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TWI842520B - 非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路 - Google Patents

非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路 Download PDF

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TWI842520B
TWI842520B TW112117187A TW112117187A TWI842520B TW I842520 B TWI842520 B TW I842520B TW 112117187 A TW112117187 A TW 112117187A TW 112117187 A TW112117187 A TW 112117187A TW I842520 B TWI842520 B TW I842520B
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方倩
孫運
劉拓夫
張秀紅
林元
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

提供了一種非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路，控制電路被配置為在上電晶體從導通狀態變為關斷狀態之後並從關斷狀態變為導通狀態之前：基於用於控制上電晶體的導通與關斷的上電晶體控制信號，生成用於控制下電晶體首次從關斷狀態變為導通狀態的首次導通控制信號；基於表徵變壓器的退磁情況的退磁表徵信號，生成用於控制下電晶體首次從導通狀態變為關斷狀態的首次關斷控制信號；基於退磁表徵信號和表徵非對稱半橋返馳式變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號，生成用於控制下電晶體再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通控制信號；以及基於退磁表徵信號，生成用於控制下電晶體再次從導通狀態變為關斷狀態的再次關斷控制信號。

Description

非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為用戶端需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，該非對稱半橋返馳式變換器電源包括上電晶體、下電晶體、以及變壓器，該控制電路被配置為在上電晶體從導通狀態變為關斷狀態之後並從關斷狀態變為導通狀態之前：基於用於控制上電晶體的導通與關斷的上電晶體控制信號，生成用於控制下電晶體首次從關斷狀態變為導通狀態的首次導通控制信號；基於表徵變壓器的退磁情況的退磁表徵信號，生成用於控制下電晶體首次從導通狀態變為關斷狀態的首次關斷控制信號；基於退磁表徵信號和表徵非對稱半橋返馳式變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號，生成用於控制下電晶體再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通控制信號；以及基於退磁表徵信號，生成用於控制下電晶體再次從導通狀態變為關斷狀態的再次關斷控制信號。
根據本發明實施例的非對稱半橋返馳式變換器電源，包括上述用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路。
100:開關電源
400:非對稱半橋返馳式變換器電源
402,404:電路部分
AC:交流電
C1:電容
comp:比較器
Coss:上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容之和
Cr:諧振電容
CV_off:上電晶體關斷控制信號
DCM_on:模式/頻率控制信號
down_off,dem_off:首次關斷控制信號
down_on:首次導通控制信號
FB:輸出回饋信號(電壓)
gate_down:下電晶體控制信號
gate_up:上電晶體控制信號
HB:電壓
I1:電流
IDo:變壓器T的二次側電流
ILm:變壓器T的一次側勵磁電流
ILr：:變壓器T的一次側諧振電流
In_zvs:負向電流幅值
INV:退磁表徵信號(電壓)
Ip:正向峰值電流
Lm:一次側勵磁電感
Lp:一次側電感
Lr:一次側漏感
Ls:二次側電感
Naux:輔助繞組圈數
Q1 gate:用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號
Q1:上電晶體
Q2 gate:用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號
Q2:下電晶體
Rcs:電流感測電阻
S1,S2:開關
T:變壓器
t0,t1,t2,t3,t4,t5,t6:時刻
td:諧振週期
Tdcm,Tdem,Tzvs:持續時長
TL431:穩壓器
Tzvs_ENA:再次導通使能信號
up_on:上電晶體導通控制信號
V1:第一採樣信號(電壓)
V2:第二採樣信號(電壓)
V3:第三採樣信號(電壓)
V4:第四採樣信號(電壓)
V5:第五採樣信號(電壓)
Vaux:輔助繞組電壓
Vcs:電流表徵信號(電壓)
Vin:輸入電壓
Vm:時長相關信號(電壓)
Vo:輸出電壓
Vref:參考電壓(參考信號)
Vs:HB電壓差值
ZVS_comp:補償控制信號(補償電壓)
ZVS_off:再次關斷控制信號
ZVS_on:再次導通控制信號
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1示出了傳統的非對稱半橋返馳式變換器電源的拓撲結構示意圖。
圖2示出了圖1所示的開關電源工作於臨界導通模式時的多個信號的工作波形圖。
圖3示出了圖1所示的開關電源工作於非連續導通模式時的多個信號的工作波形圖。
圖4示出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路的電路原理圖。
圖5示出了圖4所示的零電壓導通(Zero Voltage Switching,ZVS)使能模組的示例電路實現的電路原理圖。
圖6示出了在再次導通使能信號Tzvs_ENA為使能狀態的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖。
