TWI885386B

TWI885386B - 非對稱半橋返馳電路的控制裝置及控制方法

Info

Publication number: TWI885386B
Application number: TW112122243A
Authority: TW
Inventors: 劉拓夫; 方倩; 張秀紅
Original assignee: 大陸商昂寶電子（上海）有限公司
Priority date: 2023-04-10
Filing date: 2023-06-14
Publication date: 2025-06-01
Also published as: TW202441884A; CN116365889A

Abstract

本發明提供了非對稱半橋返馳電路的控制裝置及控制方法。控制方法包括：在斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，開關階段包括N個開關週期，N

Description

非對稱半橋返馳電路的控制裝置及控制方法

本發明涉及電路技術領域，更具體地涉及非對稱半橋返馳電路的控制裝置以及控制方法。

隨著消費電子應用的發展，可攜式充電設備或適配器的需求越來越高，對於大功率小型化的電源要求提高(即提高電源的功率密度)。傳統電源多以返馳型為主，返馳型電源雖然結構簡單，但具有較大的體積、較低的電源效率，隨著電源功率的提高，其缺點也越發明顯。半橋諧振電路在大功率下有著較好的效率，以及較高的功率密度，但是其成本相對較高，且在輸出電壓範圍較寬的應用中，效果較差。在中大功率電源應用中，非對稱半橋返馳電路相對於傳統的返馳電源，可以大幅提高效率，減小體積，提高功率密度，且相對於半橋諧振電路有著成本優勢，因此在中大功率電源應用中越來越受青睞。

本發明的一方面提供了一種非對稱半橋返馳電路的控制方法，包括：在斷續導通模式中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，開關階段包括N個開關週期，N

1，其中在開關週期中，非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關和第二開關交替導通和關斷；當N個開關週期中的第N開關週期中非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，控制非對稱半橋返馳電路進入停歇階段，其中在停歇階段中，第一開關和第二開關均被關斷；以及當停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中控制第二開關首先導通直到使得勵磁電流等於臨界導通模式下實現第一開關的零電壓導通所需的負電流。

本發明的另一方面提供了一種非對稱半橋返馳電路的控制裝置，包括：控制晶片，該控制晶片被配置為：在斷續導通模式中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，開關階段包括N個開關週期，N

根據本發明的非對稱半橋返馳電路的控制裝置以及控制方法，通過優化的斷續導通模式控制，在不同功率下都能工作在較高的效率狀態。

100:控制系統

101,201:控制模組

102,202:開關模組

103,203:諧振模組

104,204:變壓器模組

105,205:整流模組

106,206:輸出模組

107,207:回饋模組

1200:控制方法

1300,1400,S1202,S1204,S1206,S1302,S1304,S1306,S1308,S1310,S1402,S1404,S1406:方法

209:控制器

800:控制晶片

801:電源模組

802:第一採樣模組

803:第二採樣模組

804:驅動模組

805:邏輯控制組件

901:計數器

902,904:比較器

903:計時器

AUX:第三引腳

CFG:外部配置引腳

Counter:計數情況

C_out:輸出電容

Cr:電容

CS:引腳

DCM_on:信號

FB:第四引腳

f_DCM,f_{DCM_pre}:包絡頻率

f_REF:基準頻率

f_SW:開關頻率

f_{SW_AVG}:平均開關頻率

GH:第一引腳(控制波形、導通信號)

GL:第二引腳(控制波形)

GND:接地引腳

i_Lm:勵磁電流

i_Lr,I_sec:電流

I_N:勵磁電流i_Lm的最小值(即負峰值電流)

I_out:輸出電流

I_P:勵磁電流i_Lm的最大值(即正峰值電流)

Lr:電感

N,N_pre:數量

N_MAX:最大可調節值

N_ps:匝數比

S1:第一開關

S2:第二開關

S3:第三開關

t₁:開關階段的持續時間

t₂:停歇階段的持續時間

t₃:連續導通階段的導通時間

t₄:導通時間

t_dem:退磁時間

timer:計時情況

TL431:穩壓源

t_period:包絡週期

t_{period_pre}:前一包絡週期

t_r:諧振週期

VCC:晶片工作電壓

V_HB:半橋橋臂中點的電壓

Vin:輸入電壓

在結合圖式閱讀下面的具體描述時，可以通過下面的具體描述最佳地理解本發明的各方面。注意，根據行業的標準慣例，各種特徵不一定是按比例繪製的。在各圖中，相似的數位標號描述相似的組件。具有不同字母尾碼的相似數位可以表示相似組件的不同實例。在圖式中：圖1示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統的示意框圖；圖2示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統的電路結構示意圖；圖3示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在臨界導通模式(Critical Conduction Mode，CRM)下的工作波形的示意圖；圖4示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在傳統斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)下的工作波形的示意圖；圖5示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在優化後DCM模式下的工作波形的示意圖；圖6示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的工作頻率及電流曲線的示意圖；圖7示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的隨輸出負載變化時的工作波形的示意圖；圖8示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置的示意圖；圖9示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置的示例的示意圖；圖10a示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的示意圖；圖10b示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的示意圖；圖11示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在優化後DCM模式下的工作波形的示意圖；圖12示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制方法的示意流程圖；圖13示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法的示意流程圖；以及圖14示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法的示意流程圖。

