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Die
Erfindung betrifft das Gebiet der Messung von verteilten physikalischen
Größen mit
einem Sensorfeld. Hierunter soll eine Vorrichtung verstanden werden,
die eine Vielzahl von meist flächig,
meist regelmäßig und
meist in Zeilen und Spalten angeordneten Sensorelementen enthält, welche
jeweils zumindest zwei elektrische Anschlüsse aufweisen, zwischen denen
eine elektrische Impedanz gemessen wird, die sich infolge des Einwirkens
der physikalischen Größe auf jedes
Sensorelement verändert. Die
Erfindung liefert ein Verfahren zum stör-unempfindlichen und damit
hochempfindlichen Auslesen dieser Sensorelemente eines Sensorfeldes.
Das Verfahren lässt
sich besonders vorteilhaft dort einsetzen, wo Sensorelemente von
kleinster Baugröße und mit kleinem
Messeffekt zur Erfassung verteilter physikalischer Größen eingesetzt
werden. Oder dort, wo aufgrund geometrischer Vorgaben, vorhandener
Fertigungsmöglichkeiten
oder des Preises ein Sensorfeld aus rein passiven Sensorelementen
aufgebaut ist, die in der Regel über
eine Anzahl aus Zeilen- und Spaltenanschlüssen mit einer Ausleseelektronik
verbunden sind. Das Hauptaugenmerk soll hier auf den Bereich bildgebender
biometrischer Sensoren wie Fingerabdrucksensoren und Handflächensensoren gerichtet
werden, ohne damit die Einsetzbarkeit des Verfahrens auf nur diese
Bereiche beschränken
zu wollen. So lässt
sich das Verfahren beispielsweise auch für optische bildgebende Sensoren,
taktile Flächensensoren,
oder Array-Sensoren zur Screening-Analyse in der Biologie oder im
analytischen Bereich einsetzen, kurz, für Sensorfelder, deren Sensorelemente
elektrisch auslesbare Impedanzen sind.
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Mit
Blick auf biometrische Sensoren, insbesondere Fingerabdrucksensoren,
ist das Verfahren einsetzbar für
nahezu alle bekannten Messverfahren, da die Mehrzahl der Fingerabdrucksensoren
auf der Veränderung
der elektrischen Impedanz eines Mikro-Sensorelementes beruht, hervorgerufen
durch den aufliegenden Finger. Beim heute überwiegend verwendeten kapazitiven
Messverfahren wird die Impedanz zwischen den isolierten Elektroden
eines Sensorelementes, das in Kontakt mit der Haut gebracht wird,
gemessen. Infolge der unterschiedlichen dielektrischen und konduktiven
Eigenschaften von Haut und Luft in den Fingerrillen wirken unterschiedliche
Materialeigenschaften auf die hier überwiegend kapazitive Impedanz
eines Sensorelementes. Die Kapazitäten liegen dabei üblicherweise
im Femto-Farad- Bereich,
sodass der Messeffekt sehr klein ist. Fingerprintsensoren nach dem
kapazitiven Verfahren benötigen
daher derzeit an jedem Pixel einen Verstärker, der über die Zeilen oder Spalten
abgefragt werden kann, wie z.B. im U.S. Pat. No. 6,016,355 beschrieben
wird.
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Bewegliche
Elektroden mit Kapazitätsänderung
werden in U.S. Pat. No. 4,353,056 beschrieben. Die Erfassung des
Pixelzustandes erfolgt auch durch Ansteuerung einer Spalte und Auslesen
des Signals auf einer oder mehreren Spalte, jedoch auf einfache Weise,
die nicht störsicher
und empfindlich genug ist.
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U.S.
Pat. No. 6,160,904 beschreibt ein Verfahren für einen eindimensionalen passiven
Sensor. Die Reproduzierbarkeit und die Störsicherheit ist mangelhaft.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein störsicheres
und empfindliches Ausleseverfahren für Sensorfelder der beschriebenen
Art zur Verfügung
zu stellen.