圖7示出了在再次導通使能信號Tzvs_ENA為非使能狀態的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖。
圖8示出了圖4所示的ZVS計算模組的示例電路實現的電路原理圖。
圖9示出了在ZVS計算模組中的電壓V3高於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖。
圖10示出了在ZVS計算模組中的電壓V3低於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖。
圖11示出了在ZVS計算模組中的電壓V3等於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖。
圖12示出了圖4所示的ZVS計算模組的另一示例電路實現的電路原理圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理 解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了傳統的非對稱半橋返馳式變換器電源的拓撲結構示意圖。在圖1所示的開關電源100中，通過諧振電容Cr和變壓器T的一次側電感Lp及一次側漏感Lr的諧振可以實現上電晶體Q1和下電晶體Q2的零電壓導通(ZVS)。通常，圖1所示的開關電源100在系統重載的情況下工作於臨界導通模式(Critical Conduction Mode,CRM)，在系統輕載的情況下工作於非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)，並且可以按照n(n
Figure 112117187-A0305-02-0006-13
1)個臨界導通模式加1個非連續導通模式的迴圈方式工作或者持續工作於非連續導通模式。
圖2示出了圖1所示的開關電源工作於臨界導通模式時的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流、IDo表示變壓器T的二次側電流，HB電壓表示上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓。
如圖1和圖2所示，圖1所示的開關電源100在臨界導通模式下的工作過程如下：t0時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的一次側勵磁電感Lm(Lm=Lp+Lr)充電，變壓器T的一次側諧振電流ILr正向上升；t1時刻，上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態，輸入電壓Vin給變壓器T的一次側勵磁電感Lm充電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給下電晶體Q2的寄生電容放電並給上電晶體Q1的寄 生電容充電，HB電壓下降至0V，下電晶體Q2的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t2時刻，下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通，之後諧振電容Cr和變壓器T的一次側漏感Lr諧振，變壓器T的一次側諧振電流ILr下降至0A後負向增大，同時變壓器T進行退磁，變壓器T的一次側勵磁電流ILm線性減小；t3時刻，變壓器T的一次側諧振電流ILr諧振至和一次側勵磁電流ILm同樣大，變壓器T退磁結束，變壓器T的二次側電流IDo回到0A，之後諧振電容Cr通過下電晶體Q2向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電，變壓器T的一次側諧振電流ILr負向增大；t4時刻，下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給上電晶體Q1的寄生電容放電並給下電晶體Q2的寄生電容充電，HB電壓上升至輸入電壓Vin，上電晶體Q1的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t5時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通。
圖3示出了圖1所示的開關電源工作於非連續導通模式時的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流、IDo表示變壓器T的二次側電流，HB電壓表示上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓。
如圖1和圖3所示，圖1所示的開關電源100在非連續導通模式下的工作過程如下：t0時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的一次側勵磁電感Lm(Lm=Lp+Lr)充電，變壓器T的一次側諧振電流ILr正向上升；t1時刻，上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態，輸入電壓Vin給變壓器T的一次側勵磁電感Lm充電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給下電晶體Q2的寄生電容放電並給上電晶體Q1的寄 生電容充電，HB電壓下降至0V，下電晶體Q2的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t2時刻，下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通，之後諧振電容Cr和變壓器T的一次側漏感Lr諧振，變壓器T的一次側諧振電流ILr下降至0A後負向增大，同時變壓器T的一次側勵磁電流ILm減小；t3時刻，下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr和變壓器T的一次側漏感Lr的諧振回路斷開，之後上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容和變壓器T的一次側勵磁電感Lm諧振；如果HB電壓的諧振幅度不夠大，諧振峰值無法達到輸入電壓Vin，則t4時刻，下電晶體Q2需再次從關斷狀態變為導通狀態，諧振電容Cr通過下電晶體Q2向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電，變壓器T的一次側諧振電流ILr負向增大；t5時刻，下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電的回路斷開，變壓器T的一次側勵磁電感Lm和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容諧振，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給上電晶體Q1的寄生電容放電並給下電晶體Q2的寄生電容充電，若變壓器T的一次側諧振電流ILr足夠大，那麼HB電壓會上升至輸入電壓Vin，上電晶體Q1的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t6時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通。
