JP2011010511A

JP2011010511A - 電力変換装置

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Publication number: JP2011010511A
Application number: JP2009153651A
Authority: JP
Inventors: Ippei Takeuchi; 一平竹内; Koichi Nakabayashi; 弘一中林
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-06-29
Filing date: 2009-06-29
Publication date: 2011-01-13
Anticipated expiration: 2029-06-29
Also published as: JP5528730B2

Abstract

【課題】複数のインバータを直列に接続した電力変換装置において、入力電圧が最大であるインバータを除くインバータの入力電圧が過電圧となることを防止すること。
【解決手段】交流側端子が直列に接続された複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大であるインバータ６にゲートパルス信号を出力するゲートパルス発生器１８と、複数の単相インバータのうちのインバータ６を除くインバータ７，８の入力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器１２，１３と、インバータ７，８の入力電圧に応じたゲートパルス信号を発生させるようにゲートパルス発生器１８を制御する制御回路１４と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、太陽電池等から出力される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

太陽電池等から出力される直流電力を交流電力に変換する従来の電力変換装置では、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。そのため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上であることが必要であり、通常は余裕を見てさらに高い直流電圧に昇圧されるようにチョッパが調整、設定されている。太陽電池の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、またはそれ以下であるので、上述したようにチョッパにより２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。しかしながら、昇圧率が高くなるとチョッパのスイッチング素子やダイオードでの損失が大きくなり、電力変換装置全体の効率が低下してしまう。このような昇圧にかかる損失を低減でき、変換効率の高い電力変換装置として、例えば、下記の特許文献１に示されたものがある。

特許文献１に示された電力変換装置では、１または複数の第２の直流電源から流出する電力量は、当該第２の直流電源をそれぞれ入力とする１または複数の単相インバータを介した放電、充電により変動する。このような第２の直流電源から流出する電力量の変動量を抑え、系統１周期での直流電源の総変動電力量を小さくすることで、電力変換装置の高効率化が可能である。そのため、特許文献１に示された電力変換装置では、各単相のインバータを介した放電と充電とによる第２の直流電源の総変動電力量が所定量以下または略０となるように、第１の直流電源の電圧を設定するようにしている。また、第２の直流電源の総変動電力量が小さくなるように、第１の直流電源を入力とするインバータの出力パルス幅を調整するようにしている。なお、総変動電力量とは、直流電源から流出する電力量の積分値である。

特開２００６−２３８６２８号公報

上記したように、特許文献１に示された電力変換装置では、第２の直流電源の総変動電力量が所定量以下となるように、第１の直流電源の電圧を設定するようにしている。しかしながら、第２の直流電源の総変動電力量がたとえ所定量以下であっても絶対量として充電量が放電量より大きい場合には、第２の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第２の直流電源の電圧が上昇する。

また、特許文献１に示された電力変換装置では、第２の直流電源の総変動電力量が小さくなるように、第１の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整するようにしている。しかしながら、第２の直流電源の総変動電力量がたとえ小さい量であっても絶対量として充電量が放電量より大きい場合には、第２の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第２の直流電源の電圧が上昇する。

また、特許文献１に示された電力変換装置では、第１の直流電源の電圧が予期せず上昇した際、第２の直流電源への充電電力が大きくなり、第２の直流電源内にあるコンデンサに電力が充電され、第２の直流電源の電圧が上昇する。

また、特許文献１に示された電力変換装置では、上記のような現象によって第２の直流電源の電圧が上昇し続けると、第２の直流電源を入力とする各単相インバータ内のスイッチング素子が破壊される可能性がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、第２の直流電源の電圧の変動を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換して出力する複数の単相インバータを有し、交流側端子が直列に接続された当該複数の単相インバータの各発生電圧による総和電圧を出力する電力変換装置において、前記複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第１の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を前記第１の単相インバータに出力するゲートパルス発生器と、前記複数の単相インバータのうちの前記第１の単相インバータを除く１または複数の第２の単相インバータの入力電圧を検出する１または複数の電圧検出器と、前記各電圧検出器によって検出された前記各第２の単相インバータの入力電圧に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第１の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を、第２の単相インバータの入力電圧に応じた信号にするので、第２の単相インバータの入力電圧が過電圧となることを防止することができ、第２の単相インバータ内部のスイッチング素子の破壊を防止することができ、第２の単相インバータの入力電圧を所定電圧に制御することができ、第２の単相インバータの入力電圧の振動を防止することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。図４は、実施の形態２にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図５は、実施の形態３にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図６は、実施の形態４にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。図７は、実施の形態４にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図８は、実施の形態５にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図９は、実施の形態６にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図１０は、実施の形態７にかかる電力変換装置の構成を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図であり、より詳細には、実施の形態１にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。

