WO2007111018A1

WO2007111018A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2007111018A1
Application number: PCT/JP2007/000271
Authority: WO
Inventors: Shinichi Ogusa; Yukimori Kishida; Akira Imanaka; Yasuhiro Sekimoto; Masaya Harakawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-03-27
Filing date: 2007-03-20
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2008-09-27
Also published as: EP2001117A9; JP4786705B2; US7825540B2; EP2001117A4; KR20080106452A; JPWO2007111018A1; CN101411051B; US20090085405A1; EP2001117A2; CN101411051A

Abstract

　電源（１１）からコンバータ（５）を介して電力供給される平滑コンデンサ（６）を直流入力とする３相メインインバータ（１）の各相に単相サブインバータ（２ａ）～（２ｃ）を直列に接続し、各インバータ（１）、（２ａ）～（２ｃ）の出力和で負荷（１２）へ電力供給する電力変換装置であって、単相サブインバータ（２ａ）～（２ｃ）の入力となる平滑コンデンサ（３ａ）～（３ｃ）の直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を３相メインインバータ（１）の出力電圧指令に加算すると共に、単相サブインバータ（２ａ）～（２ｃ）の出力電圧指令に減算することで、３相メインインバータ（１）から単相サブインバータ（２ａ）～（２ｃ）の平滑コンデンサ（３ａ）～（３ｃ）に電力移行する。

Description

明細書

電力変換装置

技術分野

[0001 ] 本発明は、電力変換装置に関し、特に、複数のインバータを直列に接続した電力変換装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来の電力変換装置としての駆動装置は、 3相負荷、例えば 3相 A Cモータへの各相出力線に複数の電力セルを直列に接続して採用する。 3相 A C入力電力は、電源変圧器の 1次巻線回路に供給される。 1次巻線回路は複数の 2次巻線回路を付勢し、 2次巻線回路の各々と関連する 3相電力は、それぞれ電力セルに供給される。複数の電力セルは相出力線の各々に接続し、各電力セルは 3相入力コンバータと、平滑フィルタと、単相出力コンバータとを備える（例えば、特許文献 1参照）。

[0003] 特許文献 1 ：特開 2 0 0 1 _ 1 0 3 7 6 6号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] このような従来の電力変換装置では、出力電圧，電流の高調波の低減、出力電圧増大などの目的で複数のインバータを直列接続するものであるが、それぞれのインバータの電力源としてコンバータが必要である。さらに一つの交流電源に電位が異なる多数のコンバータを接続する構成上、スィツチング素子等の部品点数が多くなると共に、絶縁用に大きく重い多巻線変圧器が必要であるという問題点があった。

[0005] この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、各相で複数のインバータを直列接続した電力変換装置において、複数のィンバータの内、直流入力となる直流電源に電力供給するコンバータを省略したインバータを含むことを可能とし、小型化、簡略化が促進された電力変換装置に適した構造を提供することを目的とする。課題を解決するための手段

[0006] この発明による第 1の電力変換装置は、電源から電力供給される第 1の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第 1の単相インバータと、第 2の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第 2の単相インバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第 2の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第 1、第 2の各単相インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたものである。

[0007] この発明による第 2の電力変換装置は、電源から電力供給される第 1の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第 1の単相インバータと、第 2の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第 2の単相インバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第 2の直流電源の電圧を検出する手段と、該第 2の直流電源を初期充電するために上記第 1、第 2の各単相ィンバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第 1、第 2の単相ィンバータを介して上記第 2の直流電源を充電するように上記第 1、第 2の各単相インバータを出力制御するものである。

発明の効果

[0008] この発明による第 1の電力変換装置では、第 2の単相インバータの入力となる第 2の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第 1、第 2の各単相インバータの出力電圧指令を調整するため、第 2の直流電源に外部から電力供給するためのコンバータが省略、あるいは簡略化でき、電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。

[0009] この発明による第 2の電力変換装置では、初期充電制御装置を備えて、第

2の単相インバータの入力となる第 2の直流電源に上記第 1、第 2の単相ィンバータを介して充電するようにしたため、第 2の単相インバータは、第 2 の直流電源に外部の電源からコンバータを介した初期充電が不要となリ、コンバータを省略して電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。図面の簡単な説明

[図 1 ]この発明の実施の形態 1による電力変換装置の構成図である。

[図 2]この発明の実施の形態 1による 3相メインィンバータの回路図である。

[図 3]この発明の実施の形態 1によるコンバータの回路図である。

[図 4]この発明の実施の形態 1による単相サブィンバータの回路図である。

[図 5]この発明の実施の形態 1に用いられる直流電圧制御回路のプロック図でめる。

[図 6]この発明の実施の形態 1に用いられる駆動信号発生回路のプロック図でめる。

[図 7]この発明の実施の形態 2に用いられる駆動信号発生回路のブロック図でめる。

[図 8]この発明の実施の形態 3による電力変換装置の構成図である。

[図 9]この発明の実施の形態 3に用いられる直流電圧制御回路のブロック図でめる。

[図 10]この発明の実施の形態 3に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 11 ]この発明の実施の形態 4に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 12]この発明の実施の形態 5による電力変換装置の構成図である。

[図 13]この発明の実施の形態 5に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

[図 14]この発明の実施の形態 5に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 15]この発明の実施の形態 6による電力変換装置の構成図である。

[図 16]この発明の実施の形態 6に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

[図 17]この発明の実施の形態 6に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。 [図 18]この発明の実施の形態 7による電力変換装置の構成図である。

[図 19]この発明の実施の形態 7に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

[図 20]この発明の実施の形態 1に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 21 ]この発明の実施の形態 8に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 22]この発明の実施の形態 9による電力変換装置の構成図である。

[図 23]この発明の実施の形態 9に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

[図 24]この発明の実施の形態 9に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。

[図 25]この発明の実施の形態 1 0に用いられる駆動信号発生回路のプロック図である。

[図 26]この発明の実施の形態 1 1による電力変換装置の構成図である。

[図 27]この発明の実施の形態 1 1に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。

[図 28]この発明の実施の形態 1 2による電力変換装置の構成図である。

[図 29]この発明の実施の形態 1 3による電力変換装置の構成図である。

[図 30]この発明の実施の形態 1 3に用いられる直流電圧制御回路のプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1 .

以下、この発明の実施の形態 1による電力変換装置を図について説明する図 1は、この発明の実施の形態 1による電力変換装置の構成を示す図である。図 1に示すように、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1の交流側の各相出力線に各相の単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの交流側が直列に接続される。

3相メインィンバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリアクトル 1 0を介して接続されている。 u相の単相サブインバータ 2 aは直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 3 a を備え、交流側は一端を 3相メインインバータ 1に、一端を負荷 1 2に接続されている。 V相、 w相の単相サブインバータ 2 b、 2 cについても、第 2 の直流電源としての平滑コンデンサ 3 b、 3 cを備えて同様の構成とする。

[0012] 3相メインインバータ 1は、図 2に回路構成を示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子 2 1 a〜2 1 f と、各スイッチング素子 2 1 a〜2 1 f に逆並列に接続されたダイォード 2 2 a〜 2 2 f により構成された 3相インバータである。なお、ここでは 3相メインインバータ 1を第 1の単相ィンバータのスター結線された 3相分とみなし、各相では、第 1の単相インバータ（3相メインインバータ 1の各相分）と第 2の単相インバータとしての単相サブィンバータ 2 a〜 2 cとの交流側が直列に接続される。

[0013] コンバータ 5は、例えば図 3に示すように、複数の自己消弧形のスィッチング素子 2 3 a〜2 3 f と、各スイッチング素子 2 3 a〜2 3 f に逆並列に接続されたダイオード 2 4 a〜2 4 f によって構成されたものとする。また、各単相サブインバータ 2 a〜2 cは、図 4に示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子 2 5 a〜2 5 dと、各スイッチング素子 2 5 a〜2 5 dに逆並列に接続されたダイォード 2 6 a〜 2 6 dにより構成された単相フルブリッジ形のインバータである。

[0014] また電力変換装置は、 3相メインインバータ 1と各単相サブインバータ 2 a〜 2 cとを制御し、また各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 cの電圧を制御するために、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 1 4と駆動信号作成回路 1 5とを備える。

全体指令発生回路 1 3は、負荷 1 2への出力電圧指令を発生する回路で、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c全体が合計で出力する所望の電圧を d q軸上の電圧指令 v_d*、 v_q*として出力する制御回路である。

[0015] 直流電圧制御回路 1 4は、各単相サブインバータ 2 a〜2 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 cの電圧を測定する電圧センサ 4 a〜4 cの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 1 4は、例えば図 5に示すように構成され、電圧センサ 4 a 〜 4 cが測定した単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswと指令値 v_dcs*との偏差を減算器 31 a〜31 cにより求め、制御器 32 a〜32 cにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswが指令値 v_dcs*に追従するように、後述する各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整するものであり、 d q軸分配回路 33 a〜33 cにより d軸成分と q軸成分とに分けた d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 Δ v_qu% Δ v_dv% Δ v_qv% 厶 v_dw*、 Δ v_qw*を出力する。

制御器 32 a〜 32 cは一般的な P I制御などで構成すればよい。また d q軸分配回路 33 a〜 33 cが制御器 32 a〜 32 cから出力された操作量を d軸成分と q軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、 d軸， q軸の成分を等しくする方法や、 d軸あるいは q軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

[0016] 駆動信号作成回路 1 5は、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 1 4 との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スィッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 1 5は、例えば図 6に示すように構成され、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 _{V q}*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 41にて 3 相メインインバータ 1の d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*および単相サブインバータ 2 a〜2 cの d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*を作成する。このとき、各 d q軸電圧指令は以下の式 (1a)、 (1b)に示す関係を有する。

d * = V _dm* + v _ds* -" (la)

v _q*= v _qm*+ v _qs* -" (1b)

[0017] 3相メインインバータ 1の d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*および単相サブィンバータ 2 a〜2 cの d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*の作成は、上記式（1a)、 (1b)以外の制限はなく、各インバータ 1、 2 a〜2 cを構成するスィッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜 2 cが分担する電圧を決定する方法や、 3相メインインバータ 1あるいは単相サブインバータ 2 a〜2 cが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

[0018] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 42には、個別インバータ電圧指令作成回路 41が出力するサブインバータ d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*と、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 Δ v_qu% △ v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*とを入力し、単相サブインバータ 2 a〜 2 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブィンバータ最終電圧指令 44 _aを演算する。

ところで、通常 d q軸上の電圧を 3相電圧に変換する際には以下に示す式（ 2)が用いられる。

[0019] ) (2) )

[0020] 上記の式（2)で v_u、 v_v、 v_wl*u. v、 w相の電圧で、 v_d、 ₍₁は01 軸上の電圧である。

この実施の形態では、以下の式 (3a)、 (3b). (3c)に示すように、直流電圧制御回路 1 4から出力される各相毎の d q軸上の操作量 Δ v_du*、 Δ v_qu*、 △ v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*を、個別インバータ電圧指令作成回路 41が出力するサブインバータ d q軸電圧指令 v_d V。_s*から減算して 3相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令 44 a (v_u v V ws*) を演算する。

[0021]

_ー23

2π '— dv

， sin ( —―) (3b)

V_qs

COS ( + (3c)

[0022] このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cを駆動する。

[0023] また、メインィンバータ瞬時電圧指令作成回路 43には、個別ィンバータ電圧指令作成回路 41が出力するメインインバータ d q軸電圧指令 v _{d m}*、 V q_m*と、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、

△ v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*とを入力し、 3相メインィンバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令 45 aを演算する。

この場合、以下の式 (4a)、 (4b). (4c)に示すように、直流電圧制御回路 1 4から出力される各相毎の d q軸上の操作量 Δ v_du*、 A v_qu*、 A v_dv*、

△ v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*を、個別インバータ電圧指令作成回路 41が出力するメインインバータ d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*に加算して 3相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um*、 v_vm*、 v_wm*) を演算する。 [0024]

vdm ⁺ ^^vdu

[cosO — sin^] (4a)

^qm + ^ qu

23 (4b)

2π

cos ( + - -) (4c)

[0025] このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路

45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。

[0026] 上述したように、直流電圧制御回路 1 4が出力する各相毎の d q軸上の操作量 A v_du*、 A v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*は、メインインバータ d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*に加算されると共に、サブインバータ d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*から減算される。 3相メインインバータ 1の交流側の各相出力線に各相の単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの交流側が直列に接続されているため、負荷 1 2に印加される電圧は、 3相メインインバータの出力と単相サブインバータ 2 a〜2 cの出力との総和となる。このため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷 1 2に印加される電圧は全体指令発生回路 1 3が出力する d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*によつて決定されることになる。

