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TWI841989B - 非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法 - Google Patents

非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法 Download PDF

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TWI841989B
TWI841989B TW111123512A TW111123512A TWI841989B TW I841989 B TWI841989 B TW I841989B TW 111123512 A TW111123512 A TW 111123512A TW 111123512 A TW111123512 A TW 111123512A TW I841989 B TWI841989 B TW I841989B
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方倩
孫運
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

提供了一種非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法。非對稱半橋返馳變換器電源包括第一功率開關、第二功率開關、諧振電容、變壓器，控制晶片被配置為：基於表徵非對稱半橋返馳變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號和表徵流過變壓器的原邊電感的電流的電流感測信號，生成用於控制第一功率開關的導通與關斷的上管控制信號；以及基於輸出回饋信號和表徵變壓器的輔助電感上的電壓的電壓感測信號，生成用於控制第二功率開關的導通與關斷的下管控制信號，其中，當第一功率開關處於關斷狀態時，諧振電容通過第二功率開關對變壓器的原邊電感放電的時間長度與以下電壓值成正比，該電壓值是第一功率開關處於導通狀態時變壓器的原邊電感的充電電壓。

Description

非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳式(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制晶片，其中，非對稱半橋返馳變換器電源包括第一功率開關、第二功率開關、諧振電容、以及變壓器，該控制晶片被配置為：基於表徵非對稱半橋返馳變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號和表徵流過變壓器的原邊電感的電流的電流感測信號，生成用於控制第一功率開關的導通與關斷的上管控制信號；以及基於輸出回饋信號和表徵變壓器的輔助電感上的電壓的電壓感測信號，生成用於控制第二功率開關的導通與關斷的下管控制信號，其中，當第一功率開關處於關斷狀態時，諧振電容通過第二功率開關對變壓器的原邊電感放電的時間長度與以下電壓值成正比，該電壓值是第一功率開關處於導通狀態時變壓器的原邊電感的充電電壓。
根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制方法，其中，非對稱半橋返馳變換器電源包括第一功率開關、第二功率開關、諧振電容、以及變壓器，該控制方法包括：基於表徵非對稱半橋返馳變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號和表徵流過變壓器的原邊電感的電流的電流感測信號，生成用於控制第一功率開關的導通與關斷的上管控 制信號；以及基於輸出回饋信號和表徵變壓器的輔助電感上的電壓的電壓感測信號，生成用於控制第二功率開關的導通與關斷的下管控制信號，其中，當第一功率開關處於關斷狀態時，諧振電容通過第二功率開關對變壓器的原邊電感放電的時間長度與以下電壓值成正比，該電壓值是第一功率開關處於導通狀態時變壓器的原邊電感的充電電壓。
100:非對稱半橋返馳變換器電源
102:控制晶片
102-1:比較器
102-2:死區時間控制單元
102-3:第一邏輯控制單元
102-4:頻率控制單元
102-5:退磁檢測單元
102-6:零電壓導通控制單元
102-7:第二邏輯控制單元
AC:交流輸入電壓
Burst:脈衝停歇控制信號
C:電容
CCCS:電流控制電流源
Coss:寄生電容的電容值
Cr:諧振電容
CV_off:上管關斷控制信號
DEM_off:退磁檢測信號
FB:輸出回饋信號
Gate_down:下管控制信號
Gate_up:上管控制信號
HB:電壓
IDo:變壓器副邊電流
ILp:變壓器原邊電流
INV:電壓感測信號
Laux:輔助電感
Lp:原邊電感
Ls:副邊電感
maxfre_off:上鉗頻信號
N：1:匝數比
Q1:第一功率開關
Q2:第二功率開關
R:電阻
Rcs:取樣電阻
T:變壓器
t0,t1,t2,t3,t4,t5,t6:時刻
