本揭露實施例的啟示下，任意選擇合適的切換電壓檢測電路和上拉開關控制電路進行組合應用。同時，也應當理解，其他合適的控制方法也同樣可以適用於本揭露實施例。
在本揭露實施例中，為防止振盪引起的誤導通，所述上拉開關QH或所述下拉開關QL基於轉換速率導通時，可加入前提條件，例如本次上拉開關QH的導通與前次上拉開關QH的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件，如預先設定的切換週期時長，或本次預充電導通時長開始時刻下拉開關QL的導通與前次預充電導通時長開始時刻下拉開關QL的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件，如預先設定的切換週期時長。應當理解，防止振盪引起的誤觸發的方式有很多種，其他類型的防止誤觸發機制也可用於本揭露實施例。例如在圖4中，下拉開關QL在t5時刻基於切換電壓Vsw的轉換速率導通時，還可加入檢測到上拉開關QH的負緣的前提條件。
圖8為根據本揭露一實施例的諧振電路工作於脈衝省略模式時且輸出電壓較低時的控制方法80的流程示意圖。所述諧振電路包括如圖1和2所示的非對稱半橋返馳式轉換器拓撲的諧振電路，也包括其他諧振電路，如LLC諧振電路和LCC諧振電路。
在本揭露實施例中，在諧振電路的輸出功率低於功率閾值時，諧振電路工作於脈衝省略模式。功率閾值可根據具體應用來設置的。所述控制方法80示出了諧振電路10工作於脈衝省略模式且輸出電壓Vout較低時在一個切換週期內的工作過程。在一個實施例中，所謂輸出電壓Vout較低，是指輸出電壓Vout小於一定的輸出電壓閾值。如圖8所示，所述控制方法80包括：在每個切換週期內，實施以下步驟：步驟801，導通下拉開關；步驟802，在下拉開關的預充電導通時長結束或者諧振電容電壓由正到負過零時，關斷下拉開關；步驟803，導通上拉開關；步驟804，在諧振電流的值到達預設峰值時關斷上拉開關；步驟805，導通下拉開關；以及步驟806，在諧振電路的變壓器退磁時，關斷下拉開關。
過零檢測訊號表示諧振電容電壓由正到負的過零點。在一個實施例中，所述過零檢測訊號通過諧振電路的變壓器的輔助線圈得到。
在一個實施例中，所述下拉開關在切換電壓降至切換電壓閾值時導通。所述切換電壓是上拉開關和下拉開關連接點的電壓。在一個實施例中，所述切換電壓閾值為零或近似於零。
在一個實施例中，所述下拉開關基於切換電壓的轉換速率導通。例如，在切換電壓的轉換速率由負值增大為零時，下拉開關導通。
在一個實施例中，所述下拉開關基於切換電壓的轉換速率導通還包括前提條件：本次預充電導通時長開始時刻下拉開關的導通與前次預充電導通時長開始時刻下拉開關的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件，例如預先設定的切換週期時長。對應於圖4，也就是說時刻t1和時刻t7之間的間隔時長大於或等於一定的間隔時長。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓的轉換速率由正值減小為零時導通。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓的轉換速率由正值減小為零時導通還包括前提條件：本次上拉開關的導通與前次上拉開關的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件，例如預先設定的切換週期時長。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓增大到最高時導通。例如可以在切換電壓增大到與諧振電路的輸入電壓相同時，導通上拉開關。應當理解，在部分工作條件下，切換電壓並不必然能上升至輸入電壓的值，在這種情況下，在切換電壓上升至其能達到的最大值時即可導通上拉開關。
在一個實施例中，所述步驟806由步驟807替代，所述步驟807包括：在諧振電路的變壓器退磁或諧振電路的諧振週期結束任一條件滿足時關斷下拉開關。所述諧振週期為諧振電路的諧振電感和諧振電容的諧振週期。
圖9為根據本揭露一實施例的諧振電路工作於連續導通模式時的控制方法90的流程示意圖。所述諧振電路包括如圖1和2所示的非對稱半橋返馳式轉換器拓撲的諧振電路，也包括其他諧振電路，如LLC諧振電路和LCC諧振電路。
