CN101411051A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换装置，在将从电源(11)经由转换器(5)供给电力的平滑电容器(6)设为直流输入的三相主逆变器(1)的各相上串联连接单相辅逆变器(2a～2c)，使用各逆变器(1、2a～2c)的输出和向负载(12)供给电力，其中，决定操作量，以使成为单相辅逆变器(2a～2c)的输入的平滑电容器(3a～3c)的直流电压追随指令值，向三相主逆变器(1)的输出电压指令加上该操作量，并从单相辅逆变器(2a～2c)的输出电压指令减去该操作量，从而从三相主逆变器(1)向单相辅逆变器(2a～2c)的平滑电容器(3a～3c)转移电力。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及电力变换装置，特别涉及串联连接了多个逆变器的电力变换装置。

背景技术

在以往的作为电力变换装置的驱动装置中，在向三相负载、例如三相AC电动机的各相输出线上串联连接多个电力单元而采用。三相AC输入电力被供给到电源变压器的一次绕组电路。一次绕组电路对多个二次绕组电路进行赋能，与二次绕组电路分别关联的三相电力被分别供给到电力单元。多个电力单元与相输出线分别连接，各电力单元具备三相输入转换器、平滑滤波器、单相输出转换器(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开2001-103766号公报

发明内容

在这样的以往的电力变换装置中，以降低输出电压·电流的高次谐波并增大输出电压等为目的而串联连接了多个逆变器，但作为各个逆变器的电力源而需要转换器。进而由于构成为在一个交流电源上连接多个电位不同的转换器，所以存在开关元件等部件数变多，同时为了绝缘需要大且重的多绕组变压器这样的问题点。

本发明是为了解决上述那样的问题点而完成的，其目的在于提供一种适合于电力变换装置的结构，在各相上串联连接了多个逆变器的电力变换装置中，可以包括多个逆变器，该逆变器中省略了对成为直流输入的直流电源供给电力的转换器，从而促进了小型化、简略化。

本发明的第一电力变换装置将第一单相逆变器和第二单相逆变器的交流侧串联连接而对负载供给电力，该第一单相逆变器将从电源供给电力的第一直流电源的直流电力变换成交流电力，该第二单相逆变器将第二直流电源的直流电力变换成交流电力。而且，具备：对上述第二直流电源的电压进行检测的单元；以及直流电压控制单元，该直流电压控制单元对上述第一、第二各单相逆变器的输出电压指令进行调整，以使所检测的上述第二直流电源的电压追随指令值。

本发明的第二电力变换装置将第一单相逆变器和第二单相逆变器的交流侧串联连接而对负载供给电力，该第一单相逆变器将从电源供给电力的第一直流电源的直流电力变换成交流电力，该第二单相逆变器将第二直流电源的直流电力变换成交流电力。而且，具备：对上述第二直流电源的电压进行检测的单元；以及初始充电控制装置，该初始充电控制装置为了对该第二直流电源进行初始充电而对上述第一、第二各单相逆变器进行输出控制，上述初始充电控制装置对上述负载施加不使该负载动作的电压，同时对上述第一、第二各单相逆变器进行输出控制，以经由上述第一、第二单相逆变器对上述第二直流电源进行充电。

在本发明的第一电力变换装置中，对上述第一、第二各单相逆变器的输出电压指令进行调整，以使成为第二单相逆变器的输出的第二直流电源的电压追随指令值，所以可以省略或简化用于从外部对第二直流电源供给电力的转换器，可以促进电力变换装置的小型化、简化。

在本发明的第二电力变换装置中，具备初始充电控制装置，对成为第二单相逆变器的输出的第二直流电源经由上述第一、第二单相逆变器进行充电，所以第二单相逆变器无需从外部电源经由转换器对第二直流电源进行初始充电，可以省略转换器而促进电力变换装置的小型化、简化。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是本发明的实施方式1的三相主逆变器的电路图。

图3是本发明的实施方式1的转换器的电路图。

图4是本发明的实施方式1的单向辅逆变器的电路图。

图5是本发明的实施方式1中使用的直流电压控制电路的框图。

图6是本发明的实施方式1中使用的驱动信号发生电路的框图。

图7是本发明的实施方式2中使用的驱动信号发生电路的框图。

图8是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。

图9是本发明的实施方式3中使用的直流电压控制电路的框图。

图10是本发明的实施方式3中使用的驱动信号发生电路的框图。

图11是本发明的实施方式4中使用的驱动信号发生电路的框图。

图12是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。

图13是本发明的实施方式5中使用的直流电压控制电路的框图。

图14是本发明的实施方式5中使用的驱动信号发生电路的框图。

图15是本发明的实施方式6的电力变换装置的结构图。

图16是本发明的实施方式6中使用的直流电路控制电路的框图。

图17是本发明的实施方式6中使用的驱动信号发送电路的框图。

图18是本发明的实施方式7的电力变换装置的结构图。

图19是本发明的实施方式7中使用的直流电压控制电路的框图。

图20是本发明的实施方式7中使用的驱动信号发生电路的框图。

图21是本发明的实施方式8中使用的驱动信号发生电路的框图。

图22是本发明的实施方式9的电力变换装置的结构图。

图23是本发明的实施方式9中使用的直流电压控制电路的框图。

图24是本发明的实施方式9中使用的驱动信号发生电路的框图。

图25是本发明的实施方式10中使用的驱动信号发生电路的框图。

图26是本发明的实施方式11的电力变换装置的结构图。

图27是本发明的实施方式11中使用的直流电压控制电路的框图。

图28是本发明的实施方式12的电力变换装置的结构图。

图29是本发明的实施方式13的电力变换装置的结构图。

图30是本发明的实施方式13中使用的直流电压控制电路的框图。

具体实施方式

实施方式1

以下，根据附图，对本发明的实施方式1的电力变换装置进行说明。

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。如图1所示，在电力变换装置中，三相主逆变器1的交流侧的各相输出线上串联连接了各相的单相辅逆变器2a～2c的交流侧。

三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。u相的单相辅逆变器2a在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器3a，交流侧的一端与三相主逆变器1连接，一端与负载12连接。对于v相、w相的单相辅逆变器2b、2c，也具有作为第二直流电源的平滑电容器3b、3c而设为同样的结构。

如图2的电路结构所示，三相主逆变器1是由多个自灭弧形的开关元件21a～21f、和与各开关元件21a～21f逆并联连接的二极管22a～22f构成的三相逆变器。另外，此处将三相主逆变器1视为对第一单相逆变器进行了星形接线的三相部分，在各相中，第一单相逆变器(三相主逆变器1的各相部分)与作为第2单相逆变器的单相辅逆变器2a～2c的交流侧串联连接。

例如如图3所示，设转换器5由多个自灭弧形的开关元件23a～23f、和与各开关元件23a～23f逆并联连接的二极管24a～24f构成。另外，如图4所示，各单相辅逆变器2a～2c由多个自灭弧形的开关元件25a～25d、和与各开关元件25a～25d逆并联连接的二极管26a～26d构成的单相全桥形的逆变器。

另外，电力变换装置为了对三相主逆变器1和各单相辅逆变器2a～2c进行控制，并且对各单相辅逆变器2a～2c的直流输入即平滑电容器3a～3c的电压进行控制，而具备全体指令发生电路13、直流电压控制电路14和驱动信号生成电路15。

全体指令发生电路13是发生向负载12的输出电压指令的电路，并且是将三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c全体合计输出的期望的电压作为dq轴上的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊而输出的控制电路。

直流电压控制电路14根据对各单相辅逆变器2a～2c的直流输入即平滑电容器3a～3c的电压进行测定的电压传感器4a～4c的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路14例如如图5所示那样构成，利用减法器31a～31c求出电压传感器4a～4c测定的单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器32a～32c求出操作量。该操作量是对后述的各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整的量，以使各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，输出利用dq轴分配电路33a～33c分成d轴成分和q轴成分的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊

控制器32a～32c由一般的PI控制等构成即可。另外dq轴分配电路33a～33c将从控制器32a～32c输出的操作量分配成d轴成分和q轴成分的方法选择与负载的种类和电力变换装置的使用目的一致的方法即可，可以使用使d轴·q轴的成分相等的方法、仅使用d轴或q轴的方法等任意方法。

驱动信号生成电路15根据全体指令发生电路13和直流电压控制电路14的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路15例如如图6所示那样构成，根据从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路41生成三相主逆变器1的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊以及单相辅逆变器2a～2c的dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊。此时，各dq轴电压指令具有以下的式(1a)、(1b)所示的关系。

v_d ^*＝v_dm ^*+v_ds ^*…(1a)

v_q ^*＝v_qm ^*+v_qs ^*…(1b)

在生成三相主逆变器1的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊以及单相辅逆变器2a～2c的dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊时，不受上述式(1a)、(1b)以外的限制，而可以使用根据构成各逆变器1、2a～2c的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c所分担的电压的方法、将三相主逆变器1或单相辅逆变器2a～2c输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路42，输入独立逆变器电压指令生成电路41输出的辅逆变器dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊、直流电压控制电路14输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊，运算出针对单相辅逆变器2a～2c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a。

另外，通常在将dq轴上的电压变换成三相电压时，使用以下所示的式(2)。

$\left[\begin{array}{c}{v}_u\\ v_v\\ v_w\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]...\left(2\right)$

在上述的式(2)中，v_u、v_v、v_w是u、v、w相的电压，v_d、v_q是dq轴上的电压。

在本实施方式中，如以下的式(3a)、(3b)、(3c)所示，从独立逆变器电压指令生成电路41输出的辅逆变器dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊减去从直流电压控制电路14输出的各相的每一个的dq轴上的操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊而变换成三相电压，运算出辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

${v_{\mathrm{us}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}}}^{*}\end{array}\right]...\left(3a\right)$

${v_{\mathrm{vs}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}}}^{*}-\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{dv}}\\ {v_{\mathrm{qs}}}^{*}-\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{qv}}\end{array}\right]...\left(3b\right)$

${v_{\mathrm{ws}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}}}^{*}-\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{dw}}\\ {v_{\mathrm{qs}}}^{*}-\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{qw}}\end{array}\right]...\left(3c\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，在PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

另外，向主逆变器瞬时电压指令生成电路43，输入独立逆变器电压指令生成电路41输出的主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、直流电压控制电路14输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dm ^＊、Δv_qw ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(4a)、(4b)、(4c)所示，向独立逆变器电压指令生成电路41输出的主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊加上从直流电压控制电路14输出的各相的每一个的dq轴上的操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊而变换成三相电压，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

${v_{\mathrm{um}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}}}^{*}\end{array}\right]...\left(4a\right)$

${v_{\mathrm{vm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}}}^{*}\end{array}\right]...\left(4b\right)$

${v_{\mathrm{wm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}}}^{*}\end{array}\right]...\left(4c\right)$

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，在PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

如上所述，直流电压控制电路14输出的各相的每一个的dq轴上的操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊被加到主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊，同时从辅逆变器dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊被减去。三相主逆变器1的交流侧的各相输出线上串联连接了各相的单相辅逆变器2a～2c的交流侧，所以对负载12施加的电压成为三相主逆变器的输出与单相辅逆变器2a～2c的输出的总和。因此，所加法计算的操作量与所减法计算的操作量被相互抵消，由全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊决定对负载12施加的电压。

将在dq轴上表示的对负载12施加的电压设为v_d、v_q，将流向负载12的电流设为i_d、i_q，将对负载12供给的有效电力设为p。另外，如果将三相主逆变器1和单相辅逆变器2a～2c输出的电压中的、由独立逆变器电压指令生成电路41输出的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、v_ds ^＊、v_qs ^＊引起的电压成分设为v_dm、v_qm、v_ds、v_qs，则用以下的式(5)来表示有效电力p。

p＝v_d·i_d+v_q·i_q＝(v_dm+v_ds)·

                    i_d+(v_qm+v_qs)·i_q    …(5)

由于有效电力p是三相部分，所以例如用以下的式(6)来表示u相的有效电力p_u。

p_u＝p/3

  ＝{(v_dm+v_ds)·i_d+(v_qm+v_qs)·i_q}/3     …(6)

另一方面，如果将三相主逆变器1的u相的有效电力设为p_mu，将单相辅逆变器2a的有效电力设为p_s2a，将这些逆变器1、2a分别输出的电压中的、由直流电压控制电路14输出的u相的dq轴操作量v_du ^＊、v_qu ^＊而引起的电压成分设为Δv_du、Δv_qu，则p_mu、p_s2a也与上述式(6)同样地用以下的式(7)、(8)表示。

p_mu＝{(v_dm+Δv_du)·i_d+(v_qm+Δv_qu)·i_q}/3       …(7)

p_s2a＝{(v_ds-Δv_du)·i_d+(v_qs-Δv_qu)·i_q}/3      …(8)