TL431:三端穩壓器
TZVS:時間長度
Vcs:電流感測信號
Vin:輸入電壓
Vin-NVo:輸入電壓與諧振電容兩端電壓之差
Vo:輸出電壓
VR:電壓
Vth:閾值電壓
ZVS_down_on:下管導通控制信號
ZVS_off:下管關斷控制信號
ZVS_up_on:上管導通控制信號
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳變換器電源的拓撲結構示意圖。
圖2示出了圖1所示的非對稱半橋返馳變換器電源中的多個信號的工作波形圖。
圖3示出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制晶片的電路原理圖。
圖4示出了採用圖3所示的控制晶片的非對稱半橋返馳變換器電源在臨界連續模式下工作時的多個信號的工作波形圖。
圖5示出了採用圖3所示的控制晶片102的非對稱半橋返馳變換器電源100在斷續模式下工作時的多個信號的工作波形圖。
圖6示出了圖3所示的零電壓導通控制單元的示例實現的電路原理圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下 覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳變換器電源100的拓撲結構示意圖。如圖1所示，在非對稱半橋返馳變換器電源100中，第一和第二功率開關Q1和Q2均為金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)，通過諧振電容Cr和變壓器T的原邊電感
Lp的諧振可以實現第一和第二功率開關Q1和Q2的零電壓導通。
圖2示出了圖1所示的非對稱半橋返馳變換器電源100中的多個信號的工作波形圖，其中：Gate_up表示用於控制第一功率開關Q1的導通與關斷的上管控制信號，Gate_down表示用於控制第二功率開關Q2的導通與關斷的下管控制信號，ILp表示流過變壓器T的原邊電感Lp的電流(簡稱變壓器原邊電流)，IDo表示流過變壓器T的副邊電感Ls的電流(簡稱變壓器副邊電流)，HB電壓表示第一和第二功率開關Q1和Q2之間的中間點HB處的電壓。
結合圖1和圖2所示，在t0時刻，第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態，非對稱半橋返馳變換器電源100的輸入電壓(即，直流輸入電壓)Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的原邊電感Lp充電，變壓器原邊電流ILp正向增大；在t1時刻，第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態，輸入電壓Vin給變壓器T的原邊電感Lp充電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第二功率開關Q2的寄生電容放電，HB電壓下降；在t2時刻，HB電壓下降至0V，第二功率開關Q2的體二極體從關斷狀態變為導通狀態，第二功率開關Q2實現零電壓導通，之後諧振電容Cr和變壓器T的原邊電感Lp諧振，變壓器原邊電流ILp下降至0A後負向增大，同時變壓器T的副邊電感Ls退磁；在t3時刻，變壓器T的副邊電感Ls退磁結束，變壓器副邊電流IDo回到0A，變壓器原邊電流 ILp也諧振到0A，之後諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電，變壓器原邊電流ILp負向增大；在t4時刻，第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr對變壓器T的原邊電感Lp放電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第一功率開關Q1的寄生電容放電，HB電壓上升；在t5時刻，HB電壓上升至輸入電壓Vin，第一功率開關Q1的體二極體從關斷狀態變為導通狀態，第一功率開關Q1實現零電壓導通。
由於變壓器原邊電流ILp在t1時刻是正向峰值電流，諧振能量足夠大，所以HB電壓在t2時刻一定可以諧振到0V，從而實現第二功率開關Q2的零電壓導通。在第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態後，HB電壓能否諧振到輸入電壓Vin從而實現第一功率開關Q1的零電壓導通取決於在第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態的t4時刻變壓器原邊電流ILp的負向電流幅值。諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電的時間長度TZVS決定了變壓器原邊電流ILp的負向電流幅值，也就決定了在第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態後諧振能量的大小，最終決定了第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態前的HB電壓。只有HB電壓達到輸入電壓Vin才能實現第一功率開關Q1的零電壓導通。
