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TWI901210B - 用於控制諧振電源轉換器之轉換控制電路及其控制方法 - Google Patents

用於控制諧振電源轉換器之轉換控制電路及其控制方法

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TWI901210B
TWI901210B TW113122950A TW113122950A TWI901210B TW I901210 B TWI901210 B TW I901210B TW 113122950 A TW113122950 A TW 113122950A TW 113122950 A TW113122950 A TW 113122950A TW I901210 B TWI901210 B TW I901210B
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resonant
circuit
drive signal
sensing
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楊大勇
陳裕昌
劉國基
林梓誠
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立錡科技股份有限公司
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Abstract

一種轉換控制電路，用以控制諧振電源轉換器，諧振電源轉換器包括：上橋與下橋電晶體，耦接於輸入電壓與接地電位之間以將輸入電壓轉換為輸出電壓；以及諧振電路，包括至少一諧振電感與諧振電容。轉換控制電路包括：感測電路，用以感測相關於諧振電路之諧振的諧振相關參數以產生感測訊號；及PWM控制電路，用以根據感測訊號及與輸出電壓相關的回授訊號產生上橋及下橋驅動訊號。當回授訊號低於低功率閾值時，諧振電源轉換器進入叢發關斷期間，此時上橋電晶體與下橋電晶體皆關斷。叢發關斷期間的下限等於上橋驅動訊號及下橋驅動訊號的切換週期。

Description

用於控制諧振電源轉換器之轉換控制電路及其控制方法
本發明係有關一種轉換控制電路，特別是指一種用以控制諧振電源轉換器的轉換控制電路。本發明也有關一種用以控制上述諧振電源轉換器的控制方法。
由於諧振電源轉換器(如LLC諧振電源轉換器)具有較高的功率轉換效率而廣受青睞。此外，應用在資訊科技產業中，LLC諧振轉換器的輕載效率與瞬態響應也越來越受到關注。先前技術「具有高效低功耗待機模式的諧振模式電源供應器」(US 6,018,467)揭露一種叢發模式，藉由週期性阻斷開關訊號來減少輕載與待機操作中的功率損失。然而，由於輕載狀態下的高切換頻率，因此在上述先前技術中，輕載功耗仍然顯著。
由於電容電壓控制具有較寬的頻寬、快速動態響應以及輕載下具有更高的效率，因此通常是較佳的解決方案。在此方法中，諧振電容上的電壓決定了控制諧振槽電壓的切換時點，且於輕載下具有低切換頻率。先前技術「用於諧振轉換器的控制裝置」(US 9,019,725)採用諧振電容電壓控 制。然而，由於轉換器根據占空比及輸入電壓操作開關以產生方波電壓予諧振槽上，因此該先前技術之缺點包括：諧振電容上的電壓的直流成分直接相關於轉換器的占空比及輸入電壓。在占空比為50%之操作中，諧振電容上的電壓的直流值等於供電電壓的一半，這意味著感測直流成分的任何偏移都會影響占空比，並因此導致諧振電源轉換器的功能不正常。
圖1A顯示一種操作於占空比為50%之先前技術諧振電源轉換器的波形圖。圖1B顯示一種以非50%占空比操作之先前技術諧振電源轉換器的波形圖。圖1A與圖1B中顯示的是二次側電流Isecondary、諧振電容的跨壓Vcr、一次側開關訊號Vsw、一次側電流Iprimary與激磁電感電流ILM之波形。如圖1B所示，若諧振電源轉換器操作於非50%之占空比，則操作結果將導致不平衡電流輸送至二次側，這將造成功率效率變差。
另一先前技術「基於電壓差的諧振轉換器控制」(US 9,065,350)揭露一種取樣諧振電容之電壓差的方法。此方法不需要抵消諧振電容電壓的直流成分，然而，由於輕載狀態下的電壓差較小，因此於輕載狀態下可能面臨操作困難的挑戰。
有鑑於上述情況，為了克服先前技術的缺點，本發明提出了一種控制方法與轉換控制電路，以解決上述問題。本發明提供了精確的電容電壓控制，包括LLC諧振電源轉換器的叢發模式操作。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種轉換控制電路，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶 體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該轉換控制電路包含：一感測電路，用以感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；以及一脈寬調變(PWM)控制電路，用以根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；其中當該回授訊號低於一低功率閾值時，該諧振電源轉換器進入一叢發關斷期間(burst OFF period)，在此期間該上橋電晶體與該下橋電晶體皆關斷；其中該叢發關斷期間等於或大於該上橋驅動訊號的一導通期間加上該下橋驅動訊號的一導通期間。
在一較佳實施例中，該諧振電源轉換器更於一電流感測訊號超過一過電流閾值時，進入該叢發關斷期間，其中該電流感測訊號相關於該感測訊號。
在一較佳實施例中，該諧振相關參數包括以下之一：(1)該諧振電容上的一諧振電壓；或(2)流經該諧振電容或該至少一諧振電感的一諧振電流。
在一較佳實施例中，該感測電路包括以下之一：(1)一微分器電路，耦接於該諧振電容，用以產生相關於該諧振電流的該感測訊號；或(2)一直流電阻(direct current resistance,DCR)感測電路，並聯耦接於該至少一諧振電感之一，並用以產生相關於該諧振電流的該感測訊號。
在一較佳實施例中，該叢發關斷期間之起始時點同步於該上橋電晶體轉為不導通狀態之時點，且其結束時點同步於該下橋電晶體轉為導通狀態之時點。
在一較佳實施例中，該叢發關斷期間之結束時點更同步於一電流感測訊號的一零電流時點，藉此減少該下橋電晶體導通時的導通損失；其中該電流感測訊號與該感測訊號相關；其中當該叢發關斷期間之結束時點同步於該電流感測訊號的該零電流時點，該叢發關斷期間等於或大於一準諧振期間，其中該準諧振期間相關於該電流感測訊號的該零電流時點之同步。
在一較佳實施例中，當該叢發關斷期間超過一逾時期間閾值時，該叢發關斷期間之結束時點與該電流感測訊號的該零電流時點不同步。
在一較佳實施例中，該叢發關斷期間的持續時間隨著該輸出電壓的一輸出功率之減少而增加。