在本揭露實施例中，在諧振電路的輸出功率大於功率閾值時，諧振電路工作於連續導通模式。所述控制方法90示出了諧振電路10工作於連續導通模式時在一個切換週期內的工作過程。如圖9所示，所述控制方法90包括：在每個切換週期內，實施以下步驟：步驟901，導通上拉開關；步驟902，在諧振電流的值到達預設峰值時關斷上拉開關；步驟903，導通下拉開關；以及步驟904，在諧振電容電壓由正到負過零時或者預設導通時長結束時，關斷下拉開關。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓的轉換速率由正值減小為零時導通。所述切換電壓是上拉開關和下拉開關連接點的電壓。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓的轉換速率由正值減小為零時導通還包括前提條件：本次上拉開關的導通與前次上拉開關的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件，例如預先設定的切換週期時長。
在一個實施例中，所述上拉開關在切換電壓為最高時導通。例如可以在切換電壓增大到與諧振電路的輸入電壓相同時，導通上拉開關。應當理解，在部分工作條件下，切換電壓並不必然能上升至輸入電壓的值，在這種情況下，在切換電壓上升至其能達到的最大值時即可導通上拉開關。
在一個實施例中，所述下拉開關在切換電壓的轉換速率由負值增大為零時導通。
在一個實施例中，所述下拉開關在切換電壓的轉換速率由負值增大為零時導通還包括前提條件：本次下拉開關的導通與前次下拉開關的導通之間的時間間隔滿足一定的間隔時長條件。
在一個實施例中，所述下拉開關在切換電壓降至切換電壓閾值時導通。所述切換電壓閾值的值等於零或者近似於零。
在一個實施例中，所述預設導通時長固定，可根據電路的具體應用和參數來設置。
在一個實施例中，所述預設導通時長基於上一切換週期中下拉開關的導通時長以及諧振電流在上拉開關導通時刻的電流值來調整。
在一個實施例中，當上一切換週期中，諧振電流在上拉開關導通時刻的電流絕對值小於儲能電流基準的絕對值時，將上一切換週期的下拉開關的導通時長延長後用作當前切換週期的下拉開關的預設導通時長。當上一切換週期中，諧振電流在上拉開關導通時刻的電流絕對值大於儲能電流基準的絕對值時，將上一切換週期的下拉開關的導通時長縮短後用作當前切換週期的預設導通時長。
雖然已參照幾個典型實施例描述了本揭露，但應當理解，所用的術語是說明和示例性、而非限制性的術語。由於本揭露能夠以多種形式具體實施而不脫離本揭露的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋，因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和變型都應為隨附申請專利範圍所涵蓋。
30:控制電路 301:輸出功率檢測電路 302:輸出電壓檢測電路 303:切換電壓檢測電路 304:過零檢測電路 305:退磁檢測電路 306:下拉開關控制電路 307:上拉開關控制電路 308:時長控制電路 308A:電流調整電路 308B:時長調整電路 Vsw:切換電壓 Vfb:功率反饋訊號 Vpth:功率閾值 Vout:輸出電壓 Voth:輸出電壓閾值 Vsth:切換電壓閾值 Vzcd:過零檢測訊號 Vzth:過零閾值 Ir:諧振電流 GH:上拉控制訊號 M1:功率判斷訊號 M2:輸出電壓判斷訊號 Con:導通控制訊號 Coff:關斷控制訊號 Dem:退磁訊號 Tr:諧振週期 TonL1:預充電時長訊號 TonL2:導通時長訊號 GL:下拉控制訊號 Iref:儲能電流基準 Is:電流感測訊號 Tcon:時長調整訊號 Toni:初始時長訊號 10,20:諧振電路 Vin:輸入電壓 IN:輸入端 QH:上拉開關 SW:開關端 QL:下拉開關 PGND:一次側接地 Np:一次側線圈 Ns:二次側線圈 Lr:諧振電感 Cr:諧振電容 Vcr:電壓 Nt:輔助線圈 T1:變壓器 Ds:二次側開關 Co:輸出電容 SGND:二次側接地 Ro:負載 TD1:預充電導通時長 TD2:預設導通時長 70:控制電路 707:上拉開關控制電路 703:切換電壓檢測電路 80:控制方法 801,802,803,804,805,806:步驟 90:控制方法 901,902,903,904:步驟