在圖1所示的開關電源100工作於非連續導通模式時，下電晶體Q2能否在t2時刻實現零電壓導通取決於變壓器T的一次側諧振電流ILr在上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態時的正向峰值電流Ip，即使在系統輕載的情況下正向峰值電流Ip也足夠讓HB電壓諧振到0V，因此下電晶體Q2肯定能實現零電壓開通；上電晶體Q1能否在t6時刻實現零電壓導通取決於在t5時刻下電晶體Q2再次從導通狀態變為關斷狀態時變壓器T的一次側諧振電流ILr的負向電流幅值In_zvs，即取決於下電晶體Q2處於關斷狀態的持續時長達Tdcm後再次處於導通狀態的持續時長Tzvs。Tzvs越短，負向電流幅值In_zvs越小，t5-t6期間變壓器T的一次側勵磁電感Lm 和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容的諧振能量越小，而諧振能量太小會導致上電晶體Q1無法實現零電壓導通。Tzvs越長，負向電流幅值In_zvs越大，t5-t6期間變壓器T的一次側勵磁電感Lm和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容的諧振能量越大，雖然諧振能量越大上電晶體Q1越容易實現零電壓導通，但是諧振過程中會有能量的損失，諧振能量越大損失的能量也會越多。另一方面，負向電流幅值In_zvs越大，要保持輸出恆定就需要正向峰值電流Ip越大，這會導致上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態時的損耗變大，因此Tzvs時間過長反而會導致效率變低。因此，需要將Tzvs控制在上電晶體Q1剛好能實現零電壓導通。
鑒於上述情況，提出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，能夠在非對稱半橋返馳式變換器電源工作於非連續導通模式時通過控制下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長Tzvs，控制下電晶體Q2再次從導通狀態變為關斷狀態時變壓器T的一次側諧振電流ILr的負向電流幅值In_zvs，使得在系統輕載的情況下上電晶體Q1仍能實現零電壓導通，且無諧振能量的浪費，保證輕載效率最優。
圖4示出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路的電路原理圖。如圖4所示，根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳式變換器電源400的控制電路包括用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的電路部分402和用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的電路部分404，其中：電路部分402被配置為基於表徵非對稱半橋返馳式變換器電源400的輸出電壓Vo的輸出回饋信號FB、表徵變壓器T的一次側的諧振電流的電流表徵信號Vcs、以及用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號gate_down，生成用於控制上電晶體Q2的導通與關斷的上電晶體控制信號gate_up；電路部分404被配置為基於輸出回饋信號FB、表徵變壓器T的退磁情況的退磁表徵信號INV、以及上電晶體控制信號gate_up，生成下電晶體控制信號gate_down。
如圖4所示，在一些實施例中，電路部分402進一步被配置 為通過以下處理生成上電晶體控制信號gate_up：基於輸出回饋信號FB和電流表徵信號Vcs(例如，通過對輸出回饋信號FB的分壓信號和電流表徵信號Vcs進行比較)生成上電晶體關斷控制信號CV_off；基於下電晶體控制信號gate_down生成上電晶體導通控制信號up_on；以及基於上電晶體關斷控制信號CV_off和上電晶體導通控制信號up_on生成上電晶體控制信號gate_up。
如圖4所示，在一些實施例中，電路部分404進一步被配置為在上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態之後並從關斷狀態變為導通狀態之前，通過以下處理生成下電晶體控制信號gate_down：基於上電晶體控制信號gate_up，生成用於控制下電晶體Q2首次從關斷狀態變為導通狀態的首次導通控制信號down_on；基於退磁表徵信號INV，生成用於控制下電晶體Q2首次從導通狀態變為關斷狀態的首次關斷控制信號down_off；基於退磁表徵信號INV和輸出回饋信號FB，生成用於控制下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通控制信號ZVS_on(圖中未示出)；以及基於退磁表徵信號INV，生成用於控制下電晶體Q2再次從導通狀態變為關斷狀態的再次關斷控制信號ZVS_off。這裡，下電晶體控制信號gate_down是基於首次導通控制信號down_on、首次關斷控制信號down_off、再次導通控制信號ZVS_on、以及再次關斷控制信號ZVS_off生成的。
如圖4所示，在一些實施例中，電路部分404進一步被配置為通過以下處理生成再次導通控制信號ZVS_on：基於退磁表徵信號INV，生成用於控制是否允許下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通使能信號Tzvs_ENA；基於輸出回饋信號FB，生成用於控制非對稱半橋返馳式變換器電源400的工作模式和工作頻率中的至少一者的模式/頻率控制信號DCM_on；以及基於再次導通使能信號Tzvs_ENA和模式/頻率控制信號DCM_on，生成再次導通控制信號ZVS_on。