下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。

圖1示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統的示意框圖。如圖1所示，根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統100包括控制模組101、開關模組102、諧振模組103、變壓器模組104、整流模組105、輸出模組106和回饋模組107。

開關模組102連接到輸入電壓Vin和控制模組101。開關模組102接收來自控制模組101的控制信號以根據該控制信號進行接通或關斷。

諧振模組103連接到開關模組102，對經由開關模組102提供的輸入電壓進行處理。

變壓器模組104連接到諧振模組103，對經由諧振模組103提供的輸入電壓進行變壓處理。變壓器模組104還連接到控制模組101，將變壓器模組104的工作狀態回饋給控制模組101。

整流模組105連接到變壓器模組104，接收變壓器模組104提供的電壓電流信號並對其整流，將整流後的電壓電流信號提供給輸出模組106。

輸出模組106連接到整流模組105，根據整流模組105提供的整流後的電壓電流信號來提供輸出信號。

回饋模組107連接到輸出模組106，接收輸出模組106提供的輸出信號。回饋模組107還耦合到控制模組101，向控制模組101提供基於輸出信號的回饋信號。

控制模組101根據來自回饋模組107的回饋信號以向開關模組102提供控制信號。

圖2示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統的電路結構示意圖。根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制系統100包括控制模組201、開關模組202、諧振模組203、變壓器模組204、整流模組205、輸出模組206和回饋模組207。

如圖2所示，開關模組202連接到輸入電壓Vin和控制模組201。開關模組202接收來自控制模組201的控制信號以根據該控制信號進行接通或關斷。開關模組202包括第一開關S1和第二開關S2，第一開關S1和第二開關S2串接於輸入電壓Vin和接地端之間。第一開關S1的第一端連接輸入電壓Vin，第一開關S1的第二端與第二開關S2的第一端連接，第一開關S1的第三端連接到控制模組201的第一引腳(以GH示出)；第二開關S2的第二端連接到接地端，第二開關S2的第三端連接到控制模組201的第二引腳(以GL示出)。在一些實施例中，第一開關S1和第二開關S2可以是金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、雙極性接面電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)、氮化鎵(GaN)等開關器件。

諧振模組203連接到開關模組202，對經由開關模組202提供的輸入電壓進行處理。諧振模組203包括電感Lr和電容Cr。電感Lr的一端連接到第一開關S1的第二端與第二開關S2的第一端的連接點，電感Lr的另一端連接到變壓器模組204。電容Cr的一端連接到第二開關S2的第二端，即接地端，電容Cr的另一端連接到變壓器模組204。

變壓器模組204連接到諧振模組203，對經由諧振模組203提供的輸入電壓進行變壓處理。變壓器模組204包括初級繞組，初級繞組與諧振模組203的電感Lr的所述另一端和電容Cr的所述另一端連接。變壓器模組204包括次級繞組，次級繞組連接到整流模組205。通過初級繞組和次級繞組，變壓器模組204對經由諧振模組203提供的輸入電壓進行變壓處理並將變壓後的電壓電流信號提供給整流模組205。應理解，雖然在此將諧振模組203和變壓器模組204分開進行描述，但是電感Lr也可以被認為是變壓器模組204的漏感。此外，變壓器模組204還包括輔助繞組，輔助繞組連接到控制模組201的第三引腳(以AUX示出)。通過輔助繞組，將變壓器模組204的工作狀態回饋給控制模組201。

整流模組205接收變壓器模組204提供的電壓電流信號並對其整流。如圖2所示，在一些實施例中，整流模組205包括第三開關S3和控制器209(例如同步整流控制器(Synchronous Rectification Controller))，第三開關S3根據控制器209的控制而接通或關斷以實現整流。

輸出模組206連接到整流模組205，進而耦合到變壓器模組204，根據整流模組205提供的整流後的電壓電流信號來提供輸出信號。在一些實施例中，輸出模組206可以包括輸出電容C_out，輸出電容C_out用於濾除來自變壓器模組204的電壓信號中開關頻率的紋波。

回饋模組207連接到輸出模組206，接收輸出模組206提供的輸出信號。回饋模組207還耦合到控制模組201，例如，耦合到控制模組201的第四引腳(以FB示出)，向控制模組201提供基於輸出信號的回饋信號。在一些實施例中，回饋模組207包括穩壓源(例如TL431)和光耦器件。應理解，回饋模組207的所示電路僅為示例，並不限於所述電路。

