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TWI880375B - 非對稱半橋轉換器的控制器及其操作方法 - Google Patents

非對稱半橋轉換器的控制器及其操作方法 Download PDF

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TWI880375B
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沈逸倫
黃于芸
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大陸商艾科微電子（深圳）有限公司
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Abstract

一種適用於非對稱半橋轉換器的控制器。非對稱半橋轉換器具有輔助繞組、主開關及諧振零電壓開關。輔助繞組産生反饋電壓。控制器導通主開關達第一持續時段，在第一持續時段之後，截止主開關和諧振零電壓開關達第一暫停時段，在第一暫停時段之後，導通諧振零電壓開關達第二持續時段，在第二持續時段之後，截止主開關和諧振零電壓開關達第二暫停時段，在第二暫停時段之後，導通諧振零電壓開關達第三持續時段，及在第三持續時段之後，截止主開關和諧振零電壓開關達第三暫停時段。第二持續時段的長度是放電時段的固定比值，固定比值小於1。

Description

非對稱半橋轉換器的控制器及其操作方法
本發明涉及功率轉換，特別是涉及一種非對稱半橋轉換器的控制器及其操作方法。
功率轉換器將輸入電壓轉換為輸出電壓以提供適用於各種電路的電源供應器。非對稱半橋(asymmetric half-bridge，AHB)轉換器是具有變壓器的非對稱轉換器，在一次側具有以半橋配置的兩個開關。由於兩個開關以不同的脈寬調製(pulse width modulation)訊號驅動，因此稱為非對稱半橋轉換器。非對稱半橋轉換器具有結構單純，低切換損失、及低電磁干擾(electromagnetic interference，EMI)的特性。
當功率轉換器所耦接的負載為中載或是輕載時，一種降低切換損失的方法是增加開關周期時段，也就是降低開關頻率。中國公開號CN101882875A的專利申請及其在背景技術所引用的多篇專利申請教導了多種可依據負載狀態調整切換頻率的電源供應裝置。如此，電源供應裝置在輕載和無載狀況下，能利用適當的調變方式來降低切換頻率，增加開關周期時段，減少切換損耗，提升電源供應器的輸出效率。
在相關技術中，非對稱半橋轉換器控制複雜，且無法在重載及輕載皆提供高效的能量轉移效率及零電壓切換。
本發明實施例提供一種用於非對稱半橋轉換器的控制器，非對稱半橋轉換器一次側具有輔助繞組産生反饋電壓，控制器包含主開關驅動器、諧振零電壓開關驅動器及控制邏輯。主開關驅動器用以驅動非對稱半橋轉換器的主開關。諧振零電壓開關驅動器用以驅動非對稱半橋轉換器的諧振零電壓開關。控制邏輯耦接於主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器。控制邏輯用以控制主開關驅動器以導通主開關達第一持續時段，在第一持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第一暫停時段，在第一暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第二持續時段，在第二持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第二暫停時段，在第二暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第三持續時段，及在第三持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第三暫停時段。於第一開關周期內，所述控制邏輯根據反饋電壓産生放電時段；於第二開關周期內，所述控制邏輯調整第二持續時段的時段長度至放電時段的固定比值，固定比值小於1。
本發明實施例另提供一種用於非對稱半橋轉換器的控制器，非對稱半橋轉換器一次側具有輔助繞組産生反饋電壓，控制器包含主開關驅動器、諧振零電壓開關驅動器及控制邏輯。主開關驅動器用以驅動非對稱半橋轉換器的主開關。諧振零電壓開關驅動器用以驅動非對稱半橋轉換器的諧振零電壓開關。控制邏輯耦接於主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器。控制邏輯用以控制主開關驅動器以導通主開關達第一持續時段，在第 一持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第一暫停時段，在第一暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第二持續時段，在第二持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第二暫停時段，在第二暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第三持續時段，及在第三持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第三暫停時段。控制邏輯用以在第二持續時段後，於變壓器的反饋電壓接近多個諧振極值其中之一時，結束第二暫停時段及開始第三持續時段。
本發明實施例另提供一種操作方法，用以操作非對稱半橋轉換器的控制器，非對稱半橋轉換器一次側具有輔助繞組産生反饋電壓。方法包含主開關驅動器驅動非對稱半橋轉換器的主開關，諧振零電壓開關驅動器動非對稱半橋轉換器的諧振零電壓開關，及控制邏輯控制主開關驅動器以導通主開關達第一持續時段，在第一持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第一暫停時段，在第一暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第二持續時段，在第二持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第二暫停時段，在第二暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第三持續時段，及在第三持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第三暫停時段。於第一開關周期內，所述控制邏輯根據反饋電壓産生放電時段；於第二開關周期內，所述控制邏輯調整第二持續時段的時段長度至放電時段的固定比值，固定比值 小於1。