但是，隨著輸入電壓Vin的變化，HB電壓從0V諧振到輸入電壓Vin需要的時間長度也就不同，如果諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電的時間長度TZVS固定，則無法實現第一功率開關Q1在不同輸入電壓Vin下的零電壓導通。具體地，如果TZVS太短，第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態時汲極和源極的電壓差還是很高，開關損耗仍然很大；如果TZVS過長，變壓器原邊電流ILp的負向電流幅值太大，同樣的負載條件需要的變壓器原邊電流ILp的正向電流峰值也會變大，變壓器原邊電流ILp的有效值會變大很多，第一和第二功率開關Q1和Q2的導通損耗也會變大很多，諧振能量的浪費會導致電源整體效率 降低。
在圖1所示的非對稱半橋返馳變換器電源100中，變壓器T的原邊電感Lp和副邊電感Ls的匝數比為N：1，諧振電容Cr兩端的電壓為輸出電壓Vo的N倍(即，NVo)；HB電壓諧振到輸入電壓Vin需要的能 量為2×
Figure 111123512-A0305-02-0008-1
×Coss×(Vin-NVo)2，Coss為第一和第二功率開關Q1和Q2 的寄生電容的電容值；在第二功率開關Q2處於關斷狀態時，變壓器T的 原邊電感Lp中儲存的能量為
Figure 111123512-A0305-02-0008-3
×Lp×I Lp 2；如果變壓器T的原邊電感Lp中 儲存的能量剛好可以讓HB電壓諧振到輸入電壓Vin實現第一功率開關Q1 的零電壓導通，那麼
Figure 111123512-A0305-02-0008-9
；在第二 功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態時，變壓器原邊電流
Figure 111123512-A0305-02-0008-6
(Vin-NVo)；由於變壓器原邊電流ILp是由諧振電容Cr對變壓器T的原邊電感Lp在放電產生的(諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的 原邊電感Lp放電的時間長度為TZVS)，因此
Figure 111123512-A0305-02-0008-10
Figure 111123512-A0305-02-0008-11
。這裡，變壓器T的原邊電感Lp的電感值、第一和 第二功率開關Q1和Q2的寄生電容的電容值Coss、變壓器T的原邊電感 Lp與副邊電感Ls的匝數比N：1、以及輸出電壓Vo是固定參數，因此需要保證TZVS和Vin-NVo成正比才能實現第一和第二功率開關Q1和Q2的零電壓導通。
鑒於上述問題，提出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳變換器電源100的控制晶片和控制方法，可以根據輸入電壓Vin的大小自動調節諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電的時間長度TZVS，從而調節第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態後諧振能量的大小，實現第一功率開關Q1的零電壓導通。
圖3示出了根據本發明實施例的用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制晶片102的電路原理圖。下面結合圖1和圖3，描述圖3所示的控制晶片102應用於圖1所示的非對稱半橋返馳變換器電源100的情況。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，控制晶片102可以被配置為：基於表徵非對稱半橋返馳變換器電源100的輸出電壓Vo的輸出回饋信號FB和表徵流過變壓器T的原邊電感Lp的電流的電流感測信號Vcs，生成用於控制第一功率開關Q1的導通與關斷的上管控制信號Gate_up；以及基於輸出回饋信號FB和表徵變壓器T的輔助電感Laux上的電壓的電壓感測信號INV，生成用於控制第二功率開關Q2的導通與關斷的下管控制信號Gate_down。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，輸出電壓Vo通過電阻分壓以及TL431和光耦之後產生輸出回饋信號FB；輸出回饋信號FB經過二極體降壓和電阻分壓後產生的電壓與電流感測信號Vcs一起被送入比較器102-1，以生成決定第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態的關斷時刻的上管關斷控制信號CV_off。也就是說，控制晶片102進一步被配置為：基於輸出回饋信號FB和電流感測信號Vcs，生成用於控制第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態的上管關斷控制信號CV_off。