図１において、電力変換装置２の直流入力端には、太陽電池モジュール１が接続され、交流出力端には、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの電力を供給する系統３が接続されている。このように構成された太陽光発電システムでは、太陽電池モジュール１によって発電された直流電力は、電力変換装置２によって交流電力に変換されて系統３に供給される。

上述した機能を含み、後述する機能を具現するための構成として、本実施の形態にかかる電力変換装置２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４，５、第１のインバータ６、１または複数（本実施の形態では２つ）の第２のインバータ７，８、主コンデンサ９、１または複数（本実施の形態では２つ）のコンデンサ１０，１１、１または複数（本実施の形態では２つ）の電圧検出器１２，１３、制御回路１４、フィルタ回路１５、およびゲートパルス発生器１８を備えている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、太陽電池モジュール１の出力電圧（直流電圧）を電圧変換してインバータ６に印加する。ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力電圧を電圧変換してインバータ７，８に印加する。

コンデンサ９はインバータ６の入力電圧を、コンデンサ１０はインバータ７の入力電圧を、コンデンサ１１はインバータ８の入力電圧を、それぞれ平滑化する。

コンデンサ１０、およびコンデンサ１１の総変動電力量が、絶対量として充電量が放電量より大きい場合は、コンデンサ１０、およびコンデンサ１１の電力が増加する。

また、コンデンサ１０、およびコンデンサ１１の総変動電力量が、絶対量として放電量が充電量より大きい場合は、コンデンサ１０、およびコンデンサ１１の電力が減少する。

電圧検出器１２は、インバータ７の入力電圧を、電圧検出器１３は、インバータ８の入力電圧を、それぞれ検出して制御回路１４に出力する。

インバータ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４から供給される直流電圧Ｖ１を交流電圧に変換して出力する。また、インバータ７、およびインバータ８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５から供給される直流電圧Ｖ２，Ｖ３を交流電圧にそれぞれ変換して出力する。なお、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３のうち、直流電圧Ｖ１が最大電圧であるものとする。

インバータ６の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ７が接続され、交流側端子の他方にインバータ８が接続されている。

インバータ７の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ６が接続され、交流側端子の他方にフィルタ回路１５の入力側端子の一方が接続され、インバータ８の交流側端子では、交流側端子の一方にインバータ６が接続され、交流側端子の他方にフィルタ回路１５の入力側端子の他方が接続されている。

制御回路１４は、電圧検出器１２によって検出されたインバータ７の入力電圧、および電圧検出器１３によって検出されたインバータ８の入力電圧を入力として、インバータ６の出力パルス幅を算出し、算出したパルス幅の出力をインバータ６に行わせるためのゲートパルス信号を発生させるようにゲートパルス発生器１８を制御する。

ゲートパルス発生器１８は、制御回路１４によって算出された出力パルス幅の出力をインバータ６に行わせるためのゲートパルス信号をインバータ６内のスイッチング素子（後述）に出力する。

フィルタ回路１５は、インバータ７の交流側端子の一方、およびインバータ８の交流側端子の他方に接続され、インバータ６，７，８による交流出力を平滑化して出力する。

図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図２において、インバータ６は、ダイオードを逆並列に接続した複数個の、自己消弧型の半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）であるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。なお、インバータ７，８も、インバータ６と同様の構成で実現可能である。

制御回路１４は、電圧過不足演算器１６、および制御器１７を含んで構成されている。

電圧検出器１２は、インバータ７の入力電圧を検出して制御回路１４内の電圧過不足演算器１６に出力する。電圧検出器１３は、インバータ８の入力電圧を検出して制御回路１４内の電圧過不足演算器１６に出力する。

電圧過不足演算器１６は、電圧検出器１２によって検出されたインバータ７の入力電圧Ｖ２、および電圧検出器１３によって検出されたインバータ８の入力電圧Ｖ３を入力として、インバータ７，８の入力電圧Ｖ２，Ｖ３の定格入力電圧に対する過不足分を算出する。例えば、電圧過不足演算器１６は、インバータ７の入力電圧Ｖ２とインバータ８の入力電圧Ｖ３を加算し、その加算後の値をインバータ７，８の定格入力電圧の和から減算する。

