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WO2007048395A1 - Ausleseverfahren für sensorfelder, insbesondere für fingerabdruck-sensoren - Google Patents

Ausleseverfahren für sensorfelder, insbesondere für fingerabdruck-sensoren Download PDF

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Publication number
WO2007048395A1
WO2007048395A1 PCT/DE2006/001881 DE2006001881W WO2007048395A1 WO 2007048395 A1 WO2007048395 A1 WO 2007048395A1 DE 2006001881 W DE2006001881 W DE 2006001881W WO 2007048395 A1 WO2007048395 A1 WO 2007048395A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
sensor
column
sensor elements
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/DE2006/001881
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Burkhard BÜSTGENS
Joachim Aurich
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Priority to DE112006003523T priority Critical patent/DE112006003523A5/de
Publication of WO2007048395A1 publication Critical patent/WO2007048395A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06V—IMAGE OR VIDEO RECOGNITION OR UNDERSTANDING
    • G06V40/00—Recognition of biometric, human-related or animal-related patterns in image or video data
    • G06V40/10—Human or animal bodies, e.g. vehicle occupants or pedestrians; Body parts, e.g. hands
    • G06V40/12—Fingerprints or palmprints
    • G06V40/13—Sensors therefor
    • G06V40/1306—Sensors therefor non-optical, e.g. ultrasonic or capacitive sensing

Definitions

  • the invention relates to the field of measurement of distributed physical quantities with a sensor array.
  • a sensor array This is to be understood as meaning a device which contains a plurality of mostly planar, usually regular and mostly arranged in rows and columns sensor elements which each have at least two electrical connections, between which an electrical impedance is measured, resulting from the action of the physical quantity changed to each sensor element.
  • the invention provides a method for noise-insensitive and thus highly sensitive readout of these sensor elements of a sensor field. The method can be used particularly advantageously where sensor elements of the smallest size and with a small measuring effect are used to detect distributed physical quantities.
  • a sensor array is constructed of purely passive sensor elements, which are usually connected via a number of row and column terminals with a readout electronics.
  • the main focus here is on the area of imaging biometric sensors such as fingerprint sensors and palm sensors, without restricting the substitutability of the method to only these areas.
  • the method can also be used for optical imaging sensors, tactile area sensors, or array sensors for screening analysis in biology or in the analytical field, in short, for sensor fields whose sensor elements are electrically readable impedances.
  • biometric sensors in particular fingerprint sensors
  • the method can be used for virtually all known measuring methods, since the majority of the fingerprint sensors are based on the change in the electrical impedance of a micro-sensor element, caused by the resting finger.
  • capacitive measuring method the impedance between the isolated electrodes of a sensor element that is brought into contact with the skin is measured. Due to the different dielectric and conductive properties of skin and air in the finger grooves, different material properties act on the here predominantly capacitive impedance of a sensor element. The capacities are usually in the femto-farad Range, so that the measuring effect is very small.
  • fingerprint sensors according to the capacitive method currently require an amplifier at each pixel, which can be interrogated via the rows or columns, as described, for example, in US Pat. 6,016,355 is described.
  • Capacitance change movable electrodes are described in US Pat. 4,353,056.
  • the detection of the pixel state is also done by driving a column and reading the signal on one or more column, but in a simple way, which is not immune to interference and sensitive enough.
  • the present invention is therefore based on the object to provide an interference-proof and sensitive readout method for sensor fields of the type described.
  • an electronic readout method for a sensor array for measuring distributed variables is provided, in particular for measuring fingerprints or handprints in contact, wherein the sensor array contains passive sensor elements in a matrix arrangement whose impedance dependent on the measured variable with the aid of an impressed drive signal to a further processable measurement signal is read, characterized in that the impressed drive signal is time-variable and the measurement signal in the further processing, at least by means of a synchronous to the drive signal
  • Trigger signal is phase sensitive rectified and filtered.
  • the method By modulation of the drive signal, phase-sensitive rectification and filtering of the measurement signal, the method provides a high interference immunity. Since the predominantly statistical interference signals in the signal chain do not correlate with the actual modulation frequency, they are effectively suppressed by the phase-sensitive rectification.
  • Thermally operating finger pressure sensors with thermistors as sensor elements can be improved in their sensitivity by using the readout method according to the invention.
  • the method according to the invention offers the possibility of determining the complex Impedance of each sensor element according to real and imaginary part. In this way, considerably more information about measured objects, for example a finger to be examined, can be measured than with a purely resistive or capacitive measurement. In particular, therefore, the method can also be useful for life detection of the finger, the defense against dummies (fake fingers) or the identification of the known reappearing last fingerprint (latent fingerprint) in capacitive fingerprint sensors. Thus, the method according to the invention also offers advantages for actively operated capacitive fingerprint sensors as described in US Pat. 6,016,355.
  • the inventive method can also be used to operate acoustically operating fingerprint sensors whose sensor elements are piezoelectric elements and which have no active electronic components within the sensor field.
  • the electrical impedance of the piezoelectric elements is measured, which due to their transducer properties is influenced by the acoustic impedance of the surrounding material.
  • the possibility of measuring the real part and imaginary part of the electrical impedance of each piezoelectric measuring element with the method according to the invention provides additional data for the biometric analysis of the finger.
  • Applications range from fingerprint and palmprint sensors, to pressure-sensitive and thermal sensors, to chemical and biochemical analyzers that can be equipped with low-cost, purpose-designed passive sensors.
  • Fig. 1 shows schematically the method according to the invention.
  • Fig. 2 shows as an application example the use of the method according to the invention for a passive capacitive sensor.
