WO2017204347A1

WO2017204347A1 - 高周波フィルタ装置、及び、通信装置

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Publication number: WO2017204347A1
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Inventors: 浩司野阪
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Abstract

フィルタモジュール（２０）は、スイッチ（２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ）を有し、当該スイッチ（２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ）の導通及び非導通に応じて通過帯域が切り替わるフィルタ回路（２２）と、フィルタ回路（２２）の前段及び後段の少なくとも一方に配置され、スイッチ（２１２ＳＷ）を有し、当該スイッチ（２１２ＳＷ）の導通及び非導通に応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わるインピーダンス整合回路（２１）と、を備え、スイッチ（２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ）とスイッチ（２１２ＳＷ）とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期している。

Description

高周波フィルタ装置、及び、通信装置

　本発明は、高周波フィルタ装置、及び、通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のマルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタ（周波数可変フィルタ）が開発されている。

　このようなチューナブルフィルタとしては、例えば、インピーダンスが極小（理想的には０）となる特異点（共振点）及びインピーダンスが極大（理想的には無限大）となる特異点（反共振点）を有する共振器を用いたラダー型のフィルタ構造において、可変キャパシタを用いて特異点の周波数を可変させる構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。

　また、例えば、複数のＬＣ並列共振回路を有するフィルタ回路において、少なくとも１つのＬＣ並列共振回路と並列にダイオードもしくはＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｅｃｔ　Ｔｏｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を接続し、他の少なくとも１つのＬＣ並列共振回路と直列にダイオードもしくはＦＥＴを接続する構成が知られている（例えば、特許文献２参照）。このような構成によれば、これらダイオードもしくはＦＥＴに印加するバイアス電圧を制御することにより、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を可変することができる。

特開２０１３－６６２５０号公報特開平６－３１８８３６号公報

　このようなチューナブルフィルタにおいて、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を可変させた場合、チューナブルフィルタ内の電気特性の変化によって特性インピーダンスが変化し得る。このため、通過帯域内の挿入損失が増大（ロスが悪化）する場合がある。

　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能な高周波フィルタ装置及び通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタ装置は、第１スイッチ素子を有し、当該第１スイッチ素子の導通及び非導通に応じて通過帯域が切り替わる高周波フィルタ回路と、前記高周波フィルタ回路の前段及び後段の少なくとも一方に配置され、第２スイッチ素子を有し、当該第２スイッチ素子の導通及び非導通に応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わるインピーダンス整合回路と、を備え、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期している。

　これにより、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えるために第１スイッチ素子の導通及び非導通が切り替えられると、当該第１スイッチ素子と同期して導通及び非導通が切り替わる第２スイッチ素子によって、インピーダンス整合回路の素子値が切り替わる。このため、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数の切り替えに伴って高周波フィルタ回路のインピーダンスが変化しても、インピーダンス整合回路は高周波フィルタ回路の変化後のインピーダンスと所定のインピーダンスとの整合をとることができる。したがって、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、さらに、前記高周波フィルタ回路と前記インピーダンス整合回路とに共通に設けられ、前記第１及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通を切り替える制御信号を伝達する制御線を備えてもよい。

　このように、制御線が高周波フィルタ回路とインピーダンス整合回路とに共通に設けられていることから、回路構成の簡素化が図られる。

　また、前記第１及び前記第２スイッチ素子は、双方が導通または双方が非導通となってもよい。

　このように、第１及び第２スイッチ素子は、双方が導通または双方が非導通となることから、これらを共通のスイッチＩＣに内蔵することができる。

　また、前記第１及び前記第２スイッチ素子は、一方が導通かつ他方が非導通となる、または、当該一方が非導通かつ当該他方が導通となってもよい。

　また、前記高周波フィルタ回路は、さらに、第３スイッチ素子を有し、当該第３スイッチ素子の導通及び非導通に応じて通過帯域が切り替わり、前記インピーダンス整合回路は、さらに、第４スイッチ素子を有し、当該第４スイッチ素子の導通及び非導通に応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わり、前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期しており、前記第１及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングと、前記第３及び前記第４スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングとは、互いに独立していてもよい。

　これにより、第１スイッチ素子及び第３スイッチ素子の導通及び非導通を適宜選択することにより高周波フィルタ回路の通過特性をより細かく調整しつつ、第２スイッチ素子及び第４スイッチ素子の導通及び非導通を適宜選択することによりインピーダンス整合をとることが可能となる。

　また、前記インピーダンス整合回路は、前記高周波フィルタ回路と他の高周波フィルタ回路とが接続される共通接続点に接続されていてもよい。

　これにより、複数の高周波フィルタ回路でインピーダンス整合回路を共有できるため、高周波フィルタ装置の小型化及び低コスト化が可能となる。

　また、前記高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドに接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、第１並列腕共振子を有する第１回路と、前記第１回路に並列接続され、かつ、第２並列腕共振子を有する、第２回路と、を有し、前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも一方の回路は、さらに、前記一方の回路における前記第１並列腕共振子または前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及び前記第１スイッチ素子を有する周波数可変回路を有し、前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子の共振周波数と異なる共振周波数と、前記第１並列腕共振子の反共振周波数と異なる反共振周波数と、を有することにしてもよい。

　これに関し、高周波フィルタ回路では、並列腕回路の低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路の高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成され、並列腕回路の低周波数側の反共振周波数と直列腕回路によって通過帯域が構成される。

　本態様によれば、上記並列腕回路の構成により、第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域端の周波数と減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路は前記周波数可変回路を有さず、前記第２回路は前記周波数可変回路を有することにしてもよい。

　これによれば、第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路は前記周波数可変回路を有し、前記第２回路は前記周波数可変回路を有さないことにしてもよい。

　これによれば、第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、並列腕回路における少なくとも２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、前記第１回路及び前記第２回路の各々が、前記周波数可変回路を有することにしてもよい。

　これによれば、第２回路における第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極を切り替えることが可能となり、第１回路における第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えによって、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極を切り替えることが可能となる。したがって、本態様によれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数と、の双方を切り替えることが可能となる。

　また、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、並列腕共振子と、前記並列腕共振子に直列接続されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、前記第２インピーダンス素子に直列接続された前記第１スイッチ素子と、を備え、前記第２インピーダンス素子及び前記第１スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されていてもよい。

　これにより、第１スイッチ素子の導通及び非導通に応じて、インピーダンス回路において第２インピーダンス素子の接続及び非接続が切り替わるため、インピーダンス回路のインピーダンスが切り替わる。また、第１インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの一方であり、第２インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの他方であるため、第１スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタの並列回路によってインピーダンスが極大の周波数を有する。そのため、第１スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低い共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　したがって、第１スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路では、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側に共振周波数を配置できるため、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタであってもよい。

　これにより、第１スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大となる周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、第１スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、第１スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、キャパシタのみの回路となるため、容量性のインピーダンスを有する。そのため、第１スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子の反共振周波数より低周波数側に１つの共振周波数のみを有する。

　したがって、第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、並列腕回路の共振周波数と共振周波数の数とを切り替えることができるため、減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、第１スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタであってもよい。

　これにより、第１スイッチ素子が導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタとキャパシタとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大の周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、第１スイッチ素子が導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、第１スイッチ素子が非導通の場合のインピーダンス回路は、インダクタのみの回路となるため、誘導性のインピーダンスとなる。そのため、第１スイッチ素子が非導通の場合の並列腕回路は、並列腕共振子の共振周波数より低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子の共振周波数より高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　したがって、第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、第１スイッチ素子が導通の場合において、並列腕共振子の共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　また、さらに、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部を備えてもよい。

　これにより、マルチバンドに対応する高周波フィルタ装置を簡素化及び小型化することができる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上述したいずれかの高周波フィルタ装置と、を備える。

　これにより、マルチバンドに対応する通信装置を簡素化及び小型化することができる。

　本発明に係る高周波フィルタ装置等によれば、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能なとなる。

図１は、実施の形態１に係る通信装置の構成図である。図２は、実施の形態１に係るフィルタモジュールの回路構成図である。図３は、実施の形態１に係るフィルタモジュールの入出力端子でのインピーダンスを示すスミスチャートである。図４Ａは、実施の形態１に係るフィルタモジュールの通過特性を示すグラフである。図４Ｂは、図４Ａの要部を拡大したグラフである。図５は、比較例に係るフィルタモジュールの回路構成図である。図６は、比較例に係るフィルタモジュールの入出力端子でのインピーダンスを示すスミスチャートである。図７Ａは、比較例に係るフィルタモジュールの通過特性を示すグラフである。図７Ｂは、図７Ａの要部を拡大したグラフである。図８Ａは、実施の形態１に係るフィルタモジュールの外観斜視図である。図８Ｂは、実施の形態１に係るフィルタモジュールの断面図である。図９は、実施の形態１に係るフィルタモジュールの実装構成を概念的に示す図である。図１０Ａは、実施の形態１に係る制御信号とスイッチの状態との対応関係を示す図である。図１０Ｂは、実施の形態１に係る制御信号とスイッチの状態との対応関係の変形例を示す図である。図１１Ａは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例１の回路構成図である。図１１Ｂは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例２の回路構成図である。図１１Ｃは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例３の回路構成図である。図１２Ａは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例１の回路構成図である。図１２Ｂは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例２の回路構成図である。図１２Ｃは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例３の回路構成図である。図１２Ｄは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例４の回路構成図である。図１３は、実施の形態１の変形例に係るフィルタモジュールの回路構成図である。図１４Ａは、実施の形態２に係るフィルタ回路の回路構成図である。図１４Ｂは、実施の形態２の変形例１に係るフィルタ回路の回路構成図である。図１４Ｃは、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ回路の回路構成図である。図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタ回路の回路構成図である。図１５Ｂは、実施の形態３の変形例に係るフィルタ回路の回路構成図である。図１６は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。

　（実施の形態１）
　［１．１　通信装置の回路構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置４の構成図である。同図に示すように、通信装置４は、アンテナ素子１と、高周波フロントエンド回路２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３と、を備える。通信装置４は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話である。アンテナ素子１、高周波フロントエンド回路２及びＲＦＩＣ３は、例えば、当該携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　アンテナ素子１は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥで用いられるマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子１は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子１は、通信装置４に内蔵されていなくてもかまわない。

　高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路２は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信端子Ｔｘとアンテナ端子ＡＮＴとを結ぶ送信側信号経路を介してアンテナ素子１に伝達する。また、高周波フロントエンド回路２は、アンテナ素子１で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、アンテナ端子ＡＮＴと受信端子Ｒｘとを結ぶ受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。なお、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成については、後述する。

　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子１から高周波フロントエンド回路２の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路２の送信側信号経路に出力する。

　［１．２　高周波フロントエンド回路の構成］
　次に、高周波フロントエンド回路２の詳細な構成について説明する。

　図１に示すように、高周波フロントエンド回路２は、インピーダンス整合回路２１と、フィルタ回路２２及び２３と、送信増幅回路２４と、受信増幅回路２６と、制御部２７と、を備える。インピーダンス整合回路２１と、フィルタ回路２２及び２３とは、高周波フィルタ装置であるフィルタモジュール２０を構成している。

　なお、高周波フロントエンド回路２は、フィルタモジュール２０を備えていればよく、送信増幅回路２４、受信増幅回路２６及び制御部２７の少なくとも１つを備えていなくてもかまわない。また、フィルタモジュール２０は、フィルタ回路２２及び２３のうち周波数可変機能を有するチューナブルフィルタ（本実施の形態ではフィルタ回路２２）を備えていればよく、周波数可変機能の無いフィルタであるフィックスドフィルタ（本実施の形態ではフィルタ回路２３）を備えていなくてもかまわない。

　インピーダンス整合回路２１は、インピーダンス整合をとるための素子値（インピーダンス値及びアドミッタンス値の少なくとも一方）を可変できる可変インピーダンス整合回路であり、フィルタ回路２２（高周波フィルタ回路）の前段または後段（ここでは後段）に配置されている。つまり、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２のインピーダンスと所定のインピーダンス（例えば５０Ω）とのインピーダンス整合をとる（すなわち、フィルタ回路２２のインピーダンスを所定のインピーダンスに合わせ込む）回路である。

　本実施の形態では、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２とフィルタ回路２３とが接続される共通接続点Ｎに接続されている。すなわち、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２及び２３に共通に配置され、さらに、フィルタ回路２３のインピーダンスと所定のインピーダンスとのインピーダンス整合をとる。具体的には、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２を経由する送信側信号経路とフィルタ回路２３を経由する受信側信号経路とが束ねられた経路に配置されている。つまり、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２の後段に配置され、フィルタ回路２３の前段に配置されている。このインピーダンス整合回路２１の詳細については、後述する。

　なお、インピーダンス整合回路２１の配置位置は、これに限らない。例えば、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２のみに個別に配置されていてもよく、例えば、送信側信号経路と受信側信号経路とが束ねられるノードとフィルタ回路２２との間に配置されていてもかまわない。また、例えば、インピーダンス整合回路２１は、送信増幅回路２４とフィルタ回路２２との間に配置されていてもかまわない。このような位置に配置さる場合、一般的に、送信増幅回路２４の出力インピーダンスは５０Ωより低くなる（例えば３Ω）ため、インピーダンス整合回路２１は、フィルタ回路２２のインピーダンス（ここでは入力インピーダンス）と５０Ωより低い上記出力インピーダンスとの整合をとってもかまわない。また、「整合（インピーダンス整合）をとる」とは、インピーダンスを完全に一致させることだけでなく、インピーダンスを概ね一致させることも含み、例えばＶＳＷＲが２．２以下の範囲に収めることも含む。

　フィルタ回路２２は、通過帯域が第１通過帯域または第２通過帯域に変化するチューナブルフィルタである。つまり、フィルタ回路２２は、通過帯域が互いに異なる第１通過特性及び第２通過特性を形成可能に構成されている。本実施の形態では、フィルタ回路２２は、第１通過帯域がＢａｎｄＡ１の送信帯域かつ第２通過帯域がＢａｎｄＡ２の送信帯域の送信用フィルタであり、送信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ回路２２の詳細な構成については、後述する。