制御器１７は、電圧過不足演算器１６によって算出されたインバータ７，８の入力電圧Ｖ２，Ｖ３の定格電圧に対する過不足分を入力とし、インバータ７，８の入力電圧Ｖ２，Ｖ３が所定電圧（例えば定格入力電圧等）で安定するように、インバータ６の出力パルス幅を出力する。

電力変換装置２の出力電力をインバータ６の出力電力で賄うことができれば、コンデンサ１０，１１の総変動電力量は略０であり、コンデンサ１０，１１の電力量は増減せず、コンデンサ１０，１１の電圧は増減しない。例えば、コンデンサ１０，１１の電圧が定格電圧より大きい場合、コンデンサ１０，１１の電圧を定格電圧に戻すためには、コンデンサ１０，１１の電力を減少させる必要がある。そこで、制御器１７が、インバータ７，８の入力電圧Ｖ２，Ｖ３の定格電圧に対する過不足分に応じてインバータ６の出力パルス幅を算出することで、コンデンサ１０，１１の電力を減少させ、コンデンサ１０，１１の電圧を減少させることができる。

同様に、コンデンサ１０，１１の電圧が定格電圧より小さい場合、コンデンサ１０，１１の電圧を定格電圧に戻すためには、コンデンサ１０，１１の電力を増加させる必要がある。そこで、制御器１７が、コンデンサ７，８の入力電圧Ｖ２，Ｖ３の定格電圧に対する過不足分に応じてインバータ６の出力パルス幅を算出することで、コンデンサ１０，１１の電力を増加させ、コンデンサ１０，１１の電圧を増加させることができる。

上記の動作により、コンデンサ１０，１１の電力を一定に保つことができ、コンデンサ１０，１１の電圧を所定電圧（例えば定格電圧等）に制御することができる。

なお、ゲートパルス信号のパルス幅が決まればインバータ６の出力パルス幅も決まるので、制御器１７が、ゲートパルス信号のパルス幅を算出するようにしても良い。

ゲートパルス発生器１８は、制御器１７によって演算されたパルス幅の出力をインバータ６に行わせるゲートパルス信号を生成し、インバータ６内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに印加する。なお、制御器１７がゲートパルス信号のパルス幅を算出する場合には、ゲートパルス発生器１８は、制御器１７によって算出されたパルス幅を有するゲートパルス信号を生成し、インバータ６内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに印加する。

図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。図３の１段目に示すように、時刻ｔ０までは、コンデンサ１０，１１の総変動電力量が略０で動作している。

図３の１段目に示すように、時刻ｔ０において、コンデンサ１０，１１の総変動電力量が変化し、時刻ｔ０〜ｔ１の間、総変動電力量の絶対量が充電となる。

コンデンサ１０，１１の総変動電力量の絶対量が充電となると、図３の２段目に示すように、コンデンサ１０，１１に電力が充電されるので、時刻ｔ０〜ｔ１の間、コンデンサ１０，１１の電力が増加する。

コンデンサ１０，１１の電力が増加すると、図３の３段目に示すように、時刻ｔ０〜ｔ１の間、コンデンサ１０，１１の電圧が増加する。

制御回路１４は、コンデンサ１０，１１の電圧が増加すると、図３の４段目に示すように、時刻ｔ１において、インバータ６のパルス幅を小さくする制御を行う。制御回路１４がインバータ６のパルス幅を小さくする制御を行うことにより、図３の１段目に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２の間、コンデンサ１０，１１の総変動電力量は放電量が大きくなり、図３の２段目に示すように、コンデンサ１０，１１の電力が減少し、図３の３段目に示すように、コンデンサ１０，１１の電圧も減少する。

なお、本実施の形態による制御を行わない場合には、図３の１段目に二点鎖線で示すように、時刻ｔ０において、コンデンサ１０，１１の総変動電力量が変化して総変動電力量の絶対量が充電となると、図３の２段目に二点鎖線で示すように、時刻ｔ０以降、コンデンサ１０，１１の電力が増加し続け、図３の３段目に二点鎖線で示すように、コンデンサ１０，１１の電圧が増加し続ける。このようにコンデンサ１０，１１の電圧が増加し続けてインバータ７，８内部のスイッチング素子の耐圧レベルを超え（図３の３段目の点Ｐ参照）、インバータ７，８内部のスイッチング素子の破壊を招く可能性がある。