為了更好的理解本揭露之實施例，將根據以下附圖對本揭露進行詳細描述。其中相同的元件具有相同的附圖標號。以下附圖僅用於說明，因此可能僅繪示裝置的一部份，並且不一定按實際比例繪製。 [圖1]為現有的諧振電路的電路結構示意圖。 [圖2]示出了另一結構的現有的諧振電路的電路結構示意圖。 [圖3]示出了根據本揭露一實施例的控制電路的電路結構示意圖。 [圖4]示出了根據本揭露一實施例的諧振電路由控制電路控制工作於脈衝省略模式且輸出電壓較低時的訊號波形圖。 [圖5]示出了根據本揭露一實施例的諧振電路由控制電路控制工作於脈衝省略模式且輸出電壓較高時的訊號波形圖。 [圖6]示出了根據本揭露一實施例的諧振電路由控制電路控制工作於連續導通模式的訊號波形圖。 [圖7]示出了根據本揭露一實施例的控制電路的電路結構示意圖。 [圖8]為根據本揭露一實施例的諧振電路工作於脈衝省略模式時且輸出電壓較低時的控制方法的流程示意圖。 [圖9]為根據本揭露一實施例的諧振電路工作於連續導通模式時的控制方法的流程示意圖。
30:控制電路
301:輸出功率檢測電路
302:輸出電壓檢測電路
303:切換電壓檢測電路
304:過零檢測電路
305:退磁檢測電路
306:下拉開關控制電路
307:上拉開關控制電路
308:時長控制電路
308A:電流調整電路
308B:時長調整電路
Vsw:切換電壓
Vfb:功率反饋訊號
Vpth:功率閾值
Vout:輸出電壓
Voth:輸出電壓閾值
Vsth:切換電壓閾值
Vzcd:過零檢測訊號
Vzth:過零閾值
Ir:諧振電流
GH:上拉控制訊號
M1:功率判斷訊號
M2:輸出電壓判斷訊號
Con:導通控制訊號
Coff:關斷控制訊號
Dem:退磁訊號
Tr:諧振週期
TonL1:預充電時長訊號
TonL2:導通時長訊號
GL:下拉控制訊號
Iref:儲能電流基準
Is:電流感測訊號
Tcon:時長調整訊號
Toni:初始時長訊號

Claims (28)

  1. 一種用於一諧振電路的控制電路，該諧振電路包括一上拉開關和一下拉開關，該控制電路包括： 一下拉開關控制電路，用以輸出一下拉控制訊號，其中在該上拉開關導通前，該下拉控制訊號具有一第一脈衝，對應於該下拉開關的一導通時長，該第一脈衝的一結束時刻對應於該諧振電路的一諧振電容電壓由正至負過零的一時刻。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中該諧振電容電壓由正至負過零的該時刻通過檢測該諧振電路的一變壓器的一輔助線圈提供的一過零檢測訊號得到。
  3. 如請求項1所述的控制電路，更包括： 一切換電壓檢測電路，用以基於該諧振電路的該上拉開關和該下拉開關的一連接點的一切換電壓與一切換電壓閾值的一比較結果，輸出一導通控制訊號控制該下拉開關的導通。
  4. 如請求項1所述的控制電路，更包括： 一切換電壓檢測電路，用以基於該諧振電路的該上拉開關和該下拉開關的一連接點的一切換電壓的一轉換速率，輸出一導通控制訊號控制該下拉開關的導通。
  5. 如請求項1所述的控制電路，更包括： 一上拉開關控制電路，用以在該諧振電路的一諧振電流到達一預設峰值時，輸出該上拉控制訊號關斷該上拉開關。
  6. 如請求項1所述的控制電路，更包括： 一上拉開關控制電路，用以基於該上拉開關和該下拉開關的一連接點的一切換電壓的一轉換速率，輸出該上拉控制訊號導通該上拉開關。
  7. 如請求項1所述的控制電路，更包括： 一上拉開關控制電路，用以檢測該諧振電路的一變壓器的一輔助線圈提供的一過零檢測訊號，在該過零檢測訊號過零後，經過一段延遲，輸出該上拉控制訊號導通該上拉開關。
  8. 如請求項1所述的控制電路，其中該下拉開關控制電路進一步用以接收一預充電時長訊號，在該諧振電路的一輸出電壓小於一輸出電壓閾值，且一功率反饋訊號小於一功率閾值時，該第一脈衝在下列任一條件滿足時結束：(1)該預充電時長訊號表示該下拉開關的一預充電導通時長結束；(2)該諧振電容電壓由正至負過零。
  9. 如請求項8所述的控制電路，在該上拉開關關斷後，該下拉控制訊號具有一第二脈衝，對應於該下拉開關的該導通時長，該第二脈衝在下列任一條件滿足時結束：(1)該諧振電路的一諧振週期結束，該諧振週期為一諧振電感和該諧振電容的諧振週期；(2)該諧振電路的一變壓器退磁。
  10. 如請求項8所述的控制電路，其中該預充電時長訊號可調整。