　フィルタ回路２３は、通過帯域が固定のフィルタである。本実施の形態では、フィルタ回路２３は、通過帯域がＢａｎｄＡ２及びＢａｎｄＡ２受信帯域の受信用フィルタであり、受信側信号経路に設けられている。なお、フィルタ回路２３についても、フィルタ回路２２と同様に、通過帯域が変化するチューナブルフィルタであってもかまわない。

　送信増幅回路２４は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、本実施の形態では、フィルタ回路２２と送信端子Ｔｘとの間に設けられている。

　受信増幅回路２６は、アンテナ素子１で受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、本実施の形態では、フィルタ回路２３と受信端子Ｒｘとの間に設けられている。

　制御部２７は、使用される周波数帯域（バンド）に基づいて、フィルタモジュール２０（高周波フィルタ装置）が有する各スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）を制御する。具体的には、制御部２７は、制御信号φｃｔｒｌによって各スイッチのオン及びオフを切り替えることにより、インピーダンス整合回路２１のインピーダンス及びフィルタ回路２２の通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替える。つまり、フィルタモジュール２０は、フィルタ回路２２（高周波フィルタ回路）とインピーダンス整合回路２１とに共通に設けられ、フィルタ回路２２のスイッチ（第１スイッチ素子）及びインピーダンス整合回路２１のスイッチ（第２スイッチ素子）の導通及び非導通を切り替える制御信号φｃｔｒｌを伝達する制御線２７１を備える。

　このように構成された高周波フロントエンド回路２は、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌにしたがって、インピーダンス整合回路２１のインピーダンス及びフィルタ回路２２の通過帯域を適宜切り替えて高周波信号を伝達する。

　［１．３　フィルタモジュールの回路構成］
　以下、インピーダンス整合回路２１とフィルタ回路２２及び２３とで構成されるフィルタモジュール２０の回路構成について、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）に対応し、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）にて規定されたＢａｎｄ（周波数帯域）（以下ではＢａｎｄ２８ａのＴｘ及びＢａｎｄ２８ｂのＴｘ）に対応したフィルタ回路構成を例に、図２を用いて説明する。

　図２は、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０の回路構成図である。

　まず、各バンドに割り当てられた周波数帯域について説明する。

　Ｂａｎｄ２８ａは、受信帯域が７５８－７８８［ＭＨｚ］、送信帯域が７０３－７３３［ＭＨｚ］である。Ｂａｎｄ２８ｂは、受信帯域が７７３－８０３［ＭＨｚ］、送信帯域が７１８－７４８［ＭＨｚ］である。以下、各バンドの受信帯域（Ｒｘ）及び送信帯域（Ｔｘ）を、例えばＢａｎｄ２８ａの送信帯域（Ｔｘ）については「Ｂａｎｄ２８ａＴｘ帯」のように、バンド名とその末尾に付加された受信帯域または送信帯域を示す文言とで簡略化して記載する場合がある。

　［１．３．１　フィルタ回路（チューナブルフィルタ）の回路構成］
　これらのバンドは、例えば、排他的に使用される。このため、本実施の形態に係るフィルタ回路２２は、通過帯域を、Ｂａｎｄ２８ａＴｘ帯及びＢａｎｄ２８ｂＴｘ帯のいずれかに切り替えることができるチューナブルフィルタとして構成されている。

　フィルタ回路２２は、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ（第１スイッチ素子）を有し、当該スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて通過帯域が切り替わる高周波フィルタ回路である。なお、フィルタ回路２２は、少なくとも１つの第１スイッチ素子を有していればよい。

　具体的には、フィルタ回路２２は、基本構成として、直列腕共振子（本実施の形態では４つの直列腕共振子２２１ｓ～２２４ｓ）と並列腕共振子（本実施の形態では４つの並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐ）とで構成されるラダー型のフィルタ構造を有する。また、フィルタ回路２２は、通過帯域を可変するために基本構成に付加される付加構成として、少なくとも１つの並列腕共振子（本実施の形態では２つの並列腕共振子２２１ｐ及び２２４ｐ）と直列に接続されたキャパシタ（本実施の形態ではキャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃ）と、当該キャパシタに並列に接続されたスイッチ（本実施の形態ではスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ）と、を有する。また、本実施の形態では、フィルタ回路２２はさらに、位相等を調整するためのインダクタ２２５Ｌを送信端子１２０側に有する。

　なお、フィルタ回路２２を構成するラダー型のフィルタ構造は、４段に限らず、例えば１段であってもかまわない。

　このように構成されたフィルタ回路２２では、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオンの場合、直列腕共振子２２１ｓ～２２４ｓのインピーダンス特性と並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐのインピーダンス特性によって通過帯域が規定される。

　具体的には、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷオンの場合、並列腕共振子２２１ｐ及び２２４ｐがグランドと接続されるため、キャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃのインピーダンスがフィルタ回路２２のインピーダンスに影響をおよぼさないことになる。つまり、このとき、キャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃが無効化された状態となるため、フィルタ回路２２は、並列腕共振子２２１ｐ及び２２４ｐの素の特性（単体での特性）によって規定される、Ｂａｎｄ２８ａＴｘを通過帯域とするフィルタ特性を有する。

　一方、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフの場合、直列腕共振子２２１ｓ～２２４ｓのインピーダンス特性と並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐ及びキャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃの合成特性のインピーダンス特性によって通過帯域が規定される。

　具体的には、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフの場合、並列腕共振子２２１ｐ及び２２４ｐにキャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃが付加されるため、キャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃのインピーダンスがフィルタ回路２２のインピーダンスに影響をおよぼすことになる。つまり、このとき、キャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃが有効化された状態となるため、フィルタ回路２２は、並列腕共振子２２１ｐとキャパシタ２２１Ｃの合成特性及び並列腕共振子２２４ｐとキャパシタ２２４Ｃの合成特性によって依存するフィルタ特性を有する。

　ここで、並列腕共振子２２１ｐとキャパシタ２２１Ｃの合成特性は、並列腕共振子２２１ｐの素の特性に比べ、共振周波数が高域側にシフトしている。並列腕共振子２２４ｐとキャパシタ２２４Ｃの合成特性も同様に、並列腕共振子２２４ｐの素の特性に比べ、共振周波数が高域側にシフトしている。

　一般的に、ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、同じ段を構成する並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子の共振周波数ｆｒｐ近傍が、バンドパスフィルタの低周波側阻止域となる。また、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐ及び直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓの近傍が、バンドパスフィルタの信号通過域となる。また、直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓ近傍が、バンドパスフィルタの高周波側阻止域となる。

　したがって、フィルタ回路２２は、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフの場合、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオンの場合に比べて、通過帯域低域側が削られて（すなわち通過帯域低域端が高域側にシフトして）Ｂａｎｄ２８ｂＴｘを通過帯域とするフィルタ特性を有する。つまり、日本国においてデジタルテレビ放送に割り当てられている、いわゆるＤＴＶ帯（４７０－７１０ＭＨｚ）の高周波信号を減衰することができる。

　このように、フィルタ回路２２は、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷのオン及びオフに応じて、通過帯域を、Ｂａｎｄ２８ａＴｘ帯（第１通過帯域）及びＢａｎｄ２８ｂＴｘ帯（第２通過帯域）のいずれかに切り替えることができる。

　なお、フィルタ回路２２は、複数の通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることができればよく、例えば、３以上の通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えてもかまわない。また、フィルタ回路２２が周波数を切り替える少なくとも１つの減衰極は、通過帯域近傍の減衰極に限らず、通過帯域から十分離れた減衰極であってもかまわない。

　［１．３．２　フィルタ回路（フィックスドフィルタ）の回路構成］
　本実施の形態では、受信側のフィルタ回路２３は、周波数可変機能が無く通過帯域が切り替わらないフィックスドフィルタである。つまり、受信側のフィルタ回路２３は、Ｂａｎｄ２８ａＲｘ帯及びＢａｎｄ２８ｂＲｘ帯を包む帯域を通過帯域とするフィルタである。

　具体的には、フィルタ回路２３は、ラダー型のフィルタ構造に縦結合型のフィルタ構造が付加された回路であり、直列腕共振子２３１ｓ～２３３ｓと、並列腕共振子２３１ｐと、縦結合共振器２５０とを備える高周波フィルタ回路である。並列腕共振子２３１ｐは、直列腕共振子２３１ｓと直列腕共振子２３２ｓとの間のノードに接続されている。縦結合共振器２５０は、直列腕共振子２３２ｓと直列腕共振子２３３ｓとの間に接続されている。

　フィルタ回路２２及び２３の各共振子は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、フィルタ回路２２及び２３を、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。

　なお、一般的に縦結合型のフィルタ構造は耐電力性能が低いため送信側のフィルタ回路２２としては用いられないことが好ましい。しかし、送信側のフィルタ回路２２が縦結合型のフィルタ構造を有してもかまわないし、受信側のフィルタ回路２３がラダー型のフィルタ構造を有してもかまわない。

　また、フィルタ回路２２及び２３の各共振子（直列腕共振子及び並列腕共振子）は、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。

　また、フィルタ回路２２及び２３の各共振子は、弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた共振子であってもよい。また、フィルタ回路２２及び２３は、インピーダンスが極小（理想的には０）となる周波数、及び、インピーダンスが極大（理想的には無限大）となる周波数をもつ共振子を有する構成に限らず、ＬＣ共振フィルタまたは誘電体フィルタであってもかまわない。

　［１．３．３　インピーダンス整合回路の回路構成］
　以上のように構成されたフィルタ回路２２は、通過帯域が切り替えられた場合に、フィルタ回路２２の電気特性の変化によってインピーダンスが変化し得る。そこで、本実施の形態に係るインピーダンス整合回路２１は、インピーダンス整合をとるための素子値を可変可能に構成され、フィルタ回路２２のインピーダンス変化に応じてインピーダンス値を切り替える。

　具体的には、インピーダンス整合回路２１は、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌ（インピーダンス素子）と、スイッチ２１２ＳＷと、を有する。インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌは、高周波信号を伝送する信号経路とグランドとをシャントする経路に配置されている。インダクタ２１１Ｌは、一方の端子が高周波信号を伝送する信号経路に接続され、他方の端子がグランドに接続された、いわゆるシャント接続型のインピーダンス素子である。インダクタ２１２Ｌとスイッチ２１２ＳＷとは、直列接続されて上記シャントする経路に配置されており、本実施の形態では、インダクタ２１２Ｌの一方の端子が高周波を伝送する信号経路に接続されている。

　このように構成されたインピーダンス整合回路２１では、スイッチ２１２ＳＷがオンの場合、インダクタ２１１Ｌとインダクタ２１２Ｌとが並列接続されることになる。よって、このとき、インピーダンス整合回路２１全体は、素子値として、インダクタ２１１Ｌとインダクタ２１２Ｌとの合成インダクタンス値を有する。

　一方、インピーダンス整合回路２１では、スイッチ２１２ＳＷがオンの場合、素子値として、インダクタ２１１Ｌの素のインダクタンス値（インダクタ２１１Ｌ単体でのインダクタンス値）を有する。

　このように、インピーダンス整合回路２１は、スイッチ２１２ＳＷのオン及びオフに応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わることにより、フィルタ回路２２のインピーダンスが可変した場合にも、インピーダンス整合をとることができる。

　具体的には、インピーダンス整合回路２１は、入出力端子間を結ぶ経路（図２では、アンテナ端子１１０と送信端子１２０及び受信端子１３０とを結ぶ経路）とグランドとの間に直列接続されたインダクタ２１１Ｌ（インピーダンス素子）と、当該インダクタ２１１Ｌと並列接続され、かつ、互いに直列接続されたインダクタ２１２Ｌ（インピーダンス素子）及びスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）と、を備える。

　これにより、インピーダンス整合回路２１は、スイッチ２１２ＳＷがオンの場合とオフの場合とで、アドミッタンスについてサセプタンス成分が可変することになる。

　［１．４　フィルタモジュールの動作］
　以上のように構成されたフィルタモジュール２０は、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌにしたがって、次のように動作する。

　本実施の形態では、制御信号φｃｔｒｌがハイレベルの場合に、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷ及びフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷのいずれもオン（導通状態）となる。一方、制御信号φｃｔｒｌがローレベルの場合、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷ及びフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷのいずれもオフ（非導通状態）となる。

　つまり、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ（第１スイッチ素子）とスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）とは、オン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えタイミングが互いに同期しており、本実施の形態では、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷとスイッチ２１２ＳＷは、いずれもオン（すなわち第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子の双方がオン）、または、いずれもオフ（すなわち第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子の双方がオフ）となる。

　ここで、「同期している」とは、タイミングが完全に一致している場合だけでなく、制御線２７１の配線引き回しによる遅延時間によって、タイミングがわずかにずれる場合も含む。

　図３、図４Ａ及び図４Ｂは、このときのフィルタモジュール２０の通過特性を示すグラフである。具体的には、図３は、フィルタモジュール２０の入出力端子（ここではアンテナ端子１１０）でのインピーダンスを示すスミスチャートである。図４Ａは、フィルタモジュール２０の通過特性を示すグラフであり、図４Ｂは、図４Ａの要部を拡大したグラフである。

　なお、図４Ａ及び図４Ｂでは、フィルタモジュール２０の通過特性として、送信信号経路の挿入損失を示しており、具体的には、送信端子１２０に入力された信号の強度に対するアンテナ端子１１０から出力された信号の強度比（ｄＢ表示）が示されている。

　これらの事項は、特に言及しない限り、以降の図でも同様である。

　図３、図４Ａ及び図４Ｂに示す通過特性は、素子値が固定されたインピーダンス整合回路を用いたフィルタモジュールに比べて、フィルタ回路２２の通過帯域が切り替えられた場合（ここでは、通過帯域がＢａｎｄ２８ｂＴｘからＢａｎｄ２８ａＴｘに切り替えられた場合）において、良好な特性を示す。このことの理解を容易にするために、参考として、比較例を用いて説明する。

　図５は、比較例に係るフィルタモジュール９０の回路構成図である。

　同図に示すフィルタモジュール９０は、図２に示すフィルタモジュール２０のインピーダンス整合回路２１に代わり、素子値が固定されたインピーダンス整合回路９１を備える。インピーダンス整合回路９１は、インピーダンス整合回路２１に比べて、インダクタ２１２Ｌ及び２１２ＳＷが設けられていない点が異なる。つまり、比較例に係るフィルタモジュール９０は、インピーダンス整合をとるための素子値が固定のインピーダンス整合回路９１を有する。