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Die
Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Danach
wird ein elektronisches Ausleseverfahren für ein Sensorfeld zur Messung verteilter
Größen bereitgestellt,
insbesondere zur Messung von Finger- oder Handabdrücken im
Kontakt, wobei das Sensorfeld in einer Matrixanordnung passive Sensorelemente
enthält,
deren von der Messgröße abhängige Impedanz
mit Hilfe eines aufgeprägten
Ansteuersignals zu einem weiterverarbeitbaren Messsignal ausgelesen
wird, dadurch gekennzeichnet, dass das aufgeprägte Ansteuersignal zeitveränderlich
ist und das Messsignal in der weiteren Verarbeitung zumindest mithilfe
eines zum Ansteuersignal synchronen Triggersignals phasenempfindlich
gleichgerichtet und gefiltert wird.
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Durch
Modulation des Ansteuersignals, phasenempfindliche Gleichrichtung
und Filterung des Messsignals bietet das Verfahren eine hohe Störsicherheit.
Da die überwiegend
statistischen Störsignale
in der Signalkette nicht mit der eigentlichen Modulationsfrequenz
korrelieren, werden sie von der phasenempfindlichen Gleichrichtung
effektiv unterdrückt.
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Mit
Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens können rein
passive kapazitive Fingerprintsensoren realisiert werden. Trotz
Pixelkapazitäten
im Femto-Farad-Bereich kann ein stabiles und gut messbares Ausgangssignal
erreicht werden.
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Thermisch
arbeitende Fingerdrucksensoren mit Thermistoren als Sensorelemente
können
durch Verwendung des erfindungsgemäßen Ausleseverfahrens in ihrer
Empfindlichkeit verbessert werden.
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Durch
die Möglichkeit
der Verstellung der Phase des Triggersignals bietet das erfindungsgemäße Verfahren
die Möglichkeit
der Bestimmung der komplexen Impedanz eines jeden Sensorelementes nach
Real- und Imaginärteil.
Auf diese Weise können erheblich
mehr Informationen über
Messobjekte, zum Beispiel einen zu untersuchenden Finger gemessen
werden, als bei einer rein resistiven oder kapazitiven Messung.
Insbesondere kann das Verfahren daher auch der Lebend-Erkennung (Life-Detection)
des Fingers, der Abwehr von Attrappen (Fake-Finger) oder der Identifikation
des bekannten wiedererscheinenden letzten Fingerabdruckes (latent fingerprint)
bei kapazitiven Fingerabdrucksensoren dienlich sein. Somit bietet
das erfindungsgemäße Verfahren
auch Vorteile für
aktiv betriebene kapazitive Fingerabdrucksensoren, wie in U.S. Pat.
No. 6,016,355 beschrieben.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
lässt sich ferner
verwenden, um akustisch arbeitende Fingerabdrucksensoren zu betreiben,
deren Sensorelemente Piezoelemente sind und die keine aktiven elektronischen
Bauelemente innerhalb des Sensorfeldes aufweisen. Gemessen wird
die elektrische Impedanz der Piezoelemente, welche aufgrund ihrer Wandler-Eigenschaften
von der akustischen Impedanz des sie umgebenden Stoffes beeinflusst
wird. Die Möglichkeit
der Messung von Realteil und Imaginärteil der elektrischen Impedanz
eines jeden Piezo-Messelementes mit dem erfindungsgemäßen Verfahren
liefert zusätzliche
Daten für
die biometrische Analyse des Fingers.
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Die
Anwendungsmöglichkeiten
reichen von Fingerprint- und Handflächenprintsensoren über druckempfindliche
und thermische Sensoren bis hin zu chemischen und biochemischen
Analysegeräten, die
mit preiswerten und dem Verwendungszweck angepassten passiven Sensoren
ausgestattet werden können.