如圖4所示，在一些實施例中，在上電晶體控制信號gate_up控制上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始的第一預定時長之 後，首次導通控制信號down_on控制下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態。在下電晶體控制信號gate_down控制下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始的第二預定時長之後，上電晶體導通控制信號up_on控制上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態。
具體地，在圖4所示的非對稱半橋返馳式變換器電源400中：輸出電壓Vo通過電阻分壓以及TL431和光耦之後產生電壓FB(即，輸出回饋信號FB)；在上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態後，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的一次側勵磁電感Lm充電，變壓器T的一次側諧振電流ILr正向上升，電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs(即，電流表徵信號Vcs)升高；當電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs高於上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓(即，HB電壓)經過分壓後的電壓時，上電晶體關斷控制信號CV_off從低位準變為高位準，上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態；在上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器T的一次側諧振電流ILr給下電晶體Q2的寄生電容放電並給上電晶體Q1的寄生電容充電，HB電壓下降至0V，下電晶體Q2的體二極體從關斷狀態變為導通狀態，死區時間模組在上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始計時固定死區時間後控制下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態，實現下電晶體Q2的零電壓開通；變壓器T的輔助繞組側的電壓INV(即，退磁表徵信號INV)送入退磁檢測模組產生的首次關斷控制信號down_off控制下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器T的一次側勵磁電感Lm和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容諧振；電壓INV送入ZVS使能模組產生的再次導通使能信號Tzvs_ENA控制是否允許下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態；電壓FB經過分壓後的信號送入模式/頻率模組產生的模式/頻率控制信號DCM_on限制非對稱半橋返馳式變換器電源400的工作狀態及工作頻率(例如，模式/頻率控制信號DCM_on可以在系統負載降低時降低系統工作頻率)；在模式/頻率控制信號DCM_on翻轉時，如果再次導通使能信號Tzvs_ENA為使能狀態，則下電 晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態；電壓INV送入ZVS計算模組產生的再次關斷控制信號ZVS_off控制下電晶體Q2再次從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器的一次側諧振電流ILr給上電晶體Q1的寄生電容放電並給下電晶體Q2的寄生電容充電，HB電壓上升至輸入電壓Vin，上電晶體Q1的體二極體從關斷狀態變為導通狀態，此時死區時間模組在下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始計時固定死區時間後控制上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，實現上電晶體Q1的零電壓開通；在模式/頻率控制信號DCM_on翻轉時，如果再次導通使能信號Tzvs_ENA為非使能狀態，則下電晶體Q2不再從關斷狀態變為導通狀態，死區時間模組產生固定死區延時後在HB電壓諧振到最高值時控制上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，實現上電晶體Q1的零電壓導通。需要說明的是，零電壓導通並不一定是指開關導通前後壓差為0V，只要是一個較低電壓值都屬於零電壓導通。
在退磁檢測模組產生的首次關斷控制信號down_off控制下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器T的一次側勵磁電感Lm和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容之和Coss諧振，諧振回路中包含變壓器T的諧振電容Cr，且諧振電容Cr遠大於上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容之和Coss，諧振電容Cr兩端的電壓為N．Vo，若諧振回路初始時刻無負電流，則HB電壓的諧振中心值為N．Vo，諧振幅度也為N．Vo，因此諧振最高電壓可以達到2N．Vo。若Vin<2N．Vo，則無需控制下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態也能基本實現上電晶體Q1的零電壓導通。
圖5示出了圖4所示的ZVS使能模組的示例電路實現的電路原理圖。如圖5所示，在一些實施例中，ZVS使能模組被配置為：通過在上電晶體Q1處於導通狀態且下電晶體Q2處於關斷狀態期間對退磁表徵信號INV進行採樣生成第一採樣信號V1；通過在上電晶體Q1處於關斷狀態且下電晶體Q2處於導通狀態期間對退磁表徵信號INV進行採樣生成第二採樣信號V2；以及通過對第一採樣信號V1和第二採樣信號V2進行比較， 生成再次導通使能信號Tzvs_ENA。
如圖4和圖5所示，電壓INV經過採樣單元採樣產生電壓V1和V2(即，第一採樣信號V1和第二採樣信號V2)，電壓V1=m1．(Vin-N˙Vo)是在上電晶體Q1處於導通狀態且下電晶體Q2處於關斷狀態期間採樣得到的、與充磁電壓(Vin-N．Vo)成比例的電壓，電壓V2=m2．N．Vo是在上電晶體Q1處於關斷狀態且下電晶體Q2處於導通狀態期間採樣得到的、與退磁電壓(N．Vo)成比例的電壓；電壓V1和V2經過運算比較單元的簡單運算轉化後比較或者直接比較，可以產生用於控制是否允許下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通使能信號Tzvs_ENA。