　図６、図７Ａ及び図７Ｂは、比較例のフィルタモジュール９０の通過特性を示すグラフであり、比較例のフィルタモジュール９０の問題が示されている。具体的には、図６は、フィルタモジュール９０の入出力端子（ここではアンテナ端子１１０）でのインピーダンスを示すスミスチャートである。図７Ａは、フィルタモジュール９０の通過特性を示すグラフであり、図７Ｂは、図７Ａの要部を拡大したグラフである。

　図６に示すように、比較例に係るフィルタモジュール９０では、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフの場合（すなわち、通過帯域がＢａｎｄ２８ｂＴｘの場合）、アンテナ端子１１０におけるインピーダンスは、通過帯域においてスミスチャートの中心部（すなわち５０Ω近傍）に位置している。つまり、この場合、インピーダンス整合回路９１は、アンテナ端子１１０におけるインピーダンスが所定のインピーダンス（ここでは５０Ω）になるように、インピーダンス整合をとることができている。一方、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオンの場合（すなわち、通過帯域がＢａｎｄ２８ａＴｘの場合）、アンテナ端子１１０におけるインピーダンスは、通過帯域においてスミスチャートの中心部から誘導性にずれて位置している。つまり、この場合、インピーダンス整合回路９１は、インピーダンス整合をとることができていない。

　このように、比較例に係るフィルタモジュール９０では、通過帯域の切り替えに伴ってフィルタ回路２２のインピーダンスが変化したときに、アンテナ端子１１０におけるインピーダンスが所定のインピーダンスからずれてしまう。

　その結果、図７Ａ及び図７Ｂに示すように、比較例に係るフィルタモジュール９０では、通過帯域内の挿入損失が増大（ロスが悪化）する場合がある。具体的には、図７Ｂに示すように、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフの場合、通過帯域の低域端において挿入損失が増大している。

　これに対して、図４Ａ及び図４Ｂと図７Ａ及び図７Ｂとを比較して分かるように、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０によれば、比較例に係るフィルタモジュール９０に比べ、通過帯域内の挿入損失の増大が抑制されている。具体的には、図４Ｂと図７Ｂとを比較して分かるように、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０によれば、通過帯域の低域端において挿入損失の増大が抑制されている。つまり、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０によれば、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域をＢａｎｄ２８ａＴｘと、Ｂａｎｄ２８ｂＴｘとを切り替えることができる。

　［１．５　フィルタモジュールの実装構成］
　次に、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０の構造の一例について説明する。

　図８Ａは、実施の形態１に係るフィルタモジュール２０の外観斜視図である。図８Ｂは、実施の形態１に係るフィルタモジュール２０の断面図であり、具体的には、図８ＡのVIII－VIII線における断面図である。なお、図８Ａでは、封止部材３５を透過して、封止部材３５によって封止された部品を図示している。

　これらの図に示されるように、フィルタモジュール２０は、モジュール基板３１、スイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３２、共振子用パッケージ３３Ａ及び３３Ｂ、チップ部品３４Ａ及び３４Ｂ、ならびに、封止部材３５を備える。フィルタモジュール２０は、本実施の形態では、スイッチＩＣ３２、共振子用パッケージ３３Ａ及び３３Ｂ、ならびに、チップ部品３４Ａ及び３４Ｂが、モジュール基板３１上に配置されたスタック構造を有する。

　モジュール基板３１は、フィルタモジュール２０を構成するインダクタ及びキャパシタのうち比較的素子値が小さい素子、及び、フィルタモジュール２０を構成する配線を内蔵する、例えばＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板である。

　スイッチＩＣ３２は、フィルタモジュール２０を構成するスイッチ（２１２ＳＷ、２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ）を内蔵するチップ部品であり、例えば、制御端子Ｐｃｔｒｌ（後述する図９参照）に入力される制御信号にしたがってオン及びオフが切り替えられる複数のＳＰＳＴ型のスイッチを内蔵する。

　共振子用パッケージ３３Ａは、送信側のフィルタ回路２２を構成する共振子を内蔵する。共振子用パッケージ３３Ｂは、受信側のフィルタ回路２３を構成する共振子を内蔵する。共振子用パッケージ３３Ａ及び３３Ｂは、例えば、圧電基板及びＩＤＴ電極等で構成されている。

　チップ部品３４Ａ及び３４Ｂは、フィルタモジュール２０を構成するインダクタ及びキャパシタのうち比較的素子値が大きい素子である。

　封止部材３５は、モジュール基板３１上に配置された部品を封止する、例えば樹脂である。

　このように本実施の形態に係るフィルタモジュール２０は、スタック構造を有するため、実装面積の省スペース化を図ることができる。なお、フィルタモジュール２０はスタック構造に限らず、例えば、一部の部品がモジュール基板３１とは異なる基板に実装されていてもかまわない。

　図９は、本実施の形態に係るフィルタモジュール２０の実装構成を概念的に示す図である。同図には、モジュール基板３１及びスイッチＩＣ３２の平面図（上段）及び断面図（下段）が示されている。

　同図に示すように、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌは、例えば、モジュール基板３１に内蔵された、スパイラル状の平面コイルパターンで構成されている。また、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌのそれぞれに対応した各コイルパターンは、同一層内に形成されている。

　なお、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌのコイルパターンは、図９に示されたパターン形状に限定されない。モジュール基板３１を構成する複数の層にわたって形成されたらせん状のコイルパターンであってもよいし、基板主面に垂直な方向に沿って形成されたコイルパターンであってもよい。また、コイルパターンのターン数も任意である。さらに、各コイルパターンは、同一層内に形成されておらず、異なる層に形成されてもよく、モジュール基板３１を平面視した場合に互いに重複していてもよい。

　また、同図に示すように、キャパシタ２２１Ｃ及び２２４Ｃは、例えば、モジュール基板３１に内蔵された、対向する一対の平面電極で構成されている。

　また、図９に示すように、スイッチＩＣ３２は複数のスイッチ（同図では５つのスイッチ）と制御端子Ｐｃｔｒｌとを有する。つまり、スイッチＩＣ３２は、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷと、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷを含む複数のスイッチを内蔵する。制御端子Ｐｃｔｒｌは、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌを伝達する制御線２７１と接続されている。これにより、スイッチＩＣは、制御信号φｃｔｒｌにしたがって、複数のスイッチのオン及びオフを切り替える。

　図１０Ａは、実施の形態に係る制御信号φｃｔｒｌとスイッチ２１２ＳＷ、２２１ＳＷ及び２２４ＳＷの状態との対応関係を示す図である。

　本実施の形態では、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷとフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷとは、制御信号φｃｔｒｌにしたがって一斉にオンまたはオフし、図１０Ａに示すように、例えば、制御信号φｃｔｒｌがＨｉｇｈの場合にオンとなり、Ｌｏｗの場合にオフとなる。

　なお、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷとフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷとは、オンまたはオフするタイミングが同期していればよく、一方がオンの場合に他方がオフであってもかまわない。

　図１０Ｂは、実施の形態に係る制御信号φｃｔｒｌとスイッチ２１２、２２１ＳＷ及び２２４ＳＷの状態との対応関係の変形例を示す図である。

　同図に示すように、例えば、制御信号φｃｔｒｌがＨｉｇｈの場合に、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷがオンかつフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオフとなり、制御信号φｃｔｒｌがＬｏｗの場合に、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷがオフかつフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷがオンとなってもかまわない。

　このような構成は、例えば、フィルタモジュール２０が、インピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷを内蔵する第１スイッチＩＣとフィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷを内蔵する第２スイッチＩＣとを備えることにより果たされる。つまり、第１及び第２スイッチＩＣは、同一の制御信号φｃｔｒｌにしたがってスイッチのオン及びオフが切り替えられ、第１スイッチＩＣのスイッチと第２スイッチＩＣのスイッチとはオン及びオフする極性が反転している。

　［１．６　効果等］
　以上のように、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路２（具体的にはフィルタモジュール２０）によれば、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ（第１スイッチ素子）とスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期している。

　これにより、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えるためにスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷの導通及び非導通が切り替えられると、当該スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷと同期して導通及び非導通が切り替わるスイッチ２１２ＳＷによって、インピーダンス整合回路２１の素子値が切り替わる。このため、通過帯域の切り替えに伴ってフィルタ回路２２（高周波フィルタ回路）のインピーダンスが変化しても、インピーダンス整合回路２１はフィルタ回路２２の変化後のインピーダンスと所定のインピーダンスとの整合をとることができる。したがって、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、制御線２７１がフィルタ回路２２（高周波フィルタ回路）とインピーダンス整合回路２１とに共通に設けられていることから、回路構成の簡素化が図られる。

　また、スイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷとスイッチ２１２ＳＷとは、双方が導通または双方が非導通となることから、これらを共通のスイッチＩＣに内蔵することができる。

　また、インピーダンス整合回路２１が複数の信号経路が束ねられた経路に配置されていることから、複数のフィルタ回路（実施の形態では、２つのフィルタ回路２２及び２３）でインピーダンス整合回路２１を共有できるため、高周波フロントエンド回路２（具体的にはフィルタモジュール２０）の小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、フィルタモジュール２０を構成するインピーダンス整合回路２１及びチューナブルフィルタ（上記説明ではフィルタ回路２２）の構成は、上記説明した構成に限らず、当該フィルタモジュール２０の通過帯域及び電気特性等の要求仕様に応じて、適宜設計され得る。そこで、以下、インピーダンス整合回路２１及びチューナブルフィルタの各種変形例について、説明する。

　［１．７　インピーダンス整合回路の変形例］
　図１１Ａ～図１１Ｃは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例１～３の回路構成図である。

　図１１Ａは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例１の回路構成図である。同図に示すインピーダンス整合回路２１Ａは、図２に示したインピーダンス整合回路２１に比べて、インダクタ２１２Ｌに代わりキャパシタ２１２Ｃを有する。

　図１１Ｂは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例２の回路構成図である。同図に示すインピーダンス整合回路２１Ｂは、図２に示したインピーダンス整合回路２１に比べて、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌが直列接続されて、入出力端子２０２と入出力端子２０４とを結ぶ経路とグランドとの間に直列接続されている。

　図１１Ｃは、実施の形態１におけるインピーダンス整合回路の変形例３の回路構成図である。同図に示すインピーダンス整合回路２１Ｃは、図２に示したインピーダンス整合回路２１に比べて、キャパシタ２１１Ｃ及び２１２Ｃが直列接続されて、入出力端子２０２と入出力端子２０４とを結ぶ経路とグランドとの間に直列接続されている。また、スイッチ２１２ＳＷがキャパシタ２１２Ｃに並列接続されている。また、さらに、入出力端子２０２と入出力端子２０４とを結ぶ経路にインダクタ２１１Ｌが直列接続されている。

　このように構成されたインピーダンス整合回路２１Ａ～２１Ｃのいずれによっても、スイッチ２１２ＳＷのオン及びオフに応じて、インピーダンス整合をとるための素子値（ここでは、アドミッタンス値のサセプタンス成分）を可変することができる。よって、上述したインピーダンス整合回路２１と同様に、フィルタ回路２２のインピーダンスが可変した場合にも、インピーダンス整合をとることができる。

　また、インピーダンス整合回路２１Ｃによれば、入出力端子２０２と入出力端子２０４とを結ぶ経路にインダクタ２１１Ｌ（インピーダンス素子）が直列接続されていることにより、リアクタンス成分を誘導性に動かすことができる。

　［１．８　フィルタ回路の変形例］
　図１２Ａ～図１２Ｄは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例１～４の回路構成図である。

　図１２Ａ～図１２Ｄに示すフィルタ回路２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ及び２２Ｅは、図２に示したフィルタ回路２２に比べて、ラダー型のフィルタ構造の各段に、通過帯域を可変するためのインピーダンス素子及びスイッチ（第１スイッチ素子）が設けられている。つまり、フィルタ回路２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ及び２２Ｅのそれぞれは、ラダー型のフィルタ構造の各段において、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路とグランドとの間に、並列腕共振子と直列接続されたインピーダンス素子及び当該インピーダンス素子に並列接続されたスイッチを有する、または、並列腕共振子と並列接続されたインピーダンス素子及び当該インピーダンス素子に直列接続されたスイッチを有する。

　図１２Ａは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例１の回路構成図である。同図に示すフィルタ回路２２Ａは、図２に示したフィルタ回路２２に比べて、ラダー型のフィルタ構造の各段において、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐと直列接続されたキャパシタ２２１Ｃ～２２４Ｃ（インピーダンス素子）、及び、キャパシタ２２１Ｃ～２２４Ｃに並列接続されたスイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷを有する。これにより、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオフの場合において通過帯域低域側の阻止域における減衰量を大きくすることができる。

　図１２Ｂは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例２の回路構成図である。同図に示すフィルタ回路２２Ｂは、図１２Ａに示したフィルタ回路２２Ａに比べて、キャパシタ２２１Ｃ～２２４Ｃに代わりインダクタ２２１Ｌ～２２４Ｌ（インピーダンス素子）を有する。これにより、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオフの場合、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオンの場合に比べて、通過帯域低域側を広げる（すなわち通過帯域低域端を低域側にシフトする）ことができる。

　図１２Ｃは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例３の回路構成図である。同図に示すフィルタ回路２２Ｄは、図１２Ａに示したフィルタ回路２２Ａに比べて、キャパシタ２２１Ｃ～２２４Ｃに代わり共振子２２１ｐａ～２２４ｐａ（インピーダンス素子）を有する。これにより、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオフの場合、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオンの場合に比べて、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトすると共に、通過帯域高域側に減衰極を追加することができ、通過帯域高域側の減衰を得ることも可能になる。

　図１２Ｄは、実施の形態１におけるフィルタ回路の変形例４の回路構成図である。同図に示すフィルタ回路２２Ｅは、図１２Ａに示したフィルタ回路２２Ａに比べて、キャパシタ２２１Ｃ～２２４Ｃに代わり、ラダー型のフィルタ構造の各段において、並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐが他のインピーダンス素子を介さずにグランドに接続され、直列接続された共振子２２１ｐａ～２２４ｐａ（インピーダンス素子）及びスイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷが並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐに並列接続されている。これにより、各段において並列腕共振子２２１ｐ～２２４ｐより共振周波数が高い共振子２２１ｐａ～２２４ｐａを設けることにより、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオンの場合、通過帯域高域側の極（減衰極）が共振子２２１ｐａ～２２４ｐａの共振周波数によって規定され得る。このため、スイッチ２２１ＳＷ～２２４ＳＷがオフの場合に比べて、通過帯域高域側を削る（すなわち通過帯域高域端を低域側にシフトする）ことが可能となる。