控制模組201根據來自回饋模組207的回饋信號以向開關模組202提供控制信號。控制模組201還包括接地引腳(以GND示出)

應理解，圖1和圖2僅作為非對稱半橋返馳電路的控制系統的示例實現方式，並不局限於上述示例。例如，諧振模組203也可以耦接於第一開關S1的兩端。還應理解，圖1和圖2僅作為非對稱半橋返馳電路的控制系統可以理解為包括非對稱半橋返馳電路和控制模組。

非對稱半橋返馳電路可以工作在不同的模式下，例如臨界導通模式(CRM)和斷續導通模式(DCM)。非對稱半橋返馳電路當在重載情況下工作時，通常工作於CRM模式。在CRM模式中，僅包括開關階段，在該開關階段中，非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關和第二開關交替導通和關斷。

圖3示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在CRM模式下的工作波形的示意圖。下面結合參考圖2和圖3來說明非對稱半橋返馳電路在CRM模式下的具體工作。

在圖3中，I_out代表輸出電流。GH、GL分別代表第一開關S1和第二開關S2的控制波形，高位準表示相應開關處於導通狀態，低位準表示相應開關處於關斷狀態。V_HB代表半橋橋臂中點的電壓，即第一開關S1與第二開關S2的連接點的電壓。i_Lr代表電感Lr上的電流。i_Lm代表變壓器模組204的勵磁電流，當第一開關S1導通時，i_Lm與i_Lr相同；當第二開關S2導通時，其電流如虛線所示，其中I_P為勵磁電流i_Lm的最大值，即正峰值電流，I_N為勵磁電流i_Lm的最小值，即負峰值電流。I_sec代表整流模組205的線路上的電流。

在CRM模式下，當第一開關S1導通、第二開關S2關斷時，輸入電壓V_in向變壓器模組204及電容Cr儲能；當第一開關S1關斷、第二開關S2導通時，電容Cr與電感Lr發生諧振，並將能量傳送至變壓器模組204的二次側(即，次級繞組)。在CRM模式中，可以通過調節勵磁電流i_Lm的負向電流值來實現第一開關S1的零電壓導通(Zero Voltage Switching，ZVS)。在該模式下，輸出電流I_out被表示為：

其中，N_ps是變壓器的一次側(初級繞組)和二次側(即，次級繞組)的匝數比，因此，通過調節變壓器模組204的勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P可以調節輸出電流I_out。

諧振模組203的諧振頻率可被表示為：

即，該諧振頻率受到電感Lr和電容Cr控制。

當變壓器模組204的退磁時間(即i_Lm從I_P變為0所花的時間，被表示為t_dem)與諧振模組203的諧振週期(為諧振頻率的倒數，被表示為t_r)滿足一定關係時(例如，t_dem

0.6t_r)，變壓器模組204的一次側和二次側均能實現或接近零電流關斷，此時效率最佳。

隨著負載降低，勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P降低，開關頻率升高，且變壓器模組204的一次側的諧振電流及二次側電流的硬關斷電流增大，此時繼續工作在CRM模式下效率會顯著降低。此時可以進入DCM模式，防止峰值電流I_P繼續降低、工作頻率繼續升高。

圖4示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在傳統DCM模式下的工作波形的示意圖。圖4中所用的符號標記與圖3一致，不再贅述。

如圖4所示，在傳統DCM模式中，首先，控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，在該開關階段中，開關模組中的第一開關S1導通，接著第一開關S1關斷並且第二開關S2導通，接著進入停歇階段，在停歇階段中，第一開關S1和第二開關S2均被關斷，隨後循環進行。在該傳統DCM模式中，如圖所示，可以使勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P工作於效率最優的狀態，即退磁時間(t_dem)與諧振週期(t_r)滿足一定關係(例如，t_dem

0.6t_r)時，變壓器模組204的一次側和二次側均能實現或接近零電流關斷。在該傳統模式下，通過增加停歇階段持續時間，調節輸出電流。此時，輸出電流I_out被表示為：

其中，N_ps是變壓器的一次側(初級繞組)和二次側的匝數比，t₁是開關階段的持續時間，t₂是停歇階段的持續時間。

然而，在傳統DCM模式下，在每次進入開關階段前，會出現一次硬開通，而在中載時，此時工作頻率仍然較高，導致效率損失。此外，在傳統DCM模式下，通常會在CRM模式與DCM模式的切換點增加一定的切換視窗，以避免在這兩種模式下反復切換。為了提高效率，通常會選擇諧振峰值出現點作為開關導通點，如此停歇階段的持續時間t₂最少有1.5個谷底諧振週期的時間，因此傳統DCM模式下的最大輸出電流受到限制。因此，通常會將由CRM模式進入DCM模式的輸出電流點設置得較低，否則系統易在這兩種模式之間出現反復切換的現象。此時，在進入DCM模式前，CRM模式下的開關頻率較高，且出現電流硬關斷，也會導致效率損失。