圖6示出了在再次導通使能信號Tzvs_ENA為使能狀態的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流、DCM_on表示模式/頻率控制信號，ZVS_off表示再次關斷控制信號，INV表示退磁表徵信號。
如圖4和圖6所示，在再次導通使能信號Tzvs_ENA為使能狀態的情況下，圖4所示的非對稱半橋返馳式變換器電源400的工作過程如下：t0時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，變壓器T的一次側諧振電流ILr正向上升，電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs變高；當電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs升高至高於FB電壓的分壓時，t1時刻，上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給下電晶體Q2的寄生電容放電並給上電晶體Q1的寄生電容充電，HB電壓下降至0V，下電晶體Q2的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t2時刻，首次導通控制信號down_on翻轉，下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通，之後諧振電容Cr和變壓器T的一次側漏感Lr諧振，同時變壓器T進行退磁，變壓器T的一次側勵磁電流ILm減小；t3時刻，首次關斷控制信號dem_off翻轉，下電晶體Q2從導通 狀態變為關斷狀態，之後上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容和變壓器T的一次側勵磁電感Lm諧振，諧振週期為td；t4時刻，模式/頻率控制信號DCM_on翻轉，而再次導通使能信號Tzvs_ENA處於使能狀態，下電晶體Q2再次從關斷狀態變為導通狀態，諧振電容Cr通過下電晶體Q2向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電，變壓器T的一次側諧振電流ILr負向增大；t5時刻，再次關斷控制信號ZVS_off翻轉，下電晶體Q2再次從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr向變壓器T的一次側勵磁電感Lm放電的回路斷開，變壓器T的一次側勵磁電感Lm和上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容諧振，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給上電晶體Q1的寄生電容放電並下電晶體Q2的寄生電容充電，HB電壓上升至輸入電壓Vin，上電晶體Q1的體二極體從關斷狀態變為導通狀態；t6時刻，上電晶體導通控制信號up_on翻轉，上電晶體Q1再次從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通。
圖7示出了在再次導通使能信號Tzvs_ENA為非使能狀態的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流、DCM_on表示模式/頻率控制信號，ZVS_off表示再次關斷控制信號，INV表示退磁表徵信號。
如圖4和圖7所示，在再次導通使能信號Tzvs_ENA為非使能狀態的情況下，圖4所示的非對稱半橋返馳式變換器電源400的工作過程如下：t0時刻，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態，變壓器T的一次側諧振電流ILr正向上升，電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs變高；當電流感測電阻Rcs上的電壓Vcs升高至高於FB電壓的分壓時，t1時刻，上電晶體Q1從導通狀態變為關斷狀態，由於電感中的電流無法突變，變壓器T的一次側諧振電流ILr給下電晶體Q2的寄生電容放電並給上電晶體Q1的寄生電容充電，HB電壓下降至0V，下電晶體Q2的體二極體從關斷狀態變為 導通狀態；t2時刻，首次導通控制信號down_on翻轉，下電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態從而實現零電壓導通，之後諧振電容Cr和變壓器T的一次側漏感Lr諧振，同時變壓器T進行退磁，變壓器T的一次側勵磁電流ILm減小；t3時刻，首次關斷控制信號dem_off翻轉，下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態，之後上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容和變壓器T的一次側勵磁電感Lm諧振，諧振週期為td；t4時刻，模式/頻率控制信號DCM_on翻轉，而再次導通使能信號Tzvs_ENA處於非使能狀態，下電晶體Q2不再從關斷狀態變為導通狀態；t5時刻，上電晶體導通控制信號up_on翻轉，上電晶體Q1再次從關斷狀態變為導通狀態從而實現低電壓導通。
圖8示出了圖4所示的ZVS計算模組的示例電路實現的電路原理圖。如圖8所示，在一些實施例中，ZVS計算模組被配置為：通過對退磁表徵信號INV進行採樣生成第三採樣信號V3，其中，第三採樣信號V3能夠反映在上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓(即，HB電壓)或者在上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓(即，HB電壓)變化幅度；通過對第三採樣信號V3和參考信號Vref(即，參考電壓Vref)之間的差值進行積分生成補償控制信號ZVS_comp；以及通過對補償控制信號ZVS_comp和預定斜坡信號進行比較生成再次關斷控制信號ZVS_off。