　（実施の形態１の変形例）
　上記実施の形態１では、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ及び２２４ＳＷ（第１スイッチ素子）のそれぞれとインピーダンス整合回路２１のスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）とは、オン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えタイミングが互いに同期していた。これに対し、本実施の形態では、スイッチ２２１ＳＷとスイッチ２１２ＳＷとは当該切り替えタイミングが同期しているものの、スイッチＳＷ２２４は当該切り替えタイミングが同期しておらず、インピーダンス整合回路がさらに、スイッチＳＷ２２４と当該切り替えタイミングが同期するスイッチを備える。

　図１３は、実施の形態１の変形例に係るフィルタモジュール２０Ａの回路構成図である。

　同図に示すフィルタモジュール２０Ａは、図２のフィルタモジュール２０に比べて、インピーダンス整合回路２１Ａの構成が異なる。

　インピーダンス整合回路２１Ａは、インピーダンス整合回路２１に比べて、さらに、スイッチ２１３ＳＷ（第４スイッチ素子）を有し、スイッチ２１３ＳＷのオン及びオフに応じて、インピーダンス整合をとるための素子値が切り替わる。具体的には、インピーダンス整合回路２１Ａは、インピーダンス整合回路２１に比べて、高周波信号が伝達される経路とグランドとの間に、直列接続されたインダクタ２１３Ｌ及びスイッチ２１３ＳＷ（第４スイッチ素子）を有する。

　本変形例では、フィルタ回路２２のスイッチ２２１ＳＷ（第１スイッチ素子）とインピーダンス整合回路２１Ａのスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）とは、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌ１にしたがってオン及びオフする。つまり、スイッチ２２１ＳＷとスイッチ２１２ＳＷとは、オン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えタイミングが互いに同期している。ここで、制御信号φｃｔｒｌ１は、上記実施の形態の制御信号φｃｔｒｌと同様に、制御線２７１によって伝達される。

　また、フィルタ回路２２のスイッチ２２４ＳＷは（第３スイッチ素子）とインピーダンス整合回路２１Ａのスイッチ２１４ＳＷ（第４スイッチ素子）とは、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌ２にしたがってオン及びオフする。つまり、スイッチ２２４ＳＷとスイッチ２１４ＳＷとは、オン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えタイミングが互いに同期している。ここで、制御信号φｃｔｒｌ２は、制御信号φｃｔｒｌが伝達される制御線２７１とは異なる制御線２７２によって伝達される。言い換えると、スイッチ２２１ＳＷ（第１スイッチ素子）及びスイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）のオン及びオフの切り替えタイミングと、スイッチ２２４ＳＷ（第３スイッチ素子）及びスイッチ２１３ＳＷ（第４スイッチ素子）のオン及びオフの切り替えタイミングとは、互いに独立している。つまり、フィルタモジュール２０Ａは、フィルタ回路２２とインピーダンス整合回路２１Ａとに共通に設けられ、スイッチ２２４ＳＷ及びスイッチ２１４ＳＷのオン及びオフを切り替える制御信号を伝達する制御線２７２を備える。

　このように構成されたフィルタモジュール２０Ａによれば、スイッチ２２１ＳＷ（第１スイッチ素子）及び２２４ＳＷ（第３スイッチ素子）のオン及びオフを適宜選択することによりフィルタ回路２２の通過特性をより細かく調整しつつ、スイッチ２１２ＳＷ（第２スイッチ素子）及びスイッチ２１３ＳＷ（第４スイッチ素子）の導通及び非導通を適宜選択することによりインピーダンス整合をとることが可能となる。

　具体的には、フィルタ回路２２が互いに独立のタイミングでオン及びオフするスイッチ２２１ＳＷ（第１スイッチ素子）及び２２４ＳＷ（第３スイッチ素子）を有することにより、通過帯域を、Ｂａｎｄ２８ａＴｘ帯（第１通過帯域）及びＢａｎｄ２８ｂＴｘ帯（第２通過帯域）とは異なる帯域に切り替えることができる。つまり、フィルタモジュール２０Ａを、より多くのバンドを用いるシステムに適用することができる。また、インピーダンス整合回路２１Ａがスイッチ２２４ＳＷ（第３スイッチ素子）に同期してオン及びオフするスイッチ２１３ＳＷ（第４スイッチ素子）を有することにより、フィルタ回路２２が、通過帯域を、Ｂａｎｄ２８ａＴｘ帯及びＢａｎｄ２８ｂＴｘ帯とは異なる帯域に切り替えた場合であっても、インピーダンス整合をとることが可能となる。

　なお、インピーダンス整合回路を構成するインピーダンス素子は、シャント接続型に限らず、高周波信号を伝送する信号経路に直列に挿入されていてもかまわない。例えば、インダクタ２１１Ｌ及び２１２Ｌは互いに直列接続されて当該信号経路に挿入され、スイッチ２１２ＳＷが一方のインダクタ２１１Ｌと並列接続されていてもかまわない。

　この構成によれば、スイッチ２１２ＳＷがオンの場合とオフの場合とで、インピーダンスについてリアクタンスが可変することになる。よって、実施の形態１及びその変形例と同様に、通過帯域の切り替えに伴ってフィルタ回路２２（高周波フィルタ回路）のインピーダンスが変化しても、インピーダンス整合をとることができる。また、例えば、インダクタ２１１Ｌのインダクタンス値をＬ１、インダクタ２１２Ｌのインダクタンス値をＬ２とすると、２つのインダクタで、Ｌ１及び（Ｌ１＋Ｌ２）という２通りのインダクタンス値を選択することが可能となる。つまり、（Ｌ１＋Ｌ２）のインダクタンス値を有する大きなインダクタを必要とせず、（Ｌ１＋Ｌ２）よりも小さなインダクタンス値を有する２つのインダクタにより、インダクタンス値を適宜選択することが可能となる。よって、回路を小型化しつつ、フィルタ回路２２のインピーダンスが変化してもインピーダンス整合をとることが可能となる。

　（実施の形態２）
　ところで、スイッチのオン及びオフに応じて通過帯域を可変できるチューナブルフィルタ（周波数可変フィルタ）では、減衰スロープの急峻度が低下して通過帯域端において挿入損失が増大する場合がある。

　そこで、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路と、を備える。ここで、並列腕回路は、それぞれがノードとグランドとの間に接続され、第１の共振周波数を有する第１並列腕共振子、及び、第１の共振周波数より高い第２の共振周波数を有する第２並列腕共振子と、それぞれがノードとグランドとの間で第１及び第２並列腕共振子の少なくとも一方に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及びスイッチ素子（上記実施の形態１及びその変形例における第１スイッチ素子に相当）と、を有する。

　［２．１　フィルタ（チューナブルフィルタ）の構成］
　図１４Ａは、実施の形態２に係るフィルタ回路１２２Ａの回路構成図である。同図に示されたフィルタ回路１２２Ａは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、キャパシタ２２Ｃと、を備える。

　直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続された直列腕回路の一例である。つまり、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。

　なお、直列腕回路は、これに限らず、縦結合共振器等の複数の共振子で構成された共振回路であってもかまわない。さらには、直列腕回路は、共振回路に限らず、インダクタまたはキャパシタ等のインピーダンス素子であってもかまわない。

　並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ａを構成する。すなわち、当該並列腕回路１２０Ａは、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。よって、フィルタ回路１２２Ａは、直列腕共振子２２ｓで構成される１つの直列腕回路と、１つの並列腕回路１２０Ａと、を備えるフィルタ構造を有している。

　この並列腕回路１２０Ａは、少なくとも２つの共振周波数と少なくとも２つの反共振周波数を有し、スイッチ２２ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、少なくとも１つの共振周波数及び少なくとも１つの反共振周波数が、共に低域側または共に高域側にシフトする。

　具体的には、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ１を有する第１回路１０ａと、第１回路１０ａに並列接続され、かつ、並列腕共振子２２ｐ２を有する第２回路２０ａと、を備える。第１回路１０ａ及び第２回路２０ａの少なくとも一方の回路は、さらに、当該回路における並列腕共振子２２ｐ１または２２ｐ２に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及び第１スイッチ素子を有する周波数可変回路を有する。このように構成された周波数可変回路は、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトさせる。

　本実施の形態では、第１回路１０ａは周波数可変回路を有さず、第２回路２０ａは周波数可変回路２２Ｔを有する。周波数可変回路２２Ｔは、上記互いに並列接続されたインピーダンス素子及び第１スイッチ素子として、それぞれ、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷを有する。

　周波数可変回路２２Ｔと並列腕共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）との接続順序に関し、本実施の形態では、周波数可変回路２２Ｔが並列腕共振子とグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子がノードｘ側に接続され、周波数可変回路２２Ｔがグランド側に接続されている。しかし、この接続順序は特に限定されず、逆であってもかまわない。ただし、接続順序を逆にすると、フィルタ回路１２２Ａの通過帯域内のロスが悪くなる。また、並列腕共振子が他の弾性波共振子とともに共振子用のチップ（パッケージ）に形成されている場合に、当該チップの端子数の増加によってチップサイズの大型化を招く。このため、フィルタ特性及び小型化の観点からは、本実施の形態の接続順序で接続されていることが好ましい。

　並列腕共振子２２ｐ１は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードｘとグランド（基準端子）との間に接続された共振子である第１並列腕共振子である。つまり、本実施の形態では、第１回路１０ａは、並列腕共振子２２ｐ１のみで構成されている。

　並列腕共振子２２ｐ２は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードｘとグランド（基準端子）との間に接続された共振子である第２並列腕共振子である。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２は、スイッチ２２ＳＷ及びキャパシタ２２Ｃとともに、上記第１回路１０ａに並列接続された第２回路２０ａを構成する。つまり、本実施の形態では、第２回路２０ａは、並列腕共振子２２ｐ１、スイッチ２２ＳＷ及びキャパシタ２２Ｃで構成されている。

　並列腕共振子２２ｐ２は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数と異なる共振周波数と、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数と異なる反共振周波数と、を有する。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数である第１の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数である第２の共振周波数より低く、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数より低い。「共振周波数」とは、インピーダンスが極小となる周波数であり、「反共振周波数」とは、インピーダンスが極大となる周波数である。

　キャパシタ２２Ｃは、本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ回路１２２Ａの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃの素子値に依存し、例えばキャパシタ２２Ｃの素子値が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃの素子値は、フィルタ回路１２２Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタ２２Ｃは、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。

　スイッチ２２ＳＷは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型の第１スイッチ素子である。スイッチ２２ＳＷは、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌによって導通（オン）及び非導通（オフ）が切り替えられることにより、当該接続ノードとグランドとを導通または非導通とする。

　例えば、スイッチ２２ＳＷは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチ２２ＳＷを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、フィルタ回路１２２Ａを小型化することができる。言い換えると、半導体を用いたスイッチは小型であるため、フィルタ回路１２２Ａを小型化することができる。

　この並列腕回路１２０Ａは、スイッチ２２ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、インピーダンスが極小となる周波数及び当該インピーダンスが極大となる周波数が、共に低域側または共に高域側にシフトする。このことについては、フィルタ回路１２２Ａの通過特性と併せて後述する。

　ここで、本実施の形態では、フィルタ回路１２２Ａを構成する各共振子（直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、フィルタ回路１２２Ａを、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。

　なお、フィルタ回路１２２Ａの各共振子は、弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた共振子であってもよい。つまり、各共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」を有していればよい。

　［２．２　フィルタ（チューナブルフィルタ）の通過特性］
　以上のように構成されたフィルタ回路１２２Ａの通過特性は、制御信号φｃｔｒｌにしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。

　まず、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。なお、以下では、共振子に限らず並列腕回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

　直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１及び並列腕共振子２２ｐ２は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子２２ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１及び反共振周波数ｆａｐ１を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆａｐ１を満たす）。並列腕共振子２２ｐ２は、共振周波数ｆｒｐ２及び反共振周波数ｆａｐ２を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆａｐ２を満たす）。直列腕共振子２２ｓは、共振周波数ｆｒｓ及び反共振周波数ｆａｓを有する（このとき、ｆｒｓ＜ｆａｓかつｆｒｐ１＜ｆｒｓ＜ｆｒｐ２を満たす）。

　次に、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性について、説明する。

　スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。

　並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｎ及びｆｒ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＝ｆｒｐ１、ｆｒ２ｏｎ＝ｆｒｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。

　また、並列腕回路１２０Ａは、２つの反共振周波数ｆａ１ｏｎ及びｆａ２ｏｎを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｎ＜ｆｒ２ｏｎ＜ｆａ２ｏｎ、かつ、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１、かつ、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、及び、（ii）２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。

　ここで、ｆａ１ｏｎ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して、並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆａ２ｏｎ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１が並列キャパシタとして作用するためである。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａでは、並列腕共振子２２ｐ１が共振する共振周波数ｆｒｐ１から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ１に近づくにつれて、共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ１）とキャパシタ（ここでは並列腕共振子２２ｐ２）との共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ１）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（並列腕共振子２２ｐ２）との共振が起きる。このため、並列腕回路１２０Ａでは、反共振周波数ｆａｐ１よりも低い周波数（ｆａ１ｏｎ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。同様のメカニズムにより、共振周波数ｆｒｐ２から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ２に近づくときにも、反共振周波数ｆａｐ２よりも低い周波数（ｆａ２ｏｎ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。

　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｎと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｎ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｎ近傍で並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため高周波側阻止域となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ａは、反共振周波数ｆａ１ｏｎ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｎ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

　なお、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ２ｏｎについては、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、フィルタ回路１２２Ａの通過特性（ここでは第１通過特性）に対して大きな影響を与えない。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃとの合成特性が並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性となる。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａは、次のようなインピーダンス特性を有する。

　並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ａを構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、及び、（ii）２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。

　ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２がキャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ２＜ｆｒ２ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ２に対して並列腕共振子２２ｐ１がキャパシタとして作用するためである。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａでは、並列腕共振子２２ｐ１が共振する共振周波数ｆｒｐ１から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ１に近づくにつれて、共振子（ここでは並列腕共振子２２ｐ１）とキャパシタ（ここでは並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ１）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（並列腕共振子２２ｐ２及びキャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。このため、並列腕回路１２０Ａでは、反共振周波数ｆａｐ１よりも低い周波数（ｆａ１ｏｆｆ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。同様のメカニズムにより、共振周波数ｆｒｐ２から周波数が高くなって反共振周波数ｆａｐ２に近づくときにも、反共振周波数ｆａｐ２よりも低い周波数（ｆａ２ｏｆｆ）において、インピーダンスが極大となる（反共振）。また、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆから周波数が高くなって共振周波数ｆｒｐ２に近づくにつれて、並列腕共振子２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きる。つまり、並列腕回路１２０Ａの概念的な等価回路を用いて説明すると、共振子（並列腕共振子２２ｐ２）を構成するＬＣ直列回路及びこれに並列接続されたキャパシタと、当該共振子に並列に接続されたキャパシタ（キャパシタ２２Ｃ）との共振が起きる。このため、並列腕回路では、共振周波数ｆｒｐ２よりも高い周波数（ｆｒ２ｏｆｆ）において、インピーダンスが極小となる（共振）。

　このとき、スイッチ２２ＳＷがオフの場合とオンの場合とで低域側の反共振周波数を比べると、ｆａ１ｏｎ＜ｆａ１ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、オンの場合に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１からの周波数可変幅が狭くなることによる。

　また、スイッチ２２ＳＷがオフの場合とオンの場合とで高域側の共振周波数を比べると、ｆｒ２ｏｎ＜ｆｒ２ｏｆｆを満たす。これは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、オンの場合に比べて、キャパシタ２２Ｃの影響により上述したように、ｆｒ２ｏｎ（＝ｆｒｐ２）＜ｆｒ２ｏｆｆとなることによる。

　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２０Ａの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合には、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ近傍で並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが０に近づくため、高周波側阻止域となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ａは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。

　なお、並列腕回路の反共振周波数ｆａ２ｏｆｆについては、上述した反共振周波数ｆａ２ｏｎと同様に、当該周波数における直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高いことにより、フィルタ回路１２２Ａの通過特性（ここでは第２通過特性）に対して大きな影響を与えない。

　以上のようなインピーダンス特性により、スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ａのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ａは、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ２のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数がｆｒ２ｏｎからｆｒ２ｏｆｆへと高域側にシフトする。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路１２０Ａの低域側の反共振点と高域側の共振点とは、フィルタ回路１２２Ａの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ回路１２２Ａの通過特性は、通過帯域高域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる。言い換えると、フィルタ回路１２２Ａは、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しながら高域側にシフトさせることができる。

　すなわち、フィルタ回路１２２Ａでは、並列腕回路１２０Ａの低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路１２０Ａの高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成され、並列腕回路１２０Ａの低周波数側の反共振周波数と直列腕回路（ここでは直列腕共振子２２ｓ）の共振周波数によって通過帯域が構成される。

　フィルタ回路１２２Ａによれば、上記並列腕回路１２０Ａの構成により、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうちの少なくとも１つの共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち少なくとも１つの反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域端の周波数と減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ回路１２２Ａによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。

　具体的には、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数より低い。また、第１回路１０ａは周波数可変回路２２Ｔを有さず、第２回路２０ａは周波数可変回路２２Ｔを有する。

　これによれば、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ａにおける少なくとも２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ回路１２２Ａによれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　［２．３　フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例１］
　ここまで、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち並列腕共振子２２ｐ２のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷと直列接続されることにより、通過帯域高域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えるフィルタについて説明した。しかし、同様の技術は、通過帯域低域側の減衰スロープをシフトさせて通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えるフィルタに適用することもできる。そこで、実施の形態２に係るフィルタの変形例１として、このようなフィルタについて説明する。

　図１４Ｂは、実施の形態２の変形例１に係るフィルタ回路１２２Ｂの回路構成図である。同図に示すフィルタ回路１２２Ｂは、図１４Ａに示したフィルタ回路１２２Ａに比べて、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷが並列腕共振子２２ｐ１のみに直列接続されている点が異なる。つまり、本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のうち並列腕共振子２２ｐ１のみが周波数可変回路２２Ｔと直列接続されている。言い換えると、本変形例では、第１回路１０ｄは周波数可変回路２２Ｔを有し、第２回路２０ｄは周波数可変回路２２Ｔを有さずに並列腕共振子２２ｐ２のみで構成されている。

　以下、実施の形態２に係るフィルタ回路１２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　本変形例では、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷは、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子２２ｐ１に直列接続され、具体的には、グランドと並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されている。なお、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷは、ノードｘと並列腕共振子２２ｐ１との間で直列接続されていてもよい。

　キャパシタ２２Ｃは、本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ回路１２２Ｂの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃの素子値に依存し、例えばキャパシタ２２Ｃの素子値が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃの素子値は、フィルタ回路１２２Ｂに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。

　本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２とキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを接続する経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕回路１２０Ｄを構成する。

　以上のように構成されたフィルタ回路１２２Ｂの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。

　ここで、共振子単体でのインピーダンス特性は、フィルタ回路１２２Ａで説明した特性と同様のため、以下ではその説明を省略し、主に並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性について説明する。

　スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、フィルタ回路１２２Ａで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ｂは、フィルタ回路１２２Ａと同様の第１通過特性を有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃの影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃとの合成特性が並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性となる。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ｄは、次のようなインピーダンス特性を有する。

　並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ１ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１より高い周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２において、極小となる。また、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｄを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ１の間の周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２の間の周波数において、極大となる。

　ここで、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１に対して並列腕共振子２２ｐ２が並列キャパシタとして作用するためである。また、ｆｒｐ１＜ｆｒ１ｏｆｆとなる理由は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１近傍の周波数帯域において、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃとの共振が起きることによる。また、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２となる理由は、並列腕共振子２２ｐ２に対して、並列腕共振子２２ｐ１とキャパシタ２２Ｃの合成特性が並列キャパシタとして作用するためである。

　なお、具体的なメカニズムについては、共振子として作用する構成とキャパシタとして作用する構成とが並列腕共振子２２ｐ１と並列腕共振子２２ｐ２とで入れ替わる点を除き、上述した並列腕回路１２０Ａの場合と同様であるため、説明を省略する。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｂは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。

　スイッチ２２ＳＷをオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｄのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ｄは、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本変形例では、並列腕共振子２２ｐ１のみがキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに直列接続されているため、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数がｆｒ１ｏｎからｆｒ１ｏｆｆへと高域側にシフトする。また、低域側の反共振周波数がｆａ１ｏｎからｆａ１ｏｆｆへと高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路１２０Ｄの低域側の反共振点と低域側の共振点とは、フィルタ回路１２２Ｂの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、スイッチ２２ＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ回路１２２Ｂの通過特性は、通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる。言い換えると、フィルタ回路１２２Ｂは、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域低域端を高域側にシフトさせることができる。

　すなわち、本変形例に係るフィルタ回路１２２Ｂであっても、上記説明したフィルタ回路１２２Ａと同様に、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。

　具体的には、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数より低い。また、第１回路１０ｄは周波数可変回路２２Ｔを有し、第２回路２０ｄは周波数可変回路２２Ｔを有さない。

　これによれば、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えによって、並列腕回路１２０Ｄにおける少なくとも２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、少なくとも２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。そのため、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を、共に、低周波数側または高周波数側にシフトすることができる。したがって、フィルタ回路１２２Ｂによれば、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　［２．４　フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例２］
　また、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替え可能なフィルタは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせてもかまわない。そこで、そこで、実施の形態２に係るフィルタの変形例２として、このようなフィルタについて説明する。

　図１４Ｃは、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ回路１２２Ｃの回路構成図である。同図に示すフィルタ回路１２２Ｃは、図１４Ａに示したフィルタ回路１２２Ａ及び図１４Ｂに示したフィルタ回路１２２Ｂに比べて、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２ならびにスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が、２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれに対応して設けられ、対応する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２に直列接続されている点が異なる。

　つまり、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の一方（第１及び第２並列腕共振子の一方、ここでは並列腕共振子２２ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ１（インピーダンス素子）及びスイッチ２２ＳＷ１（第１スイッチ素子）を有する。さらに、並列腕回路１２０Ｅは、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の他方（第１及び第２並列腕共振子の他方、ここでは並列腕共振子２２ｐ２）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ２２Ｃ２（インピーダンス素子）及びスイッチ２２ＳＷ２（第１スイッチ素子）を有する。

　ここで、本変形例におけるキャパシタ２２Ｃ１及びスイッチ２２ＳＷ１は、上述したフィルタ回路１２２Ａのキャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷに相当する。よって、キャパシタ２２Ｃ１及びスイッチ２２ＳＷ１は、上記フィルタ回路１２２Ｂにおける周波数可変回路２２Ｔに相当する周波数可変回路２２Ｔａを構成する。

　したがって、本変形例では、第１回路１０ｅ及び第２回路２０ｅの各々が周波数可変回路を有し、具体的には、第１回路１０ｅが周波数可変回路２２Ｔａを有し、第２回路２０ｅが周波数可変回路２２Ｔｂを有する。なお、第１回路１０ｅは上記フィルタ回路１２２Ｂにおける第１回路１０ｄに相当し、第２回路２０ｅは上記フィルタ回路２２Ａにおける第２回路２０ａに相当する。このため、第１回路１０ｅ及び第２回路２０ｅの詳細についての説明を省略する。

　以上のように構成されたフィルタ回路１２２Ｃの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２のオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。

　スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、フィルタ回路１２２Ａで説明した特性と同様に、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）の合成特性が並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンの場合、フィルタ回路１２２Ｃは、フィルタ回路１２２Ａのスイッチ２２ＳＷがオンの場合及びフィルタ回路１２２Ｂのスイッチ２２ＳＷがオンの場合と同様の第１通過特性を有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性は、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の影響を受ける特性となる。つまり、この場合、２つの並列腕共振子（並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２）とキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２との合成特性が並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性となる。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオフの場合、並列腕回路１２０Ｅは、次のようなインピーダンス特性を有する。

　並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｆｆ及びｆｒ２ｏｆｆと２つの反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及びｆａ２ｏｆｆとを有する（このとき、ｆｒ１ｏｆｆ＜ｆａ１ｏｆｆ＜ｆｒ２ｏｆｆ＜ｆａ２ｏｆｆ、ｆａ１ｏｆｆ＜ｆａｐ１、ｆｒｐ１＜ｆｒｐ１ｏｆｆ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ２ｏｆｆ、かつ、ｆａ２ｏｆｆ＜ｆａｐ２を満たす）。つまり、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、（i）当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数より高い周波数、及び、（ii）並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より高い周波数において、極小となる。また、（i）並列腕回路１２０Ｅのインピーダンスは、当該並列腕回路１２０Ｅを構成する並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の共振周波数の間の周波数、及び、（ii）２つの並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２の反共振周波数の間の周波数において、極大となる。

　なお、これらの理由及び具体的なメカニズムについては、上述した並列腕回路１２０Ａ及び１２０Ｄの場合と同様であるため、説明を省略する。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｃは、反共振周波数ｆａ１ｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒ１ｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆｒ２ｏｆｆ及び反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。

　スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオンからオフに切り替えると、並列腕回路１２０Ｅのインピーダンス特性が次のように変化する。すなわち、並列腕回路１２０Ｅは、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。本実施の形態では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２がキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２に直列接続されているため、２つの共振周波数の双方が高域側にシフトする。また、低域側の反共振周波数が高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路の低域側の反共振点と高域側の共振点とは、フィルタ回路１２２Ｃの通過帯域高域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。また、並列腕回路の低域側の反共振点と低域側の共振点とは、フィルタ回路１２２Ｃの通過帯域低域側の減衰スロープを規定し、上述したように、これらは共に高域側にシフトする。したがって、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、フィルタ回路１２２Ｃの通過特性は、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトすることになる。言い換えると、フィルタ回路１２２Ｃは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域高域端及び通過帯域低域端を高域側にシフトさせることができる。このため、例えば、フィルタ回路１２２Ｃは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　なお、フィルタ回路１２２Ｃは、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオン及びオフしなくてもよく、これらを個別にオン及びオフしてもかまわない。ただし、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオン及びオフする場合、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ回路１２２Ｃの構成の簡素化が図られる。

　一方、これらを個別にオン及びオフする場合、フィルタ回路１２２Ｃによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

　具体的には、フィルタ回路１２２Ａについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ１（第１並列腕共振子）に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、フィルタ回路１２２Ｂについて説明したように、並列腕共振子２２ｐ２（第２並列腕共振子）に直列接続されたスイッチ２２ＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

　したがって、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

　このように、キャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２及びスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

　すなわち、本変形例に係るフィルタ回路１２２Ｃであっても、上記説明したフィルタ回路１２２Ａ及び１２２Ｂと同様に、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域の周波数を切り替えることが可能となる。

　具体的には、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数より低い。また、第１回路１０ｅ及び第２回路２０ｅの各々が、周波数可変回路（第１回路１０ｅでは周波数可変回路２２Ｔａ、第２回路２０ｅでは周波数可変回路２２Ｔｂ）を有する。

　これによれば、第２回路２０ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ２のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極を切り替えることが可能となり、第１回路１０ｅにおけるスイッチ２２ＳＷ１のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極を切り替えることが可能となる。したがって、フィルタ回路１２２Ｃによれば、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域端及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と、通過帯域高域端及び通過帯域高域側の減衰極の周波数と、の双方を切り替えることが可能となる。

　［２．５　効果等］
　以上のように、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃ（高周波フィルタ回路）によれば、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕回路（並列腕回路１２０Ａ、１２０Ｄ及び１２０Ｅ）によって形成され、スイッチ２２ＳＷ（第１スイッチ素子）のオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、通過帯域が互いに異なる第１及び第２通過特性を有する。具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、キャパシタ２２Ｃ（インピーダンス素子）の影響を受けないインピーダンスにより第１通過特性が規定される。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、キャパシタ２２Ｃの影響を受けたインピーダンスにより、第１通過特性と異なる第２通過特性が規定される。ここで、並列腕回路（並列腕回路１２０Ａ、１２０Ｄ及び１２０Ｅ）において、インピーダンスが極小となる周波数の少なくとも１つ及び極大となる周波数の少なくとも１つは、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて低周波側または高周波側に共にシフトする。よって、第１通過特性と第２通過特性とでは、並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数と極大となる周波数とで規定される減衰スロープが、急峻度を維持しつつ低周波側または高周波側にシフトすることになる。したがって、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃによれば、通過帯域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることが可能となる。