[0027] d q軸上で表された負荷 1 2に印加される電圧を v_d、 v_qとし、負荷 1 2 に流れる電流を i _d、 i _qとし、負荷 1 2に供給される有効電力を pとする。また 3相メインインバータ 1と単相サブインバータ 2 a〜2 cとが出力する電圧のうち、個別インバータ電圧指令作成回路 41が出力する d q軸電圧指令 V _{d m}*、 V _qm* V _{d s} * V q _S こよる電 Eh成:Τ¾Γ V _{d m}、 V q_m、 V _{d s}、 V _{q s} とすると有効電力 Pは以下の式 (5)で表される。 P = V _d ■ i _d + V _q ■ i _q = ( V _dm+ V _{d s}) ■

i _d + ( v _qm+ v _{q s}) ■ i q -" (5)

[0028] 有効電力 pは 3相分なので、例えば u相の有効電力 p _uは、以下の式 (6)で表される。

P u= pZ3

= l (v _dm+ v _{d s}ノ ■ i d+ ( _qm+ v _{q s}) ■ i _q] Z3 -" (6)

[0029] 一方、 3相メインインバータ 1の u相の有効電力を _Pmuとし、単相サブィンバータ 2 aの有効電力を p _{s 2a}とし、これらのインバータ 1、 2 aがそれぞれ出力する電圧のうち、直流電圧制御回路 1 4が出力する u相の d q軸操作量 A v _{d u}*、厶 V _qu*による電圧成分を厶 V _{d u}、 A v _{q u}とすると p_mu、 p _{s 2a} も上記式 (6)と同様に、以下の式 (7)、（8)で表される。

{ 、V _dm+A v _{d u}) " i d+ (V qm+A V qJ ■ Ϊ _q } Z 3… (7)

P s 2a = { ( v _{d s}-A v _du) ■ i _d+ ( v _{q s}-A v _qu) ■ i _q] Z3-"(8) また P _u、 P_mu、 p _{s 2a}は以下の式 (9)に示す関係が成立する。

[0030] これらの式 (7)〜（9)より、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち { (Δ v _{d u} ■ i d + Δ v _{q u} ■ i _q) Z3} は単相サブインバータ 2 aに供給され、負荷 1 2には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ 2 aでの損失による消費電力を無視すると、 { (A v _{d u} . i _d + A v _{q u} ■ i _q) Z3} は単相サブインバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aに充電され、平滑コンデンサ 3 aの電圧は増大する。また、 { (A v _{d u} . i _d + A v _{q u} - i q) Z3} が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 3 aの電圧を低下させることになる。

このように平滑コンデンサ 3 aの電圧は制御されるが、 u相の d q軸操作量 A v _{d u}*、 A v _{q u}*は、平滑コンデンサ 3 aの直流電圧 v _{d c s u}が指令値 v _d _cs*に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

[0031] 以上、単相サブインバータ 2 aの直流電圧制御について示したが、 V相、 W相についても U相と同様である。

この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ 2 a〜2 Cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_{d csu}、 v_{dcs v}、 v_dcswが指令値 v_{d cs}*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_{d cs} _u、 v_dcsv、 v_{dc sw}は所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となリ、単相サブインバータ 2 a〜2 c用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアク卜ルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ 3 a〜3 cの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源 1 1から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

[0032] また、この実施の形態 1では 3相メインインバータ 1は 3相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ 2 a〜2 cなどのような単相フルブリッジのインバータ 3台を用いても同様の制御が可能である。また、 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜2 cが 3レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ 5は交流電源 1

1に電力を回生する必要がなければダイォードコンバータでもかまわない。

[0033] 実施の形態 2.

上記実施の形態 1では、駆動信号作成回路 1 5において、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に基づいて、 3相メインィンバータ 1だけでなく単相サブインバータ 2 a〜2 cに対しても d q軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ 2 a〜2 cは、 3相メインインバータ 1の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのィンバータとして動作させる。この場合、上記実施の形態 1で示した駆動信号作成回路 1 5の替わりに、図 7に示す駆動信号作成回路 1 5 aを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態 1と同様である。

駆動信号作成回路 1 5 aは、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 1 4との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スィッチング素子を駆動するパルスを作成する。図 7に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 48には、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*と、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 A v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 aを演算する。

この場合、以下の式（10a)、 (10b). (10c)に示すように、直流電圧制御回路 1 4から出力される各相毎の d q軸上の操作量 Δ v_du*、 A v_qu*、 A v_dv* 、 A v_qv*、 A v_dw*、 A v_qw*を、 d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に加算して 3 相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_u V V _wm*) を演算する。

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路 45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 49にも、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*と、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 A v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw* 、 A v_qw*とを入力し、さらに PWM回路 45が出力する 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 v_u, V V 、を入力する。これらの入力信号に基づいて瞬時電圧指令作成回路 49では、単相サブインバータ 2 a 〜 2 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_us V を、以下の式（11a)、 (11b). (11c)に示すように演算する <

(11a) mpwm (lib)

12 ― 2π 2κ

cos(/ +— ) sin(i9+ ) — . wmpwm (11c)

―

[0039] このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cを駆動する。

[0040] このような制御では、 3相メインインバータ 1では、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 Δ V _qu% Δ ν _dv% Δ v _qv% 厶 v_dw*、 Δ v_qw*を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。単相サブインバータ 2 a〜2 cでは、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 _{V q}*から、直流電圧制御回路 1 4が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_du*、 A v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 Δ v _qw *と、 3相変換後にさらに 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 v_umpwm 、 v_vmpwm、 v_wmpwmとを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。 0) 9軸電圧指令 ₍₁*、 v_q*を 3相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号 V umpwm、、 vmpwm、 V_wmp_Wmを引いているので、 d q軸電圧指令 v_d*、 _{V q}*を変換した瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令 44 aは、 3相メインインバータ 1から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となリ、単相サブィンバータ 2 a〜 2 c は 3相メインィンバータ 1が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する

[0041] さらに、上記実施の形態 1と同様に、直流電圧制御回路 1 4が出力する各相毎の d q軸上の操作量 Δ V _du*、 A v_qu*、 A v_dv*、 A v_qv*、 A v_dw*、 △ v_qw*は、 3相メインインバータ 1の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ 2 a〜2 cの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態 1と同様に、例えば u相では、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち { (Δ v_du■ i d + Δ v_qu■ i _q) Z3} は単相サブインバータ 2 aに供給され、単相サブィンバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aに充電される。 { (Δ v_du■ i d + Δ v_qu■ i _q) Z3} が正の値の時、平滑コンデンサ 3 aの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ 3 aの電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ 3 aの電圧は制御されるが、 u相の d q軸操作量 A v_du*、 A v_qu*は、平滑コンデンサ 3 aの直流電圧 v_dcsuが指令値 V _d c _s *に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、 V相、 w相についても u相と同様である。

[0042] 3相メインインバータ 1が出力する電圧は PWM制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ 2 a〜2 cを動作させるため、負荷 1 2に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。

また、単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswが指令値 v_dcs*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_{d csu}、 v_{dcs v}、 v_dcswは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態 1と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となリ、単相サブインバータ 2 a〜2 c用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0043] 実施の形態 3.

図 8は、この発明の実施の形態 3による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態 1の図 1で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、 d q軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路 1 6から 3相の瞬時電圧指令を出力する。

図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 1 7と駆動信号作成回路 1 8とを備えて、 3相メインインバータ 1と各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cとを制御し、また各単相サブィンバータ 2 a 〜2 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 cの電圧を制御する。

上述した全体指令発生回路 1 6は、負荷 1 2への出力電圧指令を発生する回路で、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c全体が合計で出力する所望の電圧を 3相の瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*として出力する。

[0044] 直流電圧制御回路 1 7は、各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 cの電圧を測定する電圧センサ 4 a〜4 cの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 1 7は、例えば図 9に示すように構成され、電圧センサ 4 a 〜 4 cが測定した単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_{d csu}、 v_{dcs v}、 v_dcswと指令値 v_{d cs}*との偏差を減算器 3 1 a〜3 1 cにより求め、制御器 34 a〜34 cにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswが指令値 v_dcs*に追従するように、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を出力する。制御器 34 a〜3 4 cは一般的な P I制御などで構成すればよい。

[0045] 駆動信号作成回路 1 8は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 1 1 との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スィッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 1 8は、例えば図 1 0に示すように構成され、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 50 にて 3相メインインバータ 1の電圧指令 v_umi*、 v_vmi*、 v_wmi*および単相サブインバータ 2 a〜2 cの電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 v_{ws i}*を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式 (12a)、 (12b). (12c)に示す関係を有す。

V * -1- V - * -(12a)

V * -1- V - * -(12b)

* -1- V - * -(12c)

[0046] 3相メインインバータ 1の電圧指令 v_umi*、 v_vmi*、 v_wmi*および単相サブインバータ 2 a〜2 cの電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 v_{ws i}*の作成は、上記式（12a)、 (12b). (12c)以外の制限はなく、各インバータ 1、 2 a〜2 c を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜 2 cが分担する電圧を決定する方法や、 3相メインィンバータ 1あるいは単相サブインバータ 2 a〜2 cが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

[0047] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 46には、個別インバータ電圧指令作成回路 50が出力するサブインバータ電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 v_{ws i}* と、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w* とを入力し、単相サブィンバータ 2 a〜 2 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 aを演算する。ここでは以下の式（13a)、 (13b). (13c)に示すように、直流電圧制御回路 1 7から出力される各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 50が出力するサブインバータ電圧指令 v_{u s i} *、 v_{vs i} *、 v_{ws i} *から減算してサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_{u s}% v_vs*、 v_ws*) を演算する。

[0048] V u s ^v U S I *_△ v _u * -(13a)

V _{v s} ^V V S I *_△ V _v * -(13b)

ws * = v ^v W S I *_△ v ^w w * -(13c)

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cを駆動する。

[0049] また、メインィンバータ瞬時電圧指令作成回路 47には、個別ィンバータ電圧指令作成回路 50が出力するメインインバータ電圧指令 V _{u m} i *、 v _{vm i} * 、 v_{wm i} *と、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν* 、 A v_w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 aを演算する。ここでは以下の式（14a)、 (14b). (14c)に示すように、直流電圧制御回路 1 7から出力される各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 50が出力するメインインバータ電圧指令 v_{um i} *、 v_{vm i} *、 v_{wm i} *に加算してメインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um*、 v_vm*、 v_wm*) を演算する。

v u m ^v u m I * +厶 v _u * -(14a)

v V m ^v v m I * +厶 V _v * -(14b)

v wm ^v wm I * +厶 v ^w w * -(14c)

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路 45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。 [0051] このような制御では、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量 A v_u *、 A v_v*、 A v_w*は、 3相メインインバータ 1の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ 2 a〜2 cの電圧指令の演算では減算される。負荷 1 2に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力と単相サブインバータ 2 a〜2 cの出力との総和であるため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷 1 2に印加される電圧は全体指令発生回路 1 6が出力する電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定されることになる。

[0052] ここで u相での 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a、負荷

1 2の電力について考える。負荷 1 2の力率を c o s 0とし、 3相メインィンバータ 1の u相の電圧を v_um、単相サブインバータ 2 aの電圧を v_us、負荷 1 2に印加される電圧を v_u、負荷 1 2の u相に流れる電流を i _u、 3相メインインバータ 1の u相とサブインバータ 2 aとが負荷 1 2へ供給する有効電力を p_uとすると、有効電力 p_uは、以下の式（15)で表される。

p _u = V _u ■ I _u■ c o s θ

= (v_um+v_us) - i _u■ c o s Θ -(15)

[0053] 3相メインインバータ 1の u相とサブインバータ 2 aとが出力する電圧 v_u _m、 v _usに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路 50が出力する u相電圧指令 v_umi*、 v_{us i}*による成分を v_umi、 v_{us i}、直流電圧制御回路 1 7が出力する u相操作量 Δ v_u*による成分を Δ v_u、 3相メインインバータ 1の u相が出力する有効電力を _{P um}、単相サブインバータ 2 aが出力する有効電力を p_usとする。 Δ v_uが直流成分とすると以下のような関係式（16a)、 (鶴、 (17)が成立する。

p _um= ( V _um■ c o s 0 +厶 V J ■ i _u …（16a)

P _us= (v_us ' c o s 0_A v_u) ■ i _u -" (16b)

P u= P um+ P us ■" (17)

[0054] これらの式（16a)、 (16b). (17)により、 3相メインインバータ 1の u相から出力された有効電力のうち A v_u■ i uは、単相サブインバータ 2 aに供給され負荷 1 2には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ 2 aでの損失による消費電力を無視すると、 A v_u， i _uは単相サブインバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aに充電され、平滑コンデンサ 3 aの電圧が増大する。また A v_u■ i _uが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 3 aの電圧を低下させることになる。

このように単相サブインバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aの電圧は制御されるが、 u相の操作量 A v_u*は、平滑コンデンサ 3 aの直流電圧 v_dcsuが指令値 V _d c _s *に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、 V相、 w相についても u相と同様である。

[0055] 以上のように、この実施の形態では、電圧，電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswが指令値 v_dcs*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v d_cswは所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となリ、単相サブィンバータ 2 a〜2 c用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ 3 a〜3 cの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源 1 1から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

[0056] また、この実施の形態 3では 3相メインインバータ 1は 3相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ 2 a〜2 cなどのような単相フルブリッジのインバータ 3台を用いても同様の制御が可能である。また、 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜2 cが 3レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ 5は交流電源 1 1に電力を回生する必要がなければダイォードコンバータでもかまわない。

[0057] 実施の形態 4.