本發明實施例另提供一種操作方法，用以操作非對稱半橋轉換器的控制器，非對稱半橋轉換器一次側具有輔助繞組産生反饋電壓。方法包含主開關驅動器驅動非對稱半橋轉換器的主開關，諧振零電壓開關驅動器動非對稱半橋轉換器的諧振零電壓開關，及控制邏輯控制主開關驅動器以導通主開關達第一持續時段，在第一持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第一暫停時段，在第一暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第二持續時段，在第二持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第二暫停時段，在第二暫停時段之後，控制諧振零電壓開關驅動器以導通諧振零電壓開關達第三持續時段，及在第三持續時段之後，控制主開關驅動器及諧振零電壓開關驅動器以截止主開關和諧振零電壓開關達第三暫停時段。控制邏輯用以在第二持續時段後，於變壓器的反饋電壓接近多個諧振極值(peak)其中之一時，結束第二暫停時段及開始第三持續時段。
1:非對稱半橋轉換系統
10:控制器
100:主開關驅動器
102:諧振零電壓開關驅動器
104:控制邏輯
12:非對稱半橋轉換器
120:主開關
122:諧振零電壓開關
200,400,600:操作方法
S200至S210,S400至S410,S600至S606:步驟
Cr:諧振電容
Cout:輸出電容
Dout:二極體
Fmax:開關周期時段
GND1,GND2:接地端
L:負載
Ihb:電流
Im:磁化電流
Io:輸出電流
Ph31,Ph32,Ph51,Ph52,Ph71,Ph72:主脈波
Pl31,Pl 51,Pl 71:第一脈波
Pl32,Pl 52:第二脈波
R1,R2,Rshunt:電阻
t1至t16:時點
Td1到Td3:暫停時段
Tdis:放電時段
Tsw:開關周期
Vin:輸入電壓
Vhb,Vs:電壓
Vhs,Vls:控制訊號
Vfb:反饋電壓
Vout:輸出電壓
Vp:平臺電壓
W1:一次繞組
W2:二次繞組
Waux:輔助繞組
Wh31,Wl31,Wl32:脈寬
圖1是本發明實施例中的一種非對稱半橋轉換系統的示意圖。
圖2是圖1的控制器的一種操作方法的流程圖。
圖3顯示圖1的非對稱半橋轉換系統在另一種輕載狀況下的波形圖。
圖4是圖1的控制器的另一種操作方法的流程圖。
圖5顯示圖1的非對稱半橋轉換系統在一種重載狀況下的波形圖。
圖6是圖1的控制器的另一種操作方法的流程圖。
圖7顯示圖1的非對稱半橋轉換系統在另一種重載狀況下的波形圖。
圖1是本發明實施例的非對稱半橋(asymmetric half-bridge，AHB)轉換系統1的示意圖。非對稱半橋轉換系統1可將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout，以對負載L供電。輸入電壓Vin及輸出電壓Vout可為直流電壓，且輸出電壓Vout可小於輸入電壓Vin。例如，輸入電壓Vin可為20伏特(volts，V)，輸出電壓Vout可為12V。在圖1中，非對稱半橋轉換系統1包含互相耦接的控制器10及非對稱半橋轉換器12。控制器10可控制非對稱半橋轉換器12於重載情況及輕載情況下皆達成諧振能量傳遞及零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)。
非對稱半橋轉換器12可包含主開關120、諧振零電壓開關122、一次繞組W1、二次繞組W2、輔助繞組Waux、諧振電容Cr、電阻Rshunt、電阻R1、電阻R2、二極體Dout及輸出電容Cout。主開關120包含控制端、第一端及第二端，主開關120的第一端用以耦接於輸入端IN以接收輸入電壓Vin。諧振零電壓開關122包含控制端、第一端及第二端，諧振零電壓開關122的第一端耦接於主開關120的第二端。一次繞組W1及二次繞組W2可形成變壓器，兩者具有相反極性。一次繞組W1及輔助繞組Waux可具有相反極性。一次繞組W1包含第一端及第二端，一次繞組W1的第一端耦接於主開關120的第二端。諧振電容Cr包含第一端及第二端，諧振電容Cr的第一端耦接於一次繞組W1的第二端。電阻Rshunt包含第一端及第二端，分別耦接於諧振電容Cr的第二端與接地端GND1。輔助繞組Waux包含第一端及第二端，輔助繞組Waux的第二端耦接於接地端GND1。電阻R1包含第一端及第二端，分別耦接於輔助繞組Waux的第一端與電阻R2的第一端。電阻R2包 含第一端及第二端，分別耦接於電阻R1的第二端與接地端GND1，電阻R1與電阻R2耦接處分壓用以提供反饋電壓Vfb。二次繞組W2包含第一端及第二端，二次繞組W2的第一端用以提供電壓Vs。二極體Dout包含正極端及負極端，其中正極端耦接於二次繞組W2的第一端。輸出電容Cout包含第一端及第二端，分別耦接於二極體Dout的負極端與接地端GND2。接地端GND1及接地端GND2可互相隔絕，且可提供接地電壓，例如0V。主開關120及諧振零電壓開關122可為N型金屬氧化物半導體場效應晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)。在一些實施例中，主開關120及諧振零電壓開關122亦可為其他種類的晶體管。二極體Dout亦可被同步整流(synchronous rectification)開關與相關控制線路所取代。
雖然在圖1的實施例中，主開關120為高側開關且諧振零電壓開關122為低側開關，本發明不限於此，本領域技術人員可根據實際需求將高側開關及低側開關的功用及控制方式互換以使低側開關作為主開關120且高側開關作為諧振零電壓開關122。
在主開關120的第二端、諧振零電壓開關122的第一端及一次繞組W1的第一端的耦接節點的電壓稱為電壓Vhb，流經一次繞組W1的電流稱為電流Ihb，流經一次繞組W1且變壓器的磁通量(magnetic flux)相關的電流稱為磁化電流(magnetizing current)。由耦接節點流至一次繞組W1的電流Ihb為正值，由一次繞組W1流至耦接節點的電流Ihb為負值。
主開關120及諧振零電壓開關122疊接在輸入端IN及接地端GND1之間以形成半橋電路。在一些實施例中，主開關120可另耦接於整流器，整流器可接收交流電壓，及將交流電壓轉換為輸入電壓Vin。主開關120及諧振零電壓開關122不會同時導通。當主開關120導通且諧振零電壓開關122截止時，輸入電壓Vin可對一次繞組W1儲能。當主開關120截止且諧振 零電壓開關122導通時，一次繞組W1所儲存的能量及一次繞組W1及諧振電容Cr形成諧振電路(resonant circuit)所産生的諧振能量會由一次繞組W1轉移至二次繞組W2。電阻R1及電阻R2可形成分壓器，用以將輔助繞組Waux的第一端的電壓進行分壓以産生反饋電壓Vfb。例如，若電阻R1及電阻R2的阻值相等，且輔助繞組Waux的第一端的電壓為20V，則反饋電壓Vfb可為10V。輸出電容Cout可作為濾波器，用以穩定輸出電壓Vout。