鑒於上述問題，根據本發明的實施例提出了優化DCM模式的控制方法。在優化後的DCM模式中，非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：首先進入開關階段，開關階段包括N個開關週期，N

1，在開關週期中，非對稱半橋返馳電路的開關模組202中的第一開關S1和第二開關S2交替導通和關斷。在下文中，開關週期也可以被稱為CRM週期，N個開關週期也可以被認為是按照CRM模式工作N個週期，因為在CRM模式中第一開關和第二開關交替導通和關斷；當N個開關週期中的第N開關週期中非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，進入停歇階段，其中在停歇階段中，第一開關S1和所述第二開關S2均被關斷；當停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中所述第二開關S2首先導通直到使得勵磁電流等於CRM模式下實現第一開關S1的零電壓導通所需的負電流。

圖5示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在優化後DCM模式下的工作波形的示意圖。圖5示出了N=3的示例，然而應理解，N可以是任何大於等於1的整數。圖5中所用的符號標記與圖3和圖4一致，不再贅述。此外，DCM_on代表處於開關階段還是處於停歇階段的信號，當DCM_on處於高位準時，處於開關階段，對應開關階段的持續時間為t₁，當DCM_on處於低位準時，處於停歇階段，對應停歇階段的持續時間為t₂。

如圖5所示，開關階段的持續時間為t₁。在開關階段中，第二開關S2在連續導通階段的導通時間為t₃，最後一個CRM週期中第二開關S2的導通時間為勵磁電流i_Lm的退磁時間t_dem。停歇階段持續時間為t₂。停歇階段結束後，第二開關S2的導通時間為t₄，其中t₃=t_dem+t₄。因此，在優化後的DCM模式下，開關階段仍可以視為N個完整的CRM週期。於是，輸出電流I_out仍可被表示為：

相對於傳統DCM模式，在優化後DCM模式下，由於開關階段的持續時間t₁增長，最大可輸出電流增大，因此可以將CRM模式與DCM模式的切換點輸出電流設置得更高，使得負載降低時，能夠更早地進入DCM模式下以提高系統效率。此外，相對於傳統DCM模式，在優化後DCM模式下，開關階段仍可以視為N個完整的CRM週期，因此仍然可以實現零電壓導通和零電流關斷，從而提高效率。此外，停歇階段結束時單次硬開關損耗減小，且其頻率降低 N倍，損耗降低。此外，在穩定工作的時候通過調整DCM模式下開關週期的數量，即調整開關階段的持續時間，即可改變DCM模式的週期，實現頻率抖動效果，優化電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)。

圖6示出了示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的工作頻率及電流曲線的示意圖。在圖6中，最上方為勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P隨輸出電流I_out的關係圖；中間為開關頻率f_SW隨輸出電流I_out的關係圖，其中f_{SW_AVG}代表DCM模式下的平均開關頻率，f_DCM代表DCM模式下的包絡頻率，f_REF是基準頻率(例如在20kHz以上)；下方為DCM模式下的開關週期的數量N隨輸出電流I_out的關係圖，其中N_MAX代表開關週期的數量的最大可調節值。從圖中可知，隨著輸出電流I_out減小，勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P降低，開關頻率f_SW升高。為了防止勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P進一步降低，從CRM模式進入DCM模式。在DCM模式下，勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P相比CRM模式得到提升，並隨著輸出電流I_out減小處於穩定，平均開關頻率f_{SW_AVG}也逐漸減小，通過改變開關週期的數量N，包絡頻率f_DCM始終略高於基準頻率f_REF，從而提高效率。隨著進入平均開關頻率f_{SW_AVG}降低至f_REF，開關頻率不再降低，此時勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P降低繼續降低輸出電流I_out，在輸出電流I_out小於預設閾值的情況下，非對稱半橋返馳電路處於突發(Burst)模式，此時勵磁電流i_Lm的峰值電流I_P為一預設恆定值。在本發明中，在DCM模式下，開關週期的數量N在各包絡週期(一個開關階段的持續時間加上相應的停歇階段的持續時間被稱為一個包絡週期，t_period=t₁+t₂，整個DCM模式可視為對包絡週期的循環)內是可動態變化的。

圖7示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的隨輸出負載變化時的工作波形的示意圖。在圖7中，I_out代表輸出電流，GH代表第一開關S1的導通信號，其幅度代表當前循環峰值電流I_P的大小，f_SW代表DCM模式下的開關頻率，f_{SW_AVG}代表DCM模式下的平均開關頻率，f_DCM代表DCM模式下的包絡頻率，N代表包絡週期內的開關週期的數量。