  • FIG. 1 shows a sensor field 1 with sensor elements 2.
  • sensor elements 2 here impedances Z are shown, representative of complex impedances with R, C or L component in the most general case.
  • a time-varying drive signal 3 within the scope of the invention. This is, for example, periodically with a constant or variable period, or in particular harmonious, the choice of the most favorable waveform should be matched to the measurement task, or on the type of impedance to be read.
  • the generation of a processable Measurement signal is shown in Fig. 1 only schematically by a measurement signal generating block 4. This is representative of a physical method for determining the impedance of the sensor elements.
  • the drive signal 3 is an electrical current
  • a voltage drops across the measuring element impedance 2, which voltage may possibly only be amplified and used as a measuring signal 5 for the further signal processing according to the invention.
  • This case can be advantageous, for example, in active sensor arrays, that is to say sensor arrays which have an integrated amplifier at each sensor element impedance, since in this way a voltage signal which is more favorable for the measurement signal processing can be easily formed from the measured variable.
  • the control signal is a voltage signal.
  • a current change occurs, which is converted by a current-voltage converter into an easily processable measuring signal 5.
  • the measuring signal 5 is rectified in a phase sensitive manner. This can be done simultaneously for all sensor elements, ie in parallel, which would be possible in an active sensor field and requires that each sensor element has its own phase-sensitive rectifier. It can be done for the elements of a column simultaneously, which requires that there are as many phase-sensitive rectifiers as the number of rows.
  • the entire sensor array is then read out by serially reading out the elements one column at a time and rectifying them in a phase-sensitive manner. This case will be described in detail below with reference to the embodiment of FIG. 2. In the extreme case, it is conceivable to use a single phase-sensitive rectifier for the processing of the measurement signals of the entire sensor field, which would be possible by the use of multiplexers. In this case, however, the read-out time would be maximum because sequentially all sensor elements of the sensor array would have to be processed.
  • the mode of operation of the phase-sensitive rectifier 6 is shown schematically in FIG. 1: controlled by a trigger signal which is synchronous with the drive signal, the measurement signal is inverted in time with the drive signal, delayed by an optional phase shift or fixed delay time. A DC voltage signal thereby becomes an AC voltage signal which adds on average to zero. A filter 7 then performs the averaging and eliminates the influence of offsets, subharmonic noise, humming, and even-numbered ones harmonic disturbances.
  • the known lock-in amplifier can be used, which offers ideal interference suppression, in particular in the case of harmonic activation. In practice, however, the analog signal multiplication used there can be realized only with great effort.
  • phase-sensitive rectification increases the sensitivity of the output signal with respect to changes in impedance.
  • the control signal for the phase-synchronous switching of the rectifier is taken from the drive signal 3.
  • a threshold or trigger 8 provides the exact period.
  • a phase shifter 9 or generally a time delay in the case of non-periodic control signals, must be present. This allows the process to be adapted to different sensor technologies without a circuit change.
  • an undisturbed and sensitive measurement signal can be obtained from resistive matrices with pixel resistances in the megohm range and from capacitive matrix sensors with pixel capacities in the lower femto-farad range.
  • sensor arrays can be used without additional electronic components on the sensor array.
  • Figure 2 shows a section of the equivalent electrical circuit diagram of a passive impedance matrix, representative of a passive sensor field.
  • N is the dimension of the NxN sensor field
  • the current to be measured flows via the selected sensor pixel 2 onto the row line Zl i-1. All other N-1 pixels are parallel to ground and parallel to current measurement 4.
  • the resulting equivalent circuit for the supply of a line thus consists of a frequency-compensated voltage divider with the upper impedance of R_pix parallel to C_pix and the lower impedance R_pix / (N-1) parallel to (N-1) * C_pix, fed by an AC source 3 and whose voltage divider tap is loaded with the input impedance of the real current-voltage converter 4. Since the non-activated columns are all at ground, no power can be fed into the row line from the pixels connected there. This limits the local resolution to the driven column and prevents crosstalk from adjacent columns.
  • Figure 1 shows the block diagram of the transmitter.
  • a column driver 3 impresses a periodic alternating signal on the selected column with low resistance.
  • the line signal is fed to a current-voltage converter 4, which provides a virtual ground potential at the input.
  • a current-voltage converter 4 provides a virtual ground potential at the input.
  • the current-voltage converter 4 must have a sufficiently small time constant in order to be able to follow the time characteristic of the impressing voltage 3.
  • the phase-sensitive rectification 6 can be realized, for example, by switching between a negative 6b and positive 6a by, for example, a k-fold amplified measuring signal in the cycle of the phase shift 9 shifted trigger signal. If in each case only the positive half-oscillations are successively assembled by the electronic change-over switch 6c, a pulsating DC voltage is produced whose arithmetic mean value must be formed in a subsequent stage, the filter 7. A small number of periods leads to averaging. Especially suitable are third-order low passes and the formation of the moving average.
  • the trigger signal is formed by a threshold value switch 8 from the drive signal, which gives accurate information over the length of the period.
  • the phase-sensitive rectifier must, however, exactly in the zero crossing of the signals
  • A1 and A2 are switched to achieve the maximum sensitivity.
  • the trigger signal with which the phase-sensitive rectification is operated is finally meandering and has a 3 in the case of a harmonic drive signal
  • the measurement signal is also harmonious and the trigger signal can also be harmonic, so that instead of the described synchronous rectification, an analog multiplication can be performed and thus the property can be used that the Signal before filtering 7 contains only the measurement signal itself as a DC signal and not odd harmonics of the periodicity of the drive signal can generate a DC component, as in the case of the phase-sensitive rectifier of the case.