　また、本実施の形態に係るフィルタ回路１２２Ａによれば、並列腕共振子２２ｐ２（第２並列腕共振子）のみが、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷと直列接続されていることにより、通過帯域の高域端を可変することができる。具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１及び第２並列腕共振子）の共振周波数を反映したインピーダンスが極小となる２つの点（ここではｆｒ１ｏｎ及びｆｒ２ｏｎ）と、その間の極大となる点（ここではｆａ１ｏｎ）を有する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ２のみがキャパシタ２２Ｃと直列接続されることになるため、インピーダンスが極小となる２つの点のうち高域側の点（ここではｆｒ２ｏｆｆ）と上記の極大となる点（ここではｆａ１ｏｆｆ）とが高域側にシフトすることになる。これにより、第２通過特性は、第１通過特性に比べて、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが極小となる高域側の周波数と極大となる周波数とで規定される高域側の減衰スロープが高域側にシフトすることになる。したがって、本実施の形態に係るフィルタ回路１２２Ａによれば、通過帯域高域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の高域端を可変することができる。

　また、本実施の形態の変形例１に係るフィルタ回路１２２Ｂによれば、並列腕共振子２２ｐ１（第１並列腕共振子）のみが、キャパシタ２２Ｃ及びスイッチ２２ＳＷと直列接続されていることにより、通過帯域の低域端を可変することができる。具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２０Ｄは、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１及び第２並列腕共振子）の共振周波数を反映したインピーダンスが極小となる２つの点（ここではｆｒ１ｏｎ及びｆｒ２ｏｎ）と、その間の極大となる点（ここではｆａ１ｏｎ）を有する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２０Ａは、並列腕共振子２２ｐ１のみがキャパシタ２２Ｃと直列接続されることになるため、インピーダンスが極小となる２つの点のうち低域側の点（ここではｆｒ１ｏｆｆ）と上記の極大となる点（ここではｆａ１ｏｆｆ）とが高域側にシフトすることになる。これにより、第２通過特性は、第１通過特性に比べて、並列腕回路１２０Ａのインピーダンスが極小となる低域側の周波数と極大となる周波数とで規定される低域側の減衰スロープが高域側にシフトすることになる。したがって、本実施の形態の変形例１に係るフィルタ回路１２２Ｂによれば、通過帯域低域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の低域端を可変することができる。

　また、本実施の形態の変形例２に係るフィルタ回路１２２Ｃによれば、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１及び前記第２並列腕共振子）のそれぞれが対応するキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２（インピーダンス素子）及びスイッチ２２ＳＷ１及び２２ＳＷ２（第１スイッチ素子）と直列接続されていることにより、通過帯域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の低域端及び高域端のそれぞれを可変することができる。したがって、本実施の形態の変形例２に係るフィルタ回路１２２Ｃによれば、通過帯域の中心周波数を可変する、もしくは、通過帯域幅を可変する、あるいはこれら双方を行うことができる。

　また、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃによれば、並列腕共振子２２ｐ１（第１並列腕共振子）の共振周波数が直列腕共振子２２ｓの共振周波数よりも低いことにより、帯域通過型のフィルタを構成することができる。

　また、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃによれば、直列腕共振子２２ｓならびに並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれは、弾性表面波フィルタ及びＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかであることが好ましい。これにより、直列腕共振子２２ｓならびに並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２のそれぞれを小型化できるので、フィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃの小型化及び低コスト化が可能となる。また、弾性表面波フィルタ及びＢＡＷを用いた弾性波フィルタは、一般的に高Ｑの特性（Ｑ値の高い特性）を示すため、低ロス化、高選択度化が可能となる。

　また、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃによれば、スイッチ２２ＳＷ（第１スイッチ素子）はＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることが好ましい。これにより、スイッチ２２ＳＷを小型化できるので、フィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃの小型化及び低コスト化が可能となる。

　また、本実施の形態及びその変形例１及び２に係るフィルタ回路１２２Ａ、１２２Ｂ及び１２２Ｃによれば、キャパシタＣ２２（インピーダンス素子）は、可変キャパシタであることが好ましい。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　なお、上記実施の形態２及びその変形例１及び２では、並列腕共振子２２ｐ１及び２２ｐ２（第１及び前記第２並列腕共振子）の少なくとも一方に直列接続され、かつ、スイッチ２２ＳＷと並列接続されるインピーダンス素子として、キャパシタを例に説明した。しかし、このようなインピーダンス素子はキャパシタに限らず、インダクタであってもかまわない。

　このようなフィルタ回路によれば、通過帯域の周波数可変幅はインダクタの素子値に依存し、例えばインダクタの素子値が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの素子値は、フィルタ回路に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　このように構成されたフィルタ回路は、フィルタ回路１２２Ａに比べて、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられた時の減衰スロープのシフト方向が異なる。具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の特性である第２通過特性は、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の特性である第１通過特性に比べて、減衰スロープが低域側にシフトする。このような構成であっても、通過帯域端の周波数におけるロスの悪化を抑制しつつ、通過帯域の高域端を可変することができる。

　なお、上記実施の形態２の変形例１及び２におけるキャパシタのそれぞれに代わり、インダクタを設けてもかまわない。あるいは、上記の実施の形態２の変形例２における２つのキャパシタ２２Ｃ１及び２２Ｃ２の一方のみに代わり、インダクタを設けてもかまわない。

　また、同様の技術は、複数段のラダー型のフィルタ構造についても適用することもできる。具体的には、複数段のフィルタ構造のうち２段以上のフィルタ構造を構成する並列腕回路のそれぞれが、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と第１スイッチ素子とを有する。

　これにより、フィルタ回路全体の通過特性をより細かく調整することが可能となるため、第１スイッチ素子の導通及び非導通が適宜選択されることにより、適切な帯域に切り替えることができる。また、複数段のフィルタ構造を有することにより、減衰量（阻止域減衰量）を増大することができる。

　なお、フィルタ回路の段数は、３段に限らず、２段もしくは４段以上であってもかまわない。

　なお、フィルタ回路の全ての段の並列腕回路を、実施の形態２における並列腕回路と同様の構成としてもかまわない。このとき、全ての段の並列腕回路が同じ構成（例えば、並列腕回路１２０Ｅと同様の構成）であってもよいし、任意の段の並列腕回路が他の段の並列腕回路と異なる構成（例えば、並列腕回路１２０Ｄと同様の構成）であってもよい。

　また、同様の技術は、縦結合型のフィルタ構造を有するフィルタについても適用することもできる。つまり、フィルタ回路は、実施の形態２に係るラダー型のフィルタ構造に縦結合共振器が付加された構成を有してもかまわない。

　ここで、縦結合共振器は、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとの間に配置された縦結合型フィルタ回路であり、例えば３つのＩＤＴとその両端に配置された反射器とで構成されている。なお、縦結合共振器２５０が配置される位置は、ラダー型のフィルタ構造の入出力端子２２ｍ側であってもかまわないし、ラダー型のフィルタ構造の入出力端子２２ｎ側であってもかまわない。

　以上のように構成されたフィルタ回路によれば、縦結合共振器が付加されることにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

　（実施の形態３）
　ところで、チューナブルフィルタ回路では、通過帯域の周波数可変幅（周波数のシフト量）が、スイッチのオン及びオフに応じて並列腕共振子と接続または非接続とされるインピーダンス素子の素子値によって制約される。よって、周波数可変幅を広げるためには、複数のインピーダンス素子を設け、当該複数のインピーダンス素子と並列腕共振子とを選択的に接続するスイッチを設ける構成が考えられる。しかしながら、このような構成では、スイッチの個数の増加によって、高周波フィルタ回路の小型化が妨げられるという別の問題が生じ得る。

　そこで、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、インダクタ及びキャパシタの一方であって、ノードとグランドとの間で並列腕共振子に直列接続された第１インピーダンス素子と、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、第２インピーダンス素子に直列接続されたスイッチ素子と、を備える。ここで、第２インピーダンス素子及び第１スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、第１インピーダンス素子に並列接続されている。

　［３．１　フィルタ（チューナブルフィルタ）の構成］
　図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタ回路１２２Ｄの回路構成図である。同図に示されたフィルタ回路１２２Ｄは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐと、スイッチ２２ＳＷと、キャパシタ２２Ｃと、インダクタ２２Ｌと、を備える。

　直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。本実施の形態では、直列腕共振子２２ｓは、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）との間に接続された直列腕回路を構成する。

　並列腕共振子２２ｐは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノード（図１５Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されている。つまり、並列腕共振子２２ｐは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ並列腕に設けられた共振子である。

　キャパシタ２２Ｃは、並列腕共振子２２ｐとグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子である。つまり、キャパシタ２２Ｃは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐのグランド側の端子と接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

　スイッチ２２ＳＷは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃ（第１インピーダンス素子）との接続ノード（図１５Ａではノードｘ２）に接続され、他方の端子がインダクタ２２Ｌ（第２インピーダンス素子）の一方の端子に接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型の第１スイッチ素子である。スイッチ２２ＳＷは、制御部２７からの制御信号φｃｔｒｌによって導通（オン）及び非導通（オフ）が切り替えられることにより、当該接続ノードとインダクタ２２Ｌとを接続または非接続とする。

　例えば、スイッチ２２ＳＷは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチ２２ＳＷを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、フィルタ回路１２２Ｄを小型化することができる。

　インダクタ２２Ｌは、一方の端子がスイッチ２２ＳＷの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続された第２インピーダンス素子である。

　つまり、これらスイッチ２２ＳＷとインダクタ２２Ｌとは、直列接続された状態で、キャパシタ２２Ｃと並列接続されていることになる。したがって、並列腕共振子２２ｐは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合にキャパシタ２２Ｃと直列接続され、スイッチ２２ＳＷがオンの場合にキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌによって構成されるＬＣ並列共振回路と直列接続されることになる。

　ここで、フィルタ回路１２２Ｄの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌの素子値に依存し、例えば、キャパシタ２２Ｃの素子値が小さいほど高域側への周波数可変幅が広くなり、インダクタ２２Ｌの素子値が大きいほど低域側への周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌの素子値は、フィルタ回路１２２Ｄに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。

　また、キャパシタ２２Ｃは、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。また、インダクタ２２Ｌは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。なお、キャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２Ｌは、一方のみが可変インピーダンス素子（可変キャパシタまたは可変インダクタ）であってもかまわない。

　これら並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃとスイッチ２２ＳＷとインダクタ２２Ｌとは、入出力端子２２ｍと入出力端子２２ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとに接続された並列腕回路１２を構成する。すなわち、並列腕回路１２は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられており、直列腕の任意の１つのノードｘ１に接続された並列腕共振子２２ｐ、ならびに、この並列腕共振子２２を介して直列腕に接続されるインピーダンス素子及びスイッチ素子等によって構成される。

　言い換えると、並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐと、並列腕共振子２２ｐに直列接続されたインピーダンス回路１３と、を備える。ここで、インピーダンス回路１３は、インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子の一方であるキャパシタ２２Ｃと、インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子の一方であるインダクタ２２Ｌと、インダクタ２２Ｌに直列接続されたスイッチ２２ＳＷと、を備える。また、インダクタ２２Ｌ及びスイッチ２２ＳＷによって構成される第１直列回路１４は、キャパシタ２２Ｃに並列接続されている。

　このように構成された、フィルタ回路１２２Ｄは、１つの直列腕回路（ここでは直列腕共振子２２ｓ）と１つの並列腕回路１２とで構成された１段のラダー型のフィルタ構造を有している。

　この並列腕回路１２の合成インピーダンスは、スイッチ２２ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、インピーダンスが極小となる周波数が低域側または高域側にシフトする。このことについては、フィルタ回路１２２Ｄの通過特性と併せて後述する。

　ここで、本実施の形態では、フィルタ回路１２２Ｄを構成する各共振子（直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ）は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、フィルタ回路１２２Ｄを、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。

　以上のように構成されたフィルタ回路１２２Ｄの通過特性は、制御信号φｃｔｒｌにしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。そこで、以下、スイッチ２２ＳＷの状態と併せてフィルタ回路１２２Ｄの通過特性について説明する。

　まず、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。なお、以下では、共振子単体でのインピーダンスに限らずフィルタ回路１２２Ｄを構成する素子の合成インピーダンスについても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

　同図に示すように、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐは、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子２２ｐは、共振周波数ｆｒｐ及び反共振周波数ｆａｐを有する（このとき、ｆｒｐ＜ｆａｐを満たす）。直列腕共振子２２ｓは、共振周波数ｆｒｓ及び反共振周波数ｆａｓを有する（このとき、ｆｒｓ＜ｆａｓかつｆｒｐ＜ｆｒｓを満たす）。

　スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｄのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性と、並列腕共振子２２ｐ及びキャパシタ２２Ｃが直列接続された並列腕回路１２のインピーダンス特性とが合成されたインピーダンス特性となる。

　よって、本実施の形態では、スイッチ２２ＳＷがオフの場合（第１スイッチ素子が非導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとキャパシタＣ２２（第１インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも高域に位置する。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２ｐとキャパシタ２２Ｃとの合成インピーダンス特性となる。よって、このときの並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより高域側となる。また、このときの並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｐｏｆｆと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕回路１２のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐｏｆｆ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高いと、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ近傍で並列腕回路１２のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｄは、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。このため、第１通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が高域側へシフトする。したがって、フィルタ回路１２２Ｄは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、基本的なフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を高域側にシフトさせて通過帯域幅を狭くすることができる。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ｄのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性と、並列腕共振子２２ｐに対してキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２ＬからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された並列腕回路１２のインピーダンス特性とが合成されたインピーダンス特性となる。