當輸出電流I_out較大時，非對稱半橋返馳電路工作於CRM模式，隨著輸出電流I_out降低，峰值電流I_P降低，開關頻率f_SW升高。隨後，非對稱半橋返馳電路進入DCM模式，連續N個CRM週期(N

1)後進入停歇階段，隨著負載降低，N逐漸降低至1，使得包絡頻率f_DCM始終保持大於基準頻率f_REF(>20kHz)，以避免出現音訊雜訊。當N=1且開關頻率f_SW降低至f_REF時，將繼續降低峰值電流I_P，保持工作頻率f_SW不變。當負載繼續降低使得輸出電流降低I_out低於預設閾值時，將進入突發(Burst)模式。

圖8示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置的示意圖。該控制裝置可以體現為控制晶片800。應該明白的是，圖8示出的控制晶片800僅是一個示例，不應對本發明的實施例的功能和使用範圍帶來任何限制。

如圖8所示，控制晶片800包括：電源模組801，接收晶片工作電壓VCC並為控制晶片800的其他模組提供電力，相應地包括了晶片工作電壓VCC的引腳；第一採樣模組802，對變壓器模組的工作狀態及輸出電壓進行採樣，相應地包括了AUX引腳；第二採樣模組803，對回饋模組所回饋的電壓進行採樣，相應地包括了FB引腳；驅動模組804，用於驅動開關模組中的開關以導通或關斷，相應地包括GH和GL引腳；以及邏輯控制組件805，與控制晶片800的各模組連接，用於根據各模組提供的資訊來進行總體控制。邏輯控制組件805例如可以實現為類比電路、數位專用電路，或者也可以是微處理器(Microcontroller Unit，MCU)等。另外，控制晶片800還包括接地引腳GND。在一些實現方式中，控制晶片800還包括CS引腳和CFG引腳(外部配置引腳)，其中通過CS引腳可以對諧振模組的電流進行採樣，可以通過CFG引腳依據類比或數位配置方案來調整控制晶片800的部分工作參數。

控制晶片800被配置為：在DCM中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，該開關階段包括N個開關週期，N

1，其中在該開關週期中，非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關S1和第二開關S2交替導通和關斷；當N個開關週期中的第N開關週期中非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，控制非對稱半橋返馳電路進入停歇階段，其中在該停歇階段中，第一開關S1和所述第二開關S2均被關斷；以及當停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中控制第二開關S2首先導通直到使得勵磁電流等於CRM模式下實現第一開關S1的零電壓導通所需的負電流。

如上所述，在優化後DCM模式下，每個包絡週期的開關週期的數量N是可動態調節的。在一些實施例中，控制晶片800還被配置為：確定DCM模式下的前一包絡週期，其中前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間；確定前一包絡週期內開關週期的數量；基於前一包絡週期和前一包絡週期內開關週期的數量來確定前一包絡週期內的平均開關頻率；將平均開關頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於比較的結果來確定當前包絡週期內開關週期的數量。在一些實施例中，所述平均開關頻率是通過將前一包絡週期內開關週期的數量除以前一包絡週期而確定的。在一些實施例中，所述比較確定了平均開關頻率與預定基準頻率的比率，並且當前包絡週期內開關週期的數量是根據該比率確定的。

在一些實施例中，控制晶片800還被配置為：確定DCM模式下的前一包絡週期，其中前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間，並基於前一包絡週期來確定前一包絡週期的包絡頻率；將前一包絡週期的包絡頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於比較的結果來調整當前包絡週期內開關週期的數量。在一些實施例中，在前一包絡週期的包絡頻率低於預定基準頻率的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行減少以確定當前包絡週期內開關週期的數量；在前一包絡週期的包絡頻率高於預定基準頻率並超出預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行增加以確定當前包絡週期內開關週期的數量；以及在前一包絡週期的包絡頻率高於預定基準頻率但並未超出所述預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量保持不變以確定當前包絡週期內開關週期的數量。

在一些實施例中，控制晶片800還被配置為：確定N個開關週期的時間；基於非對稱半橋返馳電路的回饋模組所回饋的電壓來確定非對稱半橋返馳電路所需控制的輸出電流；基於輸出電流來確定勵磁電流的正峰值電流；基於實現第一開關的零電壓導通所需的負電流大小來確定勵磁電流的負峰值電流；以及基於正峰值電流和負峰值電流以及N個開關週期的時間來確定實現所述輸出電流所需的當前包絡週期。