控制器10可包含主開關驅動器100、諧振零電壓開關驅動器102及控制邏輯104。主開關驅動器100可耦接於主開關120的控制端，用以輸出控制訊號Vhs以驅動主開關120。諧振零電壓開關驅動器102可耦接於諧振零電壓開關122的控制端，用以輸出控制訊號Vls以驅動諧振零電壓開關122。控制邏輯104耦接於主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102。在每個開關周期中，控制邏輯104可(1)控制主開關驅動器100所輸出的控制訊號Vhs包含1個主脈波，以對一次繞組W1儲能並將輸出電壓Vout調節於固定電平(例如12V)或固定範圍(例如12V±10%)，及(2)控制諧振零電壓開關驅動器102(2a)於輕載情況下，所輸出的控制訊號Vls包含第一脈波及第二脈波及(2b)於重載情況下，所輸出的控制訊號Vls包含至少第一脈波，以達成諧振能量轉移及零電壓切換。
在輕載情況，非對稱半橋轉換系統1可提供較少電能至負載L，操作頻率較低，對應的切換周期時段較長；且在重載情況，非對稱半橋轉換系統1可提供較多電能至負載L，操作頻率較高，對應的切換周期時段較短。圖2及圖3的實施例用以說明控制器10在輕載情況下的操作方法200。圖4至圖7的實施例用以說明控制器10在重載情況下的操作方法400及600。
圖2是控制器10的操作方法200的流程圖，適用於輕載情況。操作方法200包含步驟S200至S210，用以形成非對稱半橋轉換器10的開關周 期。步驟S200及S202用以産生主脈波，步驟S204及S206用以産生第一脈波，步驟S208及S210用以産生第二脈波。任何合理的技術變更或是步驟調整都屬於本發明所公開的範疇。步驟S200至S210解釋如下：步驟S200：控制邏輯104控制主開關驅動器100以導通主開關120達第一持續時段；步驟S202：在第一持續時段之後，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122達第一暫停時段Td1，第一暫停時段Td1可以避免主開關120和諧振零電壓開關122不小心同時開啟，導致輸入端IN與輸入接地線GND1近乎短路而爆炸的風險；步驟S204：在第一暫停時段Td1之後，控制邏輯104控制諧振零電壓開關驅動器102以導通諧振零電壓開關122達第二持續時段；控制邏輯104可根據前一個開關周期內放電時間Tdis時段長度，來決定目前開關周期第二持續時段長度；例如：目前開關周期第二持續時段長度是前一個開關周期放電時間Tdis的固定比例0.8長度。自諧振零電壓開關122導通開始計時此第二持續時段長度，觸發結束第二持續時段並開始第二暫停時段；步驟S206：在第二持續時段之後，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122達第二暫停時段Td2，在開關切換操作頻率所對應的開關周期時段Fmax結束後，當出現下一個波峰的時點，結束第二暫停時段Td2；步驟S208：在第二暫停時段Td2之後，控制邏輯104控制諧振零電壓開關驅動器102以導通諧振零電壓開關122達第三持續時段；步驟S210：在第三持續時段之後，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122 達第三暫停時段Td3；回到步驟S200。
在步驟S200，第一持續時段可等於主脈波的脈寬，如圖3的主脈波Ph31的脈寬Wh31。主開關驅動器100可根據所需的輸出電壓Vout相對於目前輸入電壓Vin比值而調整第一持續時段。所需的輸出電壓Vout越大則第一持續時段越長。
在步驟S204，第二持續時段可等於第一脈波的脈寬，如圖3的第一脈波Pl31的脈寬Wl31。於第二持續時段，一次繞組W1及諧振電容Cr可産生LC諧振而使電流Ihb根據諧振頻率發生諧振。在一些實施例中，於較早的第一開關周期內，控制邏輯104可根據反饋電壓Vfb發生轉折點而得知該第一開關周期所對應的放電時段Tdis，然後於較晚的第二開關周期內，控制邏輯104可調整第二持續時段的時段長度Wl31等於較早開關周期放電時段的固定比值，固定比值可小於1。在一些實施例中，固定比值可介於0.75及0.95之間，(1)藉以傳遞大部分的諧振能量至二次側，且(2)在可能第二開關周期放電時段Tdis結束前，諧振零電壓開關122先被關斷，使第二開關周期放電時段Tdis結束所觸發的反饋電壓Vfb轉折點可被控制邏輯104檢測到。舉例而言，固定比值可為0.8，控制邏輯104可調整目前開關周期的第二持續時段Wl31的時段長度至0.8倍的前一開關周期放電時段Tdis。
在一些實施例中，控制邏輯104可設定初始第二持續時段，且於第一開關周期，控制邏輯104可於初始第二持續時段之後，控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122，及根據反饋電壓Vfb的轉折點(knee point)産生第一開關周期的放電時段。如圖3所示，轉折點可為反饋電壓Vfb自平臺電壓Vp開始下降而偏離平臺電壓Vp的的時點，例如：時點t4、t5；平臺電壓Vp可為第一脈波開始之後反饋電壓Vfb的箝位電壓，例如10V。在一些實施例中，於初始第二持續 時段結束時，反饋電壓Vfb會偏離平臺電壓而産生第一轉折點，於放電時段結束時，反饋電壓Vfb會再次偏離平臺電壓而産生第二轉折點。第一轉折點可對應於第二持續時段Wl31結束，反饋電壓Vfb的第二轉折點可對應於放電時段Tdis結束。控制邏輯104可計算第二轉折點及初始第二持續時段的開始時點的時間差作為第一開關周期所得的更新放電時段，據此來調整第二開關周期的第二持續時段長度Wl31。在一些實施例中，若初始第二持續時段結束後無法檢測到反饋電壓Vfb的第二轉折點，控制邏輯104可減少初始第二持續時段的時段長度，直到可檢測到第二轉折點為止。
在步驟S206，控制邏輯104根據至少反饋電壓Vfb調整第二暫停時段Td2的時段長度。在一些實施例中，二次側依據負載16或是輸出電壓Vout，提供補償訊號，控制邏輯104接收補償訊號後可決定開關切換的操作頻率或對應開關周期時段Fmax(大致等於操作頻率的倒數)，使輸出電壓Vout趨近目標電壓值。控制邏輯104還可於第一開關周期內計數反饋電壓Vfb的波峰以産生計數值，及於第二開關周期內，控制邏輯104根據計數值、放電時段及操作頻率，自反饋電壓Vfb的多個諧振極值中選擇對應操作頻率的一個波峰，並與選定波峰結束第二暫停時段Td2及開始第三持續時段。在一些實施例中，選定波峰可為開關周期內的開關周期時段Fmax結束後的下一個波峰。舉例而言，如圖3所示，自第一持續時段開始的時點t1，控制邏輯104開始計時該開關周期時段Fmax，且該開關周期時段Fmax結束於時點t6~t7之間；如此於該開關周期時段Fmax結束後出現下一個波峰的時點t8，結束第二暫停時段Td2及開始第三持續時段。
中國臺灣TW202135442A專利申請案公開一種適用於主動箝位式反激式(Active Clamping Flyback,ACF)電源轉換器的調變控制方法，可根據前一周期內波峰計數值、等效二次側電流放電時間及操作頻率訊號，決 定於下一周期內何時産生協助ZVS切換的第二主動箝位開關訊號QH2。針對圖2控制方法步驟S206，於下一個開關周期何時結束第二暫停時段Td2及開始第三持續時段(第二脈波Pl32)的另一種可能實施例，可參考該中國臺灣TW202135442A專利申請案所公開的控制産生第二主動箝位開關訊號QH2相關的實施例細節。