另外，p_u、p_mu、p_s2a满足以下的式(9)所示的关系。

p_u＝p_mu+p_s2a…(9)通过这些式(7)～(9)可知，三相主逆变器1输出的有效电力中的{(Δv_du·i_d+Δv_qu·i_q)/3}被供给到单相辅逆变器2a，而并非供给到负载12。如果忽略由于单相辅逆变器2a中的损失而引起的功耗，则{(Δv_du·i_d+Δv_qu·i_q)/3}被充电到单相辅逆变器2a的平滑电容器3a，平滑电容器3a的电压增大。另外，如果{(Δv_du·i_d+Δv_qu·i_q)/3}是负的值，则相反地降低平滑电容器3a的电压。

这样平滑电容器3a的电压被控制，但u相的dq轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊被决定成使平滑电容器3a的直流电压v_dcsu追随指令值v_dcs＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。

以上，示出了单相辅逆变器2a的直流电压控制，但对于v相、w相也与u相相同。

在本实施方式中，如上所述，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw被控生成维持期望的电压。因此，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略单相辅逆变器2a～2c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

另外，在由于各控制电路的误差等，而无法仅通过对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整来高精度地控制平滑电容器3a～3c的直流电压的情况下，设置转换器而从交流电源11供给电力，但在该情况下，由于转换器的容量显著小于以往的容量即可，所以可以充分简化装置结构。

另外，在本实施方式1中将三相主逆变器1设为三相全桥的逆变器，但即使用3台单相辅逆变器2a～2c等那样的单相全桥的逆变器，也可以实现同样的控制。另外，即使三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c是三电平逆变器，也可以实现同样的控制。另外，只要无需对交流电源11再生电力，则转换器5也可以是二极管转换器。

实施方式2

在上述实施方式1中，在驱动信号生成电路15中，根据从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊，不仅仅是对三相主逆变器1而且还对单相辅逆变器2a～2c生成dq轴电压指令，但在本实施方式中，单相辅逆变器2a～2c作为用于输出抵消三相主逆变器1所输出的电压高次谐波的电压的逆变器动作。

在该情况下，代替上述实施方式1中示出的驱动信号生成电路15，而使用图7所示的驱动信号生成电路15a。其他电路结构与上述实施方式1相同。

驱动信号生成电路15a根据全体指令发生电路13和直流电压控制电路14的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成对各开关元件进行驱动的脉冲。如图7所示，向主逆变器瞬时电压指令生成电路48，输入从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊、和直流电压控制电路14输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(10a)、(10b)、(10c)所示，向dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊加上从直流电压控制电路14输出的各相的每一个的dq轴上的操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊而变换成三相电压，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

${v_{\mathrm{um}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}}}^{*}\\ {v_q}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}}}^{*}\end{array}\right]...\left(10a\right)$

${v_{\mathrm{vm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}}}^{*}\\ {v_q}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}}}^{*}\end{array}\right]...\left(10b\right)$

${v_{\mathrm{wm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}}}^{*}\\ {v_q}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}}}^{*}\end{array}\right]...\left(10c\right)$

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，在PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路49，也输入从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊、和直流电压控制电路14输出的d操作量、q操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊，进而还输入PWM电路45输出的三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm。根据这些输入信号在瞬时电压指令生成电路49中，根据以下的式(11a)、(11b)、(11c)运算出针对单相辅逆变器2a～2c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

${v_{\mathrm{us}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}}}^{*}\\ {v_q}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}}}^{*}\end{array}\right]-v_{\mathrm{umpwm}}...\left(11a\right)$

${v_{\mathrm{vs}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}}}^{*}\\ {v_q}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}}}^{*}\end{array}\right]-v_{\mathrm{vmpwm}}...\left(11b\right)$

${v_{\mathrm{ws}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}}}^{*}\\ {v_q}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}}}^{*}\end{array}\right]-v_{\mathrm{wmpwm}}...\left(11c\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，在PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

在这样的控制中，在三相主逆变器1中，输出基于对从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊加上从直流电压控制电路14输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊的输出电压指令的输出电压。

在单相辅逆变器2a～2c中，输出基于从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊减去直流电压控制电路14输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊，并在三相变换后进而减去三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm的输出电压指令的电压。由于从将dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊变换成三相的瞬时电压的各相的信号减去电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm，所以将dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊变换的瞬时电压的基波成分被抵消，辅逆变器最终电压指令44a成为输出与从三相主逆变器1输出的高次谐波逆相位的电压的指令，单相辅逆变器2a～2c进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波。

进而，与上述实施方式1同样地，直流电压控制电路14输出的各相的每一个的dq轴上的操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊、Δv_dv ^＊、Δv_qv ^＊、Δv_dw ^＊、Δv_qw ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在单相辅逆变器2a～2c的电压指令的运算中被减法计算。因此，与上述实施方式1同样地，例如在u相中，三相主逆变器1输出的有效电力中的{(Δv_du·i_d+Δv_qu·i_q)/3}被供给到单相辅逆变器2a，被充电到单相辅逆变器2a的平滑电容器3a。在{(Δv_du·i_d+Δv_qu·i_q)/3}是正的值时，平滑电容器3a的电压增大，在负的值时，相反地降低平滑电容器3a的电压。这样平滑电容器3a的电压被控制，但u相的dq轴操作量Δv_du ^＊、Δv_qu ^＊被决定成使平滑电容器3a的直流电压v_dcsu追随指令值v_dcs ^＊，所以可以可靠地维持期望的电压。另外，对于v相、w相也与u相相同。

三相主逆变器1输出的电压由于PWM控制而包括高次谐波，但在本实施方式中，使单相辅逆变器2a～2c进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波，所以对负载12供给的电压的高次谐波被抑制。

另外，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw被控生成维持期望的电压。因此，得到与上述实施方式1同样的效果，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化单相辅逆变器2a～2c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，从而简化装置结构，降低成本。

实施方式3

图8是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的结构的图。主电路与上述实施方式1的图1中示出的情况相同，但在本实施方式中，不使用dq轴上的电压指令值，而从全体指令发生电路16输出三相的瞬时电压指令。

如图所示，电力变换装置具备全体指令发生电路16、直流电压控制电路17和驱动信号生成电路18，对三相主逆变器1和各单相辅逆变器2a～2c进行控制，并且对各单相辅逆变器2a～2c的直流输入即平滑电容器3a～3c的电压进行控制。

上述的全体指令发生电路16是发生向负载12的输出电压指令的电路，将三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c全体合计输出的期望的电压作为三相的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊而输出。

直流电压控制电路17根据对各单相辅逆变器2a～2c的直流输入即平滑电容器3a～3c的电压进行测定的电压传感器4a～4c的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路17例如如图9所示那样构成，利用减法器31a～31c求出电压传感器4a～4c测定的单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器34a～34c求出操作量。该操作量是对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整的量，以使各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，输出各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊。控制器34a～34c由一般的PI控制等构成即可。

驱动信号生成电路18根据全体指令发生电路16和直流电压控制电路17的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路18例如如图10所示那样构成，根据从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路50生成三相主逆变器1的电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊以及单相辅逆变器2a～2c的电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊。此时，各电压指令具有以下的式(12a)、(12b)、(12c)所示的关系。

v_u ^*＝v_umi ^*+v_usi ^*     …(12a)

v_v ^*＝v_vmi ^*+v_vsi ^*     …(12b)

v_w ^*＝v_wmi ^*+v_wsi ^*     …(12c)

在生成三相主逆变器1的电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊以及单相辅逆变器2a～2c的电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊时，不受上述式(12a)、(12b)、(12c)以外的限制，而可以使用根据构成各逆变器1、2a～2c的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c所分担的电压的方法、将三相主逆变器1或单相辅逆变器2a～2c输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路46，输入独立逆变器电压指令生成电路50输出的辅逆变器电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊、直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对单相辅逆变器2a～2c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a。此处，如以下的式(13a)、(13b)、(13c)所示，从独立逆变器电压指令生成电路50输出的辅逆变器电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊减去从直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊而运算出辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

v_us ^*＝v_usi ^*-Δv_u ^*      …(13a)

v_vs ^*＝v_vsi ^*-Δv_v ^*      …(13b)

v_ws ^*＝v_wsi ^*-Δv_w ^*      …(13c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，在PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

另外，向主逆变器瞬时电压指令生成电路47，输入独立逆变器电压指令生成电路50输出的主逆变器电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊、直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。此处，如以下的式(14a)、(14b)、(14c)所示，对独立逆变器电压指令生成电路50输出的主逆变器电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊加上从直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊而运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_umi ^*+Δv_u ^*      …(14a)

v_vm ^*＝v_vmi ^*+Δv_v ^*      …(14b)

v_wm ^*＝v_wmi ^*+Δv_w ^*      …(14c)

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，在PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

在这样的控制中，直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在单相辅逆变器2a～2c的电压指令的运算中被减法计算。对负载12施加的电压成为三相主逆变器1的输出与单相辅逆变器2a～2c的输出的总和，所以所加法计算的操作量与所减法计算的操作量被相互抵消，由全体指令发生电路16输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对负载12施加的电压。

此处考虑u相中的三相主逆变器1、单相辅逆变器2a、负载12的电力。如果将负载12的功率因数设为cosθ，将三相主逆变器1的u相的电压设为v_um，将单相辅逆变器2a的电压设为v_us，将对负载12施加的电压设为v_u，将向负载12的u相流入的电流设为i_u，将三相主逆变器1的u相和辅逆变器2a向负载12供给的有效电力设为p_u，则有效电力p_u用以下的式(15)来表示。

p_u＝v_u·i_u·cosθ

  ＝(v_um+v_us)·i_u·cosθ      …(15)

将三相主逆变器1的u相和辅逆变器2a输出的电压v_um、v_us中包含的电压成分中的、由独立逆变器电压指令生成电路50输出的u相电压指令v_umi ^＊、v_usi ^＊引起的成分设为v_umi、v_usi，将由直流电压控制电路17输出的u相操作量Δv_u ^＊引起的成分设为Δv_u，将三相主逆变器1的u相输出的有效电力设为p_um，将单相辅逆变器2a输出的有效电力设为p_us。如果将Δv_u设为直流成分，则以下的关系式(16a)、(16b)、(17)成立。

p_um＝(v_um·cosθ+Δv_u)·i_u     …(16a)

p_us＝(v_us·cosθ-Δv_u)·i_u     …(16b)

p_u＝p_um+p_us    …(17)

通过这些式(16a)、(16b)、(17)可知，从三相主逆变器1的u相输出的有效电力中的Δv_u·i_u是被供给到单相辅逆变器2a、而不供给到负载12的成分。如果忽略由于单相辅逆变器2a中的损失而引起的功耗，则Δv_u·i_u被充电到单相辅逆变器2a的平滑电容器3a，平滑电容器3a的电压增大。另外，如果Δv_u·i_u是负的值，则相反地降低平滑电容器3a的电压。

这样单相辅逆变器2a的平滑电容器3a的电压被控制，但u相的操作量Δv_u ^＊被决定成使平滑电容器3a的直流电压v_dcsu追随指令值v_dcs＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。另外，对于v相、w相也与u相相同。

如上所述，在本实施方式中，在对电压·电流的瞬时值进行控制的电力变换装置中，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw被控生成维持期望的电压。因此，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略单相辅逆变器2a～2c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，从而简化装置结构，降低成本。

另外，在由于各控制电路的误差等，而无法仅通过对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整来高精度地控制平滑电容器3a～3c的直流电压的情况下，设置转换器而从交流电源11供给电力，但在该情况下，由于转换器的容量显著小于以往的容量即可，所以可以充分简化装置结构。

另外，在本实施方式3中将三相主逆变器1设为三相全桥的逆变器，但即使用3台单相辅逆变器2a～2c等那样的单相全桥的逆变器，也可以实现同样的控制。另外，即使三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c是三电平逆变器，也可以实现同样的控制。另外，只要无需对交流电源11再生电力，则转换器5也可以是二极管转换器。

实施方式4

在上述实施方式3中，在驱动信号生成电路18中，根据从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，不仅仅对三相主逆变器1而且还对单相辅逆变器2a～2c生成了电压指令，但在本实施方式中，单相辅逆变器2a～2c作为用于输出抵消三相主逆变器1所输出的电压高次谐波的电压的逆变器而动作。