以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７，８の入力電圧に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、インバータ７，８の入力電圧の上昇を防ぐことができ、インバータ７，８の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ７，８内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７，８の入力電圧に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、インバータ７，８の入力電圧を所定電圧（例えば定格入力電圧等）に制御することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７，８の入力電圧に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、インバータ７，８の入力電圧の振動を防止することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７，８の入力電圧に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御しており、コンデンサ１０，１１の電力を用いていない。従って、コンデンサ１０，１１の電力を検出する必要がないので、コンデンサ１０，１１の電力を検出するための電力検出器を備える必要がなく、電力変換装置を安価にすることができる。

なお、本実施の形態においては、第２のインバータとして２つのインバータ７，８を備えるようにしているが、第２のインバータとして１つまたは３つ以上のインバータを備えるようにしても良い。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図２に示す実施の形態１との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図４に示す実施の形態２にかかる電力変換装置では、制御回路１４が、電圧検出器１２によって検出されたインバータ７の入力電圧Ｖ２と電圧検出器１３によって検出されたインバータ８の入力電圧Ｖ３とを比較して大きい方の値（ｍａｘ）を電圧過不足演算器１６に出力する比較器１９を更に含んで構成されている。

また、図４に示す実施の形態２にかかる電力変換装置では、制御回路１４内の電圧過不足演算器１６が、比較器１９から出力された値（インバータ７の入力電圧Ｖ２とインバータ８の入力電圧Ｖ３とのうちの大きい方の値）を入力とし、インバータ７，８の入力電圧の定格入力電圧に対する過不足分を、次式により算出する。
（インバータ７，８の入力電圧の定格入力電圧に対する過不足分）
＝（（インバータ７の定格入力電圧）＋（インバータ８の定格入力電圧））
−（（インバータ７の入力電圧とインバータ８の入力電圧の大きい方の値）×２）
・・・（１）

このようにインバータ７の入力電圧Ｖ２とインバータ８の入力電圧Ｖ３とのうちの大きい方の値を２倍した値を用いて制御を行うことで、実施の形態１にかかる電力変換装置のようにインバータ７の入力電圧Ｖ２とインバータ８の入力電圧Ｖ３との和を用いて制御を行う場合よりも、電圧過不足演算器１６の出力を大きくすることができ、制御回路１４の出力（制御量）を大きくすることができる。これにより、インバータ６の出力パルス幅の変化分を大きくすることができ、電力変換装置の応答性を早くすることができる。

なお、その他については、実施の形態１の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７，８の入力電圧に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、インバータ７，８の入力電圧を所定電圧（例えば定格電圧等）に制御することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ７の入力電圧とインバータ８の入力電圧とのうちの大きい方の値を２倍した値を用いて制御を行うことで、制御量を大きくすることができる。これにより、電力変換装置の応答性を早くすることができる。

実施の形態３．
図５は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図４に示す実施の形態２との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図５に示す実施の形態３にかかる電力変換装置では、制御回路１４が、制御器１７によって設定されたパルス幅の上下限を制限するパルス幅リミッタ２０を更に含んで構成されている。

パルス幅リミッタ２０は、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電圧の組み合わせ（電力変換装置の出力電圧）が連続した出力を継続できる電圧範囲となるように、インバータ６の出力パルス幅の上下限を制限する。

なお、ゲートパルス信号のパルス幅が決まればインバータ６の出力パルス幅も決まるので、制御器１７が、ゲートパルス信号のパルス幅を算出し、パルス幅リミッタ２０が、ゲートパルス信号のパルス幅の上下限を制限するようにしても良い。

このようにインバータ６の出力パルス幅の上下限を制限することで、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電圧の組み合わせが、連続した出力を継続できる電圧範囲となる。これにより、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電圧の組み合わせの歪みをなくすことができ、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電流の組み合わせを歪みのない正弦波電流とすることができる。従って、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電流の組み合わせの高調波を抑制することができる。

なお、その他については、実施の形態２の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、インバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）の上下限を制限することで、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電圧の組み合わせの歪みをなくすことができ、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電流の組み合わせを歪みのない正弦波電流とすることができる。従って、インバータ６、インバータ７、およびインバータ８の出力電流の組み合わせの高調波を抑制することができる。