在步驟S208，第二持續時段可等於第二脈波的脈寬，如圖3的第二脈波Pl32的脈寬Wl32。第三持續時段的長度相關於電流Ihb的負值大小。第三持續時段的長度越長，則電流Ihb越負。
中國臺灣TW202135452A專利申請案公開一種適用於主動箝位式反激式(Active Clamping Flyback,ACF)電源轉換器的調變控制方法，公開：可自動調整主動箝位開關QQH的導通時間TONH，以協助主開關QQL再次開啟導通時可進行ZVS的控制方法。針對圖2方法步驟S208，調整下一個開關周期的第三持續時段(Pl32)長度的可能實施例，可參考該中國臺灣TW202135452A專利申請案所公開，依據第一取樣值(與輔助繞組電流於諧振期間的峰值PEAK有關)與第三取樣值(與一次側主開關導通時的輔助繞組電流的電流值有關)兩者的比較結果，進而調整主動箝位開關QQH導通時間TONH以協助主開關QQL進行ZVS的實施例細節。
在步驟S210，於第三暫停時段Td3負電流Ihb可將耦接節點的電壓Vhb拉高趨近Vin，以減小主開關120兩端的電壓差，有助於主開關120再次導通時達成零電壓切換。第三暫停時段Td3結束後，回到步驟S200。
中國臺灣TW202135452A專利申請案所公開的適用於主動箝位式反激式電源轉換器的調變控制方法，也公開可自動調整主動箝位開關QQH與主開關QQL兩者導通時間之間的死區時間TDEAD，以協助主開關QQL再次開啟導通時可進行ZVS的控制方法。針對圖2方法步驟S210，調整 下一個開關周期的第三暫停時段Td3長度的可能實施例，可參考中國臺灣TW202135452A專利申請案所公開，依據第一取樣值(與輔助繞組電流於諧振期間的峰值PEAK有關)與第二取樣值(與主開關導通前瞬間的輔助繞組電流的電流值有關)兩者的比較結果，進而調整主動箝位開關QQH與主開關QQL兩者導通時間之間的死區時間TDEAD的實施例細節。
在實施例中，由於控制邏輯104(1)根據所需的輸出電壓Vout相對於目前輸入電壓Vin比值決定主脈波(第一持續時段)Ph31的時段長度Wh31、(2)根據前一開關周期放電時段的時段長度決定第一脈波(第二持續時段)Pl31的時段長度Wl31、(3)根據開關周期時段Fmax結束後，反饋電壓Vfb出現下一個波峰時開始産生第二脈波、(4)根據輔助繞組電流兩個取樣值決定第二脈波(第三持續時段)(Pl32)的時段長度Wl32，及(5)根據輔助繞組電流另兩個取樣值決定第三暫停時段Td3長度，因此主脈波、第一脈波及第二脈波的開始時點與持續時段長度控制均各自獨立，控制機制單純，在輕載情況達成大部分的諧振能量轉移及主開關120的零電壓切換，提高能量轉移效率。
圖3顯示非對稱半橋轉換系統1在一種輕載狀況下的波形圖，其中橫軸為時間，縱軸為電壓或電流。開關周期Tsw包含主脈波Ph31、第一脈波Pl31及第二脈波Pl32。
在時點t1之前，借助前一個開關周期的第三持續時段的脈波，電壓Vhb上升趨近至(但未達到)輸入電壓Vin，反饋電壓Vfb下降趨近至(但未達到)接地電壓，且輸出電流Io為0A。
在時間點t2和t3之間，電壓Vhb下降趨近至接地電壓，且反饋電壓Vfb上升趨近至平臺電壓Vp。在時點t3，第一脈波Pl31開始，在時點t4，第一脈波Pl31結束。時點t2及時點t3之間的時段可稱為第一暫停時段。時點 t3及時點t4之間的時段可稱為第二持續時段。在時點t3及時點t4之間，電流Ihb發生諧振，磁化電流Im線性下降以傳遞能量至二次側，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb拉高至平臺電壓Vp，輸出電流開始發生諧振而超過0A。在時點t4，第一脈波Pl31結束使諧振零電壓開關122關斷，電流Ihb回到0A，輸出電流Io回到0A，反饋電壓Vfb短暫小於平臺電壓Vp，因此發生第一轉折點。
在時點t4及時點t5之間，電流Ihb維持於0A，但磁化電流Im仍大於0A，故反饋電壓Vfb上升回到平臺電壓Vp。在時點t5，磁化電流Im持續線性下降而終於達到0A，反饋電壓Vfb發生第二轉折點，放電時段Tdis結束。時點t3及時點t5之間的時段可稱為放電時段Tdis。
在時點t6，反饋電壓Vfb發生第一波峰。在時點t7，開關周期時段Fmax結束。在時點t8，反饋電壓Vfb發生第二波峰。時點t1及時點t7之間的時段可稱為第一開關周期Tsw的開關周期時段Fmax。於該開關周期時段Fmax結束後出現下一個波峰的時點t8，結束第二暫停時段Td2及開始第三持續時段，亦即觸發第二脈波Pl32開始。
在時點t8，電壓Vhb下降至接地電壓，且反饋電壓Vfb上升至平臺電壓Vp。第二脈波Pl32在時點t8開始。時點t4及時點t8之間的時段可稱為第二暫停時段Td2。時點t8及時點t9之間的時段可稱為第三持續時段。在時點t8及時點t9之間，電流Ihb及磁化電流Im由0A下降而為負值，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb拉高並維持於平臺電壓Vp。
時點t9及時點t10之間的時段可稱為第三暫停時段Td3。在時點t9及時點t10之間，負電流Ihb及磁化電流Im將電壓Vhb拉升趨近輸入電壓Vin，以有助於主開關120在時點t10再次開啟導通時能達成零電壓切換。在時點t10，主脈波Ph32開始，再次對一次繞組W1儲能。
圖4是非對稱半橋轉換系統1的另一種操作方法400的流程圖，適用於重載情況，例如：當前一個開關周期內，於對應放電時間Tdis結束的第二個轉折點發生之前，開關周期時段Fmax已結束，則對應調整下一個開關周期第五暫停時段結束時點。操作方法400包含步驟S400至S410，形成非對稱半橋轉換器10的開關周期。步驟S400及S402用以産生主脈波，步驟S404及S406用以産生第一脈波，步驟S408及S410用以産生第二脈波。任何合理的技術變更或是步驟調整都屬於本發明所公開的範疇。步驟S400至S410解釋如下：步驟S400：控制主開關驅動器100以導通主開關120達第四持續時段；步驟S402：控制邏輯104結束第四持續時段並開始第四暫停時段，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122；步驟S404：控制邏輯104結束第四暫停時段並開始第五持續時段，控制邏輯104控制諧振零電壓開關驅動器102以導通諧振零電壓開關122；控制邏輯104可根據前一個開關周期內放電時間Tdis時段長度，來決定目前開關周期第五持續時段長度。例如：目前開關周期第五持續時段長度是前一個開關周期放電時間Tdis的固定比例0.8長度。自諧振零電壓開關122導通開始計時此第五持續時段長度，觸發結束第五持續時段；步驟S406：控制邏輯104結束第五持續時段並開始第五暫停時段，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122。控制邏輯104可於目前開關周期放電時間Tdis時段結束時點，觸發結束第五暫停時段。例如：當控制邏輯104檢測到放電時間Tdis結束所對應的第二個反饋電壓轉折點時，觸發結束第五暫停 時段；步驟S408：控制邏輯104結束第五暫停時段並開始第六持續時段，控制邏輯104控制諧振零電壓開關驅動器102以導通諧振零電壓開關122；步驟S410：在第六持續時段之後，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122達第六暫停時段；回到步驟S400。