上記実施の形態 3では、駆動信号作成回路 1 8において、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に基づいて、 3相メインインバータ 1だけでなく単相サブインバータ 2 a〜2 cに対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ 2 a 〜2 cは、 3相メインインバータ 1の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのィンバータとして動作させる。

この場合、上記実施の形態 3で示した駆動信号作成回路 1 8の替わりに、図 1 1に示す駆動信号作成回路 1 8 aを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態 3と同様である。

[0058] 駆動信号作成回路 1 8 aは、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 1 7との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スィッチング素子を駆動するパルスを作成する。図 1 1に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 7 1には、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*と、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 a を演算する。

[0059] この場合、以下の式（18a)、 (18b). (18c)に示すように、直流電圧制御回路

1 7から出力される各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に加算し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um* 、 v_vm*、 v_wm*) を演算する。

u_m* = V _U* + A V _u* ---(18a)

v _vm*= v _ν* + Δ v _v* ---(18a)

v_wm*= v_w* + A v_w* ---(18a)

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路 45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。

[0060] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 72にも、全体指令発生回路 1 6から出力された電圧指令 v_u*， v_v*， v_w*と直流電圧制御回路 1 7から出力された各相の操作量 Δ V _u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*とを入力し、さらに PWM回路 4 5が出力する 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 v _umpwm、 V _vmpwm、 v_wmpwmを入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路 72では、単相サブインバータ 2 a〜2 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_us*、 v_vs*、 v ws *) を、以下の式（19a)、（19b)、（19c)に示すように演算する。

[0061] v_us*= v_u*_A v_u*_ v_umpwm -(19a)

v _vs*= v _ν*_Δ v _v*_ v _vmpwm -(19b)

— A v_w*— v wm p wm …（^

[0062] このような制御では、 3相メインインバータ 1では、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に、直流電圧制御回路 1 7 が出力する各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。

単相サブインバータ 2 a〜2 cでは、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*から、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*と、さらに 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号とを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*の信号から電圧パルス信号を引いているので、瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令 44 aは、 3相メインィンバータ 1から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となり、単相サブィンバータ 2 a〜2 cは 3相メインィンバータ 1が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

[0063] さらに、上記実施の形態 3と同様に、直流電圧制御回路 1 7が出力する各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*は、 3相メインインバータ 1の電圧指令の演算では加算され、単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態 3と同様に、例えば u相では、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち A v_u■ i _uは単相サブインバータ 2 aに供給され、単相サブィンバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aに充電される。 A v_u■ i _uが正の値の時、平滑コンデンサ 3 aの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ 3 aの電圧を低下させる。このように単相サブインバータ 2 aの平滑コンデンサ 3 aの電圧は制御されるが、 u相の操作量厶 V _u *は、平滑コンデンサ 3 aの直流電圧 V _{d c s u}が指令値 V _{d c s} *に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、 V相、 w相についても u相と同様である。

[0064] 3相メインインバータ 1が出力する電圧は PWM制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ 2 a〜2 cを動作させるため、負荷 1 2に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。

また、単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswが指令値 v_dcs*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 cの各直流電圧 v_dcsu、 v_dcsv、 v_dcswは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態 3と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となリ、単相サブインバータ 2 a〜2 c用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。 [0065] 実施の形態 5.

図 1 2は、この発明の実施の形態 5による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態 1〜 4では、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1の交流側の各相出力線に各相の単相サブィンバータ 2 a〜 2 cの交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1 (第 1の単相ィンバータの 3相分）の交流側の各相出力線に第 2の単相ィンバータとしての 2つの単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの交流側を直列に接続する。以下では便宜上、単相サブインバータ 2 a〜2 cをサブインバータ 1群、単相サブインバータ 5 1 a〜5 1 cをサブインバータ 2群と呼ぶ。なお、各単相サブインバータ 5 1 a〜5 1 cの構成は、図 4で示した単相サブインバータ 2 a〜2 cの構成と同様である。

3相メインィンバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリアクトル 1 0を介して接続されている。単相サブィンバータ 2 a〜2 cは直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 3 a 〜3 cを備え、単相サブインバータ 5 1 a〜5 1 cは直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 52 a〜52 cを備える。

[0066] また電力変換装置は、 3相メインインバータ 1と各単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cとを制御し、また各単相サブィンバータ 2 a〜 2 c、 5 1 a〜5 1 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cの電圧を制御するために、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 57と駆動信号作成回路 58とを備える。

全体指令発生回路 1 3は、負荷 1 2への出力電圧指令を発生する回路で、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 c全体が合計で出力する所望の電圧を d q軸上の電圧指令 v_d*、 v_q*として出力する制御回路である。

[0067] 直流電圧制御回路 57は、各単相サブィンバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜5

1 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cの電圧を測定する電圧センサ 4 a〜4 c、 53 a〜53 cの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 57は、例えば図 1 3に示すように構成され、電圧センサ 4 a〜4 cが測定したサブインバータ 1群の平滑コンデンサ 3 a〜3 cの直流電圧 v_{dcs1 u}、 v_{dcs1 v} 、 v_dcs1wと指令値 v_dcs1*との偏差を減算器 61 aにより求め、制御器 62 aにより操作量を求める。この操作量を d q軸分配回路 63 aにより d軸成分と q軸成分に分けた d軸操作量、 q軸操作量 A v_{d 1 u}*、 Δ v_{q1 u}% Δ v_d1 _v*、 A v_{q1 v}*、 A v_{d 1w}*、 A v_q1w*を出力する。

制御器 62 aは一般的な P I制御などで構成すればよい。また d q軸分配回路 63 aが制御器 62 aから出力された操作量を d軸成分と q軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、 d軸■ q軸の成分を等しくする方法や、 d軸あるいは q軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

[0068] サブインバータ 2群に関しても同様で、電圧センサ 53 a〜53 cによつて測定したサブインバータ 2群の平滑コンデンサ 52 a〜52 cの直流電圧 v_dcs2u, v_dcs2v、 v_dcs2wと指令値 v_dcs2*との偏差を減算器 61 bによリ求め、制御器 62 bにより操作量を求める。この操作量を d q軸分配回路 63 bにより d軸成分と q軸成分に分けた d軸操作量、 q軸操作量 Δ v_d2u*

、 Δ V _q2u Δ v _d2v Δ v _q2v Δ v _{d 2}w 厶 v _{q 2w}*¾r出力する o たたし、減算器 61 a、 61 bや制御器 62 a、 62 b. d q軸分配回路 63 a 、 63 bはそれぞれ 3相個別構成のものとする。

[0069] 駆動信号作成回路 58は、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 57 との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c、 51 a〜 51 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 58は、例えば図 1 4に示すように構成され、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 64にて 3相メインインバータ 1の d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*およびサブインバータ 1群の d q軸電圧指令 v_ds1*、 v_qs1*、サブインバータ 2群の d q軸電圧指令 v_ds2*、 v_qs2*を作成する。このとき、各 d q軸電圧指令は以下の式 (20a)、 (20b)に示す関係を有する。

v_d*= v_dm*+ v_{ds 1}*+ v_ds2* -(20a)

v_q*= v_qm*+ v_{qs 1}*+ v_qs2* -(20a)

この作成方法は各インバータ 1、 2 a〜2 c、 51 a〜51 cを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、サブインバータ 1群、サブインバータ 2群が分担する電圧を決定する方法や、 3相メインィンバータ 1が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよいサブインバータ 1群瞬時電圧指令作成回路 65には、個別インバータ電圧指令作成回路 64が出力するサブインバータ 1群のサブインバータ d q軸電圧指令 v_ds1*、 v_qs1*と、直流電圧制御回路 57が出力するサブインバータ 1群の d q軸探作量 Δ v_d i u *、 Δ V _{q1 u} A v_d i v *、 A v_q i _v *、 A v_d i _w* 、 A v_{q 1w}*とを入力し、サブインバータ 1群が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 68 a (v_us1*、 v_vs1*、 v_ws1* ) を、以下の式 (21a)、（21b)、（21c)に示すように演算する。

Vdsl --

『cos — sin^] (21a)

(21b)

(21c)

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 68 aは PWM回路 6 8に入力され、 PWM回路 68ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ 1群の各単相サプインバータ 2 a〜 2 cを駆動する。サブィンバータ 2群に関しても同様にしてサブィンバータ 2群瞬時電圧 ί 令作成回路 66において、サブインバータ最終電圧指令 69 a (v_us2*、 s 2% v_ws2*) を、以下の式 (22a)、 (22b). (22c)に示すように演算する。

[0075] このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 69 aは PWM回路 6 9に入力され、 PWM回路 69ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ 2群の各単相サブインバータ 51 a〜51 cを駆動する

[0076] メインィンバータ瞬時電圧指令作成回路 67には、個別ィンバータ電圧指令作成回路 64が出力するメインインバータ d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*と直流電圧制御回路 57が出力する d q軸操作量 Δ v_{d 1 u}*、 A v_{q1 u}*、 A v_d1 _v*、 A v_{q1 v}*、 A v_di_w*、 A v_q1w*、 A v_d2u*、 A v_q2u*、 A v_d2v*、 △ v_q2v*、 A v_d2w*、 A v_q2w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令 70 a (v_um*、 v_vm*、 v_wm*) を以下の式 (23a)、（23b)、（23c)に示すように演算する。

[0077]

223 2π 2π v_dm 十 Δν_άν1 + Av_dv2

in(6*— ₃_) (23b) cos ( 一 -. ) - s

V_qm + Δν^ + Av_qvl

2π 2π

COS ( -） - sin(6* +マ)

[0078] このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 70 aは PWM回路

70に入力され、 PWM回路 70ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインィンバータを駆動する。

[0079] 上述したように、 3相メインインバータ 1とサブインバータ 1群とサブィンバータ 2群とは直列に接続されているので負荷 1 2に印加される電圧は 3 相メインインバータ 1とサブインバータ 1群とサブインバータ 2群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路 57が出力する d q軸操作量 A v_d 1 u A v_{q1 u}*、 A v_{d1 v}*、 A v_{q1 v}*、 A v_d1w*、 A v_q1w*、 A v_d2u*、 △ v_q2u*、 A v_d2v*、 A v_q2v*、 A v_d2w*、 A v_q2w*は、 3相メインインバータ 1の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ 1群、サブインバータ 2群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷 1 2に印加される電圧は全体指令発生回路 1 3が出力する電圧指令 v_d*、 v_q*によって決定されることになる。

[0080] d q軸上で表された負荷 1 2に印加される電圧を v_d、 v_qとし、負荷 1 2 に流れる電流を d q軸上で表したものを i _d、 i _qとする。また、個別インバータ電圧指令作成回路 64が出力する各 d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*、 v_ds

1 、 V _{q s} 1 、 V _{d s} 2 、 _{q s} 2 l^-よる電圧成分を V dm、 V qm、 V d s 1、 V q s

1、 v_ds2、 v_qs2とし、負荷 1 2に供給される有効電力を pとすると pは以下の式（24)で表される。

p = V _d ■ i _d + V = (v_dm+ v_ds1 + v_ds2) ■ i _d +

(v_qm+ v_qs1 + v_qs2) ■ i _q -" (24)

[0081] 有効電力 pは 3相分なので、例えば u相の有効電力 p_uは、以下の式 (25)で表される。

P u= pZ3

= { (v_dm+ v_ds1 + v_ds2) ■ i _d +

(v_qm+ v_qs1 + v_qs2) ■ i _qレ 3 -" (25)

[0082] 一方、 3相メインインバータ 1の u相の有効電力を _Pmuとし、単相サブィンバータ 2 aの有効電力を p_{s 1 u}、単相サブインバータ 51 aの有効電力を p s_2uとし、直流電圧制御回路 57が出力する u相の d q軸操作量 Δ v_{d1 u}*、 △ v_{q 1 u}*、 A v_d2u*、厶 v_q2u*による電圧成分を厶 v_{d 1 u}、 A v_{q1 u}、 d 2 _U、 A v_q2uとすると、 p_mu、 p_{s1 u}、 p _s2uも上記式（25)と同様に表すことができ、以下の式 (26)〜（28)で表される。

I ( V dm+厶 V d l u + Δ V _d 2 u) ■ " d +

(v_qm+A v_{q1 u} + A v_q2u) ■ i _q} Z3 〜（26)

P s 1 u= ί ( v _ds— Δ V _d ! _u) ■ i _d +

(_{V qs}—厶 _{V q1 u}) ■ i _q} Z3 〜（27)

P s 2 u = ί ( v _ds— Δ V _d2u) " i d +

(v_qs_A v_q2u) ■ i _q} Z3 〜（28) また P_u、 P_mu、 Psiu. P _s2uは以下の式 (29)に示す関係が成立する。

P u= Pmu+ P s 1 u+ P s 2 u ·■■ (29)