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，控制晶片102包括死區時間控制單元102-2，該死區時間控制單元在第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態時開始對第二功率開關Q2處於關斷狀態的持續時間進行計時，並在第二功率開關Q2處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時生成用於控制第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態的上管導通控制信號ZVS_up_on。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，控制晶片102包括第一邏輯控制單元102-3，該第一邏輯控制單元基於上管關斷控制信號CV_off和上管導通控制信號ZVS_up_on生成上管控制信號Gate_up。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，控制晶片102包括頻率控制單元102-4、退磁檢測單元102-5、以及零電壓導通控制單元102-6，其中，頻率控制單元102-4基於輸出回饋信號FB，生成用於控制非對稱半橋返馳變換器電源100的工作頻率的上鉗頻信號maxfre_off；退磁檢測單元102-5基於電壓感測信號INV，生成用於表徵變壓器T的原邊電感Lp的退磁情況的退磁檢測信號DEM_off；零電壓導通控制單元102-6基於上鉗頻信號maxfre_off、退磁檢測信號DEM_off、以及電壓感測信號INV，生成用於控制第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態的下管關斷控制信號ZVS_off。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，死區時間控制單元102-2還在第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態時開始對第一功率開關Q1處於關斷狀態的持續時間進行計時，並在第一功率開關Q1處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時生成用於控制第二功率開關Q2從關斷狀態變為導通狀態的下管導通控制信號ZVS_down_on。
如圖1和圖3所示，在一些實施例中，控制晶片102還包括第二邏輯控制單元102-7，該第二邏輯控制單元基於下管導通控制信號ZVS_down_on和下管關斷控制信號ZVS_off生成下管控制信號Gate_down。
如圖1和圖3所示，在第一功率開關Q1從關斷狀態變為導 通狀態後，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的原邊電感Lp充電，變壓器原邊電流ILp正向上升，電流感測信號Vcs增大；當電流感測信號Vcs的電壓高於輸出回饋信號FB經過降壓和分壓後產生的電壓時，上管關斷控制信號CV_off由低位準變為高位準，第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態。在第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器原邊電流ILp給第二功率開關Q2的寄生電容放電，HB電壓下降至0V，第二功率開關Q2的體二極體導通，死區時間控制單元102-2在第一功率開關Q1處於導通狀態的持續時間達到預設死區時間後生成下管導通控制信號ZVS_down_on，第二功率開關Q2實現零電壓導通。
如圖1和圖3所示，電壓感測信號INV送入退磁檢測單元102-5產生退磁檢測信號DEM_off；輸出回饋信號FB經過二極體降壓和電阻分壓後產生的電壓送入頻率控制單元102-4產生限制非對稱半橋返馳變換器電源100的工作頻率的上鉗頻信號maxfre_off，上鉗頻信號maxfre_off可以在負載降低時降低工作頻率。退磁檢測信號DEM_off、上鉗頻信號maxfre_off、和電壓感測信號INV送入零電壓導通控制單元102-6經過計時處理產生下管關斷控制信號ZVS_off，即退磁檢測信號DEM_off、上鉗頻信號maxfre_off、和電壓感測信號INV共同決定第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態的關斷時刻。在第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器原邊電流ILp給第一功率開關Q1的寄生電容放電，HB電壓上升至輸入電壓Vin，第一功率開關Q1的體二極體導通，死區時間控制單元102-2在第二功率開關Q2處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間後生成上管導通控制信號ZVS_up_on，第一功率開關Q1實現零電壓導通。