步驟S400至S404及S410分別和步驟S200至S204及S210相似，在此不再贅述。
若控制邏輯104檢測到目前負載已經由原本輕載轉變為重載，欲由目前圖2輕載模式流程200切換到圖4重載模式流程400時，可能因為控制邏輯104指令周期較慢，可能目前周期仍會執行步驟S206，但下個開關周期將會改為執行步驟S406。
例如原本先前周期負載是輕載，於執行操作方法200時，如圖5左半部所示，若此時控制邏輯104檢測到目前開關周期時段Fmax已轉換為重載情況，於對應放電時間Tdis結束的第二個轉折點發生之前，第一開關周期的周期時段Fmax已結束，因此：(1)如圖5左半部所示，控制邏輯104維持第一個開關周期仍會執行輕載模式流程200，於周期時段Fmax結束後的反饋電壓Vfb的第一波峰發生時(時點t8)，結束第二暫停時段Td2及開始第三持續時段Pl32(步驟S206~S208)。(2)如圖5右半部所示，控制邏輯104會使第二個開關周期改執行重載模式流程400，於放電時間Tdis結束所對應的第二個反饋電壓轉折點時，觸發結束第五暫停時段Td5並開始第六持續時段Pl52(步驟S406~S408)。
在實施例中，由於主脈波、第一脈波及第二脈波的控制各自獨 立，因此控制機制單純，在重載情況達成大部分的諧振能量轉移及主開關120的零電壓切換，提高能量轉移效率。
圖5顯示非對稱半橋轉換系統1由輕載狀況轉換為重載狀況的一種波形圖，其中橫軸為時間，縱軸為電壓或電流。開關周期Tsw包含主脈波Ph51、第一脈波Pl51及第二脈波Pl52。圖5左半部顯示較早的第一開關周期Tsw，非對稱半橋轉換系統1處於輕載狀況並採用操作方法200運作，圖5右半部顯示較晚的第二開關周期Tsw，非對稱半橋轉換系統1處於重載狀況並採用操作方法400運作。
在時點t1之前，由於前一開關周期中第三導通時間的脈衝發生，電壓Vhb上升趨近至輸入電壓Vin，反饋電壓Vfb下降趨近至接地電壓，且輸出電流Io為0A。在時點t1，第一開關周期Tsw的主脈波Ph31開始，且開關周期時段Fmax開始，在時點t2，主脈波Ph31結束。時點t1及時點t2之間的時段可稱為第一持續時段。在時點t1及時點t2之間，電流Ihb及磁化電流Im線性上升以對一次繞組W1儲能，電壓Vhb拉高至輸入電壓Vin，反饋電壓Vfb下拉至接地電壓，輸出電流Io為0A。
在時點t2和t3之間，電壓Vhb下降趨近至接地電壓，且反饋電壓Vfb上升趨近至平臺電壓Vp。在時點t3，第一開關周期Tsw的第一脈波Pl31開始，在時點t4，開關周期時段Fmax結束，在時點t5，第一脈波Pl31結束。時點t2及時點t3之間的時段可稱為第一暫停時段Td1。時點t3及時點t5之間的時段可稱為第二持續時段。時點t1及時點t4之間的時段可為第一開關周期Tsw的開關周期時段Fmax。在時點t3及時點t5之間，電流Ihb發生諧振，磁化電流Im線性下降以傳遞能量至二次側，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb拉高至平臺電壓Vp，輸出電流開始發生諧振而超過0A。在時點t5，第一脈波Pl31結束使諧振零電壓開關122關斷，電流Ihb輸出電流Io回到 0A，反饋電壓Vfb小於平臺電壓Vp，因此發生第一轉折點。但磁化電流Im尚未下降至0，故反饋電壓Vfb稍候恢復趨近平臺電壓Vp。
在時點t6，磁化電流Im下降至0，放電時段Tdis結束，反饋電壓Vfb再次小於平臺電壓Vp，因此發生第二轉折點。由於開關周期時段Fmax在放電時段Tdis結束之前結束；因此控制邏輯104設定較晚的第二開關周期Tsw改執行圖4重載模式流程400，但目前第一開關周期Tsw仍執行步驟S206，故於時點t8，反饋電壓Vfb的第一波峰發生時，控制邏輯104控制第一開關周期Tsw的第二脈波Pl32開始。時點t5及時點t8之間的時段可稱為第二暫停時段Td2。在時點t9，第二脈波Pl32結束。時點t8及時點t9之間的時段可稱為第三持續時段。
在時點t9和t10之間，電壓Vhb上升趨近至輸入電壓Vin，且反饋電壓Vfb下降趨近至接地電壓。在時點t10，第二開關周期Tsw的主脈波Ph51開始，且開關周期時段Fmax開始，在時點t11，主脈波Ph51結束。時點t9及時點t10之間的時段可稱為第三暫停時段Td3。時點t10及時點t11之間的時段可稱為第四持續時段。在時點t10及時點t11之間，電流Ihb及磁化電流Im線性上升以對一次繞組W1儲能，電壓Vhb拉高至輸入電壓Vin，反饋電壓Vfb下拉至接地電壓，輸出電流Io為0A。
在時點t11和t12之間，電壓Vhb下降趨近至接地電壓，並且反饋電壓Vfb上升趨近至平臺電壓Vp。在時點t12，第一脈波Pl51開始，在時點t13，開關周期時段Fmax結束，在時點t14，第一脈波Pl51結束。時點t11及時點t12之間的時段可稱為第四暫停時段Td4。時點t12及時點t14之間的時段可稱為第五持續時段。時點t10及時點t13之間的時段可稱為第二開關周期Tsw的開關周期時段Fmax。在時點t12及時點t14之間，電流Ihb發生諧振，磁化電流Im線性下降以傳遞能量至二次側，電壓Vhb下拉至接地電壓，反 饋電壓Vfb拉高至平臺電壓Vp，輸出電流開始發生諧振而超過0A。在時點t14，第一脈波Pl51結束使諧振零電壓開關122關斷，電流Ihb輸出電流Io回到0A，反饋電壓Vfb小於平臺電壓Vp，因此發生第一轉折點。但磁化電流Im尚未下降至0，故反饋電壓Vfb稍候恢復趨近平臺電壓Vp。
在時點t15，磁化電流Im下降為0，放電時段Tdis結束，使反饋電壓Vfb發生第二轉折點。時點t12及時點t15之間的時段可稱為放電時段Tdis。時點t14及時點t15之間的時段可稱為第五暫停時段Td5。控制邏輯104依據前一個開關周期檢測結果，於第二個開關周期對應放電時間Tdis結束的第二個轉折點發生時點t15，觸發第二脈波Pl52開始。
另外，由於第二開關周期放電時間Tdis結束所對應的第二個轉折點發生時點t15發生之前，周期時段Fmax已結束，故控制邏輯104設定圖7所示的較晚第三開關周期Tsw繼續執行圖4重載模式流程400。
在時點t16，第二脈波Pl52結束。時點t15及時點t16之間的時段可稱為第六持續時段。在時點t15及時點t16之間，電流Ihb及磁化電流Im由0A下降而為負值，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb維持於平臺電壓Vp。在時點t16和t17之間，電壓Vhb上升趨近至輸入電壓Vin，並且反饋電壓Vfb下降趨近至接地電壓。
在時點t17，主脈波Ph52開始，再次對一次繞組W1儲能。時點t16及時點t17之間的時段可稱為第六暫停時段Td6。在時點t16及時點t17之間，負電流Ihb及磁化電流Im將電壓Vhb拉升趨近輸入電壓Vin，以有助於主開關120在時點t17再次開啟導通時能達成零電壓切換。