[0083] これらの式 (26)〜（29)より、 3相メインインバータ 1が出力する有効電力のうち（A v_{d 1 u} . i _d + A v_{q1 u} ' i _q) Z3は単相サブインバータ 2 aに供給され、（Δ v_d2u■ i d + Δ v_q2u■ i _q) Z3は単相サブインバータ 51 a に供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ 2 a、 51 a での損失による消費電力を無視すると、（A v_{d 1 u} . i _d + A v_{q1 u} ' i _q) Z 3、（厶 v_d2u■ i _d + A v_q2u■ i _q) Z3は単相サブインバータ 2 a、 51 aの平滑コンデンサ 3 a、 52 aに充電され、平滑コンデンサ 3 a、 52 a の電圧が増大する。また（厶 v_{d 1 u} ■ i _d + A v_{q 1 u} ■ i _q) Z3、（△ v_d2u ■ i _d + A v_q2u ■ i _q) Z 3が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 3 a、 5 2 aの電圧を低下させることになる。

このように平滑コンデンサ 3 a、 52 aの電圧は制御されるが、 u相の d q軸操作量 u相の d q軸操作量 Δ v_{d 1 u}*、 A v_{q 1 u}*、 A v_d2u*、 A v_{q 2u}* は、平滑コンデンサ 3 a、 52 aの直流電圧 v_{d cs 1 u}、 v_{dc s2u}が指令値 v_d c s 1 % V _{d c s 2}*に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

[0084] 以上、単相サブインバータ 2 a、 5 1 aの直流電圧制御について示したが、 V相、 w相についても u相と同様である。

この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 cの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜52 cの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜52 cには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ 2 a〜2 c 、 5 1 a〜5 1 c用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0085] なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ 1、 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 cの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源 1 1から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよリも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

[0086] また、 3相メインインバータ 1は 3相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ 2 a〜2 cなどのような単相フルブリッジのインバータ 3台を用いても同様の制御が可能である。また、 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 cが 3レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ 5は交流電源 1 1に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。

[0087] 実施の形態 6.

図 1 5は、この発明の実施の形態 6による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態 5の図 1 2で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、 d q軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路 1 6 から 3相の瞬時電圧指令を出力する。

図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 8 1と駆動信号作成回路 82とを備えて、 3相メインインバータ 1と各単相サブインバータ 2 a〜2 c (サブインバータ 1群）、単相サブインバータ 5 1 a〜5 1 c (サブインバータ 2群）とを制御し、また各単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜 3 c、 52 a〜52 cの電圧を制御する。

[0088] 上述した全体指令発生回路 1 6は、負荷 1 2への出力電圧指令を発生する回路で、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 c全体が合計で出力する所望の電圧を 3相の瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*として出力する。

直流電圧制御回路 8 1は、各単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの直流入力である平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cの電圧を測定する電圧センサ 4 a〜4 c、 53 a〜53 cの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 8 1は、例えば図 1 6に示すように構成され、電圧センサ 4 a〜4 c、 53 a〜5 3 cが測定した単相サブィンバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの直流電圧

V d c s 1 u V d c s 1 v、 V d c s 1 w、 V d c s 2 u、 V d c s 2 v、 V d c s 2wと指令値 V d c s i % v_dcs2*との偏差を減算器 83 a、 83 bにより求め、制御器 84 a、 84 bにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧 v_{d cs 1 u}、 v_{dc s 1 v} 、 _{d c s 1 w} V _{d c s 2 u}、 V _{d c s 2 v}、 V d _{C S} 2wが指令値 V d c s l *、 V d c s 2 "こ追従するように、各インバータ 1、 2 a〜2 c、 51 a〜 51 cの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量 A v_{1 u}*、 Δ ν_{1 ν}*、 A v_1w*、 Δ ν₂ u% Δ ν_2ν*、 Δ v_2w*を直流電圧制御回路 81から出力する。制御器 84 a 〜84 cは一般的な P I制御などで構成すればよい。

[0089] 駆動信号作成回路 82は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 81 との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および単相サブインバータ 2 a〜2 c、 51 a〜 51 cの各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 82は、例えば図 1 7に示すように構成され、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 85にて 3相メインインバータ 1の電圧指令 v_umi*、 v_vmi*、 v_wmi*および単相サブインバータ 2 a〜2 c、 51 a〜 51 cの電圧指令 v_u s 1 i % v _{v s 1 i} *、 V_{ws 1} i V _{u s 2} i V _{v s 2} i v_{ws 2 i} *を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式 (30a)、（30b)、（30c)に示す関係を有する。

v_u*= v_umi*+ v_us1 i * + v_{us2 i}* -(30a)

v_v*= v_vmi*+ v_vs1 i * + v_{vs2 i}* -(30b)

[0090] それぞれの電圧指令の作成は上記式 (30a)、（30b)、（30c)以外の制限はなく、各インバータ 1、 2 a〜2 c、 51 a〜 51 cを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a〜2 c 、単相サブインバータ 51 a〜51 cが分担する電圧を決定する方法や、 3 相メィンィンバータ 1あるいは単相サブィンバータ 2 a〜2 c、 51 a〜5 1 cが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよい。

[0091] サブインバータ 1群瞬時電圧指令作成回路 86には、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力するサブインバータ 1群のサブインバータ電圧指令 v_{us1 i}*、 v_{vs 1 i}*、 v_ws1 i *と直流電圧制御回路 81が出力するサブインバータ 1群の操作量 Δ v_{1 u}*、 Δ ν_{1 ν}*、 A v_1w*を入力し、単相サブインバータ 2 a〜2 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 68 aを演算する。ここでは以下の式 (31a)、 (31b). (31c)に示すように、直流電圧制御回路 81が出力するサブインバータ 1群の操作量 Δ v_{1 u}* 、厶 v_{1 v}*、 A v_1w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力するサブインバータ 1群のサブインバータ電圧指令 v_us1 、 v_{vs 1 i}*、 v_{ws1 i}*から減算してサブインバータ最終電圧指令 68 a (v_us1*、 v_vs1*、 v_ws1* ) を演算する。

[0092] v_us1*=v_{us1 i}*_A v_u1* ---(31a)

v_vs1*=v_{vs1 i}*_A v_v1* -(31b)

ws i *= v_ws1 i *— Δ v_w1 * -" (31c)

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 68 aは PWM回路 6 8に入力され、 PWM回路 68ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブィンバータ 2 a〜 2 cを駆動する。

[0093] サブインバータ 2群瞬時電圧指令作成回路 87には、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力するサブインバータ 2群のサブインバータ電圧指令 v_{us2 i}*、 v_{vs2 i}*、 v_{ws2 i}*と直流電圧制御回路 81が出力するサブインバータ 2群の操作量 Δ v_2u*、 Δ ν_2ν*、 A v_2w*を入力し、単相サブインバータ 51 a〜51 cが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 69 aを演算する。ここでは以下の式 (32a)、 (32b). (32c)に示すように、直流電圧制御回路 81が出力するサブインバータ 2群の操作量厶 v_2u*、厶 v_2v*、 A v_2w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力するサブインバータ 2群のサブインバータ電圧指令 v_{us2 i}*、 v_{vs2 i}*、 v_w _{s2 i}*から減算してサブインバータ最終電圧指令 69 a (v_us2*、 v_vs2*、 v_ws2*) を演算する。

[0094] V _{u s 2} * = V _{u s 2} i *-Δ v _u2* ---(32a)

v_vs2*=v_{vs2 i}*_A v_v2* -(32b)

v ws 2 * = _ws2 i *— Δ v _w2* -" (32c)

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 69 aは PWM回路 6 9に入力され、 PWM回路 69ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ 51 a〜51 cを駆動する。

[0095] メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 88には、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力するメインインバータ電圧指令 v_umi*， v_vmi*， v_wm と直流電圧制御回路81が出カする操作量厶 ₁ 、 Δ ν_{1 ν}*、 A v_1w*、厶 v_2u*、 Δ ν_2ν*、 A v_2w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 70 a ( V _u _m*、 v_vm*、 v_wm*) を以下の式 (33a)、（33b)、（33c)に示すように演算する

V _{u m}* = V _umi * +厶 V * +厶 V _{u 2}* ---(33a)

v _vm*= v _vmi * +厶 v * +厶 v _v2* ---(33b)

v_wm*= v_wmi* + A v_w1* + A v_w2* -(33c)

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 70 aは PWM回路 70に入力され、 PWM回路 70ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインィンバータを駆動する。

[0096] 上述したように、 3相メインインバータ 1とサブインバータ 1群とサブィンバータ 2群とは直列に接続されているので負荷 1 2に印加される電圧は 3 相メインインバータ 1とサブインバータ 1群とサブインバータ 2群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路 81が出力する操作量 Δ v_{1 u}*、厶 v_{1 v}*、 Δ ν_1νν*、 Δ ν_2υ*、 Δ ν_2ν*、 Δ ν_2νν*は、 3相メインインバータ 1 の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ 1群、サブインバータ 2群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷 1 2に印加される電圧は全体指令発生回路 1 6 が出力する瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定されることになる。

[0097] ここで u相での 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2 a、 51 a、負荷 1 2の電力について考える。負荷 1 2の力率を c o s 0とし、 3相メインィンバータ 1の u相の電圧を V _um、単相サブィンバータ 2 aの電圧を v_us1、単相サブインバータ 51 aの電圧を v_us2、負荷 1 2に印加される電圧を v_u、負荷 1 2の u相に流れる電流を i _u、 3相メインインバータ 1の u 相と単相サブインバータ 2 a、 51 aとが負荷 1 2へ供給する有効電力を _{P u} とすると、有効電力 p_uは、以下の式 (34)で表される。

p _u = V _u■ i _u■ c o s θ

= 、 v _um+ v_{u s} i + v_us2ノ ■ i _u■ c o s Θ …、 4)

[0098] v_um、 v_us1、 v_us2に含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路 85が出力する u相電圧指令 v_umi*、 v_{us1 i}*、 v_{us2 i}*による成分を v_umi、 v_{us1 i}、 v_{us2 i}、直流電圧制御回路 81が出力する u相操作量 △ v _{u 1} *、厶 V _u2*による成分を厶 V _u1、 A v_u2、 3相メインインバータ 1の u相が出力する有効電力 p_um、単相サブインバータ 2 aが出力する有効電力 P u s i . 単相サブインバータ 51 aが出力する有効電力 p_us2とする。 Δ v_{u 1} 、厶 v_u2は直流成分であるとすると以下のような関係式 (35a)、 (35b). (35c) 、（36)が成立する。

P _um= (v_um ' c o s 0+A v_u i+A v_u2) ■ i _u … (35a)

p_{u s} i= (v_us ' c o s 0_A v_u i ) - i _u … (35b)

P u s 2 ⁼ (v_us " c o s 0— Δ ν_υ2) ■ i u ■" (35c)

P u = P um+ P u s 1 + P u s 2 ·■■ (36)

[0099] これらの式（35a)〜（35c)、（36)により、 3相メインインバータ 1の u相から出力された有効電力のうち A v_{u 1} ■ i _uは単相サブインバータ 2 aに供給され、 Δ ν_υ2 · i _uは単相サブインバータ 51 aに供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ 2 a、 51 aでの損失による消費電力を無視すると、 Δ v_{u 1} ■ i _u、 Δ v_u2■ i _uは単相サブインバータ 2 a、 51 aの平滑コンデンサ 3 a、 52 aに充電され、平滑コンデンサ 3 a、 52 aの電圧が増大する。また A v_{u 1} ■ i _u、 Δ ν_υ2 · i _uが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 3 a、 52 aの電圧を低下させることになる。

このように平滑コンデンサ 3 a、 52 aの電圧は制御されるが、 u相の操作量 A v_{u 1}*、 A v_u2*は、平滑コンデンサ 3 a、 52 aの直流電圧 v_{dcs1 u} 、 v_dcs2uが指令値 v_dcs1*、 v_dcs2*に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、 V相、 W相についても U相と同様である。

[0100] 以上のように、この実施の形態では、電圧，電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブィンバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 c の平滑コンデンサ 3 a〜 3 c、 52 a〜 52 cの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 c の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜5 2 cの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態 5と同様の効果が得られ、各単相サブィンバータ 2 a〜 2 c、 5 1 a〜 5 1 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となリ、単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 c用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0101] なお、上記実施の形態 5、 6において、上記実施の形態 2、 4で示したように、単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cは、 3相メインインバータ 1の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させても良い。

[0102] 実施の形態 7.