在一些實施例中，控制晶片800還被配置為：基於當前包絡週期和所述開關階段的持續時間來確定停歇階段的持續時間。具體地，通過將當前包絡週期的時間與開關階段的持續時間之差確定為停歇階段的持續時間。

應理解，雖然上面以控制晶片800對非對稱半橋返馳電路的DCM模式進行控制而進行了說明，對非對稱半橋返馳電路的CRM模式也可以由控制晶片800進行控制。

圖9示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置的示例的示意圖。應理解，圖9中所示的各個模組可作為圖8所示的控制晶片800的一部分，例如可結合到邏輯控制組件805中。

如圖9所示，計數器901對開關週期的數量進行計數(第一開關S1或第二開關S2完成一次導通和一次關斷的時間作為一個開關週期)。當DCM_on信號置為高位準後，表示進入開關階段，計數器901對第一開關S1或第二開關S2的開關次數進行計數。當通過比較器902確定計數器901統計的開關週期的數量達到N時且完成當前開關週期後，DCM_on信號置為低位準，表示進入停歇階段。

計時器903進行時間統計。具體地，計時器903在DCM_on信號上升沿來臨時檢測出前一包絡週期，並對計時器清零，在DCM_on下降沿來臨時檢測出DCM_on的開通時間(即高位準時段，也即開關階段的持續時間t₁)。

對於採用電流模式控制的晶片，控制晶片根據非對稱半橋返馳電路的回饋模組所回饋的電壓可知此時所需的輸出電流I_out，基於輸出電流來確定勵磁電流的正峰值電流I_P，以及基於實現第一開關的零電壓導通所需的負電流大小來確定勵磁電流的負峰值電流I_N。基於開關階段的持續時間t₁以及勵磁電流的正峰值電流I_P和負峰值電流I_N，可以計算出實現該輸出電流所需的包絡週期，即：

通過比較器904確定計時器903統計的時間達到計算出的包絡週期並且基於非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的工作電壓檢測到谷底信號後，DCM_on被置為高位準，開始下一包絡週期(即下一循環)。

還應理解，圖9僅是示出了示例實現方式，根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置的具體佈置並不限於此。

在一些實現方式中，可以根據前一包絡週期的平均開關頻率來計算當前包絡週期中的開關週期的數量，並在當前包絡週期中使用更新的開關週期的數量。具體地，圖10a所示，確定DCM模式下的前一包絡週期t_{period_pre}以及前一包絡週期內的開關週期的數量N_pre；將前一包絡週期內的開關週期的數量N_pre除以前一包絡週期t_{period_pre}來確定出前一包絡週期內的平均開關頻率f_{SW_AVG}；根據前一包絡週期內的平均開關頻率f_{SW_AVG}與基準頻率f_REF之間的比率關係，確定當前包絡週期的開關週期的數量N。

作為示例，圖11示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路在優化後DCM模式下的工作波形的示意圖。圖11中所用的符號標記與之前的圖中保持一致，不再贅述。此外，timer代表計時器903的計時情況，Counter代表計數器901的計數情況。如圖11所示，在t₀時刻，確定上一包絡週期的包絡頻率f_{DCM_pre}以及平均開關頻率f_{SW_AVG}，若平均開關頻率f_{SW_AVG}與基準頻率f_REF之間的比率介於2~3倍，則當前包絡週期的開關週期數量被確定為2。在t₁時刻，確定上一包絡週期的平均開關頻率f_{SW_AVG}與基準頻率f_REF之間的比率介於3~4倍，則當前包絡週期的開關週期數量被確定為3。包絡頻率f_DCM始終處於較低，但高於音訊的狀態。

在一些實現方式中，可以根據前一包絡週期的包絡頻率來計算當前包絡週期中的開關週期的數量，並在當前包絡週期中使用更新的開關週期的數量。具體地，圖10b所示，確定DCM模式下的前一包絡週期t_{period_pre}並進而確定前一包絡週期的包絡頻率f_{DCM_pre}；根據包絡頻率f_{DCM_pre}與基準頻率f_REF的大小關係，調整當前包絡週期內開關週期的數量。在一些實施例中，在前一包絡週期的包絡頻率f_{DCM_pre}低於預定基準頻率f_REF的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行減少(例如，數量減1)以確定當前包絡週期內開關週期的數量，從而提高當前包絡週期的包絡頻率；在前一包絡週期的包絡頻率f_{DCM_pre}高於預定基準頻率f_REF並超出預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行增加(例如，數量加1)以確定當前包絡週期內開關週期的數量，從而降低當前包絡週期的包絡頻率；以及在前一包絡週期的包絡頻率f_{DCM_pre}高於預定基準頻率f_REF但並未超出所述預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量保持不變以確定當前包絡週期內開關週期的數量。

圖12示出了根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制方法的示意流程圖。如圖12所示，根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制方法1200包括：在斷續導通模式中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行方法S1202-S1206。在方法S1202處，控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，開關階段包括N個開關週期，N