如圖4和圖8所示，電壓INV經過採樣單元採樣產生電壓V3(即，第三採樣信號V3)，電壓V3與上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值成正比或者僅與上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前的HB電壓成正比，參考電壓Vref既可以是設定的固定電壓也可以由採樣單元在上電晶體Q1處於導通狀態期間對電壓INV進行採樣生成。電壓V3與參考電壓Vref一起送入積分器產生補償電壓ZVS_comp(即，補償控制信號ZVS_comp)。補償電壓ZVS_comp與斜坡發生器產 生的預定斜坡電壓比較決定下電晶體Q2的關斷時刻(即，處於導通狀態的持續時長)。這種方法可以精準控制上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值，將上電晶體Q1的導通電壓控制在目標值。上電晶體Q1的導通電壓並不是0V效率最優，因此目標值通常都是高於0V的電壓。
圖9示出了在ZVS計算模組中的電壓V3高於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流，ZVS_comp表示補償電壓，INV表示電壓INV，HB電壓表示上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓。
如圖4和圖9所示，當電壓V3高於參考電壓Vref時，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值Vs高於目標值，補償電壓ZVS_comp上升，下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長Tzvs變長，因此上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值會變低直至達到目標值。
圖10示出了在ZVS計算模組中的電壓V3低於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流，ZVS_comp表示補償電壓，INV表示電壓INV，HB電壓表示上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓。
如圖4和圖10所示，當電壓V3低於參考電壓Vref時，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值Vs低於目標值，補償電壓ZVS_comp下降，下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長Tzvs變短，因此上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值會變高直至達到目標值。
圖11示出了在ZVS計算模組中的電壓V3等於參考電壓Vref的情況下，圖4所示的開關電源中的多個信號的工作波形圖，其中：Q1 gate表示用於控制上電晶體Q1的導通與關斷的上電晶體控制信號，Q2 gate表示用於控制下電晶體Q2的導通與關斷的下電晶體控制信號，ILr表示變壓器T的一次側諧振電流，ZVS_comp表示補償電壓，INV表示電壓INV，HB電壓表示上電晶體Q1和下電晶體Q2之間的中間點處的電壓。
如圖4和圖11所示，當電壓V3電壓等於參考電壓Vref時，上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值Vs等於目標值，補償電壓ZVS_comp保持不變，下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長Tzvs也保持不變，因此上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後的HB電壓差值會穩定在目標值。
針對下電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態之後、上電晶體Q1從關斷狀態變為導通狀態之前，上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容之和Coss與變壓器T的一次側勵磁電感Lm之間的諧振，HB電壓諧振到輸入電壓Vin所需要的負向電流可以通過計算得到。
根據能量守恆：
Figure 112117187-A0305-02-0017-1
I n_zvs 2
因此，上電晶體Q1實現零電壓導通所需的負向電流為：
Figure 112117187-A0305-02-0017-2
下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長為：
Figure 112117187-A0305-02-0017-3
通過線性擬合得到：
Figure 112117187-A0305-02-0017-4
其中，
Figure 112117187-A0305-02-0017-6
，td為上電晶體Q1及下電晶體Q2的寄生電容與變壓器T的一次側勵磁電感Lm的諧振週期。
圖12示出了圖4所示的ZVS計算模組的另一示例電路實現 的電路原理圖。如圖12所示，在一些實施例中，ZVS計算模組被配置為：通過在上電晶體Q1處於導通狀態且下電晶體Q2處於關斷狀態期間對退磁表徵信號INV進行採樣生成第四採樣信號V4；通過在上電晶體Q1處於關斷狀態且下電晶體Q2處於導通狀態期間對退磁表徵信號INV進行採樣生成第五採樣信號V5；通過基於第五採樣信號V5和再次導通控制信號ZVS_on控制預定電容C1的充電，生成與下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長Tzvs有關的時長相關信號Vm；以及基於第四採樣信號V4和時長相關信號Vm生成再次關斷控制信號ZVS_off。
如圖12所示，在一些實施例中，ZVS計算模組進一步被配置為通過以下處理生成時長相關信號Vm(即，電壓Vm)：利用壓控電流源生成與第五採樣信號V5成比例的充電電流I1；以及利用再次導通控制信號ZVS_on控制充電電流I1對預定電容C1的充電。例如，利用再次導通控制信號ZVS_on控制開關S1在下電晶體Q2再次處於導通狀態期間也處於導通狀態，從而控制充電電流I1在下電晶體Q2再次處於導通狀態期間對預定電容C1充電，直至電壓Vm高於電壓V4、再次關斷控制信號ZVS_off由低位準變為高位準。這時，再次關斷控制信號ZVS_off控制開關S2從關斷狀態變為導通狀態，使得預定電容C1放電從而為下一次的充電做準備。
如圖4和圖12所示，電壓INV經過採樣單元採樣產生電壓V4和V5(即，第四採樣信號V4和第五採樣信號V5)，其中，V4=m3．(Vin-N．Vo)為上電晶體Q1處於導通狀態且下電晶體處於關斷狀態期間採樣得到的、與充磁電壓(Vin-N．Vo)成比例的電壓，V5=m4．N．Vo為上電晶體Q1處於關斷狀態且下電晶體Q2處於導通狀態期間採樣得到的、與退磁電壓(N．Vo)成比例的電壓。