  • the virtual ground i. the input admittance of the current-Sapn Vietnameses converter, have a relation to the parallel admittance formed from the grounding resistors and capacitors have a much greater value.
  • Rectification 6 inverting 6b and noninverting 6a is performed.
  • phase-synchronous trigger signal is obtained by a thresholding derived from the column signal by means of trigger 8 and subsequent variable phase shift 9.
  • the arithmetic mean of the phase-sensitive rectified measurement signal becomes maximum when the phase-synchronous switching is at the zero crossing of the measurement signal amplified by k or -k.
  • the phase position of the measuring signals can vary. It is therefore necessary to provide the phase shifter 9 with a programmable phase shift in the range -180 ° ⁇ ⁇ ⁇ + 180 °.
  • a triangular time function is recommended at the active supply 3, but the signals are smoothed by the time behavior of the real electronic components in the current-voltage converter and in the voltage amplifiers to sinusoidal time courses, so that a more uncomplicated sinusoidal feed to the selected column also leads to the desired destination.
  • sensitivities of SOmV / flF with an average pixel capacity of 5 / F can be achieved in the case of capacitive finger and edge pressure sensors.
  • the method according to the invention additionally offers the possibility of determining the complex impedance of each sensor element. Technically, this is achieved by reading the measuring field a first time with a first phase shift of the trigger signal ⁇ 1 and storing it, and a second time with a second phase shift of the trigger signal ⁇ 2. From the stored impedance values, the complex impedance of each measuring element can then be calculated.
  • dummies of a fingerprint are characterized by certain characteristics of their impedance, such as the high electrical conductivity of a dummy with which a capacitive sensor is to be deceived.
  • the measured fingerprint can be identified as a dummy's fingerprint if the impedance properties of the dummy are known.
  • the possibility of impedance analysis of the skin with the fingerprint sensor is given by the method according to the invention, whereby further important data for characterizing the authenticity of the applied finger could be obtained.

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Abstract

Ein Verfahren für ein passives Sensorfeld beispielsweise zur Messung von Fingeroder Handabdrücken, mit elektrischen Impedanzen als Sensorelemente, die in Matrixform angeordnet sind und jeweils mit einer Zeilenleiterbahn und einer Spaltenleiterbahn verbunden sind, zum schnellen Auslesen der Impedanzen des Sensorfeldes und insbesondere zur maximalen Unterdrückung der auf die Sensorelemente und elekrischen Leiter des passiven Sensorfeldes einwirkenden elektromagnetischen Störungen, gekennzeichnet durch eine Signaleinspeisung in die Sensorelemente einer Spalte k durch Anlegen einer Speisespannung mit periodischem Zeitverlauf an die k-te Spaltenleiterbahn, eine parallele Weiterverarbeitung der durch n Sensorelemente fließenden Ströme der Spalte k an den n Zeilenanschlüssen durch eine Strom-Spannungs-Wandlung der Zeilen-Ströme in Messsignale, die die Impedanz der Sensorelemente der n Sensorelemente der Spalte repräsentieren, eine nachgeschaltete phasenenmpindliche Gleichrichtung der Messsignale unter Verwendung eines Referenzsignals, das zur Speisespannung eine über einen Messvorgang hinweg konstante Phase aufweist, und eine nachgeschaltete Filterung der phasenenempindlich gleichgerichteten Messsignale.

Description

Ausleseverfahren für Sensorfelder, insbesondere für Fingerabdruck-Sensoren
Die Erfindung betrifft das Gebiet der Messung von verteilten physikalischen Größen mit einem Sensorfeld. Hierunter soll eine Vorrichtung verstanden werden, die eine Vielzahl von meist flächig, meist regelmäßig und meist in Zeilen und Spalten angeordneten Sensorelementen enthält, welche jeweils zumindest zwei elektrische Anschlüsse aufweisen, zwischen denen eine elektrische Impedanz gemessen wird, die sich infolge des Einwirkens der physikalischen Größe auf jedes Sensorelement verändert. Die Erfindung liefert ein Verfahren zum stör-unempfindlichen und damit hochempfindlichen Auslesen dieser Sensorelemente eines Sensorfeldes. Das Verfahren lässt sich besonders vorteilhaft dort einsetzen, wo Sensorelemente von kleinster Baugröße und mit kleinem Messeffekt zur Erfassung verteilter physikalischer Größen eingesetzt werden. Oder dort, wo aufgrund geometrischer Vorgaben, vorhandener Fertigungsmöglichkeiten oder des Preises ein Sensorfeld aus rein passiven Sensorelementen aufgebaut ist, die in der Regel über eine Anzahl aus Zeilen- und Spaltenanschlüssen mit einer Ausleseelektronik verbunden sind. Das Hauptaugenmerk soll hier auf den Bereich bildgebender biometrischer Sensoren wie Fingerabdrucksensoren und Handflächensensoren gerichtet werden, ohne damit die Ersetzbarkeit des Verfahrens auf nur diese Bereiche beschränken zu wollen. So lässt sich das Verfahren beispielsweise auch für optische bildgebende Sensoren, taktile Flächensensoren, oder Array-Sensoren zur Screening-Analyse in der Biologie oder im analytischen Bereich einsetzen, kurz, für Sensorfelder, deren Sensorelemente elektrisch auslesbare Impedanzen sind.