在该情况下，代替上述实施方式3中示出的驱动信号生成电路18，而使用图11所示的驱动信号生成电路18a。其他电路结构与上述实施方式3相同。

驱动信号生成电路18a根据全体指令发生电路16和直流电压控制电路17的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成对各开关元件进行驱动的脉冲。如图11所示，向主逆变器瞬时电压指令生成电路71，输入从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊、和直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(18a)、(18b)、(18c)所示，向瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊加上从直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_u ^*+Δv_u ^*      …(18a)

v_vm ^*＝v_v ^*+Δv_v ^*      …(18a)

v_wm ^*＝v_w ^*+Δv_w ^*      …(18a)

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路72，也输入从全体指令发生电路16输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊、和从直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，进而还输入PWM电路45输出的三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm。根据这些输入信号在辅逆变器瞬时电压指令生成电路72中，根据以下的式(19a)、(19b)、(19c)运算出针对单相辅逆变器2a～2c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

v_us ^*＝v_u ^*-Δv_u ^*-v_umpwm  …(19a)

v_vs ^*＝v_v ^*-Δv_v ^*-v_vmpwm  …(19b)

v_ws ^*＝v_w ^*-Δv_w ^*-v_wmpwm  …(19c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

在这样的控制中，在三相主逆变器1中，输出基于对从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊加上从直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊的输出电压指令的电压。

在单相辅逆变器2a～2c中，输出基于从自全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊减去直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，并在三相变换后进而减去三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm的输出电压指令的电压。由于从瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊的信号减去电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm，所以瞬时电压的基波成分被抵消，辅逆变器最终电压指令44a成为输出与从三相主逆变器1输出的高次谐波逆相位的电压的指令，单相辅逆变器2a～2c进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波。

进而，与上述实施方式3同样地，直流电压控制电路17输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在单相辅逆变器2a～2c的电压指令的运算中被减法计算。因此，与上述实施方式3同样地，例如在u相中，三相主逆变器1输出的有效电力中的Δv_u·i_u被供给到单相辅逆变器2a，被充电到单相辅逆变器2a的平滑电容器3a。在Δv_u·i_u是正的值时，平滑电容器3a的电压增大，在负的值时，相反地降低平滑电容器3a的电压。这样单相辅逆变器2a的平滑电容器3a的电压被控制，u相的操作量Δv_u ^＊被决定成使平滑电容器3a的直流电压v_dcsu追随指令值v_dcs ^＊，所以可以可靠地维持期望的电压。另外，对于v相、w相也与u相相同。

三相主逆变器1输出的电压由于PWM控制而包括高次谐波，但在本实施方式中，使单相辅逆变器2a～2c进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波，所以对负载12供给的电压的高次谐波被抑制。

另外，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c的各直流电压V_dcsu、V_dcsv、V_dcsw被控生成维持期望的电压。因此，得到与上述实施方式3同样的效果，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化单相辅逆变器2a～2c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

实施方式5

图12是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的结构的图。在上述实施方式1～4中，在电力变换装置中，在三相主逆变器1的交流侧的各相输出线上串联连接了各相的单相辅逆变器2a～2c的交流侧，但在本实施方式中，在三相主逆变器1(第1单相逆变器的三相部分)的交流侧的各相输出线上串联连接了作为第二单向逆变器的2个单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的交流侧。以下，为便于说明，将单相辅逆变器2a～2c称为辅逆变器1组，将单相辅逆变器51a～51c称为辅逆变器2组。另外，各单相辅逆变器51a～51c的结构与图4中示出的单相辅逆变器2a～2c的结构相同。

三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。单相辅逆变器2a～2c在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器3a～3c，单相辅逆变器51a～51c在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器52a～52c。

另外，电力变换装置为了对三相主逆变器1和各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c进行控制，并且对各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的直流输入即平滑电容器3a～3c、52a～52c的电压进行控制，而具备全体指令发生电路13、直流电压控制电路57和驱动信号生成电路58。

全体指令发生电路13是发生向负载12的输出电压指令的电路，是将三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c、51a～51c全体合计输出的期望的电压作为dq轴上的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊而输出的控制电路。

直流电压控制电路57根据对各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的直流输入即平滑电容器3a～3c、52a～52c的电压进行测定的电压传感器4a～4c、53a～53c的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路57例如如图13所示那样构成，利用减法器61a求出电压传感器4a～4c测定的辅逆变器1组的平滑电容器3a～3c的直流电压V_dcs1u、V_dcs1v、V_dcs1w与指令值V_dcs1 ^＊的偏差，并利用控制器62a求出操作量。输出将该操作量利用dq轴分配电路63a分成d轴成分和q轴成分的d轴操作量、q轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d1v ^＊、Δv_q1v ^＊、Δv_d1w ^＊、Δv_q1w ^＊。

控制器62a由一般的PI控制等构成即可。另外dq轴分配电路63a将从控制器62a输出的操作量分配成d轴成分和q轴成分的方法选择与负载的种类和电力变换装置的使用目的一致的方法即可，可以使用使d轴·q轴的成分相等的方法、仅使用d轴或q轴的方法等任意方法。

关于辅逆变器2组也同样地，利用减法器61b求出由电压传感器53a～53c测定的辅逆变器2组的平滑电容器52a～52c的直流电压V_dcs2u、V_dcs2v、V_dcs2w与指令值V_dcs2 ^＊的偏差，并利用控制器62b求出操作量。输出将该操作量利用dq轴分配电路63b分成d轴成分和q轴成分的d轴操作量、q轴操作量Δv_d2u ^＊、Δv_q2u ^＊、Δv_d2v ^＊、Δv_q2v ^＊、Δv_d2w ^＊、Δv_q2w ^＊。其中，减法器61a、61b、控制器62a、62b、dq轴分配电路63a、63b分别是三相独立结构。

驱动信号生成电路58根据全体指令发生电路13和直流电压控制电路57的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路58例如如图14所示那样构成，根据从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路64生成三相主逆变器1的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊以及辅逆变器1组的dq轴电压指令v_ds1 ^＊、v_qs1 ^＊、辅逆变器2组的dq轴电压指令v_ds2 ^＊、v_qs2 ^＊。此时，各dq轴电压指令具有以下的式(20a)、(20b)所示的关系。

v_d ^*＝v_dm ^*+v_ds1 ^*+v_ds2 ^*     …(20a)

v_q ^*＝v_qm ^*+v_qs1 ^*+v_qs2 ^*     …(20a)

该生成方法可以使用根据构成各逆变器1、2a～2c、51a～51c的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、辅逆变器1组、辅逆变器2组所分担的电压的方法、将三相主逆变器1输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器1组瞬时电压指令生成电路65，输入独立逆变器电压指令生成电路64输出的辅逆变器1组的辅逆变器dq轴电压指令v_ds1 ^＊、v_qs1 ^＊、直流电压控制电路57输出的辅逆变器1组的dq轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d1v ^＊、Δv_q1v ^＊、Δv_d1w ^＊、Δv_q1w ^＊，根据以下的式(21a)、(21b)、(21c)运算出针对辅逆变器1组输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令68a(v_us1 ^＊、v_vs1 ^＊、v_ws1 ^＊)。

${v_{\mathrm{us}1}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}1}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}1}}^{*}\end{array}\right]...\left(21a\right)$

${v_{\mathrm{vs}1}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}1}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}1}}^{*}\end{array}\right]...\left(21b\right)$

${v_{\mathrm{ws}1}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}1}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}1}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}1}}^{*}\end{array}\right]...\left(21c\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令68a被输入到PWM电路68，PWM电路68输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对辅逆变器1组的各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

关于辅逆变器2组也同样地在辅逆变器2组瞬时电压指令生成电路66中，根据以下的式(22a)、(22b)、(22c)运算出辅逆变器最终电压指令69a(v_us2 ^＊、v_vs2 ^＊、v_ws2 ^＊)。

${v_{\mathrm{us}2}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(22a\right)$

${v_{\mathrm{vs}2}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(22b\right)$

${v_{\mathrm{ws}2}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}2}}^{*}-{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(22c\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令69a被输入到PWM电路69，PWM电路69输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对辅逆变器2组的各单相辅逆变器51a～51c进行驱动。

向主逆变器瞬时电压指令生成电路67，输入独立逆变器电压指令生成电路64输出的主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、直流电压控制电路57输出的dq轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d1v ^＊、Δv_q1v ^＊、Δv_d1w ^＊、Δv_q1w ^＊、Δv_d2u ^＊、Δv_q2u ^＊、Δv_d2v ^＊、Δv_q2v ^＊、Δv_d2w ^＊、Δv_q2w ^＊，根据以下的式(23a)、(23b)、(23c)运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令70a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

${v_{\mathrm{um}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}1}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{du}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}1}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qu}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(23a\right)$

${v_{\mathrm{vm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}1}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dv}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qv}1}}^{*}+{\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{qv}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(23b\right)$

${v_{\mathrm{wm}}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}1}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dw}2}}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{qw}1}}^{*}+{\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{qw}2}}^{*}\end{array}\right]...\left(23c\right)$

这样运算出的主逆变器最终电压指令70a被输入到PWM电路70，PWM电路70输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器进行驱动。

如上所述，三相主逆变器1、辅逆变器1组和辅逆变器2组被串联连接，所以对负载12施加的电压成为三相主逆变器1、辅逆变器1组和辅逆变器2组输出的电压的总和。直流电压控制电路57输出的dq轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d1v ^＊、Δv_q1v ^＊、Δv_d1w ^＊、Δv_q1w ^＊、Δv_d2u ^＊、Δv_q2u ^＊、Δv_d2v ^＊、Δv_q2v ^＊、Δv_d2w ^＊、Δv_q2w ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在逆变器1组、逆变器2组的电压指令的运算中被减法计算。由此所加法计算的操作量与所减法计算的操作量被相互抵消，由全体指令发生电路13输出的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊决定对负载12施加的电压。

将在dq轴上表示的对负载12施加的电压设为v_d、v_q，将在dq轴上表示的流向负载12的电流设为i_d、i_q。另外，如果将由独立逆变器电压指令生成电路64输出的各dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、v_ds1 ^＊、v_qs1 ^＊、v_ds2 ^＊、v_qs2 ^＊引起的电压成分设为v_dm、v_qm、v_ds1、v_qs1、v_ds2、v_qs2，并将对负载12供给的有效电力设为p，则用以下的式(24)来表示有效电力p。

p＝v_d·i_d+v_q·i_q

 ＝(v_dm+v_ds1+v_ds2)·i_d+

                  (v_qm+v_qs1+v_qs2)·i_q  …(24)

由于有效电力p是三相部分，所以例如用以下的式(25)来表示u相的有效电力p_u。

p_u＝p/3

  ＝(v_d·i_d+v_q·i_q)/3

  ＝{(v_dm+v_ds1+v_ds2)·i_d+

                  (v_qm+v_qs1+v_qs2)·i_q}/3     …(25)

另一方面，如果将三相主逆变器1的u相的有效电力设为p_mu，将单相辅逆变器2a的有效电力设为p_s1u，将单相辅逆变器51a的有效电力设为p_s2u，将由直流电压控制电路57输出的u相的dq轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d2u ^＊、Δv_q2u ^＊而引起的电压成分设为Δv_d1u、Δv_q1u、Δv_d2u、Δv_q2u，则p_mu、p_s1u、p_s2u也可以与上述式(25)同样地表示，用以下的式(26)～(28)表示。

p_mu＝{(v_dm+Δv_d1u+Δv_d2u)·i_d+

             (v_qm+Δv_q1u+Δv_q2u)·i_q}/3  …(26)

p_s1u＝{(v_ds-Δv_d1u)·i_d+

                   (v_qs-Δv_q1u)·i_q}/3   …(27)

p_s2u＝{(v_ds-Δv_d2u)·i_d+

                  (v_qs-Δv_q2u)·i_q}/3    …(28)

另外，p_u、p_mu、p_s1u、p_s2u满足以下的式(29)所示的关系。

p_u＝p_mu+p_s1u+p_s2u  …(29)

通过这些式(26)～(29)可知，三相主逆变器1输出的有效电力中的(Δv_d1u·i_d+Δv_q1u·i_q)/3被供给到单相辅逆变器2a，(Δv_d2u·i_d+Δv_q2u·i_q)/3被供给到单相辅逆变器51a。如果忽略由于单相辅逆变器2a、51a中的损失而引起的功耗，则(Δv_d1u·i_d+Δv_q1u·i_q)/3、(Δv_d2u·i_d+Δv_q2u·i_q)/3被充电到单相辅逆变器2a、51a的平滑电容器3a、52a，平滑电容器3a、52a的电压增大。另外，如果(Δv_d1u·i_d+Δv_q1u·i_q)/3、(Δv_d2u·i_d+Δv_q2u·i_q)/3是负的值，则相反地降低平滑电容器3a、52a的电压。