在前述實施例中，當前一開關周期執行於圖2輕載模式，却檢測到周期時段Fmax的結束時刻早於放電時間Tdis的結束時刻(如圖5左半所示第一開關周期)，則會觸發使下一個開關周期切換到執行圖4重載模式(如 圖5中段所示第二開關周期)。又例如：當前一開關周期執行於圖4重載模式(如圖5中段所示第二開關周期)，且檢測到周期時段Fmax的結束時刻早於放電時間Tdis的結束時刻，則會觸發使下一個開關周期繼續執行圖4重載模式(如圖5右半所示第三開關周期)。
在另一實施例中，當控制邏輯104內的計時電路運算速度較快、可依據判斷結果即時改變時間長度相關參數時，也可即時觸發目前開關周期就從圖2輕載模式切換到圖4重載模式。
圖6是非對稱半橋轉換系統1的另一種操作方法600的流程圖，適用於重載情況。操作方法600包含步驟S600至S606，形成非對稱半橋轉換器10的開關周期。步驟S600及S602用以産生主脈波，步驟S604及S606用以産生第一脈波。任何合理的技術變更或是步驟調整都屬於本發明所公開的範疇。步驟S600至S606解釋如下：步驟S600：控制主開關驅動器100以導通主開關120達第四持續時段；步驟S602：控制邏輯104結束第四持續時段並開始第四暫停時段，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122；步驟S604：控制邏輯104結束第四暫停時段並開始第五持續時段，控制邏輯104控制諧振零電壓開關驅動器102以導通諧振零電壓開關122；控制邏輯104可根據放電時段Tdis時段長度及輕載情況的第一脈波Pl32的時段長度Wl32，來決定開關周期第五持續時段長度。自諧振零電壓開關122導通開始計時此第五持續時段長度，計時期滿後觸發結束第五持續時段；步驟S606：控制邏輯104結束第五持續時段並開始第五暫停時 段，控制邏輯104控制主開關驅動器100及諧振零電壓開關驅動器102以截止主開關120和諧振零電壓開關122達；回到步驟S600。
步驟S600、S602及S606分別和步驟S200、S202及S210相似，在此不再贅述。
在步驟S604，第五持續時段可等於放電時段Tdis加上輕載情況的第三持續時段。在負載很大的情況，例如：當前一個開關周期內，於對應放電時間Tdis結束的第二個轉折點之前，開關周期時段Fmax已結束，則將第五持續時段的長度延長為放電時段Tdis的時段長度及輕載情況的第一脈寬波Pl32的時段長度Wl32的總和，亦即使諧振零電壓開關122在下一個開關周期內只開啟關閉一次，以縮短整個開關周期所需要時段長度，以允許非對稱半橋轉換系統1開關切換在較高頻率。因此操作方法600的第五持續時段可等於放電時段Tdis加上輕載情況的第三持續時段，以於第五持續時段達成諧振能量轉移及産生零電壓切換所需的負電流。
在實施例中，由於主脈波及第一脈波的控制各自獨立，因此控制機制單純，在重載情況達成大部分的諧振能量轉移及主開關120的零電壓切換，提高能量轉移效率。
圖7顯示非對稱半橋轉換系統1由輕載狀況轉換為重載狀況的另一種波形圖，其中橫軸為時間，縱軸為電壓或電流。開關周期Tsw包含主脈波Ph71及第一脈波Pl71。圖7左半部顯示較早的第一開關周期Tsw，非對稱半橋轉換系統1處於輕載狀況並採用操作方法200運作，圖7右半部顯示較晚的第二開關周期Tsw，非對稱半橋轉換系統1處於重載狀況並採用操作方法600運作。圖7的第一開關周期Tsw和圖5相同，其說明可於前面段落找到，在此不再贅述。以下針對圖7的第二開關周期Tsw詳細說明。
在時點t6，磁化電流Im下降至0，放電時段Tdis結束，反饋電壓 Vfb再次小於平臺電壓Vp，因此發生第二轉折點。由於開關周期時段Fmax在放電時段Tdis結束之前結束；因此控制邏輯104設定較晚的第二開關周期Tsw改執行圖4重載模式流程400，但目前第一開關周期Tsw仍執行步驟S206，故於時點t8，反饋電壓Vfb的第一波峰發生時，控制邏輯104控制第一開關周期Tsw的第二脈波Pl32開始。
在時點t9和t10之間，電壓Vhb上升趨近至輸入電壓Vin，且反饋電壓Vfb下降趨近至接地電壓。在時點t10，第一個開關周期的主脈波Ph71開始，且開關周期時段Fmax開始，在時點t11，主脈波Ph71結束。時點t10及時點t11之間的時段可稱為第四持續時段。在時點t10及時點t11之間，電流Ihb及磁化電流Im線性上升以對一次繞組W1儲能，電壓Vhb拉高至輸入電壓Vin，反饋電壓Vfb下拉至接地電壓，輸出電流Io為0A。
在時點t11和t12之間，電壓Vhb下降趨近至接地電壓，且反饋電壓Vfb上升趨近至平臺電壓Vp。控制邏輯104依據前一個開關周期檢測結果，設定於第二開關周期內，將第一脈波Pl71的脈寬Wl71設定為等於第一周期的放電時段Tdis加上第二脈波Pl32的脈寬Wl32。在第一脈波Pl71對應時段內(時點t12及時點t15之間)，磁化電流Im發生完整諧振且電流Ihb線性下降以傳遞能量至二次側，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb拉高至平臺電壓Vp，輸出電流Io發生完整諧振。在時點t14及時點t15之間，電流Ihb及磁化電流Im由0A下降而為負值，電壓Vhb下拉至接地電壓，反饋電壓Vfb維持於平臺電壓Vp，輸出電流Io維持於0A。
由於第二開關周期Tsw的周期時段Fmax結束時點t13，早於對應放電時間Tdis結束的第二個轉折點發生時點t15，故控制邏輯104設定圖7所示的較晚第三開關周期Tsw內繼續執行圖6重載模式流程600。
在時點t16，主脈波Ph72開始，再次對一次繞組W1儲能。時點t15 及時點t16之間的時段可稱為第五暫停時段Td5。在時點t15及時點t16之間，負電流Ihb及磁化電流Im將電壓Vhb拉升趨近輸入電壓Vin，以有助於主開關120在時點t16再次開啟導通時能達成零電壓切換。
在實施例中，由於主開關120及諧振零電壓開關122的控制各自獨立，因此控制機制單純，且在輕載情況及重載情況皆達成大部分的諧振能量轉移及主開關120的零電壓切換，提高能量轉移效率。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
Fmax:開關周期時段 Ihb:電流 Im:磁化電流 Io:輸出電流 Ph31, Ph32:主脈波 Pl31:第一脈波 Pl32:第二脈波 t1至t10:時點 Td1到Td3:暫停時段 Tdis:放電時段 Tsw:開關周期 Vhb:電壓 Vhs, Vls:控制訊號 Vfb:反饋電壓 Vp:平臺電壓 Wh31, Wl31, Wl32:脈寬

Claims (24)