Mit Blick auf biometrische Sensoren, insbesondere Fingerabdrucksensoren, ist das Verfahren einsetzbar für nahezu alle bekannten Messverfahren, da die Mehrzahl der Fingerabdrucksensoren auf der Veränderung der elektrischen Impedanz eines Mikro- Sensorelementes beruht, hervorgerufen durch den aufliegenden Finger. Beim heute überwiegend verwendeten kapazitiven Messverfahren wird die Impedanz zwischen den isolierten Elektroden eines Sensorelementes, das in Kontakt mit der Haut gebracht wird, gemessen. Infolge der unterschiedlichen dielektrischen und konduktiven Eigenschaften von Haut und Luft in den Fingerrillen wirken unterschiedliche Materialeigenschaften auf die hier überwiegend kapazitive Impedanz eines Sensorelementes. Die Kapazitäten liegen dabei üblicherweise im Femto-Farad- Bereich, sodass der Messeffekt sehr klein ist. Fingerprintsensoren nach dem kapazitiven Verfahren benötigen daher derzeit an jedem Pixel einen Verstärker, der über die Zeilen oder Spalten abgefragt werden kann, wie z.B. im U.S. Pat. No. 6,016,355 beschrieben wird. Bewegliche Elektroden mit Kapazitätsänderung werden in U.S. Pat. No. 4,353,056 beschrieben. Die Erfassung des Pixelzustandes erfolgt auch durch Ansteuerung einer Spalte und Auslesen des Signals auf einer oder mehreren Spalte, jedoch auf einfache Weise, die nicht störsicher und empfindlich genug ist.
U.S. Pat. No. 6,160,904 beschreibt ein Verfahren für einen eindimensionalen passiven Sensor. Die Reproduzierbarkeit und die Störsicherheit ist mangelhaft.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein störsicheres und empfindliches Ausleseverfahren für Sensorfelder der beschriebenen Art zur Verfügung zu stellen.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Danach wird ein elektronisches Ausleseverfahren für ein Sensorfeld zur Messung verteilter Größen bereitgestellt, insbesondere zur Messung von Finger- oder Handabdrücken im Kontakt, wobei das Sensorfeld in einer Matrixanordnung passive Sensorelemente enthält, deren von der Messgröße abhängige Impedanz mit Hilfe eines aufgeprägten Ansteuersignals zu einem weiterverarbeitbaren Messsignal ausgelesen wird, dadurch gekennzeichnet, dass das aufgeprägte Ansteuersignal zeitveränderlich ist und das Messsignal in der weiteren Verarbeitung zumindest mithilfe eines zum Ansteuersignal synchronen
Triggersignals phasenempfindlich gleichgerichtet und gefiltert wird.
Durch Modulation des Ansteuersignals, phasenempfindliche Gleichrichtung und Filterung des Messsignals bietet das Verfahren eine hohe Störsicherheit. Da die überwiegend statistischen Störsignale in der Signalkette nicht mit der eigentlichen Modulationsfrequenz korrelieren, werden sie von der phasenempfindlichen Gleichrichtung effektiv unterdrückt.
Mit Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens können rein passive kapazitive Fingerprintsensoren realisiert werden. Trotz Pixelkapazitäten im Femto-Farad-Bereich kann ein stabiles und gut messbares Ausgangssignal erreicht werden.
Thermisch arbeitende Fingerdrucksensoren mit Thermistoren als Sensorelemente können durch Verwendung des erfindungsgemäßen Ausleseverfahrens in ihrer Empfindlichkeit verbessert werden.
Durch die Möglichkeit der Verstellung der Phase des Triggersignals bietet das erfindungsgemäße Verfahren die Möglichkeit der Bestimmung der komplexen Impedanz eines jeden Sensorelementes nach Real- und Imaginärteil. Auf diese Weise können erheblich mehr Informationen über Messobjekte, zum Beispiel einen zu untersuchenden Finger gemessen werden, als bei einer rein resistiven oder kapazitiven Messung. Insbesondere kann das Verfahren daher auch der Lebend- Erkennung (Life-Detection) des Fingers, der Abwehr von Attrappen (Fake-Finger) oder der Identifikation des bekannten wiedererscheinenden letzten Fingerabdruckes (latent fingerprint) bei kapazitiven Fingerabdrucksensoren dienlich sein. Somit bietet das erfindungsgemäße Verfahren auch Vorteile für aktiv betriebene kapazitive Fingerabdrucksensoren, wie in U.S. Pat. No. 6,016,355 beschrieben. Das erfindungsgemäße Verfahren lässt sich ferner verwenden, um akustisch arbeitende Fingerabdrucksensoren zu betreiben, deren Sensorelemente Piezoelemente sind und die keine aktiven elektronischen Bauelemente innerhalb des Sensorfeldes aufweisen. Gemessen wird die elektrische Impedanz der Piezoelemente, welche aufgrund ihrer Wandler-Eigenschaften von der akustischen Impedanz des sie umgebenden Stoffes beeinflusst wird. Die Möglichkeit der Messung von Realteil und Imaginärteil der elektrischen Impedanz eines jeden Piezo-Messelementes mit dem erfindungsgemäßen Verfahren liefert zusätzliche Daten für die biometrische Analyse des Fingers.
Die Anwendungsmöglichkeiten reichen von Fingerprint- und Handflächenprintsensoren über druckempfindliche und thermische Sensoren bis hin zu chemischen und biochemischen Analysegeräten, die mit preiswerten und dem Verwendungszweck angepassten passiven Sensoren ausgestattet werden können.
Liste der Abbildungen:
Fig. 1 stellt schematisch das erfindungsgemäße Verfahren dar. Fig. 2 zeigt als Anwendungsbeispiel die Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens für einen passiven kapazitiven Sensor.