実施の形態４．
図６は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置の構成を示す図であり、より詳細には、実施の形態４にかかる電力変換装置を太陽光発電システムに適用した場合の一例を示す図である。図１に示す実施の形態１との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置では、インバータ７，８の入力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器１２，１３を含んで構成されている。一方、図６に示す実施の形態４にかかる電力変換装置では、電圧検出器１２，１３に代えて、コンデンサ１０，１１の電力をそれぞれ検出する電力検出器２１，２２を含んで構成されている。

図７は、実施の形態４にかかる電力変換装置の構成を示す図である。電力検出器２１は、電圧検出器２３、電流検出器２５、および電力演算器２７を含んで構成されている。電圧検出器２３は、コンデンサ１０の電圧Ｖ２を、電流検出器２５は、コンデンサ１０に流れる電流Ｉｃ２を、それぞれ検出する。

電力演算器２７は、電圧検出器２３によって検出されたコンデンサ１０の電圧、および電流検出器２５によって検出されたコンデンサ１０の電流を入力として、コンデンサ１０の電力を次式により算出する。
（コンデンサ１０の電力）
＝∫｛（コンデンサ１０の電圧）×（コンデンサ１０に流れる電流）｝・・・（２）
コンデンサの電圧とコンデンサに流れる電流を乗じることでコンデンサの瞬時の充放電電力が算出でき、コンデンサの電力はコンデンサの瞬時の充放電電力を積分することで算出できる。コンデンサの瞬時電力が充電であれば、コンデンサの電力は増加し、コンデンサの瞬時電力が放電であれば、コンデンサ電力は減少する。

電力検出器２２は、電圧検出器２４、電流検出器２６、および電力演算器２８を含んで構成されている。電圧検出器２４は、コンデンサ１１の電圧Ｖ３を、電流検出器２６は、コンデンサ１１に流れる電流Ｉｃ３を、それぞれ検出する。

電力演算器２８は、電圧検出器２４によって検出されたコンデンサ１１の電圧、および電流検出器２６によって検出されたコンデンサ１１の電流を入力として、コンデンサ１１の電力を次式により算出する。
（コンデンサ１１の電力）
＝∫｛（コンデンサ１１の電圧）×（コンデンサ１１に流れる電流）｝・・・（３）
コンデンサの電圧とコンデンサに流れる電流を乗じることでコンデンサの瞬時の充放電電力が算出でき、コンデンサの電力はコンデンサの瞬時の充放電電力を積分することで算出できる。コンデンサの瞬時電力が充電であれば、コンデンサの電力は増加し、コンデンサの瞬時電力が放電であれば、コンデンサ電力は減少する。

制御回路１４は、電力過不足演算器２９、および制御器１７を含んで構成されている。電力過不足演算器２９は、電力検出器２１によって検出されたコンデンサ１０の電力、および電力検出器２２によって検出されたコンデンサ１１の電力を入力として、コンデンサ１０，１１の電力の定格電力に対する過不足分を算出する。

コンデンサ１０の定格電力（定格電力量または定格静電エネルギー）は、コンデンサ１０の容量をＣ２、コンデンサ１０の定格電圧をＶ２_定格電圧とすると、次式により算出することができる。
（コンデンサ１０の定格電力）
＝ｋ_１×（Ｃ２×Ｖ２_定格電圧 ^２）／２・・・（４）
式（４）において、ｋ_１は、コンデンサ１０の定格静電エネルギー（（Ｃ２×Ｖ２_定格電圧 ^２）／２）を電力に変換するための係数である。

同様に、コンデンサ１１の定格電力（定格電力量または定格静電エネルギー）は、コンデンサ１１の容量をＣ３、コンデンサ１１の定格電圧をＶ３_定格電圧とすると、次式により算出することができる。
（コンデンサ１１の定格電力）
＝ｋ_２×（Ｃ３×Ｖ３_定格電圧 ^２）／２・・・（５）
式（５）において、ｋ_２は、コンデンサ１１の定格静電エネルギー（（Ｃ３×Ｖ３_定格電圧 ^２）／２）を電力に変換するための係数である。

そして、コンデンサ１０，１１の電力の定格電力に対する過不足分は、次式により算出することができる。
（コンデンサ１０，１１の電力の定格電力に対する過不足分）
＝（（コンデンサ１０の定格電力）＋（コンデンサ１１の定格電力））
−（（電力検出器２１によって検出されたコンデンサ１０の電力）
＋（電力検出器２２によって検出されたコンデンサ１１の電力））
・・・（６）