在一較佳實施例中，該PWM控制電路包括：一軟啟動(soft-start)電路，用以致能一軟啟動電源啟動序列，在此期間該回授訊號逐漸增加；其中該PWM控制電路用以根據該感測訊號及一補償訊號產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號藉由該回授訊號減去一斜坡訊號而產生。
在一較佳實施例中，該轉換控制電路更包含一全波整流電路，用以根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分，並用以對該感測訊號進行全波整流而產生一整流感測訊號；其中該PWM控制電路用以根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
在一較佳實施例中，該全波整流電路更用以根據該偏移訊號調整該整流感測訊號的一直流偏壓。
在一較佳實施例中，該偏移訊號基於該上橋驅動訊號的一占空比與該下橋驅動訊號的一占空比之間的差值進行調整，藉此調整與匹配(match)該上橋驅動訊號的該占空比與該下橋驅動訊號的該占空比。
在一較佳實施例中，該偏移訊號包括一偏壓電壓，其中該偏壓電壓由一連接於該輸入電壓的一電阻分壓器產生。
在一較佳實施例中，該轉換控制電路更包含一調校電路，用以調整該上橋驅動訊號的一占空比以匹配該下橋驅動訊號的一占空比，或調整該下橋驅動訊號的該占空比以匹配該上橋驅動訊號的該占空比。
在一較佳實施例中，該PWM控制電路更用以產生一相位訊號，其中該相位訊號根據一交叉訊號而被設定及致能，其中當該整流感測訊號低於一低電壓閾值時產生該交叉訊號；其中當該整流感測訊號超過該補償訊號時，該相位訊號被重置及禁能。
在一較佳實施例中，當該上橋驅動訊號導通且該相位訊號致能時，若該整流感測訊號與該補償訊號相交，則該上橋驅動訊號轉為不導通，並且於一第一空滯時間後，該下橋驅動訊號導通；其中當該下橋驅動訊號導通且該相位訊號致能時，若該整流感測訊號與該補償訊號相交，則該下橋驅動訊號轉為不導通，並且於一第二空滯時間後，該上橋驅動訊號導通。
在一較佳實施例中，該上橋驅動訊號與該下橋驅動訊號的脈寬被限制於一最大導通時間，以限制一切換週期時間短於該諧振電路的一諧振週期，其中該切換週期時間包括該上橋驅動訊號或該下橋驅動訊號的導通期間與不導通期間。
在一較佳實施例中，當該輸入電壓低於一低電壓閾值且該輸出功率高於一重載閾值時，該最大導通時間被延長，使得該切換週期時間可 選地長於該諧振電路的一諧振週期，其中該切換週期時間包括該上橋驅動訊號或該下橋驅動訊號的導通期間與不導通期間。
就另一個觀點言，本發明提供了一種轉換控制電路，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該轉換控制電路包含：一感測電路，用以感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；一脈寬調變(PWM)控制電路，用以根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；以及一全波整流電路，用以根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分，並用以對該感測訊號進行全波整流而產生一整流感測訊號；其中該PWM控制電路更用以根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
就另一個觀點言，本發明提供了一種控制方法，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該控制方法包含：感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；根據該感測訊號與一 回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；以及當該回授訊號低於一低功率閾值時，使該諧振電源轉換器進入一叢發關斷期間(burst OFF period)，在此期間該上橋電晶體與該下橋電晶體皆關斷；其中該叢發關斷期間等於或大於該上橋驅動訊號的一導通時間加上該下橋驅動訊號的一導通時間。
就另一個觀點言，本發明提供了一種控制方法，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該控制方法包含：感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；產生一整流感測訊號，其步驟包括：根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分；以及對該感測訊號進行全波整流以產生該整流感測訊號；其中產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號之步驟更根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較而進行，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
以下將藉由具體實施例詳加說明，以更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
10:上橋電晶體
100:脈寬調變控制電路
1002,1004,1005,1006:諧振電源轉換器
117:數位類比轉換器
118:計數器
120:電阻
122,141:電晶體
123:總和電路
130,150:比較器
131,134:反相器
132,133,135,153,160,180:正反器
137,151,161,167,181,187:及閘
139,162,182:或閘
140:電流源
145:電容
147:反或閘
163,183:最大導通時間電路
170,190:單觸發電路
20:下橋電晶體
200:延遲電路
2002,2004,2005,2006:轉換控制電路
210,215:電流源
211,212:電晶體
250:電容
255:比較器
30,31:諧振電感
300:諧振電路
312,335:電晶體
315:電流源
350:電容
355:比較器
40:變壓器
400,401,402,403,404:感測電路
41:電流感測電阻
410,411,412,415,416,435:電阻
42:阻隔電容
420,425:運算放大器
43:電流感測電容
430:緩衝放大器
450:電流源
50:諧振電容
500:自動調校電路
51,52,515,523,524,545:電容
510,540:電流源
511,512,521,522:開關
53,54,57,58:電阻
531,532:比較器
533,534:反相器
535,536,541,548:及閘
537,538:正反器
542:電晶體