図 1 8は、この発明の実施の形態 7による電力変換装置の構成を示す図でめる。

図 1 8に示すように、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷 90 を介して直列に接続される。 3相メインインバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリアクトル 1 0を介して接続されている。 3相サブインバータ 9 1は直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 92を備える。 [0103] 3相メインインバータ 1およびコンバータ 5は、上記実施の形態 1と同様である。

なお、ここでは 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 9 1をそれぞれ第 1の単相インバータ、第 2の単相インバータのスター結線された 3相分とみなし、各相では、第 1の単相インバータ（3相メインインバータ 1の各相分）と第 2の単相インバータ（3相サブインバータ 9 1の各相分）との交流側が、負荷 9 0を介して直列に接続される。

[0104] また電力変換装置は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1 とを制御し、また 3相サブインバータ 9 1の直流入力である平滑コンデンサ 9 2の電圧を制御するために、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 9 4と駆動信号作成回路 9 5とを備える。

全体指令発生回路 1 3は、負荷 1 2への出力電圧指令を発生する上記実施の形態 1と同様な回路で、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 9 1全体が合計で出力する所望の電圧を d q軸上の電圧指令 v _d *、 v _q *として出力する制御回路である。

[0105] 直流電圧制御回路 9 4は、 3相サブインバータ 9 1の直流入力である平滑コンデンサ 9 2の直流電圧を測定する電圧センサ 9 3の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 9 4は、例えば図 1 9に示すように構成され、電圧センサ 9 3が測定した 3相サブィンバータ 9 1の平滑コンデンサ 9 2の直流電圧 V _{d c s}と指令値 V _{d c s} * との偏差を減算器 9 6により求め、制御器 9 7により操作量を求める。この操作量は、直流電圧 v _{d c s}が指令値 v _{d c s} *に追従するように、後述する各ィンバータ 1、 9 1の出力電圧指令を調整するものであり、 d q軸分配回路 9 8により d軸成分と q軸成分とに分けた d軸操作量、 q軸操作量 A v _d *、厶 v _q *を出力する。

制御器 9 7は一般的な P I制御などで構成すればよい。また d q軸分配回路 9 8が制御器 9 7から出力された操作量を d軸成分と q軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、 d軸■ q軸の成分を等しくする方法や、 d軸あるいは q軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。

[0106] 駆動信号作成回路 95は、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 94 との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 9 1の各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 95は、例えば図 20 に示すように構成され、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 1 08にて 3相メインインバータ 1の d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*および 3相サブインバータ 91の d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*を作成する。このとき、各 d q軸電圧指令は以下の式 (37a)、 (37b)に示す関係を有する。

d * = _dm*— v _{d s} * -" (37a)

v _q*= v _qm*— v _qs* -" (37b)

[0107] 3相メインインバータ 1の d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*および 3相サブインバータ 91の d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*の作成は、上記式 (37a)、 (37b) 以外の制限はなく、各インバータ 1、 91を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91が分担する電圧を決定する方法や、 3相メインインバータ 1あるいは 3相サブインバータ 91が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

[0108] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 99には、個別インバータ電圧指令作成回路 1 08が出力するサブインバータ d q軸電圧指令 v_ds*、 v_qs*と、直流電圧制御回路 94が出力する d軸操作量、 q軸操作量 A v_d*、 A v_q*とを入力し、 3相サブインバータ 91が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 aを演算する。

この実施の形態では、以下の式（38)に示すように、直流電圧制御回路 94 から出力される d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q*を、個別インバータ電圧指令作成回路 1 08が出力するサブインバータ d q軸電圧指令 v_ds*、 _{V qs}*に加算して 3相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令 44 a (v_u V

V ') を演算する。

[0109]

(38)

[0110] このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相サブインバータ 91を駆動する。

[0111] また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 00には、個別インバータ電圧指令作成回路 1 08が出力するメインィンバータ d q軸電圧指令 V _{d m}* 、 v_qm*と、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q* とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 aを演算する。

この場合、以下の式（39)に示すように、直流電圧制御回路 94から出力される d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q*を、個別インバータ電圧指令作成回路 1 0 8が出力するメインインバータ d q軸電圧指令 v_dm*、 v_qm*に加算して 3相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um*、 v_vm*、 v_wm *) を演算する。

[0112]

(39)

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路 45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。 [0114] 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1とは負荷 90を介し、直列に対向して接続されているので負荷 90に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力電圧と 3相サブインバータ 9 1の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 Δ v _d*、 A v _q*は、 3 相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷 90に印加される電圧は全体指令発生回路 1 3が出力する電圧指令 v _d*、 v _q*によって決定されることになる

[0115] d q軸上で表された負荷 90に印加される電圧を v _d、 v _qとし、負荷 90 に流れる電流を i _d、 i _qとし、負荷 90に供給される有効電力を pとする。また 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1とが出力する電圧のうち個別インバータ電圧指令作成回路 1 08が出力する d q軸電圧指令 v _dm*

、 V q_m*、 V _{d s} *、 V q _S *による電 J土成分を V _dm、 V q_m、 V _{d s}、 V q _sとると有効電力 Pは以下の式 (40)で表される。

P = _d ■ i _d+ V _q ■ i _q= ( v _dm— v _{d s}j ■

i _d+ ( _qm— v _{q s}) ■ i q -" (40)

[0116] 一方、 3相メインインバータ 1の有効電力を _Pm、 3相サブインバータ 9 1 の有効電力を p _sとし、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 A v _d* 、厶 v _q*による電圧成分を Δ v _d、 A v _qとすると、有効電力 p_m、 p _sは以下の式 (41)、 (42)で表される。

(v _dm+A v _d) ■ i _d+ 、v _qm+A v _q) ■ i _q -" (41)

P s = (v _{d s} + A v _d) ■ (― i _d) + ( V q s + A v q) ■ (― i _q) =- ( V d _S + A v d) ■ i d— ( v _{q s} + A v _q) ■ i _q -" (42)

また p、 p_m、 p _sは以下の式 (43)に示す関係式が成立する。

p = p_m+ p s ■" (43)

[0117] これらの式 (41)〜(43)より、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち（A v _d ■ i _d + A v _q ■ i _q) は、 3相サブインバータ 9 1に供給され、負荷 90には供給されない成分であることがわかる。 3相サブインバータ 91での損失による消費電力を無視すると、（A v_d . i _d + A v_q ' i _q) は 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92に充電され、平滑コンデンサ 92の電圧は増大する。また、（A v_d . i _d + A v_q ' i _q) が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 92の電圧を低下させることになる。

このように平滑コンデンサ 92の電圧は制御されるが、 d q軸操作量厶 v_d *、 A v_q*は、平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsが指令値 v_dcs*に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

[0118] 以上のように、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とが負荷 90を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92の直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 92の直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、 3相サブインバータ 91用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0119] また、この実施の形態 7では 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91は 3相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ 1、 91に、単相フルブリッジのインバータ 3台を用いても同様の制御が可能である。また、 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91が 3レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ 5は交流電源 1 1に電力を回生する必要がなければダイォードコンパータでもかまわない。

[0120] 実施の形態 8.

上記実施の形態 7では、駆動信号作成回路 95において、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v。*に基づいて、 3相メインィンバータ 1だけでなく 3相サブインバータ 91に対しても d q軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、 3相サブインバータ 91は、 3相メインインバータ 1の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのィンバータとして動作させる。

この場合、上記実施の形態 7で示した駆動信号作成回路 95の替わりに、図 21に示す駆動信号作成回路 95 aを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態 7と同様である。

[0121] 駆動信号作成回路 95 aは、全体指令発生回路 1 3と直流電圧制御回路 9 4との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 91の各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。図 21に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 02には、全体指令発生回路 1 3から出力された d q 軸電圧指令 v_d*、 v_q*と、直流電圧制御回路 94が出力する d軸操作量、 q 軸操作量 A v_d*、 A v_q*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 aを演算する。

この場合、以下の式 (44)に示すように、直流電圧制御回路 94から出力される d q軸上の操作量 Δ v_d*、 A v_q*を、 019軸電圧指令 ₍₁*、 _{V q}*に加算して 3相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um V *、 v_wm*) を演算する。

[0122]

このように演算されたメインインバータ最終電圧指令 45 aは PWM回路 45に入力され、 PWM回路 45ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。 [0124] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 01にも、全体指令発生回路 1 3 から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*と、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q*とを入力し、さらに PWM回路 45が出力する 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 V _umpwm、 v_vmpwm、 v_wmpwm を入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 01では、 3相サブインバータ 91が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_us*、 v_vs*、 v_ws*) を、以下の式 (45)に示すように演算する。

[0125]

[0126] このように演算されたサブイン / 一タ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相サブインバータ 91を駆動する。

[0127] このような制御では、 3相メインインバータ 1では、全体指令発生回路 1 3から出力された d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*に、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q*を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。

3相サブインバータ 91では、全体指令発生回路 1 3から出力された d q 軸電圧指令 v_d*、 v_q*の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 Δ v_d*、 A v_q*と、 3相変換後にさらに 3相メインィンバータ 1の電圧パルス信号 v_umpwm、 v_vmpwm、 v_wmpwmとを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。 _v_d*、 _v_q*を 3相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号 V _umpwm、 v_vmpwm、 v_wmpwmを加算しているので、 d q軸電圧指令 v_d*、 v_q*の極性を反転した指令信号一 v_d*、 _v_q*による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令 44 aは、 3相メインインバータ 1から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。

3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とは負荷 90を介し、直列に対向して接続されているので負荷 90に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力電圧と 3相サブインバータ 91の出力電圧との差分となる。このため、 3相サブインバータ 91は 3相メインインバータ 1が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

[0128] さらに、上記実施の形態 7と同様に、直流電圧制御回路 94が出力する d q軸操作量 A v_d*、 A v_q*は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷 90に印加される電圧はィンバータ全体制御回路 1 3が出力する電圧指令 V _d *、 v_q*によって決定されることになる。このため、上記実施の形態 7と同様に、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち（A v_d， i _d + A v_q ■ i _q) は、 3相サブインバータ 91に供給され、平滑コンデンサ 92に充電される。（A v_d . i _d + A v_q ' i _q) が正の値の時、平滑コンデンサ 92の電圧は増大し、負の値の時、平滑コンデンサ 92の電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ 92の電圧は制御されるが、 d q軸操作量Δ v_d*、厶 V _q *は、平滑コンデンサ 92の直流電圧 V _{d c s}が指令値 V _{d c s} *に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。

[0129] 3相メインインバータ 1が出力する電圧は PWM制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とが負荷 90を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、 3相メインインバータ 1が出力する電圧高調波を打ち消すように 3相サブインバータ 91を動作させるため、負荷 90に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。

また、 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsが指令値 v_dcs*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態 7と同様の効果が得られ、 3相サブインバータ 9 1の平滑コンデンサ 9 2には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となリ、 3相サブインバータ 9 1用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0130] 実施の形態 9 .

図 2 2は、この発明の実施の形態 9による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態 7の図 1 8で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、 d q軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路 1 6 から 3相の瞬時電圧指令を出力する。

図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 1 0 3と駆動信号作成回路 1 0 4とを備えて、 3相メインインバータ 1 と 3相サブインバータ 9 1とを制御し、また 3相サブインバータ 9 1の直流入力である平滑コンデンサ 9 2の電圧を制御する。

上述した全体指令発生回路 1 6は、負荷 9 0への出力電圧指令を発生する回路で、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 9 1全体が合計で出力する所望の電圧を 3相の瞬時電圧指令 v _u *、 v _v *、 v _w*として出力する。

[0131 ] 直流電圧制御回路 1 0 3は、 3相サブインバータ 9 1の直流入力である平滑コンデンサ 9 2の電圧を測定する電圧センサ 9 3の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 1 0 3は、例えば図 2 3に示すように構成され、電圧センサ 9 3が測定した 3相サブィンバータ 9 1の平滑コンデンサ 9 2の直流電圧 V _{d c s}と指令値 V _{d c s} * との偏差を減算器 1 0 7により求め、制御器 1 0 5により操作量を求める。この操作量は、直流電圧 v _{d c s}が指令値 v _{d c s} *に追従するように、各インバータ 1、 9 1の出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量 A v _u *、 △ v _v *、 A v _w*を出力する。制御器 1 0 5は一般的な P I制御などで構成すればよい。 [0132] 駆動信号作成回路 1 04は、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路 1 03との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 91の各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路 1 04は、例えば図 24に示すように構成され、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路 1 0 9にて 3相メインインバータ 1の電圧指令 v_{um i} *、 V _{vm i} % v_{wm i} *および 3相サブインバータ 91の電圧指令 v _us 、 v_{vs i}*、 v_{ws i}*を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式 (46a)、 (46b). (46c)に示す関係を有する。

v_u*=v_umi*— v_{us i}* … (4oa

v_v*=v_vmi*— v_{vs i}* -" (46b)

v _w*= v _wmi *- v _ws i * --(46c)

[0133] 3相メインインバータ 1の電圧指令 v_umi*、 v_vmi*、 v_wmi*および 3相サブインバータ 91の電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 v_{ws i}*の作成は、上記式（ 46a)、（46b)、（46c)以外の制限はなく、各インバータ 1、 91を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91が分担する電圧を決定する方法や、 3相メインインバータ 1あるいは 3相サブインバータ 91が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。