  1. 一種用於非對稱半橋轉換器的控制器，所述非對稱半橋轉換器的一一次側具有一輔助繞組，所述輔助繞組産生一反饋電壓，所述控制器包含： 一第一開關驅動器，用以驅動所述非對稱半橋轉換器的一第一開關； 一第二開關驅動器，用以驅動所述非對稱半橋轉換器的一第二開關；及 一控制邏輯，耦接於所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器，用以於一第一開關周期與一第二開關周期內： 控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第一持續時段； 在所述第一持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第一暫停時段； 在所述第一暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第二持續時段； 在所述第二持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第二暫停時段； 在所述第二暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第三持續時段；及 在所述第三持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第三暫停時段； 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段；於所述第二開關周期內，所述控制邏輯調整所述第二持續時段的一時段長度至所述放電時段的一時段長度的一固定比值，所述固定比值小於1。
  2. 如請求項1所述的控制器，其中，所述固定比值介於0.75及0.95之間。
  3. 如請求項1所述的控制器，其中，於所述第二開關周期內，所述反饋電壓的一第一轉折點對應於所述第二持續時段結束，所述反饋電壓的另一轉折點對應於所述放電時段結束。
  4. 如請求項3所述的控制器，其中，於所述第二開關周期內，於所述反饋電壓的所述另一轉折點，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  5. 如請求項1所述的控制器，其中，於所述第二開關周期內，當開關周期時段結束時點早於所述放電時段結束時點，所述控制邏輯於第三開關周期內，使所述第二開關連續開啓達所述放電時段與所述第三持續時段加總的一總和。
  6. 一種用於非對稱半橋轉換器的控制器，所述非對稱半橋轉換器的一一次側具有一輔助繞組，所述輔助繞組産生一反饋電壓，所述控制器包含： 一第一開關驅動器，用以驅動所述非對稱半橋轉換器的一第一開關； 一第二開關驅動器，用以驅動所述非對稱半橋轉換器的一第二開關；及 一控制邏輯，耦接於所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器，當所述非對稱半橋轉換器處於一輕載模式時，用以於一第一開關周期與一第二開關周期內： 控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第一持續時段； 在所述第一持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第一暫停時段； 在所述第一暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第二持續時段； 在所述第二持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第二暫停時段； 在所述第二暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第三持續時段；及 在所述第三持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第三暫停時段； 其中，所述控制邏輯用以在所述第二持續時段後，於所述反饋電壓接近多個諧振極值其中之一時，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  7. 如請求項6所述的控制器，其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯跟據所述反饋電壓産生一放電時段且計數所述反饋電壓的峰值以産生一計數值；於所述第二開關周期內，所述控制邏輯根據所述計數值、所述放電時段及一開關周期時段，自所述反饋電壓的所述多個諧振極值中選擇對應所述開關周期時段結束後的下一個諧振極值，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  8. 如請求項6所述的控制器，其中，當所述非對稱半橋轉換器處於一重載模式時，所述控制邏輯用以於所述第一開關周期與所述第二開關周期內： 控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第四持續時段； 在所述第四持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第四暫停時段； 在所述第四暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第五持續時段；及 在所述第五持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第五暫停時段； 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段，於所述第二開關周期內的所述放電時段結束前，所述控制邏輯結束所述第五持續時段並開始所述第五暫停時段； 其中，當所述第二開關周期內的所述放電時段結束時，於所述反饋電壓産生另一轉折點，根據所述另一轉折點結束所述第五暫停時段及開始第六持續時段。
  9. 如請求項8所述的控制器，其中，所述第五持續時段小於所述放電時段，於所述第二開關周期內，當所述控制邏輯結束所述第五持續時段時，於所述反饋電壓産生一第一轉折點。
  10. 如請求項6所述的控制器，其中，當所述非對稱半橋轉換器處於一重載模式時，所述控制邏輯用以於所述第一開關周期與所述第二開關周期內： 控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第四持續時段； 在所述第四持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第四暫停時段； 在所述第四暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第五持續時段；及 在所述第五持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第五暫停時段； 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段，於所述第二開關周期內，所述控制邏輯控制所述第五持續時段長於所述放電時段，於第三開關周期內，利用所述第五持續時段協助所述第一開關進行零電壓切換。
  11. 如請求項10所述的控制器，其中，所述第五持續時段等於所述放電時段加上所述第三持續時段。
  12. 如請求項6所述的控制器，其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段；於所述第二開關周期內，所述控制邏輯調整所述第二持續時段的一時段長度至趨近所述放電時段的一固定比值，所述固定比值小於1。