55:回授電阻
56:輸入電阻
570:上下計數器
580:數位類比轉換器
59:回授電容
610,630:電流源
613:比較器
620:單觸發電路
631:電晶體
635:電容
640:反或閘
67:電流感測電容
68:電流感測電阻
69:電阻
70,71,72:電流偵測電路
75:緩衝放大器
76:運算放大器
81,82:閘極驅動器
83:電壓位準偏移器
90,91:全波整流電路
CK_H:第二空滯時間訊號
CK_L:第一空滯時間訊號
:反相時脈訊號
CLK1,CLK2:時脈訊號
Comp:補償訊號
CS:電流感測訊號
Cx:電流感測電容
D1,D2:二極體
DWN:向下訊號
FW_VCR:整流感測訊號
HS:上橋驅動訊號
I122,I212,I312,I315,IB,IB1,IB2,Imin,IREF,Ix,Iy:電流
IA:電流
ID:調校電流
ILM:激磁電感電流
IN:單觸發電路的輸入
Iprimary:一次側電流
Isecondary:二次側電流
k*VIN:偏壓電壓
LS:下橋驅動訊號
LTH:閂鎖訊號
LX:切換節點
mVCR:感測訊號
n:電流鏡比
nVCR:電容訊號
OCP:過電流訊號
OUT:比較器的輸出
Pwrest:電源重置訊號
R120:電阻值
Ramp:斜坡訊號
Rx:電流感測電阻
SB:叢發訊號
SBur:叢發期間訊號
SCZ:訊號
SE:相位訊號
ST:輸出訊號
Sz:交叉訊號
t1~t3:時點
TBur,TBur2:叢發關斷期間
TBur_en,TBur_en2:叢發致能期間
Td1:第一空滯時間
Td2:第二空滯時間
TonH,TonH2:上橋導通時間
TonL,TonL2:下橋導通時間
UP:向上訊號
V1,V2:電壓
VADJ:調整訊號
Vcomp:調整回授訊號
Vcr:諧振電容的跨壓
VCS:電流感測訊號
VFB:回授訊號
VIN:輸入電壓
VLX:切換節點的電壓
VOS:偏移訊號
VOUT:輸出電壓
VREF:直流偏壓
Vsw:一次側開關訊號
VT_B:低功率閾值
VT1:閾值
VT2:閾值電壓
VTC:參考電壓
VTH,VTL,VTZ:閾值
VVFB,VVTC:電壓
ZCD:零電流訊號
ZCD_T:訊號
圖1A顯示一種操作於占空比為50%之先前技術諧振電源轉換器的波形圖。
圖1B顯示一種以非50%占空比操作之先前技術諧振電源轉換器的波形圖。
圖2顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的方塊圖。
圖3顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。
圖4顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。
圖5顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。
圖6顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。
圖7A與圖7B分別顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器操作於輕載及深度輕載(如待機模式)狀態下的波形圖。
圖8顯示本發明之一實施例中，例如由叢發關斷期間內的準諧振所產生的電流感測訊號及零電流訊號的波形圖。
圖9A顯示本發明之一實施例中對應於圖4的電流偵測電路的示意圖。
圖9B顯示本發明之一實施例中對應於圖5或圖6的電流偵測電路的示意圖。
圖10顯示本發明之一實施例中全波整流電路的示意圖。
圖11顯示本發明之一實施例中全波整流電路的操作波形圖。
圖12顯示本發明之一實施例中用於產生上橋驅動訊號及下橋驅動訊號的控制電路的一部分示意圖。
圖13A顯示本發明之一實施例中操作於輕載狀態下的PWM控制電路的操作波形圖。
圖13B顯示本發明之一實施例中操作於重載狀態下的PWM控制電路的操作波形圖。
圖13C顯示本發明之一實施例中操作於滿載狀態下的PWM控制電路的操作波形圖。
圖14顯示本發明之一實施例中基於回授訊號產生補償訊號的PWM控制電路的一部分示意圖。
圖15顯示本發明之一較佳實施例中對應於圖12中的單觸發電路的示意圖。
圖16顯示本發明之一實施例中用於產生叢發期間訊號的PWM控制電路的一部分示意圖。
圖17顯示本發明之一實施例中對應於圖16中的延遲電路的示意圖。
圖18A與圖18B顯示本發明之兩種實施例對應於圖10中的自動調校電路的示意圖。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。為明確說明起見，許多實務上的細節將在以下敘述中一併說明，但這並不旨在限制本發明的申請專利範圍。
圖2顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的方塊圖。在一實施例中，轉換控制電路2002用以控制諧振電源轉換器1002，轉換控制電路2002包含：感測電路400及脈寬調變(PWM)控制電路100。在一實施例中，諧振電源轉換器1002例如為LLC諧振電源轉換器。諧振電源轉換器1002包括 上橋電晶體10、下橋電晶體20及諧振電路300，上橋電晶體10與下橋電晶體20依序串聯耦接於輸入電壓VIN與接地電位之間以形成一半橋電路，諧振電路300包括至少一諧振電感與諧振電容50。在本實施例中，該至少一諧振電感包括諧振電感30與諧振電感31。諧振電感30、諧振電感31及諧振電容50依序串聯耦接於切換節點LX(位於上橋電晶體10與下橋電晶體20之間)與接地電位之間。在一實施例中，諧振電感31係變壓器40的激磁電感。上橋電晶體10與下橋電晶體20用以切換諧振電路300，以將輸入電壓VIN轉換為輸出電壓VOUT。
在一實施例中，感測電路400用以感測具有諧振狀態的諧振相關參數以產生感測訊號mVCR。諧振相關參數相關於諧振電路300所產生的諧振。PWM控制電路100用以根據該感測訊號mVCR及回授訊號VFB產生上橋驅動訊號HS及下橋驅動訊號LS，以分別控制上橋電晶體10與下橋電晶體20，藉此切換諧振電路300以產生輸出電壓VOUT。在本實施例中，回授訊號VFB相關於輸出電壓VOUT的輸出功率。在一實施例中，當回授訊號VFB低於一低功率閾值時，諧振電源轉換器1002進入叢發關斷期間(burst OFF period)，在此期間，上橋電晶體10與下橋電晶體20皆關斷。叢發關斷期間的詳細內容將在後續實施例中詳述。
在一實施例中，前述的諧振相關參數包括流經諧振電容50或至少一諧振電感的諧振電流，如以下圖3至圖5之說明所述。