[0134] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 1 0には、個別インバータ電圧指令作成回路 1 09が出力するサブインバータ電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 v_ws i*と、直流電圧制御回路 1 03が出力する各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、厶 v_w*とを入力し、 3相サブインバータ 91が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 aを演算する。ここでは以下の式（ 47a). (47b). (47c)に示すように、直流電圧制御回路 1 03から出力される各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 1 09が出力するサブインバータ電圧指令 v_{us i}*、 v_{vs i}*、 _{Vws i}*に加算してサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_us% v_vs*、 v_ws*) を演算する。

V u s * = v ^v u s i * +厶 v _u* …

V _{v s} ^V V s i * +厶 V _v * …麵

V ws ^v w s i * +厶 v ^w w * (47c)

このように演算されたサブインバータ最終電圧指令 44 aは PWM回路 4 4に入力され、 PWM回路 44ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相サブインバータ 91を駆動する。

また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 1 1には、個別インバータ電圧指令作成回路 1 09が出力するメインインバータ電圧指令 v_umi*、 v_v _mi*、 v_wmi*と、直流電圧制御回路 1 03が出力する各相の操作量 Δ v_u*、 △ v_v*、 A v_w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 aを演算する。ここでは以下の式 (48a)、（48b)、（48c)に示すように、直流電圧制御回路 1 03から出力される各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、個別インバータ電圧指令作成回路 1 09が出力するメインインバータ電圧指令 v_umi*、 v_vmi*、 _Vwmi*に加算してメインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um*、 v_vm*、 v

*) を演算する。

V * = . - v u m ^v u m I +厶 V _u* …

V

v v m * = ^v v m . I - +厶 V _v* …

V ^v wm * = ^v wm - I * + Δ v_w* (48c)

3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とは負荷 90を介し、直列に対向して接続されているので負荷 90に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力電圧と 3相サブインバータ 91の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路 1 03が出力する操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷 90に印加される電圧は全体指令発生回路 1 6が出力する電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定されることになる。

[0139] ここで u相での 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 9 1、負荷

90の電力について考える。負荷 90の力率を c o s 0とし、 3相メインィンバータ 1の u相の電圧を v_um、 3相サブインバータ 9 1の u相の電圧を v_u _s、負荷 90に印加される電圧を v_u、負荷 90の u相に流れる電流を i _u、 3 相メインインバータ 1の u相と 3相サブインバータ 9 1の u相とが負荷 90 へ供給する有効電力を p_uとすると、有効電力 p_uは、以下の式 (49)で表される。

p _u = V _u ■ i _u ■ c o s θ

= (v_um- v_us) ■ i _u ■ c o s Θ -(49)

[0140] 3相メインインバータ 1の u相と 3相サブインバータ 9 1の u相とが出力する電圧 v_um、 V _usに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路 1 09が出力する u相電圧指令 v_{um i} *、 v_{us i} *による成分を v_{um i}、 v_{u s i}、直流電圧制御回路 1 03が出力する u相操作量 A v_u*による成分を厶 v_u、 3相メインインバータ 1の u相が出力する有効電力を p_um、 3相サブインバータ 9 1の u相が出力する有効電力を p_{u s}とする。 Δ v_uが直流成分とすると以下のような関係式 (50a)、 (50b)、 (51)が成立する。

P _um= ( V _um■ c o s θ +厶 v _u) ■ i _u --(50a)

P _{u s}= (v_us ' c o s 0 +A v_u) ■ (- i J -(50b)

P u= P um+ P us ■" (51)

[0141] これらの式 (50a)、 (50b). (51)により、 3相メインインバータ 1の u相から出力された有効電力のうち Δ v_u ■ i _uは、 3相サブインバータ 9 1の u相に供給され負荷 90には供給されない成分であることがわかる。なお、 V相、 w相についても u相と同様である。

3相サブインバータ 9 1での損失による消費電力を無視すると、各相から供給される有効電力 Δ v_u ■ i _u + A _{V v} ' i _v + A v_w ' i _wは 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92に充電され、平滑コンデンサ 92の電圧を上昇させる。また A v_u ' i _u + A v_v ' i _v + A v_w ' i _wが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 92の電圧を低下させることになる。

このように 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92の電圧は制御されるが、各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*は、平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsが指令値 v_dcs*に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。

[0142] 以上のように、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とが負荷 90を介して直列に対向して接続され、電圧，電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、 3相サブインバータ 91 の平滑コンデンサ 92の直流電圧 V _{d c s}が指令値 V _{d c s} *に追従するように各相の操作量を決定し、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 92の直流電圧 V _{d c s}は所望の電圧を維持するように制御される。このため、 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となリ、 3相サブインバータ 92用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ 92の直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源 1 1から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。

[0143] また、この実施の形態 9では 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91は 3相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ 1、 91に、単相フルブリッジのインバータ 3台を用いても同様の制御が可能である。また、 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91が 3レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ 5は交流電源 1 1に電力を回生する必要がなければダイォードコンパータでもかまわない。

[0144] 実施の形態 1 0.

上記実施の形態 9では、駆動信号作成回路 1 04において、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に基づいて、 3相メインインバータ 1だけでなく 3相サブインバータ 91に対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、 3相サブインバータ 91は、 3相メインインバータ 1の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのィンバータとして動作させる。

この場合、上記実施の形態 9で示した駆動信号作成回路 1 04の替わりに、図 25に示す駆動信号作成回路 1 04 aを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態 9と同様である。

[0145] 駆動信号作成回路 1 04 aは、全体指令発生回路 1 6と直流電圧制御回路

1 03との出力に基づいて、 3相メインインバータ 1および 3相サブインバータ 91の各インバータが出力する電圧を演算し PWMにより各スィッチング素子を駆動するパルスを作成する。図 25に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 1 2には、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*と、直流電圧制御回路 1 03が出力する各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*とを入力し、 3相メインインバータ 1が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインィンバータ最終電圧指令 45 a を演算する。

[0146] この場合、以下の式 (52a)、 (52b). (52c)に示すように、直流電圧制御回路

1 03から出力される各相の操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を、瞬時電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*に加算し、メインインバータ最終電圧指令 45 a (v_um *、 v_vm*、 v_wm*) を演算する。

um*= _U* + A V _u* -" (52a)

v _vm*= v _ν* + Δ v _v* -" (52a)

v_wm*= v_w* + A v_w* ---(52a)

[0147] サブインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 1 3にも、全体指令発生回路 1 6 から出力された電圧指令 v_u* v_v* v_w*と直流電圧制御回路 1 03から出力された各相の操作量厶 V Δ ν_ν* A v_w*とを入力し、さらに PWM回路 45が出力する 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 v_umpwm V _vmp _wm v_wmpwmを入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路 1 1 3では、 3相サブインバータ 91が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令 44 a (v_us* v_vs* v_ws*) を、以下の式 (53a) （53b) （53c)に示すように演算する。

[0148] v_us* = _ v_u* + A v_u*+ v_umpwm -(53a)

v _vs* = _ v _ν* + Δ v _v*+ v _vmpwm -(53b)

v _ws* =— v _W* + A v _w*+ v (53c)

[0149] このような制御では、 3相メインインバータ 1では、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u* v_v* v_w*に、直流電圧制御回路 1 0 3が出力する各相の操作量 Δ v_u* Δ ν_ν* A v_w*を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。

3相サブインバータ 91では、全体指令発生回路 1 6から出力された瞬時電圧指令 v_u* V _v% v_w*の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路 1 03が出力する各相の操作量 Δ v_u* Δ ν_ν* A v_w*と、 3相メインインバータ 1の電圧パルス信号 V _umpwm v_vmpwm v_wmpwmとを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。 _v_u* - V _v% _v_w*を 3相の瞬時電圧に変換した各相の信号に電圧パルス信号 V _umpwm v_vmpwm v_wmpwm を加算しているので、極性を反転させた電圧指令一 v_u* _v_v* _v_w*による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令 44 aは、 3相メインインバータ 1から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。

3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とは負荷 90を介し、直列に対向して接続されているので負荷 90に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力電圧と 3相サブインバータ 91の出力電圧との差分となるため、 3相サブインバータ 91は 3相メインィンバータ 1が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。

[0150] さらに、上記実施の形態 9と同様に、直流電圧制御回路 1 03が出力する各相の操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷 90に印加される電圧は全体指令発生回路 1 6が出力する電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定されることになる。このため、上記実施の形態 9と同様に、 3相メインインバータ 1の出力する有効電力のうち各相から供給される有効電力 Δ v_u■ i _u + A _{V v} ' i _v + A v_w ' i _wは 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92に充電され、平滑コンデンサ 92の電圧を上昇させる。また A v_u ' i _u + A v_v ' i _v + A v_w ' i _wが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ 92の電圧を低下させることになる。

[0151] 3相メインインバータ 1が出力する電圧は PWM制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、 3相メインインバータ 1が出力する電圧高調波を打ち消すように 3相サブインバータ 91を動作させるため、負荷 90に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。

また、 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsが指令値 v_dcs*に追従するように操作量を決定し、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ 92の直流電圧 v_dcsは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態 9と同様の効果が得られ、 3相サブインバータ 9 1の平滑コンデンサ 9 2には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となリ、 3相サブインバータ 9 1用のコンバータの省略 Z簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

[0152] 実施の形態 1 1 .

以下、この発明の実施の形態 1 1による電力変換装置を図について説明する。

図 2 6は、この発明の実施の形態 1 1による電力変換装置の構成を示す図である。図 2 6に示すように、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ 2の交流側が直列に接続される。

3相メインィンバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリアクトル 1 0を介して接続されている。 u相、 V相、 w相の各単相サブインバータ 2は直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 3を備え、交流側の一端を 3相メインインバータ 1に、他端を負荷としてのモータ 1 2に接続して、 u相、 V相、 w相のサブインバータ部 7 a 〜7 cを構成する。

[0153] 以上の主回路構成は、上記実施の形態 1〜4と同様であるが、ここでは負荷 1 2をモータにし、また便宜上、 u相、 V相、 w相の各単相サブインバータ 2 a〜2 c、各平滑コンデンサ 3 a〜3 cを各単相サブインバータ 2、各平滑コンデンサ 3として u相のみの図示とした。

また、 3相メインインバータ 1、コンバータ 5および各単相サブインバータ 2の各回路構成についても、図 2〜図 4に示したものと同様である。さらに、この場合も 3相メインインバータ 1を第 1の単相インバータのスター結線された 3相分とみなし、各相では、第 1の単相インバータ（3相メインィンバータ 1の各相分）と第 2の単相インバータとしての単相サブインバータ 2との交流側が直列に接続される。

[0154] この実施の形態 1 1による電力変換装置は、図 26に示すように、各単相サブィンバータ 2の平滑コンデンサ 3を初期充電するために、初期充電制御装置を備える。この初期充電制御装置は、電流制御回路 1 3 a、直流電圧制御回路 1 4 a、加算器 1 1 5、ゲイン 1 1 6、 PWM回路 1 1 7、 1 1 8および電流センサ 1 9を備える。

以下、 u相の初期充電制御装置による u相サブインバータ部 7 aの平滑コンデンサ 3の初期充電について説明する。なお、 V相、 w相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を 1 つの装置として構成しても良い。

[0155] 電流制御回路 1 3 aは電流センサ 1 9で測定したモータ 1 2に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように 3相メインインバータ 1への電圧指令 v_u*を出力する。

ここで、電流指令値は各インバータ 1、 2を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令 v_u*は直流電圧の指令とする。

[0156] 直流電圧制御回路 1 4 aは、単相サブインバータ 2の直流入力である平滑コンデンサ 3の電圧を測定する電圧センサ 4の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 1 4 aは、例えば図 27に示すように構成され、電圧センサ 4が測定した単相サブインバータ 2の平滑コンデンサ 3の直流電圧 V _{d c s u}と指令値 V _{d c s} *との偏差を減算器 1 1 9により求め、制御器 1 20により操作量 A v_u*を求めて出力する。この操作量は、直流電圧 v_dcsuが指令値 v_dcs*に追従するように、各インバータ 1、 2の出力電圧指令を調整するものである。なお、制御器 1 20は一般的な P I制御などで構成すればよい。

[0157] 電流制御回路 1 3 aが出力する電圧指令 v_u*と直流電圧制御回路 1 4 aが出力する操作量 Δ v_u*とを加算器 1 1 5にて以下の式（54)に示すように加算し、 3相メインインバータ 1の u相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令 1 1 7 a (v_um*) を演算する。 um*= _U* + A V _u * -" (54)

このように演算されたメインインバータ電圧指令 1 1 7₃は卩\^1\1回路1 1 7に入力され、 PWM回路 1 1 7ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。

[0158] 一方、直流電圧制御回路 1 4 aが出力する操作量 A v_u*をゲイン 1 1 6にて一 1を乗じて極性を反転させ、 u相の単相サブインバータ 2の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令 1 1 8 a (v_{u s}* = _A v_u*) を演算する。このように演算されたサブインバータ電圧指令 1 1 8₃は卩\^1\1回路1 1 8に入力され、 PWM回路 1 1 8ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブィンバータ 2を駆動する。