  13. 一種操作方法，用以操作一非對稱半橋轉換器的一控制器，所述非對稱半橋轉換器的一一次側具有一輔助繞組，所述輔助繞組産生一反饋電壓，所述操作方法包含： 一第一開關驅動器驅動所述非對稱半橋轉換器的一第一開關； 一第二開關驅動器動所述非對稱半橋轉換器的一第二開關；及 一控制邏輯於一第一開關周期與一第二開關周期內，控制所述第一開關驅動器導通所述第一開關達一第一持續時段，在所述第一持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第一暫停時段，在所述第一暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第二持續時段，在所述第二持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第二暫停時段，在所述第二暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第三持續時段，及在所述第三持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第三暫停時段； 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段；及 於所述第二開關周期內，所述控制邏輯調整所述第二持續時段的一時段長度至所述放電時段的一時段長度的一固定比值，使所述第二持續時段的時段長度小於所述放電時段。
  14. 如請求項13所述的操作方法，其中，所述固定比值介於0.75及0.95之間。
  15. 如請求項13所述的操作方法，其中，於所述第一開關周期內，所述反饋電壓的第一轉折點對應於所述第二持續時段結束，所述反饋電壓的另一轉折點對應於所述放電時段結束。
  16. 如請求項15所述的操作方法，其中，於所述第二開關周期內，於所述反饋電壓的所述另一轉折點，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  17. 如請求項13所述的操作方法，其中，於所述第二開關周期內，當開關周期時段結束時點早於所述放電時段結束時點，所述控制邏輯於一第三開關周期內，使所述第二開關連續開啓達所述放電時段與所述第三持續時段加總的一總和。
  18. 一種操作方法，用以操作一非對稱半橋轉換器的一控制器，所述非對稱半橋轉換器的一一次側具有一輔助繞組，所述輔助繞組産生反饋電壓，所述操作方法包含： 一第一開關驅動器驅動所述非對稱半橋轉換器的一第一開關； 一第二開關驅動器驅動所述非對稱半橋轉換器的一第二開關；及 當所述非對稱半橋轉換器處於一輕載模式時，一控制邏輯於一第一開關周期與一第二開關周期內控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第一持續時段，在所述第一持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第一暫停時段，在所述第一暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第二持續時段，在所述第二持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第二暫停時段，在所述第二暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第三持續時段，及在所述第三持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第三暫停時段； 其中，所述控制邏輯用以在所述第二持續時段後，於所述反饋電壓接近多個諧振極值其中之一時，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  19. 如請求項18所述的操作方法，另包含： 於所述第一開關周期內，所述控制邏輯跟據所述反饋電壓産生一放電時段且計數所述反饋電壓的峰值以産生一計數值；及 於所述第二開關周期內，所述控制邏輯根據所述計數值、所述放電時段及一開關周期時段，自所述反饋電壓的所述多個諧振極值中選擇對應所述開關周期時段結束後的下一個諧振極值，結束所述第二暫停時段及開始所述第三持續時段。
  20. 如請求項18所述的操作方法，另包含： 當所述非對稱半橋轉換器處於一重載模式時，所述控制邏輯於所述開關周期內控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第四持續時段，在所述第四持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第四暫停時段，在所述第四暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第五持續時段，及在所述第五持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第五暫停時段， 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段，於所述第二開關周期內的所述放電時段結束前，所述控制邏輯結束所述第五持續時段並開始所述第五暫停時段； 其中，當所述第二開關周期內的所述放電時段結束時，於所述反饋電壓産生另一轉折點，根據所述另一轉折點結束所述第五暫停時段及開始第六持續時段。
  21. 如請求項20所述的操作方法，其中，所述第五持續時段小於所述放電時段，於所述第二開關周期內，當所述控制邏輯結束所述第五持續時段時，於所述反饋電壓産生一第一轉折點。
  22. 如請求項18所述的操作方法，另包含： 當所述非對稱半橋轉換器處於一重載模式時，所述控制邏輯於所述開關周期內控制所述第一開關驅動器以導通所述第一開關達一第四持續時段，在所述第四持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第四暫停時段，在所述第四暫停時段之後，控制所述第二開關驅動器以導通所述第二開關達一第五持續時段，及在所述第五持續時段之後，控制所述第一開關驅動器及所述第二開關驅動器以截止所述第一開關和所述第二開關達一第五暫停時段； 其中，於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段，於所述第二開關周期內，所述控制邏輯控制所述第五持續時段長於所述放電時段，於第三開關周期內，利用所述第五持續時段協助所述第一開關進行零電壓切換。
  23. 如請求項22所述的操作方法，其中，所述第五持續時段等於所述放電時段加上所述第三持續時段。
  24. 如請求項18所述的操作方法，另包含： 於所述第一開關周期內，所述控制邏輯根據所述反饋電壓産生一放電時段；及 於所述第二開關周期內，所述控制邏輯調整所述第二持續時段的一時段長度至所述放電時段的一固定比值，所述固定比值小於1。
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