電力変換装置２の出力電力をインバータ６の出力電力で賄うことができれば、コンデンサ１０，１１の総変動電力量は略０であり、コンデンサ１０，１１の電力量は増減しない。例えば、コンデンサ１０，１１の電力が定格電力より大きい場合、コンデンサ１０，１１の電力を定格電力に戻すためには、コンデンサ１０，１１の電力を減少させる必要がある。そのため、制御器１７は、インバータ６の目標出力電力を、電力変換装置２の出力電力目標値からコンデンサ１０，１１の電力の定格電力より多い分を減算した電力とするように、インバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を算出する。これにより、コンデンサ１０，１１の総変動電力量は充電量より放電量が多くなり、コンデンサ１０，１１の電力を減少させることができる。

同様に、コンデンサ１０，１１の電力が定格電力より小さい場合、コンデンサ１０，１１の電力を定格電力に戻すためには、コンデンサ１０，１１の電力を増加させる必要がある。そのため、制御器１７は、インバータ６の目標出力電力を、電力変換装置２の出力電力目標値にコンデンサ１０，１１の電力の定格電力より少ない分を加算した電力とするように、インバータ６の出力パルス幅を算出する。これにより、コンデンサ１０，１１の総変動電力量は放電量より充電量が多くなり、コンデンサ１０，１１の電力を増加させることができる。

以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、コンデンサ１０，１１の電力に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、コンデンサ１０，１１の過充電を防止し、インバータ７，８の入力電圧が過電圧となることを防止することができる。これにより、インバータ７，８内部のスイッチング素子の破壊を防止することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、コンデンサ１０，１１の電力に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、インバータ７，８の入力電圧を所定電圧（例えば定格電圧等）に制御することができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、コンデンサ１０，１１の電力に応じてインバータ６の出力パルス幅（またはゲートパルス信号のパルス幅）を制御するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４，５の電力の振動を防止することができる。

実施の形態５．
図８は、本発明の実施の形態５にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図７に示す実施の形態４との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図７に示す実施の形態４にかかる電力変換装置では、電力検出器２１が、電圧検出器２３、電流検出器２５、および電力演算器２７を含んで構成されている。一方、図８に示す実施の形態５にかかる電力変換装置では、電力検出器２１が、電圧検出器２３、および電力演算器２７を含んで構成されている。すなわち、実施の形態５にかかる電力変換装置の電力検出器２１は、実施の形態４にかかる電力変換装置の電力検出器２１における電流検出器２５を含んでいない。

実施の形態５にかかる電力変換装置の電力検出器２１は、コンデンサ１０の容量をＣ２、電圧検出器２３によって検出されたコンデンサ１０の電圧をＶ２とすると、次式で定まるコンデンサ１０の静電エネルギーをコンデンサ１０の電力として算出する。
（コンデンサ１０の静電エネルギー）
＝（Ｃ２×Ｖ２^２）／２・・・（７）

同様に、図７に示す実施の形態４にかかる電力変換装置では、電力検出器２２が、電圧検出器２４、電流検出器２６、および電力演算器２８を含んで構成されている。一方、図８に示す実施の形態５にかかる電力変換装置では、電力検出器２２が、電圧検出器２４、および電力演算器２８を含んで構成されている。すなわち、実施の形態５にかかる電力変換装置の電力検出器２２は、実施の形態４にかかる電力変換装置の電力検出器２２における電流検出器２６を含んでいない。

実施の形態５にかかる電力変換装置の電力検出器２２は、コンデンサ１１の容量をＣ３、電圧検出器２４によって検出されたコンデンサ１１の電圧をＶ３とすると、次式で定まるコンデンサ１１の静電エネルギーをコンデンサ１１の電力として算出する。
（コンデンサ１１の静電エネルギー）
＝（Ｃ３×Ｖ３^２）／２・・・（８）

なお、その他については、実施の形態４の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、電力検出器２１，２２が電流検出器を含んでいないので、実施の形態４にかかる電力変換装置よりも製品コストを下げることができる。

実施の形態６．
図９は、本発明の実施の形態６にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図７に示す実施の形態４との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図９に示す実施の形態６にかかる電力変換装置では、制御回路１４が、電力検出器２１によって検出されたコンデンサ１０の電力と電力検出器２２によって検出されたコンデンサ１１の電力とを比較して大きい方の値（ｍａｘ）を電力過不足演算器２９に出力する比較器１９を更に含んで構成されている。