这样平滑电容器3a、52a的电压被控制，但u相的dq轴操作量Δv_d1u ^＊、Δv_q1u ^＊、Δv_d2u ^＊、Δv_q2u ^＊被决定成使平滑电容器3a、52a的直流电压v_dcs1u、v_dcs2u追随指令值v_dcs1＊、v_dcs2＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。

以上，示出了单相辅逆变器2a、51a的直流电压控制，但对于v相、w相也与u相相同。

在本实施方式中，如上所述，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c的各直流电压追随指令值，对各逆变器1、2a～2c、52a～52c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c、52a～52c的各直流电压被控生成维持期望的电压。因此，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略单相辅逆变器2a～2c、51a～51c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，从而简化装置结构，降低成本。

另外，在由于各控制电路的误差等，而无法仅通过对各逆变器1、2a～2c、51a～51c的输出电压指令进行调整来高精度地控制平滑电容器3a～3c、52a～52c的直流电压的情况下，设置转换器而从交流电源11供给电力，但在该情况下，由于转换器的容量显著小于以往的容量即可，所以可以充分简化装置结构。

另外，将三相主逆变器1设为三相全桥的逆变器，但即使用3台单相辅逆变器2a～2c等那样的单相全桥的逆变器，也可以实现同样的控制。另外，即使三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c、51a～51c是三电平逆变器，也可以实现同样的控制。另外，只要无需对交流电源11再生电力，则转换器5也可以是二极管转换器。

实施方式6

图15是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的结构的图。主电路与上述实施方式5的图12中示出的情况相同，但在本实施方式中，不使用dq轴上的电压指令，而从全体指令发生电路16输出三相的瞬时电压指令。

如图所示，电力变换装置具备全体指令发生电路16、直流电压控制电路81和驱动信号生成电路82，对三相主逆变器1和各单相辅逆变器2a～2c(辅逆变器1组)、单相辅逆变器51a～51c(辅逆变器2组)进行控制，并且对各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的直流输入即平滑电容器3a～3c、52a～52c的电压进行控制。

上述的全体指令发生电路16是发生向负载12的输出电压指令的电路，将三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c、51a～51c全体合计输出的期望的电压作为三相的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊而输出。

直流电压控制电路81根据对各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的直流输入即平滑电容器3a～3c、52a～52c的电压进行测定的电压传感器4a～4c、53a～53c的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路81例如如图16所示那样构成，利用减法器83a、83b求出电压传感器4a～4c、53a～53c测定的单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的直流电压V_dcs1u、V_dcs1v、V_dcs1w、V_dcs2u、V_dcs2v、V_dcs2w与指令值V_dcs1 ^＊、V_dcs2 ^＊的偏差，并利用控制器84a、84b求出操作量。该操作量是对各逆变器1、2a～2c、51a～51c的输出电压指令进行调整的量，以使各直流电压V_dcs1u、V_dcs1v、V_dcs1w、V_dcs2u、V_dcs2v、V_dcs2w追随指令值V_dcs1 ^＊、V_dcs2 ^＊，从直流电压控制电路81输出各相的操作量Δv_1u ^＊、Δv_1v ^＊、Δv_1w ^＊、Δv_2u ^＊、Δv_2v ^＊、Δv_2w ^＊。控制器84a～84c由一般的PI控制等构成即可。

驱动信号生成电路82根据全体指令发生电路16和直流电压控制电路81的输出，运算出三相主逆变器1以及单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路82例如如图17所示那样构成，根据从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路85生成三相主逆变器1的电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊以及单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的电压指令v_us1i ^＊、v_vs1i ^＊、v_ws1i ^＊、v_us2i ^＊、v_vs2i ^＊、v_ws2i ^＊。此时，各电压指令具有以下的式(30a)、(30b)、(30c)所示的关系。

v_u ^*＝v_umi ^*+v_us1i ^*+v_us2i ^*      …(30a)

v_v ^*＝v_vmi ^*+v_vs1i ^*+v_vs2i ^*      …(30b)

v_w ^*＝v_wmi ^*+v_ws1i ^*+v_ws2i ^*      …(30c)

在生成各个电压指令时，不受上述式(30a)、(30b)、(30c)以外的限制，而可以使用根据构成各逆变器1、2a～2c、51a～51c的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、单相辅逆变器2a～2c、单相辅逆变器51a～51c所分担的电压的方法、将三相主逆变器1或单相辅逆变器2a～2c、51a～51c输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器1组瞬时电压指令生成电路86，输入独立逆变器电压指令生成电路85输出的辅逆变器1组的辅逆变器电压指令v_us1i ^＊、v_vs1i ^＊、v_ws1i ^＊、直流电压控制电路81输出的辅逆变器1组的操作量Δv_1u ^＊、Δv_1v ^＊、Δv_1w ^＊，运算出针对单相辅逆变器2a～2c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令68a。此处，如以下的式(31a)、(31b)、(31c)所示，从独立逆变器电压指令生成电路85输出的辅逆变器1组的辅逆变器电压指令v_us1i ^＊、v_vs1i ^＊、v_ws1i ^＊减去从直流电压控制电路81输出的辅逆变器1组的操作量Δv_1u ^＊、Δv_1v ^＊、Δv_1w ^＊而运算出辅逆变器最终电压指令68a(v_us1 ^＊、v_vs1 ^＊、v_ws1 ^＊)。

v_us1 ^*＝v_us1i ^*-Δv_u1 ^*      …(31a)

v_vs1 ^*＝v_vs1i ^*-Δv_v1 ^*      …(31b)

v_ws1 ^*＝v_ws1i ^*-Δv_w1 ^*      …(31c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令68a被输入到PWM电路68，PWM电路68输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器2a～2c进行驱动。

向辅逆变器2组瞬时电压指令生成电路87，输入独立逆变器电压指令生成电路85输出的辅逆变器2组的辅逆变器电压指令v_us2i ^＊、v_vs2i ^＊、v_ws2i ^＊、和直流电压控制电路81输出的辅逆变器2组的操作量Δv_2u ^＊、Δv_2v ^＊、Δv_2w ^＊，运算出针对单相辅逆变器51a～51c输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令69a。此处，如以下的式(32a)、(32b)、(32c)所示，从独立逆变器电压指令生成电路85输出的辅逆变器2组的辅逆变器电压指令v_us2i ^＊、v_vs2i ^＊、v_ws2i ^＊减去从直流电压控制电路81输出的辅逆变器2组的操作量Δv_2u ^＊、Δv_2v ^＊、Δv_2w ^＊而运算出辅逆变器最终电压指令69a(v_us2 ^＊、v_vs2 ^＊、v_ws2 ^＊)。

v_us2 ^*＝v_us2i ^*-Δv_u2 ^*      …(32a)

v_vs2 ^*＝v_vs2i ^*-Δv_v2 ^*      …(32b)

v_ws2 ^*＝v_ws2i ^*-Δv_w2 ^*      …(32c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令69a被输入到PWM电路69，PWM电路69输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对各单相辅逆变器51a～51c进行驱动。

另外，向主逆变器瞬时电压指令生成电路88，输入独立逆变器电压指令生成电路85输出的主逆变器电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊、和直流电压控制电路81输出的操作量Δv_1u ^＊、Δv_1v ^＊、Δv_1w ^＊、Δv_2u ^＊、Δv_2v ^＊、Δv_2w ^＊，根据以下的式(33a)、(33b)、(33c)运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令70a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_umi ^*+Δv_u1 ^*+Δv_u2 ^*      …(33a)

v_vm ^*＝v_vmi ^*+Δv_v1 ^*+Δv_v2 ^*      …(33b)

v_wm ^*＝v_wmi ^*+Δv_w1 ^*+Δv_w2 ^*      …(33c)

这样运算出的主逆变器最终电压指令70a被输入到PWM电路70，PWM电路70输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器进行驱动。

如上所述，三相主逆变器1、辅逆变器1组和辅逆变器2组被串联连接，所以对负载12施加的电压成为三相主逆变器1、辅逆变器1组和辅逆变器2组输出的电压的总和。直流电压控制电路81输出的操作量Δv_1u ^＊、Δv_1v ^＊、Δv_1w ^＊、Δv_2u ^＊、Δv_2v ^＊、Δv_2w ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在逆变器1组、逆变器2组的电压指令的运算中被减法计算。由此所加法计算的操作量与所减法计算的操作量被相互抵消，由全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对负载12施加的电压。

此处考虑u相中的三相主逆变器1、单相辅逆变器2a、51a、负载12的电力。如果将负载12的功率因数设为cosθ，将三相主逆变器1的u相的电压设为v_um，将单相辅逆变器2a的电压设为v_us1，将单相辅逆变器51a的电压设为v_us2，将对负载12施加的电压设为v_u，将向负载12的u相流入的电流设为i_u，将三相主逆变器1的u相和单相辅逆变器2a、51a向负载12供给的有效电力设为p_u，则有效电力p_u用以下的式(34)来表示。

p_u＝v_u·i_u·cosθ

  ＝(v_um+v_us1+v_us2)·i_u·cosθ   …(34)

将v_um、v_us1、v_us2中包含的电压成分中的、由独立逆变器电压指令生成电路85输出的u相电压指令v_umi ^＊、v_us1i ^＊、v_us2i ^＊引起的成分设为v_umi、v_us1i、v_us2i，将由直流电压控制电路81输出的u相操作量Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊引起的成分设为Δ_v1、Δ_v2，将三相主逆变器1的u相输出的有效电力设为p_um，将单相辅逆变器2a输出的有效电力设为p_us1，将单相辅逆变器51a输出的有效电力设为p_us2。如果设为Δv_u1、Δv_u2是直流成分，则以下的关系式(35a)、(35b)、(35c)、(36)成立。

p_um＝(v_um·cosθ+Δv_u1+Δv_u2)·i_u  …(35a)

p_us1＝(v_us·cosθ-Δv_u1)·i_u   …(35b)

p_us2＝(v_us·cosθ-Δv_u2)·i_u   …(35c)

p_u＝p_um+p_us1+p_us2…(36)

通过这些式(35a)～(35c)、(36)可知，从三相主逆变器1的u相输出的有效电力中的Δv_u1·i_u是被供给到单相辅逆变器2a的成分，Δv_u2·i_u是被供给到单相辅逆变器51a的成分。如果忽略由于单相辅逆变器2a、51a中的损失而引起的功耗，则Δv_u1·i_u、Δv_u2·i_u被充电到单相辅逆变器2a、51a的平滑电容器3a、52a，平滑电容器3a、52a的电压增大。另外，如果Δv_u1·i_u、Δv_u2·i_u是负的值，则相反地降低平滑电容器3a、52a的电压。

这样平滑电容器3a、52a的电压被控制，但u相的操作量Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊被决定成使平滑电容器3a、52a的直流电压v_dcs1u、v_dcs2u追随指令值v_dcs1＊、v_dcs2＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。另外，对于v相、w相也与u相相同。

如上所述，在本实施方式中，在对电压·电流的瞬时值进行控制的电力变换装置中，决定操作量，以使单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c的各直流电压追随指令值，对各逆变器1、2a～2c、51a～51c的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器3a～3c、52a～52c的各直流电压被控生成维持期望的电压。因此，得到与上述实施方式5同样的效果，可以不从其他电力源向各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化单相辅逆变器2a～2c、51a～51c用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

另外，在上述实施方式5、6中，也可以如上述实施方式2、4中所述，单相辅逆变器2a～2c、51a～51c作为用于输出抵消三相主逆变器1所输出的电压高次谐波的电压的逆变器而动作。

实施方式7

图18是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的结构的图。

如图18所示，在电力变换装置中，三相主逆变器1与三相辅逆变器91的交流侧的各相输出线经由具备开路绕组的负载90串联连接。三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。三相辅逆变器91在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器92。

三相主逆变器1以及转换器5与上述实施方式1相同。

另外，此处将三相主逆变器1、三相辅逆变器91视为分别对第一单相逆变器、第二单相逆变器进行了星形接线的三相部分，在各相中，第一单相逆变器(三相主逆变器1的各相部分)、第二单相逆变器(三相辅逆变器91的各相部分)的交流侧经由负载90串联连接。