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Liste der Abbildungen:
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1 stellt
schematisch das erfindungsgemäße Verfahren
dar.
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2 zeigt
als Anwendungsbeispiel die Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens
für einen
passiven kapazitiven Sensor.
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In 1 ist
ein Sensorfeld 1 mit Sensorelementen 2 dargestellt.
Als Sensorelemente 2 sind hier Impedanzen Z dargestellt,
stellvertretend für
komplexe Impedanzen mit R-, C- oder
L-Anteil im allgemeinsten Fall. Um die Impedanzen elektrisch auszulesen,
müssen
sie im Rahmen der Erfindung mit einem zeitveränderlichen Ansteuersignal 3 beaufschlagt
werden. Dieses ist beispielsweise periodisch mit konstanter oder
veränderlicher
Periodendauer, oder insbesondere harmonisch, wobei die Wahl der günstigsten
Signalform auf die Messaufgabe, bzw. auf die Art der auszulesenden
Impedanz abgestimmt werden sollte. Die Erzeugung eines weiterverarbeitbaren Messsignals
ist in 1 nur schematisch durch einen Messsignal-Erzeugungs-Block 4 dargestellt.
Dieser steht stellvertretend für
ein physikalisches Verfahren zur Bestimmung der Impedanz der Sensorelemente.
Ist das Ansteuersignal 3 ein elektrischer Strom, so fällt an der
Messelement-Impedanz 2 eine Spannung ab, welche möglicherweise
nur verstärkt
und als Messsignal 5 für
die weitere erfindungsgemäße Signalverarbeitung
verwendet werden kann. Dieser Fall kann beispielsweise in aktiven
Sensorarrays, also Sensorarrays, die an jeder Sensorelement-Impedanz
einen integrierten Verstärker
aufweisen, vorteilhaft sein, da so auf einfache Weise ein für die Messsignal-Weiterverarbeitung
günstigeres Spannungssignal
aus der Messgröße gebildet
werden kann. In passiven Sensorfeldern, also Sensorfeldern, in denen
keine aktiven elektronischen Komponenten enthalten sind, sondern
die Sensorelemente einer Zeile gemeinsame Zeilenanschlüsse und
die Sensorelemente einer Spalte gemeinsame Spaltenanschlüsse aufweisen,
welche nach außen
geführt werden,
ist es vorteilhaft, dass das Ansteuersignal ein Spannungssignal
ist. In Abhängigkeit
der Messgröße und somit
der Sensorelement-Impedanz stellt sich eine Stromänderung
ein, die durch einen Strom-Spannungswandler in ein leicht weiterverarbeitbares
Messsignal 5 gewandelt wird.
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Erfindungsgemäß wird das
Messsignal 5 phasenempfindlich gleichgerichtet. Dies kann
für alle Sensorelemente
gleichzeitig, also parallel erfolgen, was in einem aktiven Sensorfeld
möglich
wäre und voraussetzt,
dass jedes Sensorelement einen eigenen phasenempfindlichen Gleichrichter
besitzt. Es kann für
die Elemente einer Spalte gleichzeitig erfolgen, was voraussetzt,
dass so viele phasenempfindliche Gleichrichter vorhanden sind wie
die Anzahl der Zeilen. Das gesamte Sensorfeld wird dann ausgelesen,
indem seriell die Elemente einer Spalte nach der anderen ausgelesen
und phasenempfindlich gleichgerichtet werden. Dieser Fall wird unten
anhand des Ausführungsbeispiels
nach 2 genauer beschrieben. Im äußersten Fall ist es denkbar,
einen einzigen phasenempfindlichen Gleichrichter für die Verarbeitung
der Messsignale des gesamten Sensorfeldes einzusetzen, was durch
die Verwendung von Multiplexern möglich wäre. In diesem Fall wäre jedoch
die Auslesezeit maximal, da sequenziell alle Sensorelemente des
Sensorfeldes verarbeitet werden müssten.