In Fig. 1 ist ein Sensorfeld 1 mit Sensorelementen 2 dargestellt. Als Sensorelemente 2 sind hier Impedanzen Z dargestellt, stellvertretend für komplexe Impedanzen mit R-, C- oder L-Anteil im allgemeinsten Fall. Um die Impedanzen elektrisch auszulesen, müssen sie im Rahmen der Erfindung mit einem zeitveränderlichen Ansteuersignal 3 beaufschlagt werden. Dieses ist beispielsweise periodisch mit konstanter oder veränderlicher Periodendauer, oder insbesondere harmonisch, wobei die Wahl der günstigsten Signalform auf die Messaufgabe, bzw. auf die Art der auszulesenden Impedanz abgestimmt werden sollte. Die Erzeugung eines weiterverarbeitbaren Messsignals ist in Fig. 1 nur schematisch durch einen Messsignal-Erzeugungs-Block 4 dargestellt. Dieser steht stellvertretend für ein physikalisches Verfahren zur Bestimmung der Impedanz der Sensorelemente. Ist das Ansteuersignal 3 ein elektrischer Strom, so fällt an der Messelement-Impedanz 2 eine Spannung ab, welche möglicherweise nur verstärkt und als Messsignal 5 für die weitere erfindungsgemäße Signalverarbeitung verwendet werden kann. Dieser Fall kann beispielsweise in aktiven Sensorarrays, also Sensorarrays, die an jeder Sensorelement-Impedanz einen integrierten Verstärker aufweisen, vorteilhaft sein, da so auf einfache Weise ein für die Messsignal-Weiterverarbeitung günstigeres Spannungssignal aus der Messgröße gebildet werden kann. In passiven Sensorfeldern, also Sensorfeldern, in denen keine aktiven elektronischen Komponenten enthalten sind, sondern die Sensorelemente einer Zeile gemeinsame Zeilenanschlüsse und die Sensorelemente einer Spalte gemeinsame Spaltenanschlüsse aufweisen, welche nach außen geführt werden, ist es vorteilhaft, dass das Ansteuersignal ein Spannungssignal ist. In Abhängigkeit der Messgröße und somit der Sensorelement-Impedanz stellt sich eine Stromänderung ein, die durch einen Strom-Spannungswandler in ein leicht weiterverarbeitbares Messsignal 5 gewandelt wird.
Erfindungsgemäß wird das Messsignal 5 phasenempfindlich gleichgerichtet. Dies kann für alle Sensorelemente gleichzeitig, also parallel erfolgen, was in einem aktiven Sensorfeld möglich wäre und voraussetzt, dass jedes Sensorelement einen eigenen phasenempfindlichen Gleichrichter besitzt. Es kann für die Elemente einer Spalte gleichzeitig erfolgen, was voraussetzt, dass so viele phasenempfindliche Gleichrichter vorhanden sind wie die Anzahl der Zeilen. Das gesamte Sensorfeld wird dann ausgelesen, indem seriell die Elemente einer Spalte nach der anderen ausgelesen und phasenempfindlich gleichgerichtet werden. Dieser Fall wird unten anhand des Ausführungsbeispiels nach Fig. 2 genauer beschrieben. Im äußersten Fall ist es denkbar, einen einzigen phasenempfindlichen Gleichrichter für die Verarbeitung der Messsignale des gesamten Sensorfeldes einzusetzen, was durch die Verwendung von Multiplexem möglich wäre. In diesem Fall wäre jedoch die Auslesezeit maximal, da sequenziell alle Sensorelemente des Sensorfeldes verarbeitet werden müssten.
Die Funktionsweise des phasenempfindlichen Gleichrichters 6 ist in Fig. 1 schematisch dargestellt: Gesteuert durch ein Triggersignal, welches synchron zu dem Ansteuersignal verläuft, wird das Messsignal im Takt des Ansteuersignals, verzögert um eine optionale Phasenverschiebung oder feste Verzögerungszeit, invertiert. Ein Gleichspannungssignal wird dabei zu einem Wechselspannungssignal, welches sich im Mittel zu 0 addiert. Ein Filter 7 führt sodann die Mittelung durch und beseitigt den Einfluss von Offsets, subharmonischen Störungen, Brumm, und geradzahligen harmonischen Störungen. Es sei angemerkt, dass anstelle des phasenempfindlichen Gleichrichters der bekannte Lock-In Verstärker eingesetzt werden kann, welcher insbesondere bei harmonischer Ansteuerung eine ideale Störunterdruckung bietet. Praktisch ist jedoch die dort verwendete analoge Signal-Multiplikation nur mit hohem Aufwand realisierbar.
Durch Veränderung der Pixelimpedanz, die durch z.B. Temperatur-, Feuchte-, Druck-, Dehnungs-, Oberflächenschichtänderungen und Berührungen hervorgerufen werden können, verändern sich die Amplitude und die Phasenlage des Messsignals. Die phasenempfindliche Gleichrichtung steigert die Empfindlichkeit des Ausgangssignals bezüglich Impedanzänderungen.
Das Steuersignal für die phasensynchrone Umschaltung des Gleichrichters wird aus dem Ansteuersignal 3 entnommen. Ein Schwellwertschalter oder Trigger 8 liefert die exakte Periodendauer. Zur Einstellung der für ein maximales Ausgangssignal nötigen Phasenlage muss ein Phasenschieber 9, oder allgemein eine Zeitverzögerung für den Fall nicht-periodischer Ansteuersignale, vorhanden sein. Dadurch kann das Verfahren ohne Schaltungsänderung an verschiedene Sensortechnologien angepasst werden.
Im Ergebnis kann aus resistiven Matrizen mit Pixelwiderständen im Megaohm-Bereich und aus kapazitiven Matrixsensoren mit Pixelkapazitäten im unteren Femto-Farad- Bereich ein ungestörtes und empfindliches Mess-Signal gewonnen werden. Infolgedessen können Sensormatrizen ohne zusätzliche elektronische Komponenten auf dem Sensorfeld verwendet werden.