另外，电力变换装置为了对三相主逆变器1和三相辅逆变器91进行控制，并且对三相辅逆变器91的直流输入即平滑电容器92的电压进行控制，而具备全体指令发生电路13、直流电压控制电路94和驱动信号生成电路95。

全体指令发生电路13是与发生向负载12的输出电压指令的上述实施方式1同样的电路，是将三相主逆变器1以及三相辅逆变器91全体合计输出的期望的电压作为dq轴上的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊而输出的控制电路。

直流电压控制电路94根据对三相辅逆变器91的直流输入即平滑电容器92的直流电压进行测定的电压传感器93的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路94例如如图19所示那样构成，利用减法器96求出电压传感器93测定的三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压V_dcs与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器97求出操作量。该操作量对后述的各逆变器1、91的输出电压指令进行调整，以使直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，输出利用dq轴分配电路98分成d轴成分和q轴成分的d轴操作量、q轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊。

控制器97由一般的PI控制等构成即可。另外dq轴分配电路98将从控制器97输出的操作量分配成d轴成分和q轴成分的方法选择与负载的种类和电力变换装置的使用目的一致的方法即可，可以使用使d轴·q轴的成分相等的方法、仅使用d轴或q轴的方法等任意方法。

驱动信号生成电路95根据全体指令发生电路13和直流电压控制电路94的输出，运算出三相主逆变器1以及三相辅逆变器91的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路95例如如图20所示那样构成，根据从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路108生成三相主逆变器1的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊以及三相辅逆变器91的dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊。此时，各dq轴电压指令具有以下的式(37a)、(37b)所示的关系。

v_d ^*＝v_dm ^*-v_ds ^*      …(37a)

v_q ^*＝v_qm ^*-v_qs ^*      …(37b)

在生成三相主逆变器1的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊以及三相辅逆变器91的dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊时，不受上述式(37a)、(38b)以外的限制，而可以使用根据构成各逆变器1、91的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、三相辅逆变器91所分担的电压的方法、将三相主逆变器1或三相辅逆变器91输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路99，输入独立逆变器电压指令生成电路108输出的辅逆变器dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊、和直流电压控制电路94输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊，运算出针对三相辅逆变器91输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a。

在本实施方式中，如以下的式(38)所示，向独立逆变器电压指令生成电路108输出的辅逆变器dq轴电压指令v_ds ^＊、v_qs ^＊加上从直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊而变换成三相电压，运算出辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{us}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{vs}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{ws}}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{ds}}}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_d}^{*}\\ {v_{\mathrm{qs}}}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_q}^{*}\end{array}\right]...\left(38\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相辅逆变器91进行驱动。

另外，向主逆变器瞬时电压指令生成电路100，输入独立逆变器电压指令生成电路108输出的主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、和直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(39)所示，向独立逆变器电压指令生成电路108输出的主逆变器dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊加上从直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊而变换成三相电压，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v^wm＊)。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{um}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{vm}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{wm}}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{dm}}}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_d}^{*}\\ {v_{\mathrm{qm}}}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_q}^{*}\end{array}\right]...\left(39\right)$

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

由于三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接，所以对负载90施加的电压成为三相主逆变器1的输出电压与三相辅逆变器91的输出电压的差分。直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊分别被加到三相主逆变器1和三相辅逆变器91的各输出电压指令，所以被相互抵消，由全体指令发生电路13输出的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊决定对负载90施加的电压。

将在dq轴上表示的对负载90施加的电压设为v_d、v_q，将流向负载90的电流设为i_d、i_q，将对负载90供给的有效电力设为p。另外，如果将三相主逆变器1和三相辅逆变器91输出的电压中的、由独立逆变器电压指令生成电路108输出的dq轴电压指令v_dm ^＊、v_qm ^＊、v_ds ^＊、v_qs ^＊引起的电压成分设为v_dm、v_qm、v_ds、v_qs，则用以下的式(40)来表示有效电力p。

p＝v_d·i_d+v_q·i_q＝(v_dm-v_ds)·

                    i_d+(v_qm-v_qs)·i_q  …(40)

另一方面，如果将三相主逆变器1的有效电力设为p_m，将三相辅逆变器91的有效电力设为p_s，将由直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊而引起的电压成分设为Δv_d、Δv_q，则用以下的式(41)、(42)表示有效电力p_m、p_s。

p_m＝(v_dm+Δv_d)·i_d+(v_qm+Δv_q)·i_q   …(41)

p_s＝(v_ds+Δv_d)·(-i_d)+(v_qs+Δv_q)·(-i_q)

  ＝-(v_ds+Δv_d)·i_d-(v_qs+Δv_q)·i_q   …(42)

另外，p、p_m、p_s满足以下的式(43)所示的关系式。

p＝p_m+p_s      …(43)

通过这些式(41)～(43)可知，三相主逆变器1输出的有效电力中的(Δv_d·i_d+Δv_q·i_q)是被供给到三相辅逆变器91、而不供给到负载90的成分。如果忽略由于三相辅逆变器91中的损失而引起的功耗，则(Δv_d·i_d+Δv_q·i_q)被充电到三相辅逆变器91的平滑电容器92，平滑电容器92的电压增大。另外，如果(Δv_d·i_d+Δv_q·i_q)是负的值，则相反地降低平滑电容器92的电压。

这样平滑电容器92的电压被控制，但dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊被决定成使平滑电容器92的直流电压v_dcs追随指令值v_dcs＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。

如上所述，在本实施方式中，在三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接的电力变换装置中，决定操作量，以使三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压追随指令值，对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器92的直流电压被控生成维持期望的电压。因此，可以不从其他电力源向三相辅逆变器91的平滑电容器92供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化三相辅逆变器91用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，从而简化装置结构，降低成本。

另外，在本实施方式7中将三相主逆变器1、三相辅逆变器91设为三相全桥的逆变器，但即使在一方或双方的逆变器1、91中使用3台单相全桥的逆变器，也可以实现同样的控制。另外，即使三相主逆变器1、三相辅逆变器91是三电平逆变器，也可以实现同样的控制。另外，只要无需对交流电源11再生电力，则转换器5也可以是二极管转换器。

实施方式8

在上述实施方式7中，在驱动信号生成电路95中，根据从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊，不仅仅对三相主逆变器1而且还对三相辅逆变器91生成dq轴电压指令，但在本实施方式中，三相辅逆变器91作为用于输出抵消三相主逆变器1所输出的电压高次谐波的电压的逆变器而动作。

在该情况下，代替上述实施方式7中示出的驱动信号生成电路95，而使用图21所示的驱动信号生成电路95a。其他电路结构与上述实施方式7相同。

驱动信号生成电路95a根据全体指令发生电路13和直流电压控制电路94的输出，运算出三相主逆变器1以及三相辅逆变器91的各逆变器输出的电压而通过PWM生成对各开关元件进行驱动的脉冲。如图21所示，向主逆变器瞬时电压指令生成电路102，输入从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊、和直流电压控制电路94输出的d轴操作量、q轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(44)所示，向dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊加上从直流电压控制电路94输出的dq轴上的操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊而变换成三相电压，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{um}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{vm}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{wm}}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_d}^{*}\\ {v_q}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_q}^{*}\end{array}\right]...\left(44\right)$

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路101，也输入从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊、和直流电压控制电路94输出的dq操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊，进而还输入PWM电路45输出的三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm。根据这些输入信号在辅逆变器瞬时电压指令生成电路101中，根据以下的式(45)运算出针对三相辅逆变器91输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{us}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{vs}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{ws}}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}-{v_d}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_d}^{*}\\ -{v_q}^{*}+\mathrm{\Δ}{v_q}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{umpwm}}\\ v_{\mathrm{vmpwm}}\\ v_{\mathrm{wmpwm}}\end{array}\right]...\left(45\right)$

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相辅逆变器91进行驱动。

在这样的控制中，在三相主逆变器1中，输出基于对从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊加上从直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊的输出电压指令的电压。

在三相辅逆变器91中，输出基于使从全体指令发生电路13输出的dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊的极性反转之后加上直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊，并在三相变换后进而加上三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm的输出电压指令的电压。由于对将-v_d ^＊、-v_q ^＊变换成三相的瞬时电压的各相的信号加上电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm，所以由使dq轴电压指令v_d ^＊、v_q ^＊的极性反转的指令信号-v_d ^＊、-v_q ^＊引起的瞬时电压的基波成分被抵消，辅逆变器最终电压指令44a成为输出与从三相主逆变器1输出的高次谐波同相位的电压的指令。

由于三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接，所以对负载90施加的电压成为三相主逆变器1的输出电压与三相辅逆变器91的输出电压的差分。因此，三相辅逆变器91进行动作，以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波。

进而，与上述实施方式7同样地，直流电压控制电路94输出的dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊被分别加到三相主逆变器1和三相辅逆变器91的各输出电压指令，所以被相互抵消，由逆变器全体控制电路13输出的电压指令v_d ^＊、v_q ^＊决定对负载90施加的电压。因此，与上述实施方式7同样地，三相主逆变器1输出的有效电力中的(Δv_d·i_d+Δv_q·i_q)被供给到三相辅逆变器91，被充电到平滑电容器92。在(Δv_d·i_d+Δv_q·i_q)是正的值时，平滑电容器92的电压增大，在负的值时，降低平滑电容器92的电压。这样平滑电容器92的电压被控制，但dq轴操作量Δv_d ^＊、Δv_q ^＊被决定成使平滑电容器92的直流电压v_dcs追随指令值v_dcs ^＊，所以可以可靠地维持期望的电压。

三相主逆变器1输出的电压由于PWM控制而包括高次谐波，但在本实施方式中，在三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接的电力变换装置中，使三相辅逆变器91进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波，所以对负载90供给的电压的高次谐波被抑制。

另外，决定操作量，以使三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器92的直流电压V_dcs被控生成维持期望的电压。因此，得到与上述实施方式7同样的效果，可以不从其他电力源向三相辅逆变器91的平滑电容器92供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化三相辅逆变器91用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

实施方式9

图22是示出本发明的实施方式9的电力变换装置的结构的图。主电路与上述实施方式7的图18中示出的情况相同，但在本实施方式中，不使用dq轴上的电压指令值，而从全体指令发生电路16输出三相的瞬时电压指令。

如图所示，电力变换装置具备全体指令发生电路16、直流电压控制电路103和驱动信号生成电路104，对三相主逆变器1和三相辅逆变器91进行控制，并且对三相辅逆变器91的直流输入即平滑电容器92的电压进行控制。

上述的全体指令发生电路16是发生向负载90的输出电压指令的电路，将三相主逆变器1以及三相辅逆变器91全体合计输出的期望的电压作为三相的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊而输出。

直流电压控制电路103根据对三相辅逆变器91的直流输入即平滑电容器92的电压进行测定的电压传感器93的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路103例如如图23所示那样构成，利用减法器107求出电压传感器93测定的三相辅逆变器91的平滑电容器92的各直流电压V_dcs与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器105求出操作量。该操作量是对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整的量，以使直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，输出各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊。控制器105由一般的PI控制等构成即可。

驱动信号生成电路104根据全体指令发生电路16和直流电压控制电路103的输出，运算出三相主逆变器1以及三相辅逆变器91的各逆变器输出的电压而通过PWM生成驱动各开关元件的脉冲。该驱动信号生成电路104例如如图24所示那样构成，根据从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，利用独立逆变器电压指令生成电路109生成三相主逆变器1的电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊以及三相辅逆变器91的电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊。此时，各电压指令具有以下的式(46a)、(46b)、(46c)所示的关系。

v_u ^*＝v_umi ^*-v_usi ^*      …(46a)

v_v ^*＝v_vmi ^*-v_vsi ^*      …(46b)

v_w ^*＝v_wmi ^*-v_wsi ^*      …(46c)

在生成三相主逆变器1的电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊以及三相辅逆变器91的电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊时，不受上述式(46a)、(46b)、(46c)以外的限制，而可以使用根据构成各逆变器1、91的开关元件的耐压来决定三相主逆变器1、三相辅逆变器91所分担的电压的方法、将三相主逆变器1或三相辅逆变器91输出的电压设为一定的方法等任意的手段。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路110，输入独立逆变器电压指令生成电路109输出的辅逆变器电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊、和直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对三相辅逆变器91输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a。此处，如以下的式(47a)、(47b)、(47c)所示，向独立逆变器电压指令生成电路109输出的辅逆变器电压指令v_usi ^＊、v_vsi ^＊、v_wsi ^＊加上从直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊而运算出辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

v_us ^*＝v_usi ^*+Δv_u ^*      …(47a)

v_vs ^*＝v_vsi ^*+Δv_v ^*      …(47b)

v_ws ^*＝v_wsi ^*+Δv_w ^*      …(47c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相辅逆变器91进行驱动。