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Die
Funktionsweise des phasenempfindlichen Gleichrichters 6 ist
in 1 schematisch dargestellt: Gesteuert durch ein
Triggersignal, welches synchron zu dem Ansteuersignal verläuft, wird
das Messsignal im Takt des Ansteuersignals, verzögert um eine optionale Phasenverschiebung
oder feste Verzögerungszeit,
invertiert. Ein Gleichspannungssignal wird dabei zu einem Wechselspannungssignal, welches
sich im Mittel zu 0 addiert. Ein Filter 7 führt sodann
die Mittelung durch und beseitigt den Einfluss von Offsets, subharmonischen
Störungen,
Brumm, und geradzahligen harmonischen Störungen. Es sei angemerkt, dass
anstelle des phasenempfindlichen Gleichrichters der bekannte Lock-In
Verstärker
eingesetzt werden kann, welcher insbesondere bei harmonischer Ansteuerung
eine ideale Störunterdruckung
bietet. Praktisch ist jedoch die dort verwendete analoge Signal-Multiplikation
nur mit hohem Aufwand realisierbar.
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Durch
Veränderung
der Pixelimpedanz, die durch z.B. Temperatur-, Feuchte-, Druck-,
Dehnungs-, Oberflächenschichtänderungen
und Berührungen
hervorgerufen werden können,
verändern sich
die Amplitude und die Phasenlage des Messsignals. Die phasenempfindliche
Gleichrichtung steigert die Empfindlichkeit des Ausgangssignals
bezüglich Impedanzänderungen.
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Das
Steuersignal für
die phasensynchrone Umschaltung des Gleichrichters wird aus dem
Ansteuersignal 3 entnommen. Ein Schwellwertschalter oder
Trigger 8 liefert die exakte Periodendauer. Zur Einstellung
der für
ein maximales Ausgangssignal nötigen
Phasenlage muss ein Phasenschieber 9, oder allgemein eine
Zeitverzögerung
für den
Fall nicht-periodischer Ansteuersignale, vorhanden sein. Dadurch
kann das Verfahren ohne Schaltungsänderung an verschiedene Sensortechnologien
angepasst werden.
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Im
Ergebnis kann aus resistiven Matrizen mit Pixelwiderständen im
Megaohm-Bereich und aus kapazitiven Matrixsensoren mit Pixelkapazitäten im unteren
Femto-Farad-Bereich
ein ungestörtes
und empfindliches Mess-Signal gewonnen werden. Infolgedessen können Sensormatrizen
ohne zusätzliche elektronische
Komponenten auf dem Sensorfeld verwendet werden.
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2 zeigt
einen Ausschnitt aus dem elektrischen Ersatzschaltbild einer passiven
Impedanzmatrix, stellvertretend für ein passives Sensorfeld1. Es
sind 4 Zeilen ZI i – 1
bis ZI i + 2 und 4 Spalten Sp j – 1 bis Sp j + 2 zu erkennen.
Alle Zeilen sind mit einer Elektronik zur Strom-Spannungs-Wandlung 4 verbunden,
die die Messsignal-Erzeugung
darstellt, welche hier ersatzweise als Amperemeter dargestellt sind.
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Bis
auf eine aktiv gespeiste Spalte liegen alle anderen Spalten auf
Massepotential.
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Wenn
N die Dimension des N × N-Sensorfeldes
ist, so fließt
der zu messende Strom über
das ausgewählte
Sensorpixel 2 auf die Zeilenleitung ZI i – 1. Alle
anderen N – 1
Pixel liegen gegen Masse parallel zueinander und parallel zur Strommessung 4.
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Das
resultierende Ersatzschaltbild für
die Speisung einer Zeile besteht demnach aus einem frequenzkompensierten
Spannungsteiler mit der oberen Impedanz aus R_pix parallel zu C_pix
und der unteren Impedanz R_pix/(N – 1) parallel zu (N – 1)·C_pix, der
von einer Wechselquelle 3 gespeist wird und dessen Spannungsteilerabgriff
mit der Eingangsimpedanz des realen Strom-Spannungs-Wandlers 4 belastet
wird.