圖3顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。與圖2實施例之差異在於，在圖3的實施例中，諧振電容50、諧振電感31及諧振電感30依序串聯耦接於切換節點LX與接地電位之間。在一實施例中，圖3中的感測電路401包括電流感測電阻Rx與電流感測電容Cx。在本實施例中，電流感測電阻Rx與電流感測電容Cx彼此串聯後，並聯耦接於諧振電感30以進 行直流電阻(DCR)感測，此配置用以感測流經諧振電路300的電流，具體而言，藉由DCR感測流經諧振電感30的電流，以於電流感測電阻Rx與電流感測電容Cx的共同節點上產生電流感測訊號VCS。
圖4顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。圖4之諧振電源轉換器1004為圖2之諧振電源轉換器1002的一具體實施例。在一實施例中，圖4之轉換控制電路2004更包含電流偵測電路70及全波整流電路90。在一實施例中，上橋驅動訊號HS經由閘極驅動器81及電壓位準偏移器83驅動上橋電晶體10。下橋驅動訊號LS經由閘極驅動器82驅動下橋電晶體20。在一實施例中，感測電路402用於電流感測，其包括電容51及52，電阻53及54，電流感測電容67及電流感測電阻68，以及緩衝放大器75。電流感測電容67與電流感測電阻68串聯連接並耦接於感測電路402，並用以感測流經諧振電容50的電流以產生電流感測訊號CS。
請繼續參閱圖4，在一實施例中，感測電路402更用以產生電流感測訊號VCS。具體而言，與電流偵測電路70連接之電阻69提供偏壓電壓予電流感測訊號CS，以產生電流感測訊號VCS。在一實施例中，電容51及52配置為電容式分壓器，用以感測諧振電容50上的電壓以產生電容訊號nVCR。緩衝放大器75用以根據電容訊號nVCR產生感測訊號mVCR。接著，全波整流電路90用以對感測訊號mVCR進行全波整流以產生整流感測訊號FW_VCR。
在一實施例中，PWM控制電路100藉由比較整流感測訊號FW_VCR與回授訊號VFB以產生上橋驅動訊號HS及下橋驅動訊號LS，藉此調節該輸出電壓VOUT。電阻57及58配置為電阻式分壓器，其連接於輸入電壓VIN以產生偏壓電壓k*VIN。
圖5顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。相似於圖4，圖5之諧振電源轉換器1005為圖2之諧振電源轉換器1002的另一具體實施例。在一實施例中，轉換控制電路2005中的感測電路403包括電流感測電阻41、阻隔電容42、輸入電阻56、回授電阻55、回授電容59及運算放大器76。在一實施例中，電流感測電阻41與諧振電容50串聯耦接以產生電流感測訊號CS。
如圖5所示，一積分器基於電流感測訊號CS產生感測訊號mVCR。該積分器包括運算放大器76及與回授電阻55並聯耦接的回授電容59，以及輸入電阻56。運算放大器76包括直流偏壓VREF，使得電路可操作於單電源而非雙電源。阻隔電容42耦接於電流感測訊號CS與積分器的輸入(輸入電阻56)之間，阻隔電容42對直流訊號(積分器的直流偏壓VREF)的增益提供高阻抗，因此，運算放大器76的正輸入端的直流訊號不受連接到負輸入端的回授電阻所影響。此外，阻隔電容42也用以去除電流感測訊號CS的直流成分。其餘未提及之操作細節請參考上述圖2與圖4之說明。
圖6顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器的示意圖。相似於圖5，圖6之諧振電源轉換器1006為圖2之諧振電源轉換器1002的另一具體實施例。與圖5的不同之處在於，圖6之轉換控制電路2006中的感測電路404包括：互相串聯耦接之電流感測電容43與電流感測電阻41，用以感測流經諧振電容50的電流以產生電流感測訊號CS，在本實施例中，電流感測訊號CS表示諧振電容50上的電壓的導數，亦即流經諧振電容50的電流。其餘未提及之操作細節請參考上述圖2、圖4與圖5之說明。
圖7A與圖7B分別顯示本發明之一實施例中諧振電源轉換器操作於輕載及深度輕載(如待機模式)狀態下的波形圖。在一實施例中，叢發期間訊號SBur的一週期(例如從時點t1到t3)包括叢發致能期間TBur_en及叢 發關斷期間TBur。在一實施例中，叢發期間訊號SBur的叢發關斷期間TBur之起始點與上橋驅動訊號HS之關斷時點(例如時點t2)同步，下橋驅動訊號LS之導通時點與叢發關斷期間TBur之結束時點(例如時點t3)同步。在另一實施例中，當電流感測訊號CS超過一過電流閾值時，叢發關斷期間也會被觸發。在一實施例中，叢發關斷期間TBur的持續時間隨著輸出電壓VOUT的輸出功率之減少而增加。
在一實施例中，於叢發關斷期間TBur內，上橋電晶體10與下橋電晶體20皆關斷，使得上橋電晶體10與下橋電晶體20的接面電容與諧振電感30及變壓器40的激磁電感產生諧振，這也被稱為準諧振，該諧振能量因迴路內的寄生電阻而衰減。如果負載不是非常輕，叢發關斷期間將會變短，且流經諧振電容50的諧振電流在叢發關斷期間結束前尚未完全衰減。
如圖7A與圖7B所示，在一實施例中，在叢發致能期間TBur_en開始後(例如時點t1)，下橋驅動訊號LS先導通，且在叢發致能期間TBur_en結束前(例如時點t2)，上橋驅動訊號HS最後關斷。在一實施例中，叢發致能期間TBur_en包括至少一對下橋驅動訊號LS的下橋導通時間以及上橋驅動訊號HS的上橋導通時間。例如圖7B所示，叢發致能期間TBur_en包括一下橋導通時間TonL，以及接著的一上橋導通時間TonH。
請繼續參閱圖7B，從一觀點言，當諧振電源轉換器操作於叢發模式時，於一叢發致能期間TBur_en，下橋驅動訊號LS導通一下橋導通時間TonL之時間長度，接著，上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS於第一空滯時間Td1關斷，在第一空滯時間Td1後，上橋驅動訊號HS導通一上橋導通時間TonH之時間長度；接著於一叢發關斷期間TBur，上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS皆關斷。接著於另一叢發致能期間TBur_en2，下橋驅動訊號LS導通一下橋導通時間TonL2，接著，上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS於 第二空滯時間Td2關斷，在第二空滯時間Td2後，上橋驅動訊號HS導通一上橋導通時間TonH2；接著，於另一叢發關斷期間TBur2，上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS皆關斷，且可繼續重複相似的週期。後續波形細節可由上述說明推知，故不贅述。
在一實施例中，叢發關斷期間TBur遠長於第一空滯時間Td1或第二空滯時間Td2。在一實施例中，叢發關斷期間TBur的最小值等於上橋驅動訊號HS或下橋驅動訊號LS的切換週期。例如，該切換週期可以是圖7B中的上橋導通時間TonH與下橋導通時間TonL之和。