這裡，退磁檢測信號DEM_off和上鉗頻信號maxfre_off的不同時序決定了非對稱半橋返馳變換器電源100的不同工作狀態。當上鉗頻信號maxfre_off比退磁檢測信號DEM_off更早地從低位準變為高位準時，非對稱半橋返馳變換器電源100工作於臨界連續模式。當退磁檢測信號DEM_off比上鉗頻信號maxfre_off更早地從低位準變為高位準時，非對稱 半橋返馳變換器電源100工作於斷續模式。
圖4示出了採用圖3所示的控制晶片102的非對稱半橋返馳變換器電源100在臨界連續模式下工作時的多個信號的工作波形圖。如圖4所示，在t0時刻，第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的原邊電感Lp充電，變壓器原邊電流ILp正向上升，電流感測信號Vcs增大；在t1時刻，電流感測信號Vcs的電壓高於輸出回饋信號FB經過二極體降壓和電阻分壓後產生的電壓，第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態，輸入電壓Vin給變壓器T的原邊電感Lp充電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第二功率開關Q2的寄生電容放電，HB電壓下降；在t2時刻，HB電壓下降至0V，第二功率開關Q2的體二極體導通，第二功率開關Q2實現零電壓開通，之後諧振電容Cr和變壓器T的原邊電感Lp諧振，變壓器原邊電流ILp下降至0A後負向增大，同時變壓器T的副邊電感Ls退磁；在t3時刻，變壓器T的副邊電感Ls退磁結束，變壓器副邊電流IDo回到0A，退磁檢測單元102-5通過電壓感測信號INV的下降斜率檢測到變壓器T的原邊電感Lp退磁結束，退磁檢測信號DEM_off從低位準變為高位準，若此時上鉗頻信號Maxfre_off為高位準，則第二功率開關Q2繼續保持導通狀態，諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電，變壓器原邊電流ILp負向增大直至負向幅值足夠大；在t4時刻，零電壓導通控制單元102-6生成的下管關斷控制信號ZVS_off從低位準變為高位準，第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr對變壓器T的原邊電感Lp放電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第一功率開關Q1的寄生電容放電，HB電壓上升；在t5時刻，HB電壓上升至輸入電壓Vin，第一功率開關Q1的體二極體導通，第一功率開關Q1實現零電壓導通。這裡，從變壓器T的原邊電感Lp退磁結束的t3時刻到第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態的t4時刻這段時長為TZVS。
圖5示出了採用圖3所示的控制晶片102的非對稱半橋返馳 變換器電源100在斷續模式下工作時的多個信號的工作波形圖。如圖5所示，在t0時刻，第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr給變壓器T的原邊電感Lp充電，變壓器原邊電流ILp正向上升，電流感測信號Vcs增大；在t1時刻，電流感測信號Vcs的電壓高於輸出回饋信號FB經過二極體降壓和電阻分壓後產生的電壓，第一功率開關Q1從導通狀態變為關斷狀態，輸入電壓Vin給變壓器T的原邊電感Lp充電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第二功率開關Q2的寄生電容放電，HB電壓下降；在t2時刻，HB電壓下降至0V，第二功率開關Q2的體二極體導通，第二功率開關Q2實現零電壓開通，之後諧振電容Cr和變壓器T的原邊電感Lp諧振，變壓器原邊電流ILp下降至0A後負向增大，同時變壓器T的副邊電感Ls退磁；在t3時刻，變壓器T的副邊電感Ls退磁結束，變壓器副邊電流IDo回到0A，退磁檢測單元102-5通過電壓感測信號INV的下降斜率檢測到變壓器T的原邊電感Lp退磁結束，退磁檢測信號DEM_off從低位準變為高位準，若此時上鉗頻信號Maxfre_off為低位準，則第二功率開關Q2直接從導通狀態變為關斷狀態；在t4時刻，上鉗頻信號Maxfre_off從低位準變為高位準，第二功率開關Q2再次從關斷狀態變為導通狀態，諧振電容Cr通過第二功率開關Q2對變壓器T的原邊電感Lp放電，變壓器原邊電流ILp負向增大直至負向幅值足夠大；在t5時刻，零電壓導通控制單元102-6生成的下管關斷控制信號ZVS_off從低位準變為高位準，第二功率開關Q2從導通狀態變為關斷狀態，諧振電容Cr對變壓器T的原邊電感Lp放電的回路斷開，由於電感中的電流無法突變，變壓器原邊電流ILp給第一功率開關Q1的寄生電容放電，HB電壓上升；在t6時刻，HB電壓上升至輸入電壓Vin，第一功率開關Q1的體二極體導通，第一功率開關Q1實現零電壓導通。這裡，上鉗頻信號Maxfre_off從低位準變為高位準後，第二功率開關Q2再次從關斷狀態變為導通狀態的t4時刻到第二功率開關Q2再次從導通狀態變為關斷狀態的t5時刻這段時長為TZVS。