另外，向主逆变器瞬时电压指令生成电路111，输入独立逆变器电压指令生成电路109输出的主逆变器电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊、和直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。此处，如以下的式(48a)、(48b)、(48c)所示，向独立逆变器电压指令生成电路109输出的主逆变器电压指令v_umi ^＊、v_vmi ^＊、v_wmi ^＊加上从直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊而运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_umi ^*+Δv_u ^*      …(48a)

v_vm ^*＝v_vmi ^*+Δv_v ^*      …(48b)

v_wm ^*＝v_wmi ^*+Δv_w ^*      …(48c)

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

由于三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接，所以对负载90施加的电压成为三相主逆变器1的输出电压与三相辅逆变器91的输出电压的差分。直流电压控制电路103输出的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊分别被加到三相主逆变器1和三相辅逆变器91的各输出电压指令，所以被相互抵消，由全体指令发生电路16输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对负载90施加的电压。

此处考虑u相中的三相主逆变器1、三相辅逆变器91、负载90的电力。如果将负载90的功率因数设为cosθ，将三相主逆变器1的u相的电压设为v_um，将三相辅逆变器91的u相的电压设为v_us，将对负载90施加的电压设为v_u，将向负载90的u相流入的电流设为i_u，将三相主逆变器1的u相和三相辅逆变器91的u相向负载90供给的有效电力设为p_u，则有效电力p_u用以下的式(49)来表示。

p_u＝v_u·i_u·cosθ

  ＝(v_um，-v_us)·i_u·cosθ    …(49)

将三相主逆变器1的u相和三相辅逆变器91的u相输出的电压v_um、v_us中包含的电压成分中的、由独立逆变器电压指令生成电路109输出的u相电压指令v_umi ^＊、v_usi ^＊引起的成分设为v_umi、v_usi，将由直流电压控制电路103输出的u相操作量Δv_u ^＊引起的成分设为Δv_u，将三相主逆变器1的u相输出的有效电力设为p_um，将三相辅逆变器91的u相输出的有效电力设为p_us。如果将Δv_u设为直流成分，则以下的关系式(50a)、(50b)、(51)成立。

p_um＝(v_um·cosθ+Δv_u)·i_u     …(50a)

p_us＝(v_us·cosθ+Δv_u)·(-i_u)  …(50b)

p_u＝p_um+p_us  …(51)

通过这些式(50a)、(50b)、(51)可知，从三相主逆变器1的u相输出的有效电力中的Δv_u·i_u是被供给到三相辅逆变器91的u相、而不供给到负载90的成分。另外，对于v相、w相，也与u相相同。

如果忽略由于三相辅逆变器91中的损失而引起的功耗，则从各相供给的有效电力Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w被充电到三相辅逆变器91的平滑电容器92，提高平滑电容器92的电压。另外，如果Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w是负的值，则相反地降低平滑电容器92的电压。

这样三相辅逆变器91的平滑电容器92的电压被控制，但各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊被决定成使平滑电容器92的直流电压v_dcs追随指令值v_dcs＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。

如上所述，在本实施方式中，在三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接，且对电压·电流的瞬时值进行控制的电力变换装置中，决定各相的操作量，以使三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器92的各直流电压V_dcs被控生成维持期望的电压。因此，可以不从其他电力源向三相辅逆变器91的平滑电容器92供给电力而维持期望的直流电压，可以省略三相辅逆变器91用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

另外，在由于各控制电路的误差等，而无法仅通过对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整来高精度地控制平滑电容器92的直流电压的情况下，设置转换器而从交流电源11供给电力，但在该情况下，由于转换器的容量显著小于以往的容量即可，所以可以充分简化装置结构。

另外，在本实施方式9中将三相主逆变器1、三相辅逆变器91设为三相全桥的逆变器，但即使在一方或双方的逆变器1、91中使用3台单相全桥的逆变器，也可以实现同样的控制。另外，即使三相主逆变器1、三相辅逆变器91是三电平逆变器，也可以实现同样的控制。另外，只要无需对交流电源11再生电力，则转换器5也可以是二极管转换器。

实施方式10

在上述实施方式9中，在驱动信号生成电路104中，根据从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，不仅仅对三相主逆变器1而且还对三相辅逆变器91生成电压指令，但在本实施方式中，三相辅逆变器91作为用于输出抵消三相主逆变器1所输出的电压高次谐波的电压的逆变器而动作。

在该情况下，代替上述实施方式9中示出的驱动信号生成电路104，而使用图25所示的驱动信号生成电路104a。其他电路结构与上述实施方式9相同。

驱动信号生成电路104a根据全体指令发生电路16和直流电压控制电路103的输出，运算出三相主逆变器1以及三相辅逆变器91的各逆变器输出的电压而通过PWM生成对各开关元件进行驱动的脉冲。如图25所示，向主逆变器瞬时电压指令生成电路112，输入从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊、和直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出针对三相主逆变器1输出的电压瞬时值的指令即主逆变器最终电压指令45a。

在该情况下，如以下的式(52a)、(52b)、(52c)所示，向瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊加上从直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，运算出主逆变器最终电压指令45a(v_um ^＊、v_vm ^＊、v_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_u ^*+Δv_u ^*      …(52a)

v_vm ^*＝v_v ^*+Δv_v ^*      …(52b)

v_wm ^*＝v_w ^*+Δv_w ^*      …(52c)

这样运算出的主逆变器最终电压指令45a被输入到PWM电路45，PWM电路45输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

向辅逆变器瞬时电压指令生成电路113，也输入从全体指令发生电路16输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊、和从直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊，进而还输入PWM电路45输出的三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm。根据这些输入信号在辅逆变器瞬时电压指令生成电路113中，根据以下的式(53a)、(53b)、(53c)运算出针对三相辅逆变器91输出的电压瞬时值的指令即辅逆变器最终电压指令44a(v_us ^＊、v_vs ^＊、v_ws ^＊)。

v_us ^*＝-v_u ^*+Δv_u ^*+v_umpwm  …(53a)

v_vs ^*＝-v_v ^*+Δv_v ^*+v_vmpwm  …(53b)

v_ws ^*＝-v_w ^*+Δv_w ^*+v_wmpwm  …(53c)

这样运算出的辅逆变器最终电压指令44a被输入到PWM电路44，PWM电路44输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相辅逆变器91进行驱动。

在这样的控制中，在三相主逆变器1中，输出基于对从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊加上从直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊的输出电压指令的电压。

在三相辅逆变器91中，输出基于使从全体指令发生电路16输出的瞬时电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊的极性反转之后加上直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊、和三相主逆变器1的电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm的输出电压指令的电压。由于向将-v_u ^＊、-v_v ^＊、-v_w ^＊变换成三相的瞬时电压的各相的信号加上电压脉冲信号v_umpwm、v_vmpwm、v_wmpwm，所以由使极性反转的电压指令-v_u ^＊、-v_v ^＊、-v_w ^＊引起的瞬时电压的基波成分被抵消，辅逆变器最终电压指令44a成为输出与从三相主逆变器1输出的高次谐波同相位的电压的指令。

由于三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由负载90串联对置连接，所以对负载90施加的电压成为三相主逆变器1的输出电压与三相辅逆变器91的输出电压的差分。因此，三相辅逆变器91进行动作，以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波。

进而，与上述实施方式9同样地，直流电压控制电路103输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊被分别加到三相主逆变器1和三相辅逆变器91的各输出电压指令，所以被相互抵消，由全体指令发生电路16输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对负载90施加的电压。因此，与上述实施方式9同样地，三相主逆变器1输出的有效电力中的从各相供给的有效电力Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w被充电到三相辅逆变器91的平滑电容器92，使平滑电容器92的电压上升。另外，如果Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w是负的值，则相反地降低平滑电容器92的电压。

这样三相辅逆变器91的平滑电容器92的电压被控制，但各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊被决定成使平滑电容器92的直流电压v_dcs追随指令值v_dcs ^＊，因此，可以可靠地维持期望的电压。

三相主逆变器1输出的电压由于PWM控制而包括高次谐波，但在本实施方式中，使三相辅逆变器91进行动作以消除三相主逆变器1输出的电压高次谐波，所以对负载90供给的电压的高次谐波被抑制。

另外，决定操作量，以使三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整，从而平滑电容器92的直流电压V_dcs被控生成维持期望的电压。因此，得到与上述实施方式9同样的效果，可以不从其他电力源向三相辅逆变器91的平滑电容器92供给电力而维持期望的直流电压，可以省略/简化三相辅逆变器91用的转换器，并可以将多绕组变压器置换成电抗器等，而简化装置结构，降低成本。

实施方式11

以下，根据附图，对本发明的实施方式11的电力变换装置进行说明。

图26是示出本发明的实施方式11的电力变换装置的结构的图。如图26所示，在电力变换装置中，在三相主逆变器1的交流侧的各相输出线上串联连接了各相的单相辅逆变器2的交流侧。

三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。u相、v相、w相的各单相辅逆变器2在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器3，交流侧的一端与三相主逆变器1连接，另一端与作为负载的电动机12连接，构成u相、v相、w相的辅逆变器7a～7c。

以上的主电路结构与上述实施方式1～4相同，但在此处将负载12设为电动机，并且为便于说明，将u相、v相、w相的各单相辅逆变器2a～2c、各平滑电容器3a～3c设为各单相辅逆变器2、各平滑电容器3，而仅图示出u相。

另外，对于三相主逆变器1、转换器5以及各单相辅逆变器2的各电路结构，也与图2～图4所示的结构相同。进而，在该情况下也将三相主逆变器1视为对第一单相逆变器进行星形接线的三相部分，在各相中，第一单相逆变器(三相主逆变器1的各相部分)与作为第二单相逆变器的单相辅逆变器2的交流侧串联连接。

本实施方式11的电力变换装置如图26所示，为了对各单相辅逆变器2的平滑电容器3进行初始充电，而具备初始充电控制装置。该初始充电控制装置具备电流控制电路13a、直流电压控制电路14a、加法器15a、增益116、PWM电路117、118以及电流传感器19。

以下，对u相的初始充电控制装置的u相辅逆变器部7a的平滑电容器3的初始充电进行说明。另外，对于v相、w相也具备同样的初始充电控制装置而同样地控制，也可以将各相的初始充电控制装置构成为1个装置。

电流控制电路13a是对由电流传感器19测定的流过电动机12的电流进行反馈控制的控制电路，输出向三相主逆变器1的电压指令v_u ^＊，以使测定的电流追随指令值。

此处，电流指令值设为构成各逆变器1、2的开关元件的电流容量以下的值，电流指令v_u ^＊设为直流电压的指令。

直流电压控制电路14a根据对单相辅逆变器2的直流输入即平滑电容器3的电压进行测定的电压传感器4的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路14a例如如图27所示那样构成，利用减法器119求出电压传感器4测定的单相辅逆变器2的平滑电容器3的直流电压V_dcsu与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器120求出操作量Δv_u ^＊。该操作量是调整各逆变器1、2的输出电压指令的量，以使直流电压V_dcsu追随指令值V_dcs ^＊。另外，控制器120由一般的PI控制等构成即可。

由加法器115如以下的式(54)所示对电流控制电路13a输出的电压指令v_u ^＊与直流电压控制电路14a输出的操作量Δv_u ^＊进行加法计算，运算出成为三相主逆变器1的u相输出电压指令的主逆变器电压指令117a(v_um ^＊)。

v_um ^*＝v_u ^*+Δv_u ^*   …(54)

这样运算出的主逆变器最终电压指令117a被输入到PWM电路117，PWM电路117输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

另一方面，由增益116对直流电压控制电路14a输出的操作量Δv_u ^＊乘上-1而使极性反转，运算出成为u相的单相辅逆变器2的输出电压指令的辅逆变器电压指令118a(v_us ^＊＝-Δv_u ^＊)。

这样运算出的辅逆变器电压指令118a被输入到PWM电路118，PWM电路118输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对单相辅逆变器2进行驱动。

三相主逆变器1与单相辅逆变器2被串联连接，三相主逆变器1与单相辅逆变器2输出的电压的合计值成为电动机12的电压。在单相辅逆变器2中通过反转操作量Δv_u ^＊的极性的电压指令而输出电压。因此，三相主逆变器1输出的电压中的、由操作量Δv_u ^＊引起的电压成分Δv_u通过单相辅逆变器2输出的电压而被相互抵消，通过电流控制电路13a输出的电压指令v_u ^＊决定对电动机12施加的电压。