圖8顯示本發明之一實施例中，例如由叢發關斷期間內的準諧振所產生的電流感測訊號及零電流訊號的波形圖。在一實施例中，電流感測訊號VCS由正轉為負時，該切換節點LX的電壓VLX同時也達到了最低點。此時，電流偵測電路(例如圖4~6中的70)於特定時點偵測到零電流並產生零電流訊號ZCD。在一實施例中，當零電流訊號ZCD產生時，表示為諧振電流由正轉為負之瞬間(跨零點)，此時下橋電晶體20被導通，藉此達成柔性切換(soft switching)。換言之，下橋電晶體20於零電流訊號ZCD所標示的零電流時點同步導通。
需說明的是，以上實施例達成谷值電壓切換(valley-voltage switching)，有效降低了叢發關斷期間結束時的切換損耗。在一實施例中，叢發關斷期間的結束時點與電流感測訊號VCS的零電流時點同步。在本實施例中，叢發關斷期間TBur等於或大於一準諧振期間，該準諧振期間與電流感測訊號VCS的零電流點同步。在另一實施例中，當叢發關斷期間超過一逾時期間閾值時，叢發關斷期間之結束時點與電流感測訊號VCS的零電流點則不再需要同步。
請參閱圖4、圖8與圖9A。圖9A顯示本發明之一實施例中對應於圖4的電流偵測電路的示意圖，用於產生過電流訊號OCP與零電流訊號ZCD。在一實施例中，在圖9A中的電流偵測電路71中，當電流感測訊號VCS超過閾值VTH或低於閾值VTL時，過電流訊號OCP藉由單觸發電路620產生。當電流感測訊號VCS超過閾值VTZ時，比較器613產生訊號SCZ。在本實施例中，電流源610之電流流經電阻69(如圖4所示)，以產生電流感測訊號CS的偏壓電壓，藉此產生電流感測訊號VCS，亦即電流感測訊號VCS具有該偏壓電壓提供的直流電壓。上述閾值VTZ設置為略高於電流源610與電阻69所決定的偏壓電壓。脈波產生器包括電流源630、電晶體631、電容635及反或閘640，用以根據訊號SCZ的下降緣以產生零電流訊號ZCD。
圖9B顯示本發明之一實施例中對應於圖5或圖6的電流偵測電路的示意圖。圖9B之電流偵測電路72相似於圖9A之電流偵測電路71。與圖9A的不同之處在於，圖9B中的電流感測訊號VCS通過阻隔電容42(如圖5或圖6所示)而產生，因此電流偵測電路72不需包括電流源610。其餘未提及之操作細節請參考上述圖9A之說明。
請參閱圖10與圖11。圖10顯示本發明之一實施例中全波整流電路的示意圖。圖11顯示本發明之一實施例中全波整流電路的操作波形圖。圖10之全波整流電路91為圖4至圖6之全波整流電路90的一具體實施例。在一實施例中，全波整流電路91包括運算放大器420及425、二極體D1及D2、電阻410、411、412、415、416及435、緩衝放大器430以及電流源450。全波整流電路91用以接收感測訊號mVCR以產生整流感測訊號FW_VCR。在本實施例中，全波整流電路91包括偏移訊號VOS，偏移訊號VOS用以抵消感測訊號mVCR的直流成分。如圖11所示，在一實施例中，感測訊號mVCR在0.5伏 特至2.5伏特之間振盪(直流成分為1.5伏特)，且偏移訊號VOS自動調整在1.5伏特左右。在本實施例中，感測訊號mVCR的直流成分等於偏移訊號VOS。
請繼續參閱圖10與圖11。在一實施例中，當整流感測訊號FW_VCR低於低電壓閾值VT時，比較器440產生交叉訊號Sz。低電壓閾值VT略高於偏移訊號VOS的電壓。偏移訊號VOS耦接於運算放大器420以調整全波整流電路91的直流偏壓。在一實施例中，偏移訊號VOS包括偏壓電壓k*VIN及調整訊號VADJ。調整訊號VADJ用以調整偏移訊號VOS的偏移電壓以調整整流感測訊號FW_VCR，調整訊號VADJ可由下列方程式表示。
VADJ=(IA-ID)*R435
在上述方程式中，電流IA表示由電流源450提供的定電流，調校電流ID則是由自動調校電路500產生，用以調整偏移訊號VOS的可調整電流，調校電流ID之細節詳述於後。自動調校電路500根據上橋驅動訊號HS的導通時間與下橋驅動訊號LS的導通時間產生調校電流ID。調校電流ID與偏移訊號VOS皆根據上橋驅動訊號HS的占空比與下橋驅動訊號LS的占空比之間的差值產生。偏移訊號VOS接著用以調整全波整流電路91的直流偏壓以及上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS的占空比。最終，偏移訊號VOS用以使得上橋驅動訊號HS的占空比匹配於下橋驅動訊號LS的占空比，或使得下橋驅動訊號LS的占空比匹配於上橋驅動訊號HS的占空比。
圖12顯示本發明之一實施例中用於產生上橋驅動訊號及下橋驅動訊號的控制電路的一部分示意圖。在一實施例中，正反器153根據交叉訊號Sz的上升緣設置並致能相位訊號SE。當整流感測訊號FW_VCR超過補償訊號Comp(藉由比較器150)時，相位訊號SE根據第一空滯時間訊號CK_L或第二空滯時間訊號CK_H重置並禁能。
在一實施例中，當上橋驅動訊號HS導通且相位訊號SE致能時，當整流感測訊號FW_VCR超過補償訊號Comp時，上橋驅動訊號HS經由及閘161、或閘162與單觸發電路170(產生第一空滯時間訊號CK_L)而關斷。接著，當上橋驅動訊號HS關斷時，下橋驅動訊號LS在第一空滯時間訊號CK_L的第一空滯時間後經由正反器180而導通。在一實施例中，當下橋驅動訊號LS導通且相位訊號SE致能時，當整流感測訊號FW_VCR超過補償訊號Comp時，下橋驅動訊號LS經由及閘181、或閘182與單觸發電路190(產生第二空滯時間訊號CK_H)而關斷。當下橋驅動訊號LS關斷時，上橋驅動訊號HS在第二空滯時間訊號CK_H的第二空滯時間後經由正反器160重新導通。
請繼續參閱圖12。在一實施例中，當諧振電路中發生過電流時，兩個正反器160與180分別經由及閘167與187，藉由過電流訊號OCP而被重置，藉此將上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS禁能。
在一實施例中，當在輕負載狀態下產生叢發期間訊號SBur時，上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS皆被關斷。
在一實施例中，當電源啟動或在叢發關斷期間後的切換起始時，下橋驅動訊號LS將首先經由及閘151觸發。上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS的脈寬皆被限制於一最大導通時間。當上橋驅動訊號HS產生時，用以控制上橋驅動訊號HS的最大導通時間訊號由最大導通時間電路163產生。同樣地，當下橋驅動訊號LS產生時，用以控制下橋驅動訊號LS的最大導通時間訊號由最大導通時間電路183產生。
在一實施例中，於輕負載與正常操作狀態下，上述最大導通時間訊號用以限制切換週期時間不長於諧振電路的諧振週期。切換週期時間包括上橋驅動訊號HS及下橋驅動訊號LS的導通時段。
在另一實施例中，當輸入電壓VIN變低，且輸出處於重負載狀態時，最大導通時間訊號可以延長，使得切換週期時間選擇性地超過諧振電路的諧振週期，例如滿足維持時間(hold-up time)之需求。