圖6示出了圖3所示的零電壓導通控制單元102-6的示例實現的電路原理圖。如圖6所示，零電壓導通控制單元102-6用於控制諧振電容Cr通過第二功率開關Q2給變壓器T的原邊電感Lp放電的時間長度TZVS，實現第一功率開關Q1的零電壓導通。具體地，當第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態時，變壓器T的原邊電感Lp的充電電壓為Vin-NVo，變壓器T的輔助電感Laux經過分壓後產生的電壓感測信號INV就會有一個與Vin-NVo成正比的負向電壓(即，電壓感測信號INV為負向電壓且與Vin-NVo成正比)；鉗位模組將電壓感測信號INV的電壓鉗位在接近0V，這樣在第一功率開關Q1從關斷狀態變為導通狀態時產生的鉗位元電流就會與Vin-NVo成正比；電流控制電流源CCCS對鉗位元電流進行取樣產生的取樣電流在電阻R上產生電壓VR；在第一功率開關Q1處於導通狀態時對電阻R上的電壓VR進行取樣，可以得到與Vin-NVo成正比的取樣電壓Vc；在上鉗頻信號maxfre和退磁檢測信號DEM_off都為高位準時，用固定電流源對電容C充電；當電容C上的充電電壓高於取樣電壓Vc時產生下管關斷控制信號ZVS_off。這樣，可以得到與Vin-NVo成正比的TZVS。通過調節輔助電感Laux到電壓感測信號INV的電阻大小可以調節TZVS與Vin-NVo的比值，實現第一和第二功率開關Q1和Q2在不同輸入電壓下的零電壓導通或低電壓導通。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
102:控制晶片
102-1:比較器
102-2:死區時間控制單元
102-3:第一邏輯控制單元
102-4:頻率控制單元
102-5:退磁檢測單元
102-6:零電壓導通控制單元
102-7:第二邏輯控制單元
AC:交流輸入電壓
Burst:脈衝停歇控制信號
Cr:諧振電容
CV_off:上管關斷控制信號
DEM_off:退磁檢測信號
FB:輸出回饋信號
Gate_down:下管控制信號
Gate_up:上管控制信號
HB:電壓
IDo:變壓器副邊電流
ILp:變壓器原邊電流
INV:電壓感測信號
Laux:輔助電感
Lp:原邊電感
Ls:副邊電感
maxfre_off:上鉗頻信號
N：1:匝數比
Q1:第一功率開關
Q2:第二功率開關
Rcs:取樣電阻
TL431:三端穩壓器
Vcs:電流感測信號
Vo:輸出電壓
Vth:閾值電壓
ZVS_down_on:下管導通控制信號
ZVS_off:下管關斷控制信號
ZVS_up_on:上管導通控制信號

Claims (21)

  1. 一種用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制晶片，其中，所述非對稱半橋返馳變換器電源包括第一功率開關、第二功率開關、諧振電容、以及變壓器，所述控制晶片被配置為：基於表徵所述非對稱半橋返馳變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號和表徵流過所述變壓器的原邊電感的電流的電流感測信號，生成用於控制所述第一功率開關的導通與關斷的上管控制信號；以及基於所述輸出回饋信號和表徵所述變壓器的輔助電感上的電壓的電壓感測信號，生成用於控制所述第二功率開關的導通與關斷的下管控制信號，其中當所述第一功率開關處於關斷狀態時，所述諧振電容通過所述第二功率開關對所述變壓器的原邊電感放電的時間長度與一電壓值成正比，該電壓值是所述第一功率開關處於導通狀態時所述變壓器的原邊電感的充電電壓。
  2. 如請求項1所述的控制晶片，進一步被配置為：基於所述輸出回饋信號和所述電流感測信號，生成用於控制所述第一功率開關從導通狀態變為關斷狀態的上管關斷控制信號。
  3. 如請求項2所述的控制晶片，進一步被配置為：當所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態時，對所述第二功率開關處於關斷狀態的持續時間進行計時；當所述第二功率開關處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時，生成用於控制所述第一功率開關從關斷狀態變為導通狀態的上管導通控制信號；以及基於所述上管導通控制信號和所述上管關斷控制信號，生成所述上管控制信號。
  4. 如請求項1所述的控制晶片，進一步被配置為：基於所述輸出回饋信號，生成用於控制所述非對稱半橋返馳變換器電源的工作頻率的上鉗頻信號；基於所述電壓感測信號，生成用於表徵所述變壓器的原邊電感的退磁 情況的退磁檢測信號；以及基於所述上鉗頻信號、所述退磁檢測信號、以及所述電壓感測信號，生成用於控制所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態的下管關斷控制信號。