需要說明的是，ZVS計算模組中的採樣單元可以和ZVS使能模組中的採樣單元共用。在這種情況下，m3=m1，m4=m2，V4=V1，V5=V2。電壓V5通過壓控電流源轉換為電流I1(I1=k．V3)，在下電晶體 Q2再次處於導通狀態期間，電流I1對電容C1充電產生電壓Vm，電壓Vm和V4通過比較決定下電晶體Q2的關斷時刻(即，下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時長)。這裡，下電晶體Q2再次處於導通狀態的持續時 長
Figure 112117187-A0305-02-0019-7
，C1、m1、m2、k均為內部參數，只需讓
Figure 112117187-A0305-02-0019-8
Figure 112117187-A0305-02-0019-9
即可剛好實現上電晶體Q1的零電壓導通。
Figure 112117187-A0305-02-0019-10
既可通過外部設置調整讓等式滿足，也可通過退磁表徵信號INV檢測諧振週期td自動調節來實現上電晶體Q1的零電壓導通，優化系統輕載效率。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
400:非對稱半橋返馳式變換器電源
402,404:電路部分
AC:交流電
comp:比較器
Cr:諧振電容
CV_off:上電晶體關斷控制信號
DCM_on:模式/頻率控制信號
down_off:首次關斷控制信號
down_on:首次導通控制信號
FB:輸出回饋信號(電壓)
gate_down:下電晶體控制信號
gate_up:上電晶體控制信號
HB:電壓
IDo:變壓器T的二次側電流
ILr:變壓器T的一次側諧振電流
INV:退磁表徵信號(電壓)
Lp:一次側電感
Lr:一次側漏感
Ls:二次側電感
Naux:輔助繞組圈數
Q1:上電晶體
Q2:下電晶體
Rcs:電流感測電阻
T:變壓器
TL431:穩壓器
Tzvs_ENA:再次導通使能信號
up_on:上電晶體導通控制信號
Vaux:輔助繞組電壓
Vcs:電流表徵信號(電壓)
Vin:輸入電壓
Vo:輸出電壓
ZVS_off:再次關斷控制信號

Claims (13)

  1. 一種用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，所述非對稱半橋返馳式變換器電源包括上電晶體、下電晶體、以及變壓器，所述控制電路被配置為在所述上電晶體從導通狀態變為關斷狀態之後並從關斷狀態變為導通狀態之前：基於用於控制所述上電晶體的導通與關斷的上電晶體控制信號，生成用於控制所述下電晶體首次從關斷狀態變為導通狀態的首次導通控制信號；基於表徵所述變壓器的退磁情況的退磁表徵信號，生成用於控制所述下電晶體首次從導通狀態變為關斷狀態的首次關斷控制信號；基於所述退磁表徵信號和表徵所述非對稱半橋返馳式變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號，生成用於控制所述下電晶體再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通控制信號；以及基於所述退磁表徵信號，生成用於控制所述下電晶體再次從導通狀態變為關斷狀態的再次關斷控制信號；其中，生成所述再次導通控制信號的處理包括：基於所述退磁表徵信號，生成用於控制是否允許所述下電晶體再次從關斷狀態變為導通狀態的再次導通使能信號；基於所述輸出回饋信號，生成用於控制所述非對稱半橋返馳式變換器電源的工作模式和工作頻率中的至少一者的模式/頻率控制信號；以及基於所述再次導通使能信號和所述模式/頻率控制信號，生成所述再次導通控制信號。
  2. 如請求項1所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，在所述上電晶體控制信號控制所述上電晶體從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始的第一預定時長之後，所述首次導通控制信號控制所述下電晶體從關斷狀態變為導通狀態。
  3. 如請求項1所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的 控制電路，其中，生成所述再次導通使能信號的處理包括：通過在所述上電晶體處於導通狀態且所述下電晶體處於關斷狀態期間對所述退磁表徵信號進行採樣，生成第一採樣信號；通過在所述上電晶體處於關斷狀態且所述下電晶體處於導通狀態期間對所述退磁表徵信號進行採樣，生成第二採樣信號；以及通過對所述第一採樣信號和所述第二採樣信號進行運算比較，生成所述再次導通使能信號。
  4. 如請求項1所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，生成所述再次關斷控制信號的處理包括：通過對所述退磁表徵信號進行採樣，生成第三採樣信號，其中，所述第三採樣信號能夠反映在所述上電晶體從關斷狀態變為導通狀態之前所述上電晶體和所述下電晶體之間的中間點處的電壓或者在所述上電晶體從關斷狀態變為導通狀態之前和之後所述上電晶體和所述下電晶體之間的中間點處的電壓變化幅度；通過對所述第三採樣信號和參考信號之間的差值進行積分，生成補償控制信號；以及通過對所述補償控制信號和預定斜坡信號進行比較，生成所述再次關斷控制信號。
  5. 如請求項4所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，所述參考信號是設定的固定電壓或者是通過在所述上電晶體處於導通狀態期間對所述退磁表徵信號進行採樣生成的。
  6. 如請求項1所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，生成所述再次關斷控制信號的處理包括：通過在所述上電晶體處於導通狀態且所述下電晶體處於關斷狀態期間對所述退磁表徵信號進行採樣，生成第四採樣信號；通過在所述上電晶體處於關斷狀態且所述下電晶體處於導通狀態期間對所述退磁表徵信號進行採樣，生成第五採樣信號； 通過基於所述第五採樣信號和所述再次導通控制信號控制預定電容的充電，生成與所述下電晶體再次處於導通狀態的持續時長有關的時長相關信號；以及基於所述第四採樣信號和所述時長相關信號，生成所述再次關斷控制信號。
  7. 如請求項6所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，生成所述時長相關信號的處理包括：利用壓控電流源生成與所述第五採樣信號成比例的充電電流；以及利用所述再次導通控制信號控制與所述第五採樣信號成比例的充電電流對所述預定電容的充電。