圖13A、圖13B和圖13C顯示根據本發明之一實施例的脈寬調變控制電路的操作波形。圖13A、圖13B及圖13C分別顯示本發明之一實施例中操作於輕載、重載及滿載狀態下的PWM控制電路的操作波形圖。需說明的是，從一觀點言，相位訊號SE的相位表示諧振電路300的諧振與上橋驅動訊號HS或下橋驅動訊號LS的切換時點之間的相位偏移，這實際上將使得諧振電源轉換器輸出的諧振輸出功率位準隨著所述的相位偏移而改變。換言之，諧振電源轉換器的功率位準是經由相位訊號SE的相位偏移來控制的，藉由補償訊號Comp與整流感測訊號FW_VCR之間的比較而決定。藉由回授控制，可將輸出功率調整至預設位準。關於圖13A至圖13C中的波形細節，本領域技術人員可由前述圖12之說明推知，在此不贅述。
圖14顯示本發明之一實施例中基於回授訊號產生補償訊號的PWM控制電路的一部分示意圖。在一實施例中，軟啟動電路(soft-start circuit)包括數位類比轉換器(digital-to-analog converter,DAC)117以及計數器118，用以根據回授訊號VFB致能一漸進式電源啟動序列(gradual power-on sequence)，在此期間回授訊號VFB逐漸增加。數位類比轉換器117的全範圍輸入連接於回授訊號VFB。計數器118的輸出在諧振電源轉換器開啟時被電源重置訊號Pwrest重置為零(例如以0000表示)，數位類比轉換器117的輸出也被設置為零電壓。接著，計數器118根據時脈訊號CLK1計時，其輸出將增加至全範圍(表示為1111)，使得數位類比轉換器117的輸出與回授訊號VFB的位準對齊，以使輸出電壓達成軟啟動。當回授訊號VFB的電壓下降至參考電壓VTC以下時，調整回授訊號Vcomp被箝位於參考電壓VTC，以箝位回授訊 號VFB的電壓不低於參考電壓VTC，並產生流經電晶體122的電流I122。電流I122可由以下方程式表示。
I122=(VVTC-VVFB)/R120
在上述方程式中，VVFB與VVTC分別為回授訊號VFB的電壓與參考電壓VTC的電壓，R120為電阻120的電阻值。電流IB、IB1與IB2藉由電流I122鏡像而產生。當回授訊號VFB低於參考電壓VTC時，電流IB、IB1與IB2根據回授訊號VFB的降低而產生並增加。總和電路(sum circuit)123從調整回授訊號Vcomp中減去斜坡訊號Ramp以產生補償訊號Comp，藉此於回授迴路中進行斜率補償。
請參閱圖12與圖15。圖15顯示本發明之一較佳實施例中對應於圖12中的單觸發電路(170與190)的示意圖。在一實施例中，當單觸發電路170或190的輸入IN為低邏輯訊號時，電容350被充電至高位準。當輸入IN轉變為高邏輯訊號時，電容350經由電晶體335放電，使得比較器355的輸出OUT具有低邏輯位準。當單觸發電路170或190的輸出OUT為低邏輯位準時，將重置正反器160或180，接著使得單觸發電路170或190的輸入IN轉變為低邏輯位準。於電容350的電壓被充電至超過閾值電壓VT2之前，單觸發電路170或190的輸出OUT將保持低邏輯位準。單觸發電路170和190的脈波寬度(對應於第一空滯時間訊號CK_L的脈波寬度和第二空滯時間訊號CK_H的脈波寬度)根據電容350的電容、流經電晶體312的電流I312以及電流源315的電流I315而決定。單觸發電路170與190的脈波寬度可分別由電流Ix與Iy調整。
圖16顯示本發明之一實施例中用於產生叢發期間訊號的PWM控制電路的一部分示意圖。在一實施例中，於叢發關斷期間，當回授訊號VFB下降至低功率閾值VT_B以下時(此比較由比較器130實施)，上橋驅 動訊號HS與下橋驅動訊號LS皆關斷。叢發關斷期間之起始時點同步於上橋驅動訊號HS的禁能(關斷狀態，例如0)，且其結束時點同步於下橋驅動訊號LS的致能(導通狀態，例如1)。上橋驅動訊號HS的禁能藉由耦接於反相器131的第一空滯時間訊號CK_L的致能而被觸發，當回授訊號VFB低於低功率閾值VT_B時，將致能正反器132以產生叢發訊號SB。叢發訊號SB產生後，延遲電路200用以於禁能正反器132與叢發訊號SB之前決定一延遲期間，其中叢發關斷期間包括該延遲期間。當叢發訊號SB產生時，延遲電路200用以確保延遲期間的下限。
在一實施例中，叢發關斷期間的持續時間隨著輸出電壓VOUT的輸出功率位準的降低而成比例增加。此外，過電流訊號OCP用以設定正反器132之預設狀態並根據過電流情況產生叢發訊號SB。接著，叢發訊號SB經由反相器135以產生叢發期間訊號SBur。
如圖16所示，在一實施例中，及閘137根據零電流訊號ZCD，以同步於叢發關斷期間的結束時點。正反器133、反相器134與或閘139用以產生訊號ZCD_T，以示意於逾時期間同步於零電流訊號ZCD。當零電流訊號ZCD產生時，電晶體141用以將電容145放電。在零電流訊號ZCD無法產生的情況下(例如於叢發關斷期間結束之前，準諧振已經完全阻尼衰減)，逾時期間將禁能零電流訊號ZCD與叢發週期訊號SBur的同步，其中該逾時期間係經由電流源140將電容145充電而產生。具體而言，下橋驅動訊號LS被致能後，經由反或閘147重置正反器133，以禁能叢發週期訊號SBur與零電流訊號ZCD的同步。
請參閱圖16與圖17。圖17顯示本發明之一實施例中對應於圖16中的延遲電路的示意圖。在一實施例中，延遲期間由流經電晶體212的電流I212與電容250的電容決定。當電容250充電超過閾值VT1時，比較器255 的輸出訊號ST將重置正反器132。當回授訊號VFB下降到參考電壓VTC以下時，電流IB將根據輸出功率之降低而增加(圖14)。電流I212可由下列方程式表示：I212=n *(IREF-IB)
在上述方程式中，n為電晶體211與212的電流鏡比。由上述方程式可知，隨著電流IB的增加，電流I212將減少，導致當輸出功率減少時，叢發週期訊號SBur的叢發關斷期間增加。電流源210的電流IREF用以決定延遲電路200的延遲期間的下限，而電流源215的電流Imin用以決定延遲電路200的延遲期間的上限。因此，叢發週期訊號SBur被限制於延遲期間的上限和下限之間。
圖18A與圖18B顯示本發明之兩種實施例對應於圖10中的自動調校電路的示意圖。圖18A顯示一個時間-電壓轉換器。在一實施例中，在上橋驅動訊號HS的導通期間，電流源510用以經由開關511與521將電容515與523充電。當上橋驅動訊號HS關斷時，電容523將保持電壓V1直到上橋驅動訊號HS再次打開。藉此，電壓V1的位準相關於上橋驅動訊號HS的脈寬。在下橋驅動訊號LS的導通期間，電流源510用以經由開關511與522將電容515與524充電。當下橋驅動訊號LS關斷時，電容524將保持電壓V2直到下橋驅動訊號LS再次打開。藉此，電壓V2的位準相關於下橋驅動訊號LS的脈寬。當第一空滯時間訊號CK_L或第二空滯時間訊號CK_H產生時，電容515藉由開關512放電。在一實施例中，電容515的電容值遠高於電容523與524。