  11. 一種用於一諧振電路的控制電路，該諧振電路包括一上拉開關和一下拉開關，該控制電路包括： 一下拉開關控制電路，用以接收一導通時長訊號，輸出一下拉控制訊號控制該下拉開關的導通及關斷，該下拉開關在下列任一條件滿足時關斷：(1)該導通時長訊號表示該下拉開關的一導通時長結束；(2)該諧振電路的一諧振電容電壓由正至負過零。
  12. 如請求項11所述的控制電路，更包括一時長控制電路，該時長控制電路包括： 一電流調整電路，用以接收一電流感測訊號和一儲能電流基準，並且基於該電流感測訊號和該儲能電流基準輸出一時長調整訊號；以及 一時長調整電路，用以接收該時長調整訊號，並且基於該時長調整訊號更新該導通時長訊號； 其中該電流感測訊號代表該上拉開關的一導通時刻附近的一諧振電流。
  13. 一種諧振電路，包括如請求項1~12中任一項所述的控制電路，更包括： 一上拉開關；以及 一下拉開關，與該上拉開關串聯耦接在一輸入端和一一次側接地之間。
  14. 如請求項13所述的諧振電路，更包括： 一變壓器，具有一一次側線圈、一二次側線圈和一輔助線圈；以及 一諧振電容，與該一次側線圈串聯耦接在該上拉開關和該下拉開關的一連接點與該一次側接地之間。
  15. 如請求項13所述的諧振電路，更包括： 一變壓器，具有一一次側線圈、一二次側線圈和一輔助線圈；以及 一諧振電容，與該一次側線圈串聯耦接在該輸入端與該上拉開關和該下拉開關的一連接點之間。
  16. 一種用於一諧振電路的控制方法，該諧振電路包括一上拉開關和一下拉開關，該控制方法包括： 在每個切換週期內： 導通該下拉開關； 在該下拉開關的一預充電導通時長結束或者該諧振電路的一諧振電容電壓由正到負過零時，關斷該下拉開關； 導通該上拉開關； 在一諧振電流的值到達一預設峰值時關斷該上拉開關； 導通該下拉開關；以及 在該諧振電路的一變壓器退磁時或者一諧振週期結束時關斷該下拉開關，該諧振週期為該諧振電路的一諧振電容和一諧振電感的諧振週期。
  17. 如請求項16所述的控制方法，其中該上拉開關在一切換電壓的一轉換速率減小至零時導通，該切換電壓為該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  18. 如請求項16所述的控制方法，其中該下拉開關在一切換電壓的一轉換速率增大至零時導通，該切換電壓為該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  19. 如請求項16所述的控制方法，其中該下拉開關在一切換電壓降至一切換電壓閾值時導通，該切換電壓為該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  20. 如請求項16所述的控制方法，其中，該諧振電容電壓由正到負過零的時刻通過檢測一過零檢測訊號由正到負過零的時刻得到，該過零檢測訊號由該諧振電路的該變壓器的一輔助線圈提供。
  21. 一種用於一諧振電路的控制方法，該諧振電路包括一上拉開關和一下拉開關，該控制方法包括： 在每個切換週期內： 導通該上拉開關； 在一諧振電流的值到達一預設峰值時關斷該上拉開關； 導通該下拉開關；以及 在一預設導通時長結束或者一諧振電容電壓由正到負過零任一條件滿足時，關斷該下拉開關。
  22. 如請求項21所述的控制方法，其中該預設導通時長固定。
  23. 如請求項21所述的控制方法，其中， 當一上一切換週期中，該諧振電流在該上拉開關的一導通時刻的一電流的絕對值小於一儲能電流基準的絕對值時，將該上一切換週期的該下拉開關的一導通時長延長後用作一當前切換週期的該下拉開關的該預設導通時長。
  24. 如請求項21所述的控制方法，其中， 當一上一切換週期中，該諧振電流在該上拉開關的一導通時刻的一電流的絕對值大於一儲能電流基準的絕對值時，將該上一切換週期的該下拉開關的一導通時長縮短後用作一當前切換週期的該預設導通時長。
  25. 如請求項21所述的控制方法，其中該下拉開關在一切換電壓降至一切換電壓閾值時導通，該切換電壓是該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  26. 如請求項21所述的控制方法，其中該下拉開關在一切換電壓的一轉換速率上升為零時導通，該切換電壓是該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  27. 如請求項21所述的控制方法，其中該上拉開關在一切換電壓的一轉換速率下降為零時導通，該切換電壓是該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