由此电流控制电路13a与直流电压控制电路14a独立地动作，直流电压控制电路14a输出的操作量Δv_u ^＊不会对电动机12产生影响。

这样，由电流控制电路13a对流过三相主逆变器1、单相辅逆变器2的电流进行控制，通过如上所述使用开关元件的电流容量以下的电流指令值，可以从由于过电流引起的破坏保护开关元件，并且还不会使保护电路动作。通过将电流指令值设定成电流容量以下的尽可能大的值，可以将开关元件的电流容量使用至最大，而迅速地进行初始充电。

如上所述，通过电流控制电路13a输出的电压指令v_u ^＊决定对电动机12施加的电压，而施加不使电动机12旋转的直流电压。

此处考虑u相中的三相主逆变器1、单相辅逆变器2、电动机12的电力。如果将三相主逆变器1的电压设为v_um，将单相辅逆变器2的电压设为v_us，将对电动机12施加的电压设为v_u，将向电动机12流入的电流设为i_u，将三相主逆变器1和辅逆变器2向电动机12供给的有效电力设为p_u，则有效电力pu用以下的式(55)来表示。

p_u＝v_u·i_u

＝(v_um+v_us)·i_u    …(55)

如果将三相主逆变器1和辅逆变器2输出的电压v_um、v_us中包含的电压成分中的、由操作量Δv_u ^＊引起的成分设为Δv_u，将三相主逆变器1输出的电力设为p_mu，将单相辅逆变器2输出的电力设为p_su，则用以下的式(56)、(57)表示p_mn、p_su。

p_mu＝v_um·i_u

   ＝(v_u+Δv_u)·i_u  …(56)

p_su＝v_us·i_u

   ＝-Δv_u·i_u      …(57)

在p_u、p_mu、p_su之间存在以下的式(58)所示的关系。

p_u＝p_mu+p_su         …(58)

通过这些式(56)～(58)可知，从三相主逆变器1输出的电力中的Δv_u·i_u是被供给到单相辅逆变器2、而不供给到电动机12的成分。如果忽略由于单相辅逆变器2中的损失而引起的功耗，则Δv_u·i_u被充电到单相辅逆变器2的平滑电容器3，使平滑电容器3的电压增大。

通过进行这样的控制，可以不使电动机12动作而从三相主逆变器1向单相辅逆变器2供给电力而对平滑电容器3进行充电。因此，无需对平滑电容器3进行充电的充电电路。

另外，对于v相、w相也设为同样的结构，从而可以各相独立地对单相辅逆变器2的平滑电容器3进行充电。另外，即使将三相主逆变器构成为在各相中使用了单相逆变器，也可以通过同样的方法来进行充电。

如上所述，在本实施方式中，无需从外部电源接受经由转换器的电力供给而可以对单相辅逆变器2的平滑电容器3进行初始充电，用于向平滑电容器3供给电力的转换器被省略，而成为适合于促进小型化、简化的电力变换装置的结构。

另外，以上那样的初始充电控制还可以应用于上述实施方式1～4。在该情况下，设置对向负载12的电流进行检测的电流传感器19，使用全体指令发生电路13、16、直流电压控制电路14、17以及驱动信号生成电路15(15a)、18(18a)对单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c进行初始充电。从全体指令发生电路13、16输出不使负载12动作的电压的指令，但将该输出电压指令设为三相主逆变器1的输出电压指令，单相辅逆变器2a～2c的输出电压指令设定成0。然后，使用由直流电压控制电路14、17所得到的操作量对各逆变器1、2a～2c的输出电压指令进行调整。由此可以与上述实施方式11同样地对单相辅逆变器2a～2c的平滑电容器3a～3c进行初始充电，得到同样的效果。

实施方式12

图28是示出本发明的实施方式12的电力变换装置的结构的图。在上述实施方式11中，在电力变换装置中，三相主逆变器1的交流侧的各相输出线上串联连接了各相的单相辅逆变器2的交流侧，但在本实施方式中，将2个单相辅逆变器2、51的交流侧串联连接而构成各相的辅逆变器部54a～54c，三相主逆变器1(第一单相逆变器的三相部分)的交流侧的各相输出线上串联连接作为第二单相逆变器的2个单相辅逆变器2、51而向电动机12供给电力。

第二单相辅逆变器51的电路结构与单相辅逆变器2相同(参照图4)，但输出电压等的规格可以与单相辅逆变器2不同。

三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。u相、v相、w相的各单相辅逆变器2、51在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器3、52。

以上的主电路结构与上述实施方式5、6相同，但在此处将负载12设为电动机，并且为便于说明，将u相、v相、w相的各单相辅逆变器2a～2c、51a～51c、各平滑电容器3a～3c、52a～52c设为各单相辅逆变器2、51、各平滑电容器3、52，而仅图示出u相。

本实施方式12的电力变换装置如图28所示，为了对各单相辅逆变器2、51的平滑电容器3、52进行初始充电，而具备初始充电控制装置，该初始充电控制装置具备电流控制电路13a、直流电压控制电路14a、14b、加法器115、123、增益116、121、PWM电路117、118、122以及电流传感器19。

以下，对u相的初始充电控制装置的u相辅逆变器部54a的平滑电容器3、52的初始充电进行说明。另外，对于v相、w相也具备同样的初始充电控制装置而同样地控制，也可以将各相的初始充电控制装置构成为1个装置。

电流控制电路13a是对由电流传感器19测定的流过电动机12的电流进行反馈控制的控制电路，输出向三相主逆变器1的电压指令v_u ^＊，以使测定的电流追随指令值。

此处，电流指令值设为构成各逆变器1、2、51的开关元件的电流容量以下的值，电流指令v_u ^＊设为直流电压的指令。

直流电压控制电路14a、14b根据对上述单相辅逆变器2、51的直流输入即平滑电容器3、52的电压进行测定的电压传感器4、53的输出进行控制运算，输出对各逆变器1、2、51的输出电压指令进行调整的操作量Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊。该直流电压控制电路14a、14b求出电压传感器4、53测定出的平滑电容器3、52的直流电压与指令值的偏差，求出Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊以使该直流电压追随指令值。

由加法器115向电流控制电路13a输出的电压指令Δv_u ^＊加上直流电压控制电路14a输出的操作量Δv_u1 ^＊，进而由加法器123加上直流电压控制电路14b输出的操作量Δv_u2 ^＊，运算出成为三相主逆变器1的u相输出电压指令的主逆变器电压指令117a(v_um ^＊＝v_u ^＊+Δv_u1 ^＊+Δv_u2 ^＊)。

这样运算出的主逆变器电压指令117a被输入到PWM电路117，PWM电路117输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

另一方面，由增益116对直流电压控制电路14a输出的操作量Δv_u1 ^＊乘上-1而使极性反转，运算出成为单相辅逆变器2的输出电压指令的辅逆变器电压指令118a(v_us1 ^＊＝-Δv_u1 ^＊)。

这样运算出的辅逆变器电压指令118a被输入到PWM电路118，PWM电路118输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对单相辅逆变器2进行驱动。

另外，由增益121对直流电压控制电路14b输出的操作量Δv_u2 ^＊乘上-1而使极性反转，运算出成为第二单相辅逆变器51的输出电压指令的第二辅逆变器电压指令122a(v_us2 ^＊＝-Δv_u2 ^＊)。

这样运算出的第二辅逆变器电压指令122a被输入到PWM电路122，PWM电路122输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对第二单相辅逆变器51进行驱动。

如上所述，三相主逆变器1、单相辅逆变器2、第二单相辅逆变器51被串联连接，所以对电动机12施加的电压成为各逆变器1、2、51输出的电压总和。直流电压控制电路14a、14b输出的操作量Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊在三相主逆变器1的电压指令的运算中被加法计算，在单相辅逆变器2、51的电压指令的运算中被减法计算。各逆变器1、2、51输出的电压中的、由被加法计算的操作量引起的电压成分与由被减法计算的操作量引起的电压成分被相互抵消，由电流控制电路13a输出的电压指令v_u ^＊决定对电动机12施加的电压。

由此电流控制电路13a与直流电压控制电路14a、14b独立地动作，直流电压控制电路14a、14b输出的操作量不会对电动机12产生影响。

这样，由电流控制电路13a对流过三相主逆变器1、单相辅逆变器2、52的电流进行控制，通过如上所述使用开关元件的电流容量以下的电流指令值，可以从由于过电流引起的破坏保护开关元件，并且还不会使保护电路动作。通过将电流指令值设定成电流容量以下的尽可能大的值，可以将开关元件的电流容量使用至最大，而迅速地进行初始充电。

如上所述，通过电流控制电路13a输出的电压指令v_u ^＊决定对电动机12施加的电压，而施加不使电动机12旋转的直流电压。

此处，如果将向电动机12流入的电流设为i_u，将各逆变器1、2、51输出的电压中的由操作量Δv_u1 ^＊、Δv_u2 ^＊引起的电压成分设为Δv_u1、Δv_u2，而考虑u相中的三相主逆变器1、单相辅逆变器2、51的电力，则从三相主逆变器1输出的电力中的Δv_u·i_u是被供给到单相辅逆变器2的成分，Δv_u2·i_u2是被供给到第二单相辅逆变器51的成分。如果忽略由于单相辅逆变器2、51中的损失而引起的功耗，则Δv_u1·i_u、Δv_u2·i_u被充电到单相辅逆变器2、51的平滑电容器3、52，使平滑电容器3、52的电压增大。

通过进行这样的控制，可以不使电动机12动作而从三相主逆变器1向单相辅逆变器2、51供给电力而对平滑电容器3、52进行充电。因此，无需对平滑电容器3、52进行充电的充电用电路。

另外，对于v相、w相也设为同样的结构，从而可以各相独立地对辅逆变器的平滑电容器进行充电。另外，即使将三相主逆变器1构成为在各相中使用了单相逆变器，也可以通过同样的方法来进行充电。

如上所述，在本实施方式的电力变换装置中，无需从外部电源接受经由转换器的电力供给而可以对单相辅逆变器2、51的平滑电容器3、52进行初始充电，所以用于向平滑电容器3、52供给电力的转换器被省略，而成为适合于促进小型化、简化的电力变换装置的结构。

另外，以上那样的初始充电控制还可以应用于上述实施方式5、6。在该情况下，设置对向负载12的电流进行检测的电流传感器19，使用全体指令发生电路13、16、直流电压控制电路57、81以及驱动信号生成电路58、82对单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c进行初始充电。从全体指令发生电路13、16输出不使负载12动作的电压的指令，但将该输出电压指令设为三相主逆变器1的输出电压指令，单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的输出电压指令设定成0。然后，使用由直流电压控制电路57、81所得到的操作量对各逆变器1、2a～2b、51a～51c的输出电压指令进行调整。由此可以与上述实施方式12同样地对单相辅逆变器2a～2c、51a～51c的平滑电容器3a～3c、52a～52c进行初始充电，得到同样的效果。

实施方式13

图29是示出本发明的实施方式13的电力变换装置的结构的图。

如图所示，在电力变换装置中，三相主逆变器1与三相辅逆变器91的交流侧的各相输出线经由作为具备开路绕组的负载的开路绕组电动机90串联连接。三相主逆变器1在直流侧具备作为第一直流电源的平滑电容器6，进而并联地具备转换器5。在转换器5的交流侧经由电抗器10连接了交流电源11。三相辅逆变器91在直流侧具备作为第二直流电源的平滑电容器92。

三相主逆变器1以及转换器5与上述各实施方式相同。

另外，此处将三相主逆变器1、三相辅逆变器91分别视为对第一单相逆变器、第二单相逆变器进行了星形接线的三相部分，在各相中，第一单相逆变器(三相主逆变器1的各相部分)和第二单相逆变器(三相辅逆变器91的各相部分)的交流侧经由开路绕组电动机90串联连接。

以上的主电路结构与上述实施方式7～10相同，但在此处将负载90设为开路绕组电动机而进行说明。

本实施方式13的电力变换装置如图29所示，为了对三相辅逆变器91的平滑电容器92进行初始充电，而具备初始充电控制装置，该初始充电控制装置具备电流控制电路13b、直流电压控制电路14c、加法器126、PWM电路124、125以及电流传感器55a～55c。

电流控制电路13b是对由电流传感器55a～55c测定的流过开路绕组电动机90的各相电流进行反馈控制的控制电路，输出向三相主逆变器1的各相的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊，以使测定的各相电流追随指令值。