  8. 如請求項7所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，在所述再次導通控制信號控制所述下電晶體再次處於導通狀態期間，與所述第五採樣信號成比例的充電電流對所述預定電容進行充電。
  9. 如請求項1所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，還被配置為：基於所述輸出回饋信號、表徵所述變壓器的一次側的諧振電流的電流表徵信號、以及用於控制所述下電晶體的導通與關斷的下電晶體控制信號，生成所述上電晶體控制信號。
  10. 如請求項9所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，所述下電晶體控制信號是基於所述首次導通控制信號、所述首次關斷控制信號、所述再次導通控制信號、以及所述再次關斷控制信號生成的，並且生成所述上電晶體控制信號的處理包括：基於所述輸出回饋信號和所述電流表徵信號，生成上電晶體關斷控制信號；基於所述下電晶體控制信號，生成上電晶體導通控制信號；以及基於所述上電晶體關斷控制信號和所述上電晶體導通控制信號，生成 所述上電晶體控制信號。
  11. 如請求項10所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，通過對所述輸出回饋信號的分壓信號和所述電流表徵信號進行比較，生成所述上電晶體關斷控制信號。
  12. 如請求項10所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路，其中，在所述下電晶體控制信號控制所述下電晶體從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始的第二預定時長之後，所述上電晶體導通控制信號控制所述上電晶體從關斷狀態變為導通狀態。
  13. 一種非對稱半橋返馳式變換器電源，包括請求項1至12中任一項所述的用於非對稱半橋返馳式變換器電源的控制電路。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN118554752B (zh) * 2024-05-16 2025-04-04 东科半导体(安徽)股份有限公司 半桥谐振拓扑反激式转换电路及谐振电容电压自平衡方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140140109A1 (en) * 2012-11-20 2014-05-22 Texas Instruments Incorporated Flyback power supply regulation apparatus and methods
TW201603444A (zh) * 2014-07-09 2016-01-16 昂寶電子（上海）有限公司 充電控制電路、反激式電源變換系統及充電控制方法
JP2016042765A (ja) * 2014-08-18 2016-03-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
TW202008703A (zh) * 2018-07-27 2020-02-16 立錡科技股份有限公司 用於返馳式電源供應電路之零電壓切換控制電路
TW202201891A (zh) * 2020-06-29 2022-01-01 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法
TW202230940A (zh) * 2021-01-18 2022-08-01 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 返馳變換器電源及其控制方法
CN115224951A (zh) * 2022-08-23 2022-10-21 无锡市德科立光电子技术股份有限公司 一种原边反馈反激变换器恒压控制系统
CN115360918A (zh) * 2022-08-24 2022-11-18 南京理工大学 基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统、方法及介质
CN115694145A (zh) * 2022-11-01 2023-02-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于非对称半桥反激式电源的电路

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140140109A1 (en) * 2012-11-20 2014-05-22 Texas Instruments Incorporated Flyback power supply regulation apparatus and methods
TW201603444A (zh) * 2014-07-09 2016-01-16 昂寶電子（上海）有限公司 充電控制電路、反激式電源變換系統及充電控制方法
JP2016042765A (ja) * 2014-08-18 2016-03-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
TW202008703A (zh) * 2018-07-27 2020-02-16 立錡科技股份有限公司 用於返馳式電源供應電路之零電壓切換控制電路
TW202201891A (zh) * 2020-06-29 2022-01-01 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法
TW202230940A (zh) * 2021-01-18 2022-08-01 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 返馳變換器電源及其控制方法
CN115224951A (zh) * 2022-08-23 2022-10-21 无锡市德科立光电子技术股份有限公司 一种原边反馈反激变换器恒压控制系统
CN115360918A (zh) * 2022-08-24 2022-11-18 南京理工大学 基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统、方法及介质
CN115694145A (zh) * 2022-11-01 2023-02-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于非对称半桥反激式电源的电路

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