　よって、本実施の形態では、スイッチ２２ＳＷがオンの場合（第１スイッチ素子が導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとキャパシタＣ２２及びインダクタＬ２２（第１及び第２インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路１２の共振周波数ｆｒｐｏｎ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも低域に位置する。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２のインピーダンス特性は、並列腕共振子２２ｐとＬＣ並列共振回路との合成インピーダンス特性となる。よって、このときの並列腕回路１２の共振周波数（つまり、ｆｒｐｏｎ）は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ及びＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆ_ＬＣに応じた周波数となり、具体的には、ｆ_ＬＣがｆｒｐより高いとｆｒｐｏｎがｆｒｐより低くなり、ｆ_ＬＣがｆｒｐより低いとｆｒｐｏｎがｆｒｐより高くなる。本実施の形態では、ＬＣ並列共振回路は、共振周波数ｆ_ＬＣがｆｒｐより高くなるように構成されているため、ｆｒｐｏｎはｆｒｐより低域側となっている。ここで、ＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆ_ＬＣは、キャパシタ２２ＣのキャパシタンスをＣとし、インダクタ２２ＬのインダクタンスをＬとすると、ｆ_ＬＣ＝１／（２π√（ＬＣ））で表される。また、このときの並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路１２の反共振周波数ｆａｐｏｎと直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕回路１２のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐｏｎ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高いと、反共振周波数ｆａｐｏｎ近傍で並列腕回路１２のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐｏｎ及び共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子２２ｍから入出力端子２２ｎへの信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ｄは、反共振周波数ｆａｐｏｎ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。ここで、上述したように、ｆ_ＬＣ＞ｆｒｐであれば、共振周波数ｆｒｐｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも低くなる。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が低域側へシフトし得る。したがって、フィルタ回路１２２Ｄは、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、基本的なフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を低域側にシフトさせて通過帯域幅を広くすることが可能となる。

　すなわち、フィルタ回路１２２Ｄによれば、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて、インピーダンス回路１３において第２インピーダンス素子の接続及び非接続が切り替わるため、インピーダンス回路１３のインピーダンスが切り替わる。また、第１インピーダンス素子はインダクタ２２Ｌ及びキャパシタ２２Ｃの一方であり、第２インピーダンス素子はインダクタ２２Ｌ及びキャパシタ２２Ｃの他方であるため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路１３は、インダクタ２２Ｌとキャパシタ２２Ｃの並列回路によってインピーダンスが極大の周波数を有する。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低い共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２では、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数側に共振周波数を配置できるため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　具体的には、第１インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路１３は、インダクタ２２Ｌとキャパシタ２２Ｃとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大となる周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路１３は、キャパシタ２２Ｃのみの回路となるため、容量性のインピーダンスを有する。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路１２は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より高周波数側かつ並列腕共振子２２ｐの反共振周波数より低周波数側に１つの共振周波数のみを有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路１２の共振周波数と共振周波数の数とを切り替えることができるため、減衰極の周波数及び減衰極の数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　［３．２　フィルタ（チューナブルフィルタ）の変形例］
　ここまで、第１インピーダンス素子としてキャパシタを用いて、第２インピーダンス素子としてインダクタを用いた構成を例に説明した。しかし、これらの関係は逆であってもかまわない。そこで、本実施の形態に係るフィルタの変形例として、このようなフィルタについて説明する。

　図１５Ｂは、実施の形態３の変形例に係るフィルタ回路１２２Ｅの回路構成図である。同図に示すフィルタ回路１２２Ｅは、図１５Ａに示したフィルタ回路１２２Ｄに比べて、キャパシタとインダクタとが入れ替わっている点が異なる。以下、実施の形態３に係るフィルタ回路１２２Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　インダクタ２２Ｌは、本変形例では、並列腕共振子２２ｐとグランドとの間で並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子である。つまり、インダクタ２２Ｌは、一方の端子が並列腕共振子２２ｐのグランド側の端子と接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

　キャパシタ２２Ｃは、本変形例では、一方の端子がスイッチ２２ＳＷの他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続された第２インピーダンス素子である。

　つまり、本変形例では、これらスイッチ２２ＳＷとキャパシタ２２Ｃとは、直列接続された状態で、インダクタ２２Ｌと並列接続されていることになる。したがって、並列腕共振子２２ｐは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合にインダクタ２２Ｌと直列接続され、スイッチ２２ＳＷがオンの場合に、実施の形態３と同様に、インダクタ２２Ｌ及びキャパシタ２２Ｃによって構成されるＬＣ並列共振回路と直列接続されることになる。

　以上のように構成されたフィルタ回路１２２Ｅの通過特性は、制御信号にしたがってスイッチ２２ＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、第１通過特性と第２通過特性とが切り替えられる。

　ここで、共振子単体でのインピーダンス特性は、フィルタ回路１２２Ｄで説明した特性と同様のため、以下ではその説明を省略する。

　スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｅのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性と、並列腕共振子２２ｐ及びインダクタ２２Ｌが直列接続された場合における並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性とが合成されたインピーダンス特性となる。

　よって、本変形例では、スイッチ２２ＳＷがオフの場合（第１スイッチ素子が非導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとインダクタ２２Ｌ（第１インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも低域に位置する。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、並列腕共振子２２ｐ及びインダクタ２２Ｌで構成される並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性は、並列腕共振子２２ｐとインダクタ２２Ｌとの合成インピーダンス特性となる。よって、このときの並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐより低域側となる。また、このときの並列腕回路の反共振周波数ｆａｏｆｆは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、フィルタ回路１２２Ｅは、反共振周波数ｆａｐｏｆｆ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐｏｆｆによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。このため、第１通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が低域側へシフトする。したがって、フィルタ回路１２２Ｅは、スイッチ２２ＳＷがオフの場合、基本的なフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を低域側にシフトさせて通過帯域幅を広くすることができる。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ｅのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性と、並列腕共振子２２ｐにキャパシタ２２Ｃ及びインダクタ２２ＬからなるＬＣ並列共振回路が直列接続された場合における並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性とが合成されたインピーダンス特性となる。

　よって、本変形例では、スイッチ２２ＳＷがオンの場合（第１スイッチ素子が導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２２（第１及び第２インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも高域に位置する。

　具体的には、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕共振子２２ｐ及びＬＣ並列共振回路で構成される並列腕回路１２Ｄのインピーダンス特性は、並列腕共振子２２ｐとＬＣ並列共振回路との合成インピーダンス特性となる。よって、このときの並列腕回路１２Ｄの共振周波数（つまり、ｆｒｐｏｎ）は、並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ及びＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆ_ＬＣに応じた周波数となり、具体的には、ｆ_ＬＣがｆｒｐより高いとｆｒｐｏｎがｆｒｐより低くなり、ｆ_ＬＣがｆｒｐより低いとｆｒｐｏｎがｆｒｐより高くなる。本変形例では、ＬＣ並列共振回路は、共振周波数ｆ_ＬＣがｆｒｐより低くなるように構成されているため、ｆｒｐｏｎはｆｒｐより高域側となっている。ここで、ＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆ_ＬＣは、実施の形態３と同様に、ｆ_ＬＣ＝１／（２π√（ＬＣ））で表される。また、このときの並列腕回路１２Ｄの反共振周波数ｆａｏｎは、並列腕共振子２２ｐの反共振周波数ｆａｐと略一致する。

　つまり、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、フィルタ回路１２２Ｅは、反共振周波数ｆａｐｏｎ及び共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐｏｎによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第２通過特性を有する。ここで、上述したように、ｆ_ＬＣ＜ｆｒｐであれば、共振周波数ｆｒｐｏｎは並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐよりも高くなる。このため、第２通過特性は、直列腕共振子２２ｓ及び並列腕共振子２２ｐのみで構成される基本的なフィルタ構造の通過特性に比べて、通過帯域低域側の極が高域側へシフトし得る。したがって、フィルタ回路１２２Ｅは、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、基本的なフィルタ構造に比べて、通過帯域の低域端を高域側にシフトさせて通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　すなわち、本変形例に係るフィルタ回路１２２Ｅであっても、上記説明したフィルタ回路１２２Ｄと同様に、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数側に共振周波数を配置できるため、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　具体的には、第１インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌ、かつ、第２インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合のインピーダンス回路１３Ｄは、インダクタ２２Ｌとキャパシタ２２Ｃとが並列接続された回路となり、インピーダンスが極大の周波数を有するインピーダンス特性となる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオンの場合の並列腕回路１２Ｄは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数側の共振周波数を含む２つの共振周波数を有する。

　一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合のインピーダンス回路１３Ｄは、インダクタ２２Ｌのみの回路となるため、誘導性のインピーダンスとなる。そのため、スイッチ２２ＳＷがオフの場合の並列腕回路１２Ｄは、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数側の共振周波数と、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より高周波数側の共振周波数との、計２つの共振周波数を有する。

　したがって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、減衰極の周波数を切り替えることができる。さらに、スイッチ２２ＳＷがオンの場合において、並列腕共振子２２ｐの共振周波数より低周波数の減衰帯域において十分な減衰量を確保することができる。

　［３．３　効果等］
　以上、実施の形態３及びその変形例に係るフィルタ回路１２２Ｄ及び１２２Ｅ（高周波フィルタ回路）について、説明した。以下では、このようなフィルタ回路１２２Ｄ及び１２２Ｅによって奏される効果について、説明する。

　本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ回路１２２Ｄ及び１２２Ｅ（高周波フィルタ回路）によれば、並列腕共振子２２ｐに直列接続された第１インピーダンス素子（実施の形態３ではキャパシタ２２Ｃ、変形例ではインダクタ２２Ｌ）と、一方の端子が並列腕共振子２２ｐと第１インピーダンス素子との接続ノード（図１５Ａではノードｘ２）に接続されたスイッチ２２ＳＷ（第１スイッチ素子）と、スイッチ２２ＳＷの他方の端子に接続された第２インピーダンス素子（実施の形態３ではインダクタ２２Ｌ、変形例ではキャパシタ２２Ｃ）と、を備える。

　これにより、スイッチ２２ＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、第２インピーダンス素子が並列腕共振子２２ｐに接続または非接続とされるため、並列腕共振子２２ｐに付加されるインピーダンスが可変する。よって、入出力端子２２ｍ（第１入出力端子）と入出力端子２２ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間の並列腕のインピーダンスが極小となる周波数（上記説明では並列腕回路の共振周波数）が可変する。このため、並列腕のインピーダンスが極小となる周波数によって規定される通過帯域低域側の極（減衰極）がスイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて可変することになり、通過帯域の低域端を可変することができる。

　ここで、第１インピーダンス素子はインダクタ及びキャパシタの一方であり、第２インピーダンス素子はその他方であるため、１つのスイッチ２２ＳＷのオン及びオフを切り替えるだけで、次の２つの状態を実現することが可能となる。具体的には、通過帯域低域側の減衰極を規定する周波数である並列腕のインピーダンスが極小となる周波数について、並列腕共振子２２ｐの共振周波数よりも低域側に位置させる第１状態と、高域側に位置させる第２状態とを実現することが可能となる。よって、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端の周波数可変幅を広げることが可能となる。つまり、本実施の形態及びその変形例に係るフィルタ回路１２２Ｄ及び１２２Ｅによれば、小型化かつ通過帯域と通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を広げることが可能となる。

　また、本実施の形態に係るフィルタ回路１２２Ｄによれば、第１インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷをオンにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を低域側にシフトさせ、スイッチ２２ＳＷをオフにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせることができる。また、一般的に、キャパシタはインダクタよりもＱ値が高い。このため、第１インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃであることにより、スイッチ２２ＳＷがオンの場合における並列腕のＱ値を高めることができる。これにより、スイッチ２２ＳＷがオフの場合における通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を高めることができる。

　また、本実施の形態に係るフィルタ回路１２２Ｄによれば、スイッチ２２ＳＷがオンの場合、並列腕共振子２２ｐと第１及び第２インピーダンス素子との合成インピーダンスが極小となる周波数（上記説明では並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（すなわち並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも低域に位置する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合（第１スイッチ素子が非導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐと第１インピーダンス素子との合成インピーダンスが極小となる周波数（上記説明では並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ）が、上記並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（すなわち並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも高域に位置する。

　これにより、スイッチ２２ＳＷのオン及びオフに応じて切り替わる第１通過帯域と第２通過帯域とで、通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を広げることができる。

　また、本実施の形態の変形例に係るフィルタ回路１２２Ｅによれば、第１インピーダンス素子がインダクタ２２Ｌ、かつ、第２インピーダンス素子がキャパシタ２２Ｃである。

　これにより、スイッチ２２ＳＷをオンにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせ、スイッチ２２ＳＷをオフにすることで通過帯域の低域端と通過帯域低域側の減衰極を低域側にシフトさせることができる。また、第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、第２インピーダンス素子がインダクタの場合に比べて、スイッチ２２ＳＷがオフの場合における通過帯域のロスを低減することができる。

　また、本実施の形態の変形例に係るフィルタ回路１２２Ｅによれば、スイッチ２２ＳＷがオンの場合（第１スイッチ素子が導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２２（第１及び第２インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも高域に位置する。一方、スイッチ２２ＳＷがオフの場合（第１スイッチ素子が非導通状態である場合）には、並列腕共振子２２ｐとインダクタ２２Ｌ（第１インピーダンス素子）との合成インピーダンスが極小となる周波数（並列腕回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ）が、並列腕共振子２２ｐのインピーダンスが極小となる周波数（並列腕共振子２２ｐの共振周波数ｆｒｐ）よりも低域に位置する。

　なお、上記実施の形態３及びその変形例では、並列腕回路が、第１スイッチ素子と第２インピーダンス素子とで構成される第１直列回路（実施の形態３では第１直列回路１４、その変形例では第１直列回路１４Ｄ）を１つ備えるについて説明した。しかし、並列腕回路は、当該第１直列回路を複数備えてもかまわない。これにより、複数の第１直列回路の第１スイッチ素子の導通及び非導通が適宜選択されることにより、通過帯域低域側の減衰極を細かく調整することが可能となる。このとき、一の第１直列回路に含まれる第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングと、他の一の第１直列回路に含まれる第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングとは、互いに同期していてもかまわないし、互いに独立していてもかまわない。