Abbildung 2 zeigt einen Ausschnitt aus dem elektrischen Ersatzschaltbild einer passiven Impedanzmatrix, stellvertretend für ein passives Sensorfeldl Es sind 4 Zeilen Zl i-1 bis Zl i+2 und 4 Spalten Sp j-1 bis Sp j+2 zu erkennen. Alle Zeilen sind mit einer Elektronik zur Strom-Spannungs-Wandlung 4 verbunden, die die Messsignal- Erzeugung darstellt, welche hier ersatzweise als Amperemeter dargestellt sind.
Bis auf eine aktiv gespeiste Spalte liegen alle anderen Spalten auf Massepotential.
Wenn N die Dimension des NxN-Sensorfeldes ist, so fließt der zu messende Strom über das ausgewählte Sensorpixel 2 auf die Zeilenleitung Zl i-1. Alle anderen N-1 Pixel liegen gegen Masse parallel zueinander und parallel zur Strommessung 4.
Das resultierende Ersatzschaltbild für die Speisung einer Zeile besteht demnach aus einem frequenzkompensierten Spannungsteiler mit der oberen Impedanz aus R_pix parallel zu C_pix und der unteren Impedanz R_pix/(N-1) parallel zu (N-1)*C_pix, der von einer Wechselquelle 3 gespeist wird und dessen Spannungsteilerabgriff mit der Eingangsimpedanz des realen Strom-Spannungs-Wandlers 4 belastet wird. Da die nicht aktivierten Spalten alle auf Masse liegen, kann von den dort angeschlossenen Pixeln kein Strom in die Zeilenleitung eingespeist werden. Dadurch wird die örtliche Auflösung auf die angesteuerte Spalte begrenzt und ein Übersprechen von benachbarten Spalten verhindert.
Abbildung 1 zeigt das Blockschaltbild der Auswerteelektronik. Ein Spaltentreiber 3 prägt niederohmig auf die ausgewählte Spalte ein periodisches Wechselsignal auf.
Das Zeilensignal wird einem Strom-Spannungs-Wandler 4 zugeführt, der am Eingang ein virtuelles Massepotential zur Verfügung stellt. Damit können die unerwünschten Parallelimpedanzen anderer Sensorelemente in Ihrer Wirkung abgeschwächt werden. Wäre die Impedanz der virtuellen Masse beliebig niederohmig, so würde kein Fehlerstrom über die nach Masse führenden Pixelelemente abfließen.
Der Strom-Spannungs-Wandler 4 muss eine genügend kleine Zeitkonstante besitzen, um den Zeitverlauf der einprägenden Spannung 3 nachvollziehen zu können.
Nach dem Strom-Spannungs-Wandler 4 kann die phasenempfindliche Gleichrichtung 6 beispielsweise dadurch realisiert werden, dass im Takt des mithilfe des Phasenschiebers 9 verschobenen Triggersignals zwischen einem negativ 6b und positiv 6a um beispielsweise jeweils k-fach verstärkten Messsignal hin- und hergeschaltet wird. Werden durch den elektronischen Umschalter 6c jeweils nur die positiven Halbschwingungen zeitlich aufeinander folgend zusammengesetzt, so entsteht eine pulsierende Gleichspannung, deren arithmetischer Mittelwert in einer nachfolgenden Stufe, dem Filter 7 gebildet werden muss. Eine geringe Anzahl von Perioden führt zur Mittelwertbildung. Besonders geeignet sind Tiefpässe 3. Ordnung und die Bildung des gleitenden Mittelwertes.
Im dargestellten Beispiel wird das Triggersignal durch einen Schwellwertschalter 8 aus dem Ansteuersignal gebildet, das über die Länge der Periode von genau Auskunft gibt.
Der phasenempfindliche Gleichrichter muss aber genau im Nulldurchgang der Signale
A1 und A2 geschaltet werden, um die maximale Empfindlichkeit zu erreichen. Diese
Justage der Phasenlage ist mit dem programmierbaren Phasenschieber 9 möglich.
Das Triggersignal, mit dem die phasenempfindliche Gleichrichtung betrieben wird, ist schließlich mäanderförmig und hat im Falle eines harmonischen Ansteuersignals 3 ein
Tastverhältnis von 0,5. Im Falle eines harmonischen Ansteuersignals 3 bietet sich die
Möglichkeit, einen Lock-In Verstärker statt des phasenempfindlichen Gleichrichters zu verwenden. Bei harmonischem Ansteuersignal ist auch das Messsignal harmonisch und das Triggersignal kann ebenfalls harmonisch sein, sodass anstelle der beschrieben synchronen Gleichrichtung eine Analog-Multiplikation durchgeführt werden kann und so von der Eigenschaft gebrauch gemacht werden kann, dass das Signal vor der Filterung 7 nur das Messsignal selbst als Gleichsignal enthält und nicht ungerade Harmonische der Periodizität des Ansteuersignals einen Gleichanteil erzeugen können, wie beim phasenempfindlichen Gleichrichter der Fall.
Werden passive Matrizen so angesteuert, dass nur eine Spalte mit einem Spaltentreiber verbunden und alle anderen Spalten auf Massepotential geklemmt werden und an allen Zeilen entweder Masse anliegt oder virtuell Masse erzeugt wird, so kann die verbleibende elektronische Ersatzschaltung für eine auszulesende Zeile auf einen ohmsch-kapazitiven Spannungsteiler reduziert werden.