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Da
die nicht aktivierten Spalten alle auf Masse liegen, kann von den
dort angeschlossenen Pixeln kein Strom in die Zeilenleitung eingespeist
werden. Dadurch wird die örtliche
Auflösung
auf die angesteuerte Spalte begrenzt und ein Übersprechen von benachbarten
Spalten verhindert.
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1 zeigt
das Blockschaltbild der Auswerteelektronik. Ein Spaltentreiber 3 prägt niederohmig auf
die ausgewählte
Spalte ein periodisches Wechselsignal auf.
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Das
Zeilensignal wird einem Strom-Spannungs-Wandler 4 zugeführt, der
am Eingang ein virtuelles Massepotential zur Verfügung stellt.
Damit können
die unerwünschten
Parallelimpedanzen anderer Sensorelemente in Ihrer Wirkung abgeschwächt werden.
Wäre die
Impedanz der virtuellen Masse beliebig niederohmig, so würde kein
Fehlerstrom über
die nach Masse führenden
Pixelelemente abfließen.
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Der
Strom-Spannungs-Wandler 4 muss eine genügend kleine Zeitkonstante besitzen,
um den Zeitverlauf der einprägenden
Spannung 3 nachvollziehen zu können.
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Nach
dem Strom-Spannungs-Wandler 4 kann die phasenempfindliche
Gleichrichtung 6 beispielsweise dadurch realisiert werden,
dass im Takt des mithilfe des Phasenschiebers 9 verschobenen Triggersignals
zwischen einem negativ 6b und positiv 6a um beispielsweise
jeweils k-fach verstärkten Messsignal
hin- und hergeschaltet wird. Werden durch den elektronischen Umschalter 6c jeweils
nur die positiven Halbschwingungen zeitlich aufeinander folgend
zusammengesetzt, so entsteht eine pulsierende Gleichspannung, deren
arithmetischer Mittelwert in einer nachfolgenden Stufe, dem Filter 7 gebildet
werden muss. Eine geringe Anzahl von Perioden führt zur Mittelwertbildung.
Besonders geeignet sind Tiefpässe 3.
Ordnung und die Bildung des gleitenden Mittelwertes.
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Im
dargestellten Beispiel wird das Triggersignal durch einen Schwellwertschalter 8 aus
dem Ansteuersignal gebildet, das über die Länge der Periode von genau Auskunft
gibt. Der phasenempfindliche Gleichrichter muss aber genau im Nulldurchgang
der Signale A1 und A2 geschaltet werden, um die maximale Empfindlichkeit
zu erreichen. Diese Justage der Phasenlage ist mit dem programmierbaren
Phasenschieber 9 möglich.
Das Triggersignal, mit dem die phasenempfindliche Gleichrichtung
betrieben wird, ist schließlich
mäanderförmig und
hat im Falle eines harmonischen Ansteuersignals 3 ein Tastverhältnis von
0,5. Im Falle eines harmonischen Ansteuersignals 3 bietet
sich die Möglichkeit,
einen Lock-In Verstärker
statt des phasenempfindlichen Gleichrichters zu verwenden. Bei harmonischem
Ansteuersignal ist auch das Messsignal harmonisch und das Triggersignal
kann ebenfalls harmonisch sein, sodass anstelle der beschrieben
synchronen Gleichrichtung eine Analog-Multiplikation durchgeführt werden
kann und so von der Eigenschaft gebrauch gemacht werden kann, dass
das Signal vor der Filterung 7 nur das Messsignal selbst
als Gleichsignal enthält
und nicht ungerade Harmonische der Periodizität des Ansteuersignals einen
Gleichanteil erzeugen können,
wie beim phasenempfindlichen Gleichrichter der Fall.