[0159] 3相メインインバータ 1と単相サブインバータ 2とは直列に接続されておリ、 3相メインインバータ 1と単相サブインバータ 2が出力する電圧の合計値がモータ 1 2の電圧となる。単相サブインバータ 2では操作量 Δ v_u*の極性を反転させた電圧指令により電圧が出力される。このため、 3相メインィンバータ 1が出力する電圧のうち、操作量 Δ v_u*による電圧成分 Δ v_uは、単相サブインバータ 2が出力する電圧で相殺され、モータ 1 2に印加される電圧は電流制御回路 1 3 aが出力する電圧指令 v_u*によって決定されるものとなる。

よって電流制御回路 1 3 aと直流電圧制御回路 1 4 aとは独立に動作し、直流電圧制御回路 1 4 aが出力する操作量 A v_u*はモータ 1 2に影響を与えない。

[0160] このように、 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2に流れる電流は電流制御回路 1 3 aによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スィツチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することによリ、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。 [0161] 上述したように、モータ 1 2に印加される電圧は電流制御回路 1 3 aが出力する電圧指令 v_u*によって決定され、モータ 1 2が回転しない直流電圧を印加する。

ここで u相での 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2、モータ 1 2の電力について考える。 3相メインインバータ 1の電圧を v_um、単相サブインバータ 2の電圧を v_us、モータ 1 2に印加される電圧を v_u、モータ 1 2に流れる電流を i _u、 3相メインインバータ 1とサブインバータ 2とがモータ 1 2へ供給する有効電力を _{P u}とすると、有効電力 p_uは、以下の式 (55)で表される。

p _u = V _u ■ i _u

= (v_um+ v_us) ■ i _u 〜（55)

[0162] 3相メインインバータ 1と単相サブインバータ 2とが出力する電圧 v_um、

v_usに含まれる電圧成分のうち操作量 Δ v_u*による成分を Δ v_u、 3相メインインバータ 1が出力する電力を p_mu、単相サブインバータ 2が出力する電力を p_suとすると、 p_mu、 p_suは以下の式（56)、（57)で表される。

P mu = _{u m} ■ Ϊ _u

= (v_u + A v_u) ■ i _u -(56)

P s u = _{u s} ■ i _u

=_△ v_u■ i _u -(57)

p _u、 P _mu、 p _{s u}間には以下の式 (58)に示す関係がある。

P u = P mu + P s u ■" (58)

[0163] これらの式 (56)〜（58)により、 3相メインインバータ 1から出力された電力のうち厶 v_u■ i _uは、単相サブインバータ 2に供給されモータ 1 2には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ 2での損失による消費電力を無視すると、 A v_u， i _uは単相サブインバータ 2の平滑コンデンサ 3に充電され、平滑コンデンサ 3の電圧を増大させる。

このような制御を行うことにより、モータ 1 2を動作させずに 3相メインィンバータ 1から単相サブィンバータ 2に電力供給して平滑コンデンサ 3を充電できる。このため、平滑コンデンサ 3を充電する充電回路は不要となるなお、 V相、 W相も同様の構成とすることにより、各相独立に単相サブィンバータ 2の平滑コンデンサ 3を充電できる。また、 3相メインインバータ 1を、単相インバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である。

[0164] 以上のように、この実施の形態では、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブィンバータ 2の平滑コンデンサ 3を初期充電できるため、平滑コンデンサ 3に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

[0165] なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態 1〜 4にも適用することができる。その場合、負荷 1 2への電流を検出する電流センサ 1 9を設け、全体指令発生回路 1 3、 1 6、直流電圧制御回路 1 4、 1 7および駆動信号作成回路 1 5 ( 1 5 a ) 、 1 8 ( 1 8 a ) を用いて単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cを初期充電する。全体指令発生回路

1 3、 1 6からは負荷 1 2を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を 3相メインインバータ 1の出力電圧指令とし、単相サブインバータ 2 a〜2 cの出力電圧指令は 0に設定する。そして、直流電圧制御回路

1 4、 1 7により得た操作量を用いて各インバータ 1、 2 a〜2 cの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態 1 1と同様に単相サブインバータ 2 a〜2 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 cを初期充電でき、同様の効果が得られる。

[0166] 実施の形態 1 2 .

図 2 8は、この発明の実施の形態 1 2による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態 1 1では、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ 2の交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、各相のサブインバータ部 5 4 a〜5 4 cを 2つの単相サブインバータ 2、 5 1の交流側を直列に接続して構成し、 3相メインインバータ 1 (第 1の単相インバータの 3相分）の交流側の各相出力線に第 2の単相インバータとしての 2つの単相サブインバータ 2、 5 1を直列に接続してモータ 1 2に電力供給する。

第 2の単相サブインバータ 5 1は単相サブインバータ 2と同様の回路構成 (図 4参照）であるが、出力電圧などの仕様は単相サブインバータ 2と異なるものでもかまわない。

[0167] 3相メインインバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリアクトル 1 0を介して接続されている。 u相、 V相、 _w相の各単相サブインバータ 2、 5 1は直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 3、 5 2を備える。

以上の主回路構成は、上記実施の形態 5、 6と同様であるが、ここでは負荷 1 2をモータにし、また便宜上、 u相、 V相、 w相の各単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜5 1 c、各平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 5 2 a〜 5 2 cを各単相サブインバータ 2、 5 1、各平滑コンデンサ 3、 5 2として u 相のみの図示とした。

[0168] この実施の形態 1 2による電力変換装置は、図 2 8に示すように、各単相サブインバータ 2、 5 1の平滑コンデンサ 3、 5 2を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路 1 3 a、直流電圧制御回路 1 4 a、 1 4 b、加算器 1 1 5、 1 2 3、ゲイン 1 1 6、 1 2 1、 PWM回路 1 1 7、 1 1 8、 1 2 2および電流センサ 1 9を備える以下、 u相の初期充電制御装置による u相サブインバータ部 5 4 aの平滑コンデンサ 3、 5 2の初期充電について説明する。なお、 V相、 w相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を 1つの装置として構成しても良い。

[0169] 電流制御回路 1 3 aは電流センサ 1 9で測定したモータ 1 2に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように 3相メインインバータ 1への電圧指令 V _u *を出力する。

ここで、電流指令値は各インバータ 1、 2、 51を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令 v_u*は直流電圧の指令とする。

[0170] 直流電圧制御回路 1 4 a、 1 4 bは、上記単相サブインバータ 2、 51の直流入力である平滑コンデンサ 3、 52の電圧を測定する電圧センサ 4、 5 3の出力に基づいて制御演算を行い、各インバータ 1、 2、 51の出力電圧指令を調整する操作量 Δ v_{u 1}*、 A v_u2*を出力する。この直流電圧制御回路 1 4 a. 1 4 bは、電圧センサ 4、 53が測定した平滑コンデンサ 3、 52 の直流電圧と指令値との偏差を求め、該直流電圧が指令値に追従するように操作量 A v_{u 1}*、 A v_u2*を求める。

[0171] 電流制御回路 1 3 aが出力する電圧指令 v_u*に直流電圧制御回路 1 4 aが出力する操作量 Δ v_{u 1}*を加算器 1 1 5にて加算し、さらに直流電圧制御回路 1 4 bが出力する操作量 Δ v_u2*を加算器 1 23にて加算して、 3相メインィンバータ 1の u相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令 1 1 7 a ( v_um*= v_u* + A v_u1* + A v_u2*) を演算する。

[0172] 一方、直流電圧制御回路 1 4₃が出カする操作量厶 *をゲィン1 1 6にて一 1を乗じて極性を反転させ、単相サブインバータ 2の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令 1 1 8 a (v_us1* = _A v_u1*) を演算する。このように演算されたサブインバータ電圧指令 1 1 8₃は卩\^1\1回路1 1 8に入力され、 PWM回路 1 1 8ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブィンバータ 2を駆動する。

また、直流電圧制御回路 1 413が出カする操作量厶 ^*をゲィン1 21にて一 1を乗じて極性を反転させ、第 2の単相サブインバータ 51の出力電圧指令となる第 2のサブインバータ電圧指令 1 22 a (v_us2* = _A v_u2*) を演算する。このように演算された第 2のサブインバータ電圧指令 1 22 aは PWM回路 1 22に入力され、 PWM回路 1 22ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して第 2の単相サブインバータ 51を駆動する。

[0173] 上述したように、 3相メインインバータ 1と単相サブインバータ 2と第 2 の単相サブインバータ 51とは直列に接続されているのでモータ 1 2に印加される電圧は各インバータ 1、 2、 51が出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路 1 4 a、 1 4 bが出力する操作量 Δ v_{u 1}*、 A v_u2*は、 3相メインインバータ 1の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ 2、 51の電圧指令の演算では減算される。各インバータ 1、 2、 51が出力する電圧のうち、加算された操作量による電圧成分と減算された操作量による電圧成分とは相殺され、モータ 1 2に印加される電圧は電流制御回路 1 3 a が出力する電圧指令 v_u*によって決定されるものになる。

よつて電流制御回路 1 3 aと直流電圧制御回路 1 4 a、 1 4 bとは独立に動作し、直流電圧制御回路 1 4 a、 1 4 bが出力する操作量はモータ 1 2に影響を与えない。

[0174] このように、 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2、 52に流れる電流は電流制御回路 1 3 aによって制御され、上述したようにスィッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スィツチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。

[0175] 上述したように、モータ 1 2に印加される電圧は電流制御回路 1 3 aが出力する電圧指令 v_u*によって決定され、モータ 1 2が回転しない直流電圧を印加する。

ここで、モータ 1 2に流れる電流を i _u、各インバータ 1、 2、 51が出力する電圧のうち操作量 Δ v_{u 1}*、 Δ v_u2*による電圧成分を Δ v_{u 1}、 Δ ν_υ2として、 u相での 3相メインインバータ 1、単相サブインバータ 2、 51の電力について考えると、 3相メインインバータ 1から出力された電力のうち厶 v_{u 1} - i _uは単相サブインバータ 2に供給され、 Δ ν_υ2 · i _uは第 2の単相サブインバータ 5 1に供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ 2、 5 1での損失による消費電力を無視すると、 A v_{u 1} ' i _u、 Δ ν_υ2 · i uは単相サブインバータ 2、 5 1の平滑コンデンサ 3、 52に充電され、平滑コンデンサ 3、 52の電圧を増大させる。

[0176] このような制御を行うことにより、モータ 1 2を動作させずに 3相メインインバータ 1から単相サブインバータ 2、 5 1に電力供給して平滑コンデンサ 3、 52を充電できる。このため、平滑コンデンサ 3、 52を充電する充電用回路を不要とすることができる。

なお、 V相、 w相も同様の構成とすることにより、各相独立にサブインバータの平滑コンデンサを充電できる。また、 3相メインインバータ 1を、単相ィンバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である以上のように、この実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブインバータ 2、 5 1の平滑コンデンサ 3、 52を初期充電できるため、平滑コンデンサ 3、 52に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

[0177] なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態 5、 6にも適用することができる。その場合、負荷 1 2への電流を検出する電流センサ 1 9を設け、全体指令発生回路 1 3、 1 6、直流電圧制御回路 57、 8 1および駆動信号作成回路 58、 82を用いて単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 52 a〜 52 cを初期充電する。全体指令発生回路 1 3、 1 6からは負荷 1 2を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を 3相メインインバータ 1の出力電圧指令とし、単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの出力電圧指令は 0に設定する。そして、直流電圧制御回路 57、 8 1により得た操作量を用いて各インバータ 1、 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態 1 2と同様に単相サブインバータ 2 a〜2 c、 5 1 a〜 5 1 cの平滑コンデンサ 3 a〜3 c、 5 2 a〜 5 2 cを初期充電でき、同様の効果が得られる。

[0178] 実施の形態 1 3 .