また、図９に示す実施の形態６にかかる電力変換装置では、制御回路１４内の電力過不足演算器２９が、比較器１９から出力された値（コンデンサ１０の電力とコンデンサ１１の電力とのうちの大きい方の値）を入力とし、コンデンサ１０，１１の電力の定格電力に対する過不足分を、次式により算出する。
（コンデンサ１０，１１の電力の定格電力に対する過不足分）
＝（（コンデンサ１０の定格電力）＋（コンデンサ１１の定格電力））
−（（コンデンサ１０の電力とコンデンサ１１の電力の大きい方の値）×２）
・・・（９）

このようにコンデンサ１０の電力とコンデンサ１１の電力とのうちの大きい方の値を２倍した値を用いて制御を行うことで、実施の形態４にかかる電力変換装置のようにコンデンサ１０の電力とコンデンサ１１の電力との和を用いて制御を行う場合よりも、電力過不足演算器２９の出力を大きくすることができ、制御回路１４の出力（制御量）を大きくすることができる。これにより、インバータ６の出力パルス幅の変化分を大きくすることができ、電力変換装置の応答性を早くすることができる。

また、本実施の形態にかかる電力変換装置によれば、コンデンサ１０の電力とコンデンサ１１の電力とのうちの大きい方の値を２倍した値を用いて制御を行うことで、制御量を大きくすることができる。これにより、電力変換装置の応答性を早くすることができる。

実施の形態７．
図１０は、本発明の実施の形態７にかかる電力変換装置の構成を示す図である。図９に示す実施の形態６との装置構成に関する相違点は、次の通りである。

図１０に示す実施の形態７にかかる電力変換装置では、制御回路１４が、制御器１７によって設定されたパルス幅の上下限を制限するパルス幅リミッタ２０を更に含んで構成されている。

なお、その他については、実施の形態６の構成と同一または同等であり、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、太陽電池等から出力される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に有用である。

１太陽電池モジュール
２電力変換装置
３系統
４、５ＤＣ／ＤＣコンバータ
６〜８インバータ
９〜１１コンデンサ
１２、１３電圧検出器
１４制御回路
１５フィルタ回路
１６電圧過不足演算器
１７制御器
１８ゲートパルス発生器
１９比較器
２０パルス幅リミッタ
２１、２２電力検出器
２３、２４電圧検出器
２５、２６電流検出器
２７、２８電力演算器
２９電力過不足演算器
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子

Claims

直流電圧を交流電圧に変換して出力する複数の単相インバータを有し、交流側端子が直列に接続された当該複数の単相インバータの各発生電圧による総和電圧を出力する電力変換装置において、
前記複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第１の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を前記第１の単相インバータに出力するゲートパルス発生器と、
前記複数の単相インバータのうちの前記第１の単相インバータを除く１または複数の第２の単相インバータの入力電圧を検出する１または複数の電圧検出器と、
前記各電圧検出器によって検出された前記各第２の単相インバータの入力電圧に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記制御回路は、
前記各電圧検出器によって検出された前記各第２の単相インバータの入力電圧のうちの最大値に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、
前記ゲートパルス発生器が出力するゲートパルス信号のパルス幅に上下限を設けることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
直流電圧を交流電圧に変換して出力する複数の単相インバータを有し、交流側端子が直列に接続された当該複数の単相インバータの各発生電圧による総和電圧を出力する電力変換装置において、
前記複数の単相インバータのうちの入力電圧が最大である第１の単相インバータの動作を制御するゲートパルス信号を前記第１の単相インバータに出力するゲートパルス発生器と、
前記複数の単相インバータのうちの前記第１の単相インバータを除く１または複数の第２の単相インバータの入力電圧を平滑化する１または複数のコンデンサと、
前記各コンデンサの電力を検出する１または複数の電力検出器と、
前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記各電力検出器は、
前記各コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記電圧検出器によって検出された前記各コンデンサの電圧と前記各コンデンサの静電容量とに基づいて、前記各コンデンサの電力を算出する電力演算器と、
を備えたことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、
前記各電力検出器によって検出された前記各コンデンサの電力のうちの最大値に応じたゲートパルス信号を発生させるように前記ゲートパルス発生器を制御することを特徴とする請求項４又は５に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、
前記ゲートパルス発生器が出力するゲートパルス信号のパルス幅に上下限を設けることを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１つに記載の電力変換装置。