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Werden
passive Matrizen so angesteuert, dass nur eine Spalte mit einem
Spaltentreiber verbunden und alle anderen Spalten auf Massepotential geklemmt
werden und an allen Zeilen entweder Masse anliegt oder virtuell
Masse erzeugt wird, so kann die verbleibende elektronische Ersatzschaltung
für eine
auszulesende Zeile auf einen ohmsch-kapazitiven Spannungsteiler
reduziert werden.
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Da
sich der Strom aus der Zeile proportional zu den Admittanzen aufteilt,
muss die virtuelle Masse, d.h. die Eingangsadmittanz des Strom-Sapnnungs-Wandlers,
eine gegenüber
der aus den nach Masse führenden
Widerständen
und Kapazitäten
gebildeten Paralleladmittanz einen wesentlich größeren Wert besitzen.
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Y inp >> jω(N – 1)Cpix + (N – 1)/Rpix.
Da sich große
Frequenzbandbreite und hohe Transimpedanz des Strom-Spannungs-Wandlers 3 widersprechen, ist
die Ausgangsspannung Ua für
eine nachfolgende Bewertung zu gering. Daher ist eine proportionale Spannungsverstärkung k
notwendig, die für
die phasenempfindliche Gleichrichtung 6 invertierend 6b und
nichtinvertierend 6a ausgeführt wird.
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Ein
elektronischer Umschalter 6c zwischen den Ausgängen 6a und 6b wird
durch ein zum Spaltensignal phasensynchrones Triggersignal betätigt. Dieses
Triggersignal gewinnt man durch eine vom Spaltensignal abgeleitetet
Schwellwertbildung mittels Trigger 8 und nachfolgende variable
Phasenverschiebung 9. Der arithmetische Mittelwert des
phasenempfindlich gleichgerichteten Messsignals wird dann maximal,
wenn die phasensynchrone Umschaltung im Nulldurchgang des mit k
bzw. –k
verstärkten Messsignals
liegt.
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Abhängig von
dem Aufbau des Sensorfeldes und den Eigenschaften des Strom-Spannungs-Wandlers 4 kann
die Phasenlage der Messsignale variieren. Es ist daher notwendig,
den Phasenschieber 9 mit einer programmierbaren Phasenschiebung
in dem Bereich –180° < Δφ < +180° auszustatten.
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Hinter
dem phasenempfindlichen Gleichrichter liegt ein pulsierendes Gleichspannungssignal
vor, dessen arithmetischer Mittelwert 7 zu bilden ist.
Dies geschieht z.B. digital durch gleitende Mittelwertbildung oder
einen digitalen Buttennrorth-Tiefpass 3. Ordnung. Wichtig
ist, kurze Einschwingzeiten und stabile Gleichspannungspegel zu
erzeugen, damit eine nachfolgende Analog-Digital-Umsetzung mit geringst möglichem
Fehler vorgenommen werden kann.
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Um
dieselbe Ansteuerelektronik für
unterschiedliche passive Impedanzmatrizen einsetzen zu können, müssen außer der
Phasenverschiebung des Triggersignals auch die Frequenz und die
Amplitude der Spannungsquelle für
die Ansteuerung 3 der Spalten programmierbar ausgelegt
werden. Fingerprint-Sensoren mit hoher Pixeldichte (etwa 500 dpi) haben
sehr geringe Pixel-Kapazitäten
von einigen Femtofarad. Um messbare Verschiebeströme zu generieren,
sind Frequenzen bis zu 10 MHz notwendig. Daher sollte bei einem
Amplitudenbereich von 1...10V ein Frequenzbereich von 1...10MHz
programmierbar sein.
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Für kapazitive
Sensormatrizen empfiehlt sich eine dreieckförmige Zeitfunktion an der aktiven
Einspeisung 3, jedoch werden die Signale durch das Zeitverhalten
der realen elektronischen Komponenten im Strom-Spannungs-Wandler
und in den Spannungsverstärkern
zu sinusähnlichen
Zeitverläufen verschliffen,
so dass eine unkompliziertere sinusförmige Einspeisung an der selektierten
Spalte auch zum gewünschten
Ziel führt.