図 2 9は、この発明の実施の形態 1 3による電力変換装置の構成を示す図である。

図に示すように、電力変換装置は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 9 1との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷としてのオープン巻線モータ 9 0を介して直列に接続される。 3相メインィンバータ 1は直流側に第 1の直流電源としての平滑コンデンサ 6を備え、さらに並列にコンバータ 5を備えている。コンバータ 5の交流側には交流電源 1 1がリァクトル 1 0を介して接続されている。 3相サブインバータ 9 1は直流側に第 2の直流電源としての平滑コンデンサ 9 2を備える。

[0179] 3相メインインバータ 1およびコンバータ 5は、上記各実施の形態と同様である。

なお、ここでは 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 9 1をそれぞれ第 1の単相インバータ、第 2の単相インバータのスター結線された 3相分とみなし、各相では、第 1の単相インバータ（3相メインインバータ 1の各相分）と第 2の単相インバータ（3相サブインバータ 9 1の各相分）との交流側が、オープン巻線モータ 9 0を介して直列に接続される。

以上の主回路構成は、上記実施の形態 7〜1 0と同様であるが、ここでは負荷 9 0をオープン巻線モータとして説明する。

[0180] この実施の形態 1 3による電力変換装置は、図 2 9に示すように、 3相サブインバータ 9 1の平滑コンデンサ 9 2を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路 1 3 b、直流電圧制御回路 1 4 c、加算器 1 2 6、卩 1\ 1回路1 2 4、 1 2 5および電流センサ 5 5 a ~ 5 5 cを備。電流制御回路 1 3 bは電流センサ 55 a〜55 cで測定したオープン巻線モータ 90に流れる各相電流をフィ一ドバック制御する制御回路であり、測定された各相電流が指令値に追従するように 3相メインィンバータ 1への各相の電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*を出力する。

ここで、電流指令値は各インバータ 1、 91を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、各相の電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*は直流電圧の指令とする。

[0181] 直流電圧制御回路 1 4 cは、 3相サブインバータ 91の直流入力である平滑コンデンサ 92の電圧を測定する電圧センサ 93の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路 1 4 cは、例えば図 30に示すように構成され、電圧センサ 93が測定した 3相サブィンバータ 91の平滑コンデンサ 92の直流電圧 V _{d c s}と指令値 V _{d c s} * との偏差を減算器 1 27により求め、制御器 1 28により操作量を求める。この操作量は、直流電圧 v_dcsが指令値 v_dcs*に追従するように、各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整するものであり、この操作量を 3相分配回路 1 29に入力し 3相に分配した操作量 Δ v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*を出力する。制御器 1 28は一般的な P I制御などで構成すればよく、また、 3相分配回路 1 29が 3相に分配する方法はどのようなものでもよく、例えば 3相同じ値になるように分配してもよい。

[0182] 次いで、電流制御回路 1 3 bが出力する各相の電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w* と直流電圧制御回路 1 4 cが出力する各相の操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w* とを加算器 1 26にて以下の式（59a)、（59b)、（59c)に示すように加算し、 3 相メインインバータ 1の出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令 1 2 4 a (v_um*、 v _vm% v_wm*) を演算する。

um*= _U* + A V _u * -" (59a)

v _vm*= v _ν* + Δ v _v* ---(59b)

v_wm*= v_w* + A v_w* ---(59c)

このように演算されたメインインバータ電圧指令 1 24 aは PWM回路 1 24に入力され、 PWM回路 1 24ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相メインインバータ 1を駆動する。

[0183] 一方、直流電圧制御回路 1 ^が出カする各相の操作量厶、 Δ ν_ν*、厶 v_w*を、 3相サブインバータ 91の各相出力電圧指令であるサブインバータ電圧指令 1 25 aにそのまま採用し、このサブインバータ電圧指令 1 25 a (A v_u*、 A v_v*、 A v_w*) は PWM回路 1 25に入力され、 PWM回路 1 25ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して 3相サブインバータ 91を駆動する。

[0184] 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とはオープン巻線モータ 90を介し直列に対向して接続されているので、オープン巻線モータ 90 に印加される電圧は、 3相メインインバータ 1の出力電圧と 3相サブインバータ 91の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路 1 4 cが出力する操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*は、 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91の各出力電圧指令にそれぞれ正極性で含まれているため、互いに相殺され、オープン巻線モータ 90に印加される電圧は電流制御回路 1 3 bが出力する電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定されることになる。

よって電流制御回路 1 3 bと直流電圧制御回路 1 4 cとは独立に動作し、直流電圧制御回路 1 4 cが出力する操作量 A v_u*、 Δ ν_ν*、 A v_w*はオーブン巻線モータ 90に影響を与えない。

[0185] このように、 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91に流れる電流は電流制御回路 1 3 bによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スィツチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。

[0186] 上述したように、オープン巻線モータ 90に印加される電圧は電流制御回路 1 3 bが出力する電圧指令 v_u*、 v_v*、 v_w*によって決定され、オープン巻線モータ 90が回転しない直流電圧 V _u、 V _v、 V _wを印加する。オープン巻線モータ 90に流れる各相電流を i _u、 i _v、 i _w、オープン巻線モータ 90に供給される電力を pとすると以下の関係式 (60)が成立する。

p = V _u■ i u + _v■ i v + v _w■ i _w … (60)

[0187] 3相メインインバータ 1と 3相サブインバータ 91とが出力する電圧に含まれる成分のうち操作量厶 v_u*、 Δ ν_ν*、 Δ v_w*による成分を Δ v_u、 A v_v 、厶 v_w、 3相メインインバータ 1が出力する電力を p_m、 3相サブインバータ 91が出力する電力を p_sとすると、 p_m、 p_sは以下の式 (61)、（62)で表される。

p_m= (v_u + A v_u) ■ i _u+ (v ν +厶 v _v) ■

i v + ( v_w+厶 v_w) ■ i _w -" (61) p_s = A v_u ' (_ i _u) +A v_v . (_ i _v) +A v_w . (_ i _w) 〜（62) また、 p、 p_m、 p_s間には以下の式 (63)に示す関係がある。

p = p_m+ p s ■" (63)

[0188] これらの式 (61)〜（63)により、 3相メインインバータ 1から出力された電力のうち A v_u ' i _u + A v_v ' i _v + A v_w ' i _wは、 3相サブインバータ 91 に供給されオープン巻線モータ 90には供給されない成分であることがわかる。

3相サブインバータ 91での損失による消費電力を無視すると、電力 A v_u ■ i _u + A v_v ' i _v + A v_w ' i _wは 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92に充電され、平滑コンデンサ 92の電圧を上昇させる。

このような制御を行うことにより、オープン巻線モータ 90が動かないように制御しながら、 3相メインインバータ 1から 3相サブインバータ 91に電力供給して平滑コンデンサ 92の充電ができ、平滑コンデンサ 92を充電する充電用回路を不要とすることができる。

[0189] なお、 3相メインインバータ 1、 3相サブインバータ 91は上記に説明したような 3相ィンバータだけでなく、単相ィンバータを各相に用いた構成でも、同様の方法で充電が可能である。以上のようにこの実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92を初期充電できるため、平滑コンデンサ 92に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。

[0190] なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態 7〜1 0にも適用することができる。その場合、負荷 90への電流を検出する電流センサ 55 a 〜55 cを設け、全体指令発生回路 1 3、 1 6、直流電圧制御回路 94、 1 03および駆動信号作成回路 95 (95 a) 、 1 04 ( 1 04 a) を用いて 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92を初期充電する。全体指令発生回路 1 3、 1 6からは負荷 90を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を 3相メインインバータ 1の出力電圧指令とし、 3相サブインバータ 91の出力電圧指令は 0に設定する。そして、直流電圧制御回路 94、 1 03により得た操作量を用いて各インバータ 1、 91の出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態 1 3と同様に 3相サブインバータ 91の平滑コンデンサ 92を初期充電でき、同様の効果が得られる。

[0191] 実施の形態 1 4.

上記各実施の形態 1 1〜1 3では、モータ 1 2、オープン巻線モータ 90 (以下、単にモータ 1 2、 90と称す）に印加する電圧を直流電圧としたが、モータ 1 2、 90が動作しない電圧であれば交流電圧でも良い。

モータ 1 2、 50に印加される u〜w相の各相電圧をそれぞれ V _u、 v_v、 v_wとし、 Vを u相電圧の振幅、 ωを角周波数、 tを時間として、例えば、以下の式（64a)〜（64c)で表される交流電圧をモータ 1 2、 90に印加する。 v_u = Vs i n OJ t … (64a;

v _v= (VZ2) - s i n (0J t _ 1 80° ) …（64b)

v_w= (VZ2) - s i n (ω t _ 1 80° ) …（64c)

このような交流電圧では回転磁界が生じないのでモータ 1 2、 90は動作しない。このため、上記式 (64a)〜（64c)で表される交流電圧がモータ 1 2、 9 0に印加されるように、電流制御回路 1 3 a、 1 3 bから電圧指令を出力することで、上記各実施の形態 1 1〜1 3と同様に平滑コンデンサ 3、 5 2 、 9 2を初期充電でき、同様の効果が得られる。

[0192] なお、交流負荷がモータ 1 2、 9 0の場合は、回転磁界が生じない交流電圧としたが、モータ以外の負荷の場合も、該負荷が動作しない交流電圧であれば良い。

[0193] また、平滑コンデンサ 3、 5 2、 9 2の初期充電は、平滑コンデンサ 3、 5 2、 9 2の電圧が指令値に到達すると終了するため、周波数が充分低い交流電圧を交流負荷に印加することで、交流電圧の位相がほとんど変わらないうちに初期充電を終了させることができる。即ち、交流負荷への影響が無視できる程度の位相角の範囲、例えば 0〜1 8 0 ° を設定し、その間に初期充電が終了するような低周波数の交流電圧を交流負荷に印加することで、上記各実施の形態 1 1〜1 3と同様に平滑コンデンサ 3、 5 2、 9 2を初期充電でき、同様の効果が得られる。この場合、位相が 1 2 0 ° ずつ異なる通常の三相交流電圧であつても良い。

産業上の利用可能性

[0194] メインインバータの各相交流出力線に単相サブインバータを 1あるいは複数個、直列接続して負荷に電力供給する電力変換装置に広く適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 電源から電力供給される第 1の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第

1の単相インバータと、第 2の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第 2の単相ィンバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する電力変換装置において、

上記第 2の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第 1、第 2の各単相インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。

[2] 該電力変換装置は、上記第 1、第 2の単相インバータの各発生電圧の総和によリ出力電圧を上記負荷に供給し、

上記直流電圧制御手段は、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第 1の単相ィンバータの出力電圧指令を調整し、該操作量を減算することで上記第 2の単相ィンバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[3] 上記第 1の単相インバータと上記第 2の単相インバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第 1、第 2の単相ィンバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、

上記直流電圧制御手段は、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第 1、第 2 の単相ィンバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[4] 上記第 2の単相インバータは、上記第 1の単相インバータが出力する電圧高調波を打ち消すための電圧を出力することを特徴とする請求項 1〜 3のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[5] 上記第 1、第 2の単相インバータを直列に接続した各相の変換器をスター結線によリ 3相結線し、該 3相結線接続点側の 3相分の単相ィンバータを 1台の 3相インバータで構成したことを特徴とする請求項 1〜 3のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[6] 上記直流電圧制御手段は、上記第 1、第 2の各単相インバータの d q軸上の出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項 5記載の電力変換装置。

[7] 上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記直流電圧制御手段にて上記第 1、第 2の単相インバータの出力電圧指令を調整して該各単相インバータを出力制御することにより、上記第 1、第 2の単相インバータを介して上記第 2の直流電源を初期充電し、

該第 2の直流電源の初期充電時における上記直流電圧制御手段による調整前の出力電圧指令は、上記第 1の単相インバータの調整前出力電圧指令が上記負荷への印加電圧の指令値であり、上記第 2の単相ィンバータの調整前出力電圧指令が 0であることを特徴とする請求項 1〜 3のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[8] 電源から電力供給される第 1の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第

上記第 2の直流電源の電圧を検出する手段と、該第 2の直流電源を初期充電するために上記第 1、第 2の各単相ィンバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、

上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第 1、第 2の単相インバータを介して上記第 2の直流電源を充電するように上記第 1、第 2の各単相ィンバータを出力制御することを特徴とする電力変換装置。

[9] 該電力変換装置は、上記第 1、第 2の単相インバータの各発生電圧の総和によリ出力電圧を上記負荷に供給し、

上記初期充電制御装置は、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第 1の単相インバータの出力電圧指令とし、該操作量の極性を反転させて上記第 2の単相ィンバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[10] 上記第 1の単相インバータと上記第 2の単相インバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第 1、第 2の単相ィンバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、

上記初期充電制御装置は、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第 1の単相ィンバータの出力電圧指令とし、該操作量を上記第 2 の単相インバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[11] 上記初期充電制御装置は、上記負荷への電流を検出する手段と、該検出電流が指令値に追従するように上記負荷へ印加する電圧の指令値を生成する電流制御手段とを備えたことを特徴とする請求項 8〜 1 0のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[12] 上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は直流電圧であることを特徴とする請求項 8〜 1 0のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[13] 上記負荷はモータであり、上記初期充電制御装置が該モータへ印加する電圧は、該モータに回転磁界が生じないような交流電圧であることを特徴とする請求項 8〜 1 0のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[14] 上記初期充電制御装置は、検出された上記第 2の直流電源の電圧が指令値に到達すると該第 2の直流電源の初期充電を終了し、上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は、初期充電終了までの位相変化が所定範囲内となるような低周波数の交流電圧であることを特徴とする請求項 8〜 1 0のいずれか 1項に記載の電力変換装置。

[15] 上記第 1、第 2の単相インバータを直列に接続した各相の変換器をスター結線によリ 3相結線し、該 3相結線接続点側の 3相分の単相ィンバータを 1 台の 3相ィンバータで構成したことを特徴とする請求項 8〜 1 0のいずれか項に記載の電力変換装置。