如圖18B所示的自動調校電路(接續圖18A的另一部分電路)，係根據電壓V1的位準以及電壓V2的位準產生調校電流ID。在一實施例中，比較器531與532，反相器533與534，及閘535與536，以及正反器537與538被配置為一比較電路，用以比較電壓V1與V2，藉此產生向上訊號UP與向下訊 號DWN，用於上下計數器570。在一實施例中，電流源540，及閘541與548，電晶體542以及電容545被配置為一延遲時間電路，用以於第一空滯時間訊號CK_L或第二空滯時間訊號CK_H產生時，產生閂鎖訊號LTH。閂鎖訊號LTH用以閂鎖正反器537與538的狀態。在一實施例中，正反器537用以產生向上訊號UP以進行向上計數，正反器538用以產生向下訊號DWN以進行向下計數。上下計數器570根據第一空滯時間訊號CK_L及/或第二空滯時間訊號CK_H而計數。在一實施例中，如圖18B所示，上下計數器570根據時脈訊號CLK2而計數，其中時脈訊號CLK2為第一空滯時間訊號CK_L與第二空滯時間訊號CK_H經及閘所產生的邏輯結果。需說明的是，第一空滯時間訊號CK_L與第二空滯時脈訊號CK_H皆為低位有效訊號，因此時脈訊號CLK2(準確而言為反相時脈訊號)用以示意由第一空滯時間訊號CK_L或第二空滯時間訊號CK_H觸發的時點。上下計數器570的數位輸出碼(B1~BN)耦接於數位類比轉換器(DAC)580以產生調校電流ID，調校電流ID用以調整偏移訊號VOS(請同時參閱圖10)。在一實施例中，調校電流ID較佳為電流槽(current sink)，亦即，係產生流入DAC方向的調校電流ID。
請繼續參閱圖18A、18B以及圖10，更廣泛而言，電壓V1與V2分別相關於上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS的占空比。在一實施例中，根據電壓V1與V2之比較以產生調校電流ID，調校電流ID相關於電壓V1與V2的差值。調校電流ID用以調整偏移訊號VOS(圖10)，藉此平衡上橋驅動訊號HS與下橋驅動訊號LS的占空比。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用 以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
10:上橋電晶體100:脈寬調變控制電路1004:諧振電源轉換器20:下橋電晶體2004:轉換控制電路30, 31:諧振電感300:諧振電路40:變壓器402:感測電路50:諧振電容51, 52:電容53, 54, 57, 58:電阻67:電流感測電容68:電流感測電阻69:電阻70:電流偵測電路75:緩衝放大器81, 82:閘極驅動器83:電壓位準偏移器90:全波整流電路CS:電流感測訊號FW_VCR:整流感測訊號HS:上橋驅動訊號k*VIN:偏壓電壓LS:下橋驅動訊號LX:切換節點mVCR:感測訊號nVCR:電容訊號VCS:電流感測訊號VFB:回授訊號VIN:輸入電壓VOUT:輸出電壓

Claims (31)

  1. 一種轉換控制電路，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該轉換控制電路包含：一感測電路，用以感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；以及一脈寬調變(PWM)控制電路，用以根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；其中當該回授訊號低於一低功率閾值時，該諧振電源轉換器進入一叢發關斷期間(burst OFF period)，在此期間該上橋電晶體與該下橋電晶體皆關斷；其中該叢發關斷期間等於或大於該上橋驅動訊號的一導通期間加上該下橋驅動訊號的一導通期間。
  2. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該諧振電源轉換器更於一電流感測訊號超過一過電流閾值時，進入該叢發關斷期間，其中該電流感測訊號相關於該感測訊號。
  3. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該諧振相關參數包括以下之一：(1) 該諧振電容上的一諧振電壓；或(2) 流經該諧振電容或該至少一諧振電感的一諧振電流。
  4. 如請求項3所述之轉換控制電路，其中該感測電路包括以下之一：(1) 一微分器電路，耦接於該諧振電容，用以產生相關於該諧振電流的該感測訊號；或(2) 一直流電阻(direct current resistance, DCR)感測電路，並聯耦接於該至少一諧振電感之一，並用以產生相關於該諧振電流的該感測訊號。
  5. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該叢發關斷期間之起始時點同步於該上橋電晶體轉為不導通狀態之時點，且其結束時點同步於該下橋電晶體轉為導通狀態之時點。
  6. 如請求項5所述之轉換控制電路，其中該叢發關斷期間之結束時點更同步於一電流感測訊號的一零電流時點，藉此減少該下橋電晶體導通時的導通損失；其中該電流感測訊號與該感測訊號相關；其中當該叢發關斷期間之結束時點同步於該電流感測訊號的該零電流時點，該叢發關斷期間等於或大於一準諧振期間，其中該準諧振期間相關於該電流感測訊號的該零電流時點之同步。
  7. 如請求項6所述之轉換控制電路，其中當該叢發關斷期間超過一逾時期間閾值時，該叢發關斷期間之結束時點與該電流感測訊號的該零電流時點不同步。
  8. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該叢發關斷期間的持續時間隨著該輸出電壓的該輸出功率之減少而增加。
  9. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該脈寬調變控制電路包括：一軟啟動(soft-start)電路，用以致能一軟啟動電源啟動序列，在此期間該回授訊號逐漸增加；其中該脈寬調變控制電路用以根據該感測訊號及一補償訊號產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號藉由該回授訊號減去一斜坡訊號而產生。
  10. 如請求項1所述之轉換控制電路，更包含一全波整流電路，用以根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分，並用以對該感測訊號進行全波整流而產生一整流感測訊號；其中該脈寬調變控制電路用以根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
  11. 如請求項10所述之轉換控制電路，其中該全波整流電路更用以根據該偏移訊號調整該整流感測訊號的一直流偏壓。