  28. 如請求項21所述的控制方法，其中該上拉開關在一切換電壓為最高時導通，該切換電壓是該上拉開關和該下拉開關的一連接點的電壓。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117214681B (zh) * 2023-09-01 2025-10-24 科华数据股份有限公司 开关在线检测装置及电源系统
CN117394649A (zh) * 2023-09-28 2024-01-12 昂宝电子（上海）有限公司 非对称半桥反激式开关电源及其控制电路
CN118783779A (zh) * 2024-06-18 2024-10-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源的控制方法和控制器以及开关电源

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201614941A (en) * 2014-10-03 2016-04-16 Richtek Technology Corp Voltage converting controller and method of voltage converting control
TW201902102A (zh) * 2017-05-17 2019-01-01 力智電子股份有限公司 直流對直流控制器、直流對直流電源轉換器及其控制方法
US10594225B1 (en) * 2018-09-12 2020-03-17 Jing-Yuan Lin Interleaved LLC half-bridge series resonant converter having integrated transformer
TW202201891A (zh) * 2020-06-29 2022-01-01 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116325467A (zh) * 2021-07-31 2023-06-23 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法
CN114094832B (zh) * 2021-07-31 2024-09-17 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法
CN114583932B (zh) * 2022-04-29 2022-07-26 茂睿芯（深圳）科技有限公司 一种用于llc谐振变换器的控制电路和控制方法
CN115102368A (zh) * 2022-07-05 2022-09-23 成都芯源系统有限公司 一种谐振电路的控制电路及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201614941A (en) * 2014-10-03 2016-04-16 Richtek Technology Corp Voltage converting controller and method of voltage converting control
TW201902102A (zh) * 2017-05-17 2019-01-01 力智電子股份有限公司 直流對直流控制器、直流對直流電源轉換器及其控制方法
US10594225B1 (en) * 2018-09-12 2020-03-17 Jing-Yuan Lin Interleaved LLC half-bridge series resonant converter having integrated transformer
TW202201891A (zh) * 2020-06-29 2022-01-01 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法

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