  5. 如請求項4所述的控制晶片，進一步被配置為：當所述第一功率開關從導通狀態變為關斷狀態時，開始對所述第一功率開關處於關斷狀態的持續時間進行計時；當所述第一功率開關處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時，生成用於控制所述第二功率開關從關斷狀態變為導通狀態的下管導通控制信號；以及基於所述下管導通控制信號和所述下管關斷控制信號，生成所述下管控制信號。
  6. 如請求項4所述的控制晶片，進一步被配置為：通過對所述電壓感測信號進行鉗位元，生成鉗位元電壓；通過對由所述鉗位元電壓產生的鉗位元電流進行取樣，生成取樣電壓；通過基於所述退磁檢測信號和所述上鉗頻信號控制固定電流源對電容進行充電，生成充電電壓；以及通過比較所述取樣電壓和所述充電電壓，生成所述下管關斷控制信號。
  7. 如請求項4所述的控制晶片，其中，當所述上鉗頻信號比所述退磁檢測信號更早地從低位準變為高位準時，所述非對稱半橋返馳變換器電源工作於臨界連續模式。
  8. 如請求項4所述的控制晶片，其中，當所述退磁檢測信號比所述上鉗頻信號更早地從低位準變為高位準時，所述非對稱半橋返馳變換器電源工作於斷續模式。
  9. 如請求項4所述的控制晶片，其中，當所述變壓器的原邊電感退磁結束時，所述退磁檢測信號從低位準變為高位準。
  10. 如請求項6所述的控制晶片，其中，當所述上鉗頻信號和所述退磁檢測信號均為高位準時，所述固定電流源對所述電容進行充電。
  11. 一種用於非對稱半橋返馳變換器電源的控制方法，其中， 所述非對稱半橋返馳變換器電源包括第一功率開關、第二功率開關、諧振電容、以及變壓器，所述控制方法包括：基於表徵所述非對稱半橋返馳變換器電源的輸出電壓的輸出回饋信號和表徵流過所述變壓器的原邊電感的電流的電流感測信號，生成用於控制所述第一功率開關的導通與關斷的上管控制信號；以及基於所述輸出回饋信號和表徵所述變壓器的輔助電感上的電壓的電壓感測信號，生成用於控制所述第二功率開關的導通與關斷的下管控制信號，其中當所述第一功率開關處於關斷狀態時，所述諧振電容通過所述第二功率開關對所述變壓器的原邊電感放電的時間長度與一電壓值成正比，該電壓值是所述第一功率開關處於導通狀態時所述變壓器的原邊電感的充電電壓。
  12. 如請求項11所述的控制方法，其中，生成所述上管控制信號的處理包括：基於所述輸出回饋信號和所述電流感測信號，生成用於控制所述第一功率開關從導通狀態變為關斷狀態的上管關斷控制信號。
  13. 如請求項12所述的控制方法，生成所述上管控制信號的處理還包括：當所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態時，對所述第二功率開關處於關斷狀態的持續時間進行計時；當所述第二功率開關處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時，生成用於控制所述第一功率開關從關斷狀態變為導通狀態的上管導通控制信號；以及基於所述上管導通控制信號和所述上管關斷控制信號，生成所述上管控制信號。
  14. 如請求項11所述的控制方法，其中，生成所述下管控制信號的處理包括：基於所述輸出回饋信號，生成用於控制所述非對稱半橋返馳變換器電源的工作頻率的上鉗頻信號； 基於所述電壓感測信號，生成用於表徵所述變壓器的原邊電感的退磁情況的退磁檢測信號；以及基於所述上鉗頻信號、所述退磁檢測信號、以及所述電壓感測信號，生成用於控制所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態的下管關斷控制信號。
  15. 如請求項14所述的控制方法，其中，生成所述下管控制信號的處理還包括：當所述第一功率開關從導通狀態變為關斷狀態時，開始對所述第一功率開關處於關斷狀態的持續時間進行計時；當所述第一功率開關處於關斷狀態的持續時間達到預設死區時間時，生成用於控制所述第二功率開關從關斷狀態變為導通狀態的下管導通控制信號；以及基於所述下管導通控制信號和所述下管關斷控制信號，生成所述下管控制信號。
  16. 如請求項14所述的控制方法，其中，生成所述下管關斷控制信號的處理包括：通過對所述電壓感測信號進行鉗位元，生成鉗位元電壓；通過對由所述鉗位元電壓產生的鉗位元電流進行取樣，生成取樣電壓；通過基於所述退磁檢測信號和所述上鉗頻信號控制固定電流源對電容進行充電，生成充電電壓；以及通過比較所述取樣電壓和所述充電電壓，生成所述下管關斷控制信號。
  17. 如請求項14所述的控制方法，其中，當所述上鉗頻信號比所述退磁檢測信號更早地從低位準變為高位準時，所述非對稱半橋返馳變換器電源工作於臨界連續模式。
  18. 如請求項14所述的控制方法，其中，當所述退磁檢測信號比所述上鉗頻信號更早地從低位準變為高位準時，所述非對稱半橋返馳變換器電源工作於斷續模式。
  19. 如請求項14所述的控制方法，其中，當所述變壓器的原邊電感退磁結束時，所述退磁檢測信號從低位準變為高位準。
  20. 如請求項16所述的控制方法，其中，當所述上鉗頻信號和所述退磁檢測信號均為高位準時，所述固定電流源對所述電容進行充電。
  21. 一種非對稱半橋返馳變換器電源，包括請求項1至10中任一項所述的控制晶片。
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