1，其中在開關週期中，非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關和第二開關交替導通和關斷。在方法S1204處，當N個開關週期中的第N開關週期中非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，控制非對稱半橋返馳電路進入停歇階段，其中在停歇階段中，第一開關和第二開關均被關斷。在方法S1206處，當停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中控制第二開關首先導通直到使得勵磁電流等於臨界導通模式下實現第一開關的零電壓導通所需的負電流。

在一些實施例中，可以根據前一包絡週期的平均開關頻率來計算當前包絡週期中的開關週期的數量，並在當前包絡週期中使用更新的開關週期的數量。圖13示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法的示意流程圖。如圖13所示，根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法1300包括方法S1302-S1310。在方法S1302處，確定斷續導通模式下的前一包絡週期，其中前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間。在方法S1304處，確定前一包絡週期內開關週期的數量。在方法S1306處，基於前一包絡週期和前一包絡週期內開關週期的數量來確定前一包絡週期內的平均開關頻率。在方法S1308處，將平均開關頻率與預定基準頻率進行比較。在方法S1310處，基於比較的結果來確定當前包絡週期內開關週期的數量。在一些實施例中，所述平均開關頻率是通過將前一包絡週期內開關週期的數量除以前一包絡週期而確定的。在一些實施例中，所述比較確定了平均開關頻率與預定基準頻率的比率，並且當前包絡週期內開關週期的數量是根據所述比率確定的。

在一些實施例中，可以根據前一包絡週期的包絡頻率來計算當前包絡週期中的開關週期的數量，並在當前包絡週期中使用更新的開關週期的數量。圖14示出了根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法的示意流程圖。如圖14所示，根據本發明實施例的確定開關週期數量的方法1400包括方法S1402-S1406。在方法S1402處，確定斷續導通模式下的前一包絡週期，其中前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間，並基於前一包絡週期來確定前一包絡週期的包絡頻率。在方法S1404處，將包絡頻率與預定基準頻率進行比較。在方法S1406處，基於比較的結果來調整當前包絡週期內開關週期的數量。在一些實施例中，在前一包絡週期的包絡頻率低於預定基準頻率的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行減少以確定當前包絡週期內開關週期的數量；在前一包絡週期的包絡頻率高於預定基準頻率並超出預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量進行增加以確定當前包絡週期內開關週期的數量；以及在前一包絡週期的包絡頻率高於預定基準頻率但並未超出所述預定閾值的情況下，將前一包絡週期內開關週期的數量保持不變以確定當前包絡週期內開關週期的數量。

在一些實施例中，根據本發明實施例的確定開關週期的數量的方法1300還包括：確定所述N個開關週期的時間；基於非對稱半橋返馳電路的回饋模組所回饋的電壓來確定非對稱半橋返馳電路所需控制的輸出電流；基於輸出電流來確定勵磁電流的正峰值電流，以及基於實現第一開關的零電壓導通所需的負電流大小來確定勵磁電流的負峰值電流；以及基於正峰值電流和負峰值電流以及所述N 個開關週期的時間來確定實現輸出電流所需的當前包絡週期。

在一些實施例中，非對稱半橋返馳電路的控制方法還包括：基於當前包絡週期的時間與開關階段的持續時間來確定停歇階段的持續時間。具體地，通過將當前包絡週期的時間與開關階段的持續時間之差確定為停歇階段的持續時間。

根據本發明實施例的非對稱半橋返馳電路的控制裝置和控制方法，通過優化DCM模式的控制方式，可以大幅提高DCM模式下的效率，並使得能夠提高CRM模式與DCM模式的切換點輸出電流，使非對稱半橋返馳電路工作於最佳效率的工作模式，提高非對稱半橋電路在不同負載下的效率。

圖式中的流程圖和框圖，圖示了按照本發明的各種實施例的系統、方法和控制裝置的可能實現的體系架構、功能、和操作。也應當注意，在有些作為替換的實現中，方框中所標注的功能也可以以不同於圖式中所標注的順序發生。例如，兩個接連地表示的方框實際上可以基本並行地執行，它們有時也可以按相反的循序執行，這依所涉及的功能而定。也要注意的是，框圖和/或流程圖中的每個方框、以及框圖和/或流程圖中的方框的組合，可以用執行規定的功能或操作的專用的基於硬體的積體電路來實現，或者可以用專用硬體與電腦指令的組合來實現。