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Mit
der beschriebenen Auslese-Elektronik können bei kapazitiven Finger-
und Handprintsensoren Empfindlichkeiten von 80 mV/fF bei einer mittleren
Pixelkapazität
von 5 fF erreicht werden.
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Es
soll nun noch an beispielhaften Problemstellungen gezeigt werden,
wie das erfindungsgemäße Verfahren
an unterschiedliche technische Anforderungen angepasst werden kann.
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Je
nach zur Verfügung
stehender Auslesezeit für
das Sensorfeld ist eine mehr oder weniger starke Parallelisierung
der Auslesung vorzunehmen. Es sei darauf hingewiesen, dass für die phasenempfindliche
Gleichrichtung eine relevante Anzahl an Periodendauern ausgelesen
werden muss. Steht sehr wenig Zeit zur Verfügung, so ist ein aktives Sensorfeld
zu verwenden, bei dem jedes Sensorelement über eine eigene Ausleseelektronik
und phasenempfindliche Gleichrichtung verfügt und parallel ausgelesen
wird. Kompromisslösungen
bestehen darin, dass nacheinander mitttels Multiplexer jeweils eine
Anzahl von Sensorelementen parallel ausgelesen und phasenrichtig
gleichgerichtet wird. Die technische Realisierung in einem passiven
Sensorarray würde
dann beispielsweise der oben beschriebenen entsprechen, indem z.B.
alle Elemente einer Spalte parallel durch N Zeilen – Strom-Spannungs-Wandler
ausgelesen werden. Durch Verwendung von Zeilen-Multiplexern könnte in
diesem Fall die Zahl der Strom-Spannungs-Wandler bis auf minimal
einem reduziert werden. Die Multiplexer müssten in diesem Fall die nicht-auszulesenden
Zeilen auf Massepotenzial schalten.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
eröffnet insbesondere
die Möglichkeit,
die komplexe Impedanz eines jeden Sensorelements zu bestimmen. Technisch
wird dies dadurch gelöst,
dass das Messfeld ein erstes mal mit einer ersten Phasenverschiebung
des Triggersignals φ1
ausgelesen und gespeichert wird, und ein zweites Mal mit einer zweiten
Phasenverschiebung des Triggersignals φ2. Aus den gespeicherten Impedanzwerten
lässt sich
sodann die komplexe Impedanz eines jeden Messelements berechnen.
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Oft
ist eine Anpassung der Empfindlichkeit und Phasenlage auch an eine
Messaufgabe sinnvoll. Beispielsweise sind bestimmte Attrappen eines
Fingerabdruckes durch bestimmte Merkmale ihrer Impedanz gekennzeichnet,
beispielsweise die hohe elektrische Leitfähigkeit einer Attrappe, mit
der ein kapazitiver Sensor getäuscht
werden soll. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann der gemessene
Fingerabdruck als Fingerabdruck einer Attrappe identifiziert werden,
wenn die Impedanzeigenschaften der Attrappe bekannt sind. Auch ist
die Möglichkeit
der Impedanzanalyse der Haut mit dem Fingerabdrucksensor mit dem
erfindungsgemäßen Verfahren
gegeben, wodurch weitere wichtige Daten zur Charakterisierung der
Echtheit des aufgelegten Fingers gewonnen werden könnten.
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Es
wird im Falle eines nicht hinreichend genau bekannten Messobjektes
als ökonomische Messmethode
vorgeschlagen, zumindest einzelne Sensorelemente wiederholt auszulesen
und dabei die Phasenlage des Triggersignals und/oder die Verstärkung des
Messsignals k sukzessive zu verstellen, um eine Anpassung an die
Messaufgabe zu erhalten.