  12. 如請求項10所述之轉換控制電路，其中該偏移訊號基於該上橋驅動訊號的一占空比與該下橋驅動訊號的一占空比之間的差值進行調整，藉此調整與匹配(match)該上橋驅動訊號的該占空比與該下橋驅動訊號的該占空比。
  13. 如請求項10所述之轉換控制電路，其中該偏移訊號包括一偏壓電壓，其中該偏壓電壓由一連接於該輸入電壓的一電阻分壓器產生。
  14. 如請求項1所述之轉換控制電路，更包含一調校電路，用以調整該上橋驅動訊號的一占空比以匹配該下橋驅動訊號的一占空比，或調整該下橋驅動訊號的該占空比以匹配該上橋驅動訊號的該占空比。
  15. 如請求項10所述之轉換控制電路，其中該脈寬調變控制電路更用以產生一相位訊號，其中該相位訊號根據一交叉訊號而被設定及致能，其中當該整流感測訊號低於一低電壓閾值時產生該交叉訊號；其中當該整流感測訊號超過該補償訊號時，該相位訊號被重置及禁能。
  16. 如請求項15所述之轉換控制電路，其中當該上橋驅動訊號導通且該相位訊號致能時，若該整流感測訊號與該補償訊號相交，則該上橋驅動訊號轉為不導通，並且於一第一空滯時間後，該下橋驅動訊號導通；其中當該下橋驅動訊號導通且該相位訊號致能時，若該整流感測訊號與該補償訊號相交，則該下橋驅動訊號轉為不導通，並且於一第二空滯時間後，該上橋驅動訊號導通。
  17. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該上橋驅動訊號與該下橋驅動訊號的脈寬被限制於一最大導通時間，以限制一切換週期時間短於該諧振電路的一諧振週期，其中該切換週期時間包括該上橋驅動訊號或該下橋驅動訊號的導通期間與不導通期間。
  18. 如請求項17所述之轉換控制電路，其中當該輸入電壓低於一低電壓閾值且該輸出功率高於一重載閾值時，該最大導通時間被延長，使得該切換週期時間可選地長於該諧振電路的一諧振週期，其中該切換週期時間包括該上橋驅動訊號或該下橋驅動訊號的導通期間與不導通期間。
  19. 一種轉換控制電路，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該轉換控制電路包含：一感測電路，用以感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；一脈寬調變(PWM)控制電路，用以根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；以及一全波整流電路，用以根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分，並用以對該感測訊號進行全波整流而產生一整流感測訊號；其中該脈寬調變控制電路更用以根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
  20. 如請求項19所述之轉換控制電路，其中該全波整流電路更用以根據該偏移訊號調整該整流感測訊號的一直流偏壓。
  21. 如請求項19所述之轉換控制電路，其中該偏移訊號基於該上橋驅動訊號的一占空比與該下橋驅動訊號的一占空比之間的差值進行調整，藉此調整與匹配該上橋驅動訊號的該占空比與該下橋驅動訊號的該占空比。
  22. 一種控制方法，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該控制方法包含：感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；以及當該回授訊號低於一低功率閾值時，使該諧振電源轉換器進入一叢發關斷期間(burst OFF period)，在此期間該上橋電晶體與該下橋電晶體皆關斷；其中該叢發關斷期間等於或大於該上橋驅動訊號的一導通時間加上該下橋驅動訊號的一導通時間。
  23. 如請求項22所述之控制方法，其中該諧振相關參數包括以下之一：(1) 該諧振電容上的一諧振電壓；或(2) 流經該諧振電容或該至少一諧振電感的一諧振電流。
  24. 如請求項22所述之控制方法，其中使該諧振電源轉換器進入該叢發關斷期間的步驟包括：控制該叢發關斷期間之起始時點同步於該上橋電晶體轉為不導通狀態之時點；以及控制該叢發關斷期間之結束時點同步於該下橋電晶體轉為導通狀態之時點。
  25. 如請求項22所述之控制方法，更包含：使該叢發關斷期間的持續時間隨著該輸出電壓的該輸出功率之減少而增加。
  26. 如請求項22所述之控制方法，更包含：產生一整流感測訊號，其步驟包括：根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分；以及對該感測訊號進行全波整流以產生該整流感測訊號；其中產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號之步驟更根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較而進行，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
  27. 如請求項26所述之控制方法，其中產生該整流感測訊號之步驟更包括：根據該偏移訊號調整該整流感測訊號的一直流偏壓。
  28. 如請求項26所述之控制方法，其中產生該整流感測訊號之步驟更包括：基於該上橋驅動訊號的一占空比與該下橋驅動訊號的一占空比之間的差以調整該偏移訊號，藉此調整與匹配(match)該上橋驅動訊號的該占空比與該下橋驅動訊號的該占空比。
  29. 一種控制方法，用以控制一諧振電源轉換器，其中該諧振電源轉換器包括：一上橋電晶體與一下橋電晶體，依序串聯耦接於一輸入電壓與一接地電位之間以形成一半橋電路；以及一諧振電路，包括至少一諧振電感與一諧振電容，其中該上橋電晶體與該下橋電晶體用以切換該諧振電路以將該輸入電壓轉換為一輸出電壓；其中該控制方法包含：感測具有諧振狀態的一諧振相關參數以產生一感測訊號，其中該諧振相關參數相關於該諧振電路所產生的諧振；根據該感測訊號與一回授訊號產生一上橋驅動訊號及一下橋驅動訊號，以分別控制該上橋電晶體與該下橋電晶體，藉此切換該諧振電路以產生該輸出電壓；其中該回授訊號相關於該輸出電壓的一輸出功率；產生一整流感測訊號，其步驟包括：根據一偏移訊號抵消該感測訊號的一直流成分；以及對該感測訊號進行全波整流以產生該整流感測訊號；其中產生該上橋驅動訊號及該下橋驅動訊號之步驟更根據該整流感測訊號與一補償訊號之間的比較而進行，其中該補償訊號相關於該回授訊號。
  30. 如請求項29所述之控制方法，其中產生該整流感測訊號之步驟更包括：根據該偏移訊號調整該整流感測訊號的一直流偏壓。
  31. 如請求項29所述之控制方法，其中產生該整流感測訊號之步驟更包括：基於該上橋驅動訊號的一占空比與該下橋驅動訊號的一占空比之間的差以調整該偏移訊號，藉此調整與匹配(match)該上橋驅動訊號的該占空比與該下橋驅動訊號的該占空比。
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