Da sich der Strom aus der Zeile proportional zu den Admittanzen aufteilt, muss die virtuelle Masse, d.h. die Eingangsadmittanz des Strom-Sapnnungs-Wandlers, eine gegenüber der aus den nach Masse führenden Widerständen und Kapazitäten gebildeten Paralleladmittanz einen wesentlich größeren Wert besitzen.
Yjnp » j ω(N- ϊ)Cp,χ + (N -V)ZRp1x . Da sich große Frequenzbandbreite und hohe
Transimpedanz des Strom-Spannungs-Wandlers 3 widersprechen, ist die Ausgangsspannung Ua für eine nachfolgende Bewertung zu gering. Daher ist eine proportionale Spannungsverstärkung k notwendig, die für die phasenempfindliche
Gleichrichtung 6 invertierend 6b und nichtinvertierend 6a ausgeführt wird.
Ein elektronischer Umschalter 6c zwischen den Ausgängen 6a und 6b wird durch ein zum Spaltensignal phasensynchrones Triggersignal betätigt. Dieses Triggersignal gewinnt man durch eine vom Spaltensignal abgeleitetet Schwellwertbildung mittels Trigger 8 und nachfolgende variable Phasenverschiebung 9. Der arithmetische Mittelwert des phasenempfindlich gleichgerichteten Messsignals wird dann maximal, wenn die phasensynchrone Umschaltung im Nulldurchgang des mit k bzw. -k verstärkten Messsignals liegt. Abhängig von dem Aufbau des Sensorfeldes und den Eigenschaften des Strom- Spannungs-Wandlers 4 kann die Phasenlage der Messsignale variieren. Es ist daher notwendig, den Phasenschieber 9 mit einer programmierbaren Phasenschiebung in dem Bereich -180°< Δ^ < +180° auszustatten.
Hinter dem phasenempfindlichen Gleichrichter liegt ein pulsierendes Gleichspannungssignal vor, dessen arithmetischer Mittelwert 7 zu bilden ist. Dies geschieht z.B. digital durch gleitende Mittelwertbildung oder einen digitalen Butterworth-Tiefpass 3. Ordnung. Wichtig ist, kurze Einschwingzeiten und stabile Gleichspannungspegel zu erzeugen, damit eine nachfolgende Analog-Digital- Umsetzung mit geringst möglichem Fehler vorgenommen werden kann. Um dieselbe Ansteuerelektronik für unterschiedliche passive Impedanzmatrizen einsetzen zu können, müssen außer der Phasenverschiebung des Triggersignals auch die Frequenz und die Amplitude der Spannungsquelle für die Ansteuerung 3 der Spalten programmierbar ausgelegt werden. Fingerprint-Sensoren mit hoher Pixeldichte (etwa 500 dpi) haben sehr geringe Pixel-Kapazitäten von einigen Femtofarad. Um messbare Verschiebeströme zu generieren, sind Frequenzen bis zu 10 MHz notwendig. Daher sollte bei einem Amplitudenbereich von 1...10F ein Frequenzbereich von 1...1 OMHz programmierbar sein.
Für kapazitive Sensormatrizen empfiehlt sich eine dreieckförmige Zeitfunktion an der aktiven Einspeisung 3, jedoch werden die Signale durch das Zeitverhalten der realen elektronischen Komponenten im Strom-Spannungs-Wandler und in den Spannungsverstärkern zu sinusähnlichen Zeitverläufen verschliffen, so dass eine unkompliziertere sinusförmige Einspeisung an der selektierten Spalte auch zum gewünschten Ziel führt. Mit der beschriebenen Auslese-Elektronik können bei kapazitiven Finger- und Ηandprintsensoren Empfindlichkeiten von SOmV/ flF bei einer mittleren Pixelkapazität von 5/F erreicht werden.
Es soll nun noch an beispielhaften Problemstellungen gezeigt werden, wie das erfindungsgemäße Verfahren an unterschiedliche technische Anforderungen angepasst werden kann.
Je nach zur Verfügung stehender Auslesezeit für das Sensorfeld ist eine mehr oder weniger starke Parallelisierung der Auslesung vorzunehmen. Es sei darauf hingewiesen, dass für die phasenempfindliche Gleichrichtung eine relevante Anzahl an Periodendauern ausgelesen werden muss. Steht sehr wenig Zeit zur Verfügung, so ist ein aktives Sensorfeld zu verwenden, bei dem jedes Sensorelement über eine eigene Ausleseelektronik und phasenempfindliche Gleichrichtung verfügt und parallel ausgelesen wird. Kompromisslösungen bestehen darin, dass nacheinander mitttels Multiplexer jeweils eine Anzahl von Sensorelementen parallel ausgelesen und phasenrichtig gleichgerichtet wird. Die technische Realisierung in einem passiven Sensorarray würde dann beispielsweise der oben beschriebenen entsprechen, indem z.B. alle Elemente einer Spalte parallel durch N Zeilen - Strom-Spannungs-Wandler ausgelesen werden. Durch Verwendung von Zeilen-Multiplexem könnte in diesem Fall die Zahl der Strom-Spannungs-Wandler bis auf minimal einem reduziert werden. Die Multiplexer müssten in diesem Fall die nicht-auszulesenden Zeilen auf Massepotenzial schalten. Das erfindungsgemäße Verfahren eröffnet zusätzlich die Möglichkeit, die komplexe Impedanz eines jeden Sensorelements zu bestimmen. Technisch wird dies dadurch gelöst, dass das Messfeld ein erstes mal mit einer ersten Phasenverschiebung des Triggersignals φ1 ausgelesen und gespeichert wird, und ein zweites Mal mit einer zweiten Phasenverschiebung des Triggersignals φ2. Aus den gespeicherten Impedanzwerten lässt sich sodann die komplexe Impedanz eines jeden Messelements berechnen.