此处，电流指令值设为构成各逆变器1、91的开关元件的电流容量以下的值，各相的电流指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊设为直流电压的指令。

直流电压控制电路14c根据对三相辅逆变器91的直流输入即平滑电容器92的电压进行测定的电压传感器93的输出进行控制运算，输出作为操作量的电压指令。该直流电压控制电路14c例如如图30所示那样构成，利用减法器127求出电压传感器93测定的三相辅逆变器91的平滑电容器92的直流电压V_dcs与指令值V_dcs ^＊的偏差，并利用控制器128求出操作量。该操作量是调整各逆变器1、91的输出电压指令的量，以使直流电压V_dcs追随指令值V_dcs ^＊，向三相分配电路129输入该操作量而输出分配成三相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊。控制器128由一般的PI控制等构成即可，另外，三相分配电路129分配成三相的方法也可以是任意方法，例如可以进行分配以使三相成为相同值。

接下来，由加法器126如以下的式(59a)、(59b)、(59c)所示对电流控制电路13b输出的各相的电压指令值v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊与直流电压控制电路14c输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊进行加法计算，运算出成为三相主逆变器1的输出电压指令的主逆变器电压指令124a(Δv_um ^＊、Δv_vm ^＊、Δv_wm ^＊)。

v_um ^*＝v_u ^*+Δv_u ^*      …(59a)

v_vm ^*＝v_v ^*+Δv_v ^*      …(59b)

v_wm ^*＝v_w ^*+Δv_w ^*      …(59c)

这样运算出的主逆变器电压指令124a被输入到PWM电路124，PWM电路124输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相主逆变器1进行驱动。

另一方面，将直流电压控制电路14c输出的各相的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊直接采用成三相辅逆变器91的各相输出电压指令即辅逆变器电压指令125a，该辅逆变器电压指令125a(Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊)被输入到PWM电路125，PWM电路125输出脉宽调制后的电压脉冲信号而对三相辅逆变器91进行驱动。

三相主逆变器1与三相辅逆变器91经由开路绕组电动机90被串联对置连接，所以对开路绕组电动机90施加的电压成为三相主逆变器1的输出电压与三相辅逆变器91的输出电压的差分。直流电压控制电路14c输出的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊在三相主逆变器1与三相辅逆变器91的各输出电压指令中分别以正极性形式被包含，所以被相互抵消，由电流控制电路13b输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对开路绕组电动机90施加的电压。

由此电流控制电路13b与直流电压控制电路14c独立地动作，直流电压控制电路14c输出的操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊不会对开路绕组电动机90产生影响。

这样，由电流控制电路13b对流过三相主逆变器1、三相辅逆变器91的电流进行控制，通过如上所述使用开关元件的电流容量以下的电流指令值，可以从由于过电流引起的破坏保护开关元件，并且还不会使保护电路动作。通过将电流指令值设定成电流容量以下的尽可能大的值，可以将开关元件的电流容量使用至最大，而迅速地进行初始充电。

如上所述，通过电流控制电路13b输出的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊决定对开路绕组电动机90施加的电压，而施加不使开路绕组电动机90旋转的直流电压v_u、v_v、v_w。

如果将流过开路绕组电动机90的各相电流设为i_u、i_v、i_w，将向开路绕组电动机90供给的电力设为p，则以下的关系式(60)成立。

p＝v_u·i_u+v_v·i_v+v_w·i_w  …(60)

如果将三相主逆变器1和三相辅逆变器91输出的电压中包含的成分中的、由操作量Δv_u ^＊、Δv_v ^＊、Δv_w ^＊引起的成分设为Δv_u、Δv_v、Δv_w，将三相主逆变器1输出的电力设为p_m，将三相辅逆变器91输出的电力设为p_s，则用以下的式(61)、(62)表示p_m、p_s。

p_m＝(v_u+Δv_u)·i_u+(v_v+Δv_v)·

                    i_v+(v_w+Δv_w)·i_w  …(61)

p_s＝Δv_u·(-i_u)+Δv_v·(-i_v)+Δv_w·(-i_w)  …(62)

另外，在p、p_m、p_s之间存在以下的式(63)所示的关系。

p＝p_m+p_s  …(63)

通过这些式(61)～(63)可知，从三相主逆变器1输出的电力中的Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w是被供给到三相辅逆变器91、而不供给到开路绕组电动机90的成分。

如果忽略由于三相辅逆变器91中的损失而引起的功耗，则Δv_u·i_u+Δv_v·i_v+Δv_w·i_w被充电到三相辅逆变器91的平滑电容器92，使平滑电容器92的电压上升。

通过进行这样的控制，可以不使开路绕组电动机90动作而同时从三相主逆变器1向三相辅逆变器91供给电力而对平滑电容器92进行充电，可以无需对平滑电容器92进行充电的充电用电路。

另外，三相主逆变器1、三相辅逆变器91不限于上述说明的三相逆变器，即使构成为在各相中使用了单相逆变器，也可以通过同样的方法进行充电。

如上所述，在本实施方式的电力变换装置中，无需从外部电源接受经由转换器的电力供给而可以对三相辅逆变器91的平滑电容器92进行初始充电，所以用于向平滑电容器92供给电力的转换器被省略，而成为适合于促进小型化、简化的电力变换装置的结构。

另外，以上那样的初始充电控制还可以应用于上述实施方式7～10。在该情况下，设置对向负载90的电流进行检测的电流传感器55a～55c，使用全体指令发生电路13、16、直流电压控制电路94、103以及驱动信号生成电路95(95a)、104(104a)对三相辅逆变器91的平滑电容器92进行初始充电。从全体指令发生电路13、16输出不使负载90动作的电压的指令，但将该输出电压指令设为三相主逆变器1的输出电压指令，三相辅逆变器91的输出电压指令设定成0。然后，使用由直流电压控制电路94、103所得到的操作量对各逆变器1、91的输出电压指令进行调整。由此可以与上述实施方式13同样地对三相辅逆变器91的平滑电容器92进行初始充电，得到同样的效果。

实施方式14

在上述各实施方式11～13中，将对电动机12、开路绕组电动机90(以下简称为电动机12、90)施加的电压设为直流电压，但只要是不使电动机12、90动作的电压，也可以是交流电压。

将对电动机12、90施加的u～w相的各相电压分别设为v_u、v_v、v_w，将u相电压的振幅设为V，将角频率设为ω，将时间设为t，而向电动机12、90施加例如用以下的式(64a)～(64c)表示的交流电压。

v_u＝Vsinωt    …(64a)

v_v＝(V/2)·sin(ωt-180°)      …(64b)

v_w＝(V/2)·sin(ωt-180°)      …(64c)

在这样的交流电压中由于不产生旋转磁场，所以电动机12、90不动作。因此，通过从电流控制电路13a、13b输出电压指令以向电动机12、90施加用上述式(64a)～(64c)表示的交流电压，可以与上述各实施方式11～13同样地对平滑电容器3、52、92进行初始充电，得到同样的效果。

另外，在交流负载是电动机12、90的情况下，设为不产生旋转磁场的交流电压，但即使在电动机以外的负载的情况下，只要是不使该负载动作的交流电压即可。

另外，平滑电容器3、52、92的初始充电在平滑电容器3、52、92的电压达到指令值时结束，所以通过对交流负载施加频率充分低的交流电压，可以在交流电压的相位几乎不变化的期间结束初始充电。即，通过设定可以忽略向交流负载的影响的程度的相位角范围、例如0～180°，并施加在该期间初始状态结束那样的低频的交流电压，可以与上述各实施方式11～13同样地对平滑电容器3、52、92进行初始充电，得到同样的效果。在该情况下，也可以是相位分别不同120°的通常的三相交流电压。

产业上的可利用性

可以广泛应用于在主逆变器的各相交流输出线上串联连接1个或多个单相辅逆变器而对负载供给电力的电力变换装置。

Claims (15)

1.一种电力变换装置，将第一单相逆变器和第二单相逆变器的交流侧串联连接而对负载供给电力，该第一单相逆变器将从电源供给电力的第一直流电源的直流电力变换成交流电力，该第二单相逆变器将第二直流电源的直流电力变换成交流电力，其特征在于，具备：

对上述第二直流电源的电压进行检测的单元；以及直流电压控制单元，对上述第一、第二各单相逆变器的输出电压指令进行调整，以使所检测的上述第二直流电源的电压追随指令值。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，该电力变换装置利用上述第一、第二单相逆变器的各发生电压的总和对上述负载供给输出电压，

上述直流电压控制单元决定操作量，以使所检测的上述第二直流电源的电压追随指令值，通过加上该操作量而对上述第一单相逆变器的输出电压指令进行调整，通过减去该操作量而对上述第二单相逆变器的输出电压指令进行调整。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述第一单相逆变器与上述第二单相逆变器的交流侧经由上述负载串联连接，该电力变换装置对上述负载供给上述第一、第二单相逆变器的发生电压的差电压，

上述直流电压控制单元决定操作量，以使所检测的上述第二直流电源的电压追随指令值，通过加上该操作量而对上述第一、第二单相逆变器的输出电压指令进行调整。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，上述第二单相逆变器输出用于消除上述第一单相逆变器所输出的电压高次谐波的电压。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，通过星形接线对串联连接了上述第一、第二单相逆变器的各相的变换器进行三相接线，由1台三相逆变器构成该三相接线连接点侧的三相部分的单相逆变器。

6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，上述直流电压控制单元对上述第一、第二各单相逆变器的dq轴上的输出电压指令进行调整。

7.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，对上述负载施加不使该负载动作的电压，同时通过上述直流电压控制单元对上述第一、第二单相逆变器的输出电压指令进行调整而对该各单相逆变器进行输出控制，从而经由上述第一、第二单相逆变器对上述第二直流电源进行初始充电，

对于该第二直流电源的初始充电时的由上述直流电压控制单元调整前的输出电压指令，上述第一单相逆变器的调整前输出电压指令是向上述负载的施加电压的指令值，上述第二单相逆变器的调整前输出电压指令是0。

8.一种电力变换装置，将第一单相逆变器和第二单相逆变器的交流侧串联连接而对负载供给电力，该第一单相逆变器将从电源供给电力的第一直流电源的直流电力变换成交流电力，该第二单相逆变器将第二直流电源的直流电力变换成交流电力，其特征在于，具备：

对上述第二直流电源的电压进行检测的单元；以及初始充电控制装置，初始充电控制装置为了对该第二直流电源进行初始充电而对上述第一、第二各单相逆变器进行输出控制，

上述初始充电控制装置对上述负载施加不使该负载动作的电压，同时对上述第一、第二各单相逆变器进行输出控制，以经由上述第一、第二单相逆变器对上述第二直流电源进行充电。

9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，该电力变换装置利用上述第一、第二单相逆变器的各发生电压的总和对上述负载供给输出电压，

上述初始充电控制装置决定操作量，以使所检测的上述第二直流电源的电压达到指令值，对向上述负载的电压指令值加上该操作量而设为上述第一单相逆变器的输出电压指令，使该操作量的极性反转而设为上述第二单相逆变器的输出电压指令。

10.根据权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，上述第一单相逆变器与上述第二单相逆变器的交流侧经由上述负载串联连接，该电力变换装置对上述负载供给上述第一、第二单相逆变器的发生电压的差电压，

上述初始充电控制装置决定操作量，以使检测的上述第二直流电压的电压达到指令值，对向上述负载的电压指令值加上该操作量而设为上述第一单相逆变器的输出电压指令，将该操作量设为上述第二单相逆变器的输出电压指令。

11.根据权利要求8～10中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，上述初始充电控制装置具备：对向上述负载的电流进行检测的单元；以及电流控制单元，该电流控制单元生成向上述负载施加的电压的指令值，以使该检测电流追随指令值。

12.根据权利要求8～10中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，上述初始充电控制装置向上述负载施加的电压是直流电压。

13.根据权利要求8～10中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，上述负载是电动机，上述初始充电控制装置向该电动机施加的电压是不使该电动机产生旋转磁场的交流电压。

14.根据权利要求8～10中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，上述初始充电控制装置在检测出的上述第二直流电源的电压达到指令值时结束该第二直流电源的初始充电，上述初始充电控制装置向上述负载施加的电压是使直到初始充电结束为止的相位变化成为规定范围内的低频的交流电压。

15.根据权利要求8～10中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，通过星形接线对串联连接了上述第一、第二单相逆变器的各相的变换器进行三相接线，由1台三相逆变器构成该三相接线连接点侧的三相部分的单相逆变器。

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