　また、第１スイッチ素子と第２インピーダンス素子とで構成される第１直列回路を複数備えるフィルタ回路に対して、さらに、第１スイッチ素子と第３インピーダンス素子とで構成される第２直列回路を付加してもかまわない。これにより、第２直列回路の第１スイッチ素子の導通及び非導通が適宜選択されることにより、通過帯域低域側の減衰極を細かく調整することが可能となる。なお、このような構成において、第１及び第３インピーダンス素子としてインダクタを用い、第２インピーダンス素子としてキャパシタを用いてもかまわない。また、このとき、第２直列回路に含まれる第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングと、他の第１スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングとは、互いに同期していてもかまわないし、互いに独立していてもかまわない。

　また、インピーダンス回路と並列腕共振子２２ｐとの接続順序に関し、上記実施の形態３及びその変形例では、インピーダンス回路が並列腕共振子２２ｐとグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子２２ｐがノードｘ１側に接続され、インピーダンス回路がグランド側に接続されている。しかし、この接続順序は特に限定されず、逆であってもかまわない。ただし、接続順序を逆にすると、フィルタ回路の通過帯域内のロスが悪くなる。また、並列腕共振子２２ｐが他の弾性波共振子とともに共振子用のチップ（パッケージ）に形成されている場合に、当該チップの端子数の増加によってチップサイズの大型化を招く。このため、フィルタ特性及び小型化の観点からは、上記実施の形態３及びその変形例の接続順序で接続されていることが好ましい。

　また、同様の技術は、複数段のラダー型のフィルタ構造についても適用することもできる。複数段のラダー型のフィルタ構造を有するフィルタは、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ１１、Ｂａｎｄ２１及びＢａｎｄ３２それぞれの受信帯域に対応するダイバーシティ用チューナブルフィルタに適用することができる。

　（実施の形態４）
　実施の形態１～３及びそれらの変形例で説明した構成を有するフィルタモジュールは、実施の形態１に係る高周波フロントエンド回路２よりも、さらに使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

　図１６は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路２Ｌの構成図である。

　同図に示すように、高周波フロントエンド回路２Ｌは、アンテナ素子１に接続されるアンテナ端子ＡＮＴと受信端子Ｒｘ１～Ｒｘ３を備え、アンテナ端子ＡＮＴ側から順に、ダイプレクサ１０と、インピーダンス整合回路２１１及び２１２と、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群２１０ａ及び２１０ｂと、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群２２０と、受信側スイッチ２５１及び２５３と、受信増幅回路２６１～２６３と、を備える。

　ダイプレクサ１０は、ローバンド側の高周波信号（ここでは高周波受信信号）とハイバンド側の高周波信号（ここでは高周波受信信号）とを分波する分波器である。

　インピーダンス整合回路２１１は、インピーダンス整合をとるための素子値が固定されたインピーダンス整合回路である。インピーダンス整合回路２１２は、スイッチ（第２スイッチ素子）を有し、当該スイッチのオン及びオフに応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わる、上述したいずれかのインピーダンス整合回路である。

　スイッチ群２１０ａ及び２１０ｂの各々は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ端子ＡＮＴと所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ端子ＡＮＴと接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路２Ｌは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。また、スイッチ群２１０ａ及び２１０ｂの各々は、ＳＰｎＴ型のスイッチによって構成されていてもかまわない。

　フィルタ群２２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタによって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ２８の受信帯域、（ii）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（iii）Ｂａｎｄ２６の受信帯域、（iv）Ｂａｎｄ６の受信帯域、（v）Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の受信帯域、（vi）Ｂａｎｄ３の受信帯域、（vii）Ｂａｎｄ２の受信帯域、（viii）Ｂａｎｄ４の受信帯域、（ix）Ｂａｎｄ１の受信帯域、（x）Ｂａｎｄ３０の受信帯域、ならびに、（xi）Ｂａｎｄ７の受信帯域、である。

　受信側スイッチ２５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ２５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路２６３に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ２５１及び２５３は、フィルタ群２２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ端子ＡＮＴに入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群２２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路２６１～２６３で増幅されて、受信端子Ｒｘ１～Ｒｘ３からＲＦＩＣ３（図１参照）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。

　受信増幅回路２６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路２６２は、Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路２６３は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　このように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌは、（v）Ｂａｎｄ１１（またはＢａｎｄ２１またはＢａｎｄ３２）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタとして、スイッチ（第１スイッチ素子）を有し、当該スイッチのオン及びオフに応じて、通過帯域をＢａｎｄ１１Ｒｘ帯、Ｂａｎｄ２１Ｒｘ帯及びＢａｎｄ３２Ｒｘ帯のいずれかに切り替えるフィルタを備える。

　ここで、当該フィルタのスイッチ（第１スイッチ素子）とインピーダンス整合回路２１２のスイッチ（第２スイッチ素子）とは、オン（導通）及びオフ（非導通）の切替タイミングが互いに同期している。

　以上のように構成された高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数を切り替えることができる。

　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路２Ｌによれば、フィルタ群２２０（複数の高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられた受信側スイッチ２５１及び２５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する受信増幅回路２６１及び２６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路２Ｌの小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、受信側スイッチ２５１及び２５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、受信側スイッチ２５１及び２５３の選択端子等の個数は、本実施の形態に限らず、２以上であればよい。

　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明に係る高周波フィルタ装置について、実施の形態及び変形例を挙げて説明したが、本発明の高周波フィルタ装置は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　また、本発明は、上記のような高周波フィルタ装置に限られず、これらの高周波フィルタ装置を有する通信装置も含まれる。

　また、本発明に係る制御部２７は、集積回路であるＩＣ、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。また、集積回路化の手法は、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。

　また、上記実施の形態及び変形例に係るインピーダンス整合回路及びフィルタ回路において、さらに、入出力端子及び接地端子などの各端子の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもよいし、抵抗素子などのインダクタ及びキャパシタ以外の回路素子が付加されていてもよい。あるいは、高周波フィルタ装置または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタ、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタ、配線パターン間のキャパシタが含まれてもよい。

　また、上記実施の形態２において、例えば、並列腕回路は、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子を含む複数の並列腕共振子を有していればよく、並列腕共振子の個数は３以上であってもかまわない。

　また、上記実施の形態２及び実施の形態３において、例えば、並列腕回路は、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｍ側のノードと接続されていなくてもよく、直列腕共振子２２ｓの入出力端子２２ｎ側のノードと接続されていてもかまわない。

　また、上記実施の形態２において、直列腕共振子単体での共振点と反共振点との周波数間隔（直列腕共振子の共振子帯域幅）と、第１及び第２並列腕共振子単体での共振点と反共振点との周波数間隔（並列腕共振子の共振子帯域幅）との大小関係は特に限定されない。ただし、周波数可変幅を拡大する観点からは、並列腕共振子と直列腕共振子とで共振子帯域幅が略等しい、もしくは、並列腕共振子が直列腕共振子よりも共振子帯域幅が広いことが好ましい。ここで、「略等しい」とは、完全に等しいことだけでなく、実質的に等しいことも含まれる。なお、このことは、第１及び第２並列腕共振子の一方（例えば、インピーダンス素子と直列接続されている並列腕共振子）についてのみ成立していてもかまわないし、第１及び第２並列腕共振子の双方について成立していてもかまわない。

　また、制御部２７は、ＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）に内蔵されていてもよいし、あるいは、フィルタモジュールに内蔵されていてもよい。

　また、例えば、上記説明したフィルタモジュールは、複数の高周波フィルタ回路を有するマルチプレクサに適用されず、１つの高周波フィルタ回路のみを有するフィルタモジュールに適用されてもかまわない。

　また、例えば、マルチプレクサは、送信フィルタ及び受信フィルタの双方に上記説明した高周波フィルタ回路を適用したデュプレクサであってもかまわない。

　なお、マルチプレクサとしては、デュプレクサに限らず、例えば３つの高周波フィルタ回路を備えるトリプレクサ等であってもかまわない。また、マルチプレクサは、送信側フィルタと受信側フィルタとを備える構成に限らず、複数の受信側フィルタを備える構成であってもかまわない。

　本発明は、マルチバンド及びマルチモードシステムのフロントエンド部に適用できる高周波フィルタ装置及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　アンテナ素子
　２、２Ｌ　　高周波フロントエンド回路
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０　　ダイプレクサ
　１０ａ、１０ｄ、１０ｅ　　第１回路
　１２、１２Ｄ、１２０Ａ、１２０Ｄ、１２０Ｅ　　並列腕回路
　１３、１３Ｄ　　インピーダンス回路
　１４、１４Ｄ　　第１直列回路
　２０、２０Ａ、９０　フィルタモジュール（高周波フィルタ装置）
　２０ａ、２０ｄ、２０ｅ　　第２回路
　２１、２１Ａ～２１Ｃ、１２１Ａ～１２１Ｆ　　インピーダンス整合回路
　２２、２３、２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ、２２Ｅ、１２２Ａ～１２２Ｅ　　フィルタ回路（高周波フィルタ回路）
　２２Ｃ、２２Ｃ１、２２Ｃ２、２１１Ｃ、２１２Ｃ、２２１Ｃ～２２４Ｃ　　キャパシタ（インピーダンス素子）
　２２Ｌ、２１１Ｌ～２１３Ｌ、２２１Ｌ～２２４Ｌ、２２５Ｌ　　インダクタ（インピーダンス素子）
　２２ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　２２ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　２２ｐ、２２ｐ１、２２ｐ２、２２１ｐ～２２４ｐ、２２１ｐａ～２２４ｐａ、２３１ｐ２２１ｐ２、２２２ｐ１、２２２ｐ２、２２３ｐ　　並列腕共振子
　２２ＳＷ、２２ＳＷ１、２２ＳＷ２、２１２ＳＷ、２２１ＳＷ～２２４ＳＷ　　スイッチ（スイッチ素子）
　２２ｓ、２２１ｓ～２２４ｓ、２３１ｓ～２３３ｓ　　直列腕共振子
　２２Ｔ、２２Ｔａ、２２Ｔｂ　　周波数可変回路
　２４　　送信増幅回路
　２６、２６１～２６３　　受信増幅回路
　３１　　モジュール基板
　３２　　スイッチＩＣ
　３３Ａ、３３Ｂ　　共振子用パッケージ
　３４Ａ、３４Ｂ　　チップ部品
　１２０、Ｔｘ　　送信端子
　１３０、Ｒｘ、Ｒｘ１～Ｒｘ３　　受信端子
　２０２、２０４　　入出力端子
　２１０ａ、２１０ｂ　　スイッチ群
　２２０　　フィルタ群
　２５１、２５３　　受信側スイッチ（スイッチ回路）
　２５０　　縦結合共振器
　２７１、２７２　　制御線
　ＡＮＴ　　アンテナ端子
　Ｎ　　共通接続点

Claims

　第１スイッチ素子を有し、当該第１スイッチ素子の導通及び非導通に応じて通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数が切り替わる高周波フィルタ回路と、
　前記高周波フィルタ回路の前段及び後段の少なくとも一方に配置され、第２スイッチ素子を有し、当該第２スイッチ素子の導通及び非導通に応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わるインピーダンス整合回路と、を備え、
　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期している、
　高周波フィルタ装置。
　さらに、前記高周波フィルタ回路と前記インピーダンス整合回路とに共通に設けられ、前記第１及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通を切り替える制御信号を伝達する制御線を備える、
　請求項１に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１及び前記第２スイッチ素子は、双方が導通または双方が非導通となる、
　請求項１または２に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１及び前記第２スイッチ素子は、一方が導通かつ他方が非導通となる、または、当該一方が非導通かつ当該他方が導通となる、
　請求項１または２に記載の高周波フィルタ装置。
　前記高周波フィルタ回路は、さらに、第３スイッチ素子を有し、当該第３スイッチ素子の導通及び非導通に応じて通過帯域の周波数、または、少なくとも１つの減衰極の周波数が切り替わり、
　前記インピーダンス整合回路は、さらに、第４スイッチ素子を有し、当該第４スイッチ素子の導通及び非導通に応じてインピーダンス整合をとるための素子値が切り替わり、
　前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とは、導通及び非導通の切り替えタイミングが互いに同期しており、
　前記第１及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングと、前記第３及び前記第４スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えタイミングとは、互いに独立している、
　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ装置。
　前記インピーダンス整合回路は、前記高周波フィルタ回路と他の高周波フィルタ回路とが接続される共通接続点に接続されている、
　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ装置。
　前記高周波フィルタ回路は、
　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドに接続された並列腕回路と、
　を備え、
　前記並列腕回路は、
　　第１並列腕共振子を有する第１回路と、
　　前記第１回路に並列接続され、かつ、第２並列腕共振子を有する、第２回路と、
　を有し、
　前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも一方の回路は、さらに、
　　前記一方の回路における前記第１並列腕共振子または前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子及び前記第１スイッチ素子を有する周波数可変回路を有し、
　前記第２並列腕共振子は、
　　前記第１並列腕共振子の共振周波数と異なる共振周波数と、
　　前記第１並列腕共振子の反共振周波数と異なる反共振周波数と、
　を有する、
　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
　前記第１回路は前記周波数可変回路を有さず、前記第２回路は前記周波数可変回路を有する、
　請求項７に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
　前記第１回路は前記周波数可変回路を有し、前記第２回路は前記周波数可変回路を有さない、
　請求項７に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低く、
　前記第１回路及び前記第２回路の各々が、前記周波数可変回路を有する、
　請求項７に記載の高周波フィルタ装置。
　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、
　前記並列腕回路は、
　　並列腕共振子と、前記並列腕共振子に直列接続されたインピーダンス回路とを備え、
　前記インピーダンス回路は、
　　インダクタ及びキャパシタの一方である第１インピーダンス素子と、
　　インダクタ及びキャパシタの他方である第２インピーダンス素子と、
　　前記第２インピーダンス素子に直列接続された前記第１スイッチ素子と、を備え、
　前記第２インピーダンス素子及び前記第１スイッチ素子によって構成される第１直列回路は、前記第１インピーダンス素子に並列接続されている、
　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１インピーダンス素子がキャパシタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がインダクタである、
　請求項１１に記載の高周波フィルタ装置。
　前記第１インピーダンス素子がインダクタ、かつ、前記第２インピーダンス素子がキャパシタである、
　請求項１１に記載の高周波フィルタ装置。
　さらに、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子の導通及び非導通を制御する制御部を備える、
　請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ装置。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１４に記載の高周波フィルタ装置と、を備える、
　通信装置。