Oft ist eine Anpassung der Empfindlichkeit und Phasenlage auch an eine Messaufgabe sinnvoll. Beispielsweise sind bestimmte Attrappen eines Fingerabdruckes durch bestimmte Merkmale ihrer Impedanz gekennzeichnet, beispielsweise die hohe elektrische Leitfähigkeit einer Attrappe, mit der ein kapazitiver Sensor getäuscht werden soll. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann der gemessene Fingerabdruck als Fingerabdruck einer Attrappe identifiziert werden, wenn die Impedanzeigenschaften der Attrappe bekannt sind. Auch ist die Möglichkeit der Impedanzanalyse der Haut mit dem Fingerabdrucksensor mit dem erfindungsgemäßen Verfahren gegeben, wodurch weitere wichtige Daten zur Charakterisierung der Echtheit des aufgelegten Fingers gewonnen werden könnten.
Es wird im Falle eines nicht hinreichend genau bekannten Messobjektes als ökonomische Messmethode vorgeschlagen, zumindest einzelne Sensorelemente wiederholt auszulesen und dabei die Phasenlage des Triggersignals und/oder die Verstärkung des Messsignals k sukzessive zu verstellen, um eine Anpassung an die Messaufgabe zu erhalten.

Claims

Ansprüche:
1. Verfahren für ein passives Sensorfeld beispielsweise zur Messung von Fingeroder Handabdrücken, mit elektrischen Impedanzen als Sensorelemente, die in Matrixform angeordnet sind und jeweils mit einer Zeilenleiterbahn und einer Spaltenleiterbahn verbunden sind, zum schnellen Auslesen der Impedanzen des Sensorfeldes und insbesondere zur maximalen Unterdrückung der auf die Sensorelemente und elekrischen Leiter des passiven Sensorfeldes einwirkenden elektromagnetischen Störungen, gekennzeichnet durch eine Signaleinspeisung in die Sensorelemente einer Spalte k durch Anlegen einer Speisespannung mit periodischem Zeitverlauf an die k-te Spaltenleiterbahn, eine parallele Weiterverarbeitung der durch n Sensorelemente fließenden Ströme der Spalte k an den n Zeilenanschlüssen durch eine Strom-Spannungs-Wandlung der Zeilen-Ströme in Messsignale, die die Impedanz der Sensorelemente der n Sensorelemente der Spalte repräsentieren, eine nachgeschaltete phasenenmpindliche Gleichrichtung der Messsignale unter Verwendung eines Referenzsignals, das zur Speisespannung eine über einen Messvorgang hinweg konstante Phase aufweist, und eine nachgeschaltete Filterung der phasenenempindlich gleichgerichteten
Messsignale.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Speisespannung einen sinusförmigen Zeitverlauf aufweist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass durch den Strom- Spannungs-Wandler einer Zeile das Potenzial dieser Zeile virtuell auf den Wert der nicht angesteuerten Spalten gelegt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Signale aller Sensorelemente einer Spalte k parallel weiterverarbeitet werden, durch eine Strom-Spannungs-Wandlung der Zeilen-Ströme in Messsignale, die die Impedanz der Sensorelemente der Spalte repräsentieren, eine nachgeschaltete phasenenmpindliche Gleichrichtung der Messsignale unter Verwendung eines Referenzsignals, das zur Speisespannung eine über einen Messvorgang hinweg konstante Phase aufweist, und eine nachgeschaltete Filterung der phasenenempindlich gleichgerichteten Messsignale.
5. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Phase zwischen Speisespannung und Referenzsignal verstellbar ist.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zum Einstellen eines bestmöglichen Verhältnisses von Nutz- zu Störsignal die Impedanz der Sensorelemente mehrfach ausgelesen wird, wobei die Phasenlage variiert wird, anschließend das Sensorfeld mit der bestmöglichen Phasenlage ausgelesen wird.
7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zum Einstellen eines bestmöglichen Verältnisses von Nutz- zu Störsignal zumindest die Impedanz einzelner Sensorelemente mehrfach ausgelesen wird, wobei die Phasenlage variiert wird, anschließend das Sensorfeld mit der bestmöglichen Phasenlage ausgelesen wird.
8. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Filterung der phasenempfindlich gleichgerichteten Messsignale analog durch Tiefpassfilterung oder digitale digital Tiefpassfilterung, gleitende Mittelwertbildung oder abtastende Verfahren erfolgt.
9. Ausleseschaltkreis für passive Sensorfelder zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch Mittel zur Bildung eines Referenzsignals aus der periodischen Speisespannung,
Mittel zur Veränderung der Phasenlage des Referenzsignals zur periodischen Speisespannung,
Mittel zur phasenempfindlichen Gleichrichtung von Messsignalen eines Sensorfeldes mitttels des Referenzsignals und Mittel zur Filterung des phasenempfindlich gleichgerichteten Messsignals.
10. Ausleseschaltkreis für Sensorfelder nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis eine Vielzahl von Signalausgängen zum Anschluß der Spaltenleiterbahnen aufweist, wobei an jeweils eine Spalte eine periodische Speisespannung aufgeschaltet wird.
11. Ausleseschaltkreis für Sensorfelder nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis jeweils eine Vielzahl von Eingängen zum Anschluß der Zeilenleiterbahnen aufweist, welche die Eingangssignale von n Zeilen durch einen Strom-Spannungswandler, einen nachgeschalteten phasenempfindlichen Gleichrichter parallel weiterverarbeiten.
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