本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。

1200:控制方法

S1202,S1204,S1206:方法

Claims

一種非對稱半橋返馳電路的控制方法，包括：在斷續導通模式中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，所述開關階段包括N個開關週期，N
1，其中在所述開關週期中，所述非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關和第二開關交替導通和關斷；當所述N個開關週期中的第N開關週期中所述非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，控制所述非對稱半橋返馳電路進入停歇階段，其中在所述停歇階段中，所述第一開關和所述第二開關均被關斷；以及當所述停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中控制所述第二開關首先導通直到使得所述勵磁電流等於臨界導通模式下實現所述第一開關的零電壓導通所需的負電流。
如請求項1所述的控制方法，還包括：確定所述斷續導通模式下的前一包絡週期，其中所述前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間；確定所述前一包絡週期內開關週期的數量；基於所述前一包絡週期和所述前一包絡週期內開關週期的數量來確定所述前一包絡週期內的平均開關頻率；將所述平均開關頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於所述比較的結果來確定當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項1所述的控制方法，還包括：確定所述斷續導通模式下的前一包絡週期，其中所述前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間，並基於所述前一包絡週期來確定所述前一包絡週期的包絡頻率；將所述前一包絡週期的包絡頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於所述比較的結果來調整當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項2所述的控制方法，其中，所述平均開關頻率是通過將所述前一包絡週期內開關週期的數量除以所述前一包絡週期而確定的。
如請求項2所述的控制方法，其中，所述比較確定了所述平均開關頻率與所述預定基準頻率的比率，並且所述當前包絡週期內開關週期的數量是根據所述比率確定的。
如請求項3所述的控制方法，其中，在所述前一包絡週期的包絡頻率低於所述預定基準頻率的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量進行減少以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量；在所述前一包絡週期的包絡頻率高於所述預定基準頻率並超出預定閾值的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量進行增加以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量；以及在所述前一包絡週期的包絡頻率高於所述預定基準頻率但並未超出所述預定閾值的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量保持不變以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項2或3所述的控制方法，還包括：確定所述N個開關週期的時間；基於所述非對稱半橋返馳電路的回饋模組所回饋的電壓來確定所述非對稱半橋返馳電路所需控制的輸出電流；基於所述輸出電流來確定所述勵磁電流的正峰值電流；基於實現所述第一開關的零電壓導通所需的負電流大小來確定所述勵磁電流的負峰值電流；以及基於所述正峰值電流和所述負峰值電流以及所述N個開關週期的時間來確定實現所述輸出電流所需的所述當前包絡週期。
如請求項7所述的控制方法，還包括：基於所述當前包絡週期的時間與所述開關階段的持續時間來確定所述停歇階段的持續時間。
一種非對稱半橋返馳電路的控制裝置，包括：控制晶片，該控制晶片被配置為：在斷續導通模式中，控制非對稱半橋返馳電路按照以下操作循環進行：控制非對稱半橋返馳電路進入開關階段，所述開關階段包括N個開關週期，N
1，其中在所述開關週期中，所述非對稱半橋返馳電路的開關模組中的第一開關和第二開關交替導通和關斷；當所述N個開關週期中的第N開關週期中所述非對稱半橋返馳電路的變壓器模組的勵磁電流退磁至0時，控制所述非對稱半橋返馳電路進入停歇階段，其中在所述停歇階段中，所述第一開關和所述第二開關均被關斷；以及當所述停歇階段持續預定時間後，進入下一開關階段，其中控制所述第二開關首先導通直到使得所述勵磁電流等於臨界導通模式下實現所述第一開關的零電壓導通所需的負電流。
如請求項9所述的控制裝置，其中，所述控制晶片還被配置為：確定所述斷續導通模式下的前一包絡週期，其中所述前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間；確定所述前一包絡週期內開關週期的數量；基於所述前一包絡週期和所述前一包絡週期內開關週期的數量來確定所述前一包絡週期內的平均開關頻率；將所述平均開關頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於所述比較的結果來確定當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項9所述的控制裝置，其中，所述控制晶片還被配置為：確定所述斷續導通模式下的前一包絡週期，其中所述前一包絡週期包括前一開關階段的持續時間和前一停歇階段的持續時間，並基於所述前一包絡週期來確定所述前一包絡週期的包絡頻率；將所述包絡頻率與預定基準頻率進行比較；以及基於所述比較的結果來調整當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項10所述的控制裝置，其中，所述平均開關頻率是通過將所述前一包絡週期內開關週期的數量除以所述前一包絡週期而確定的。
如請求項10所述的控制裝置，其中，所述比較確定了所述平均開關頻率與所述預定基準頻率的比率，並且所述當前包絡週期內開關週期的數量是根據所述比率確定的。
如請求項11所述的控制裝置，其中，在所述前一包絡週期的包絡頻率低於所述預定基準頻率的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量進行減少以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量；在所述前一包絡週期的包絡頻率高於所述預定基準頻率並超出預定閾值的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量進行增加以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量；以及在所述前一包絡週期的包絡頻率高於所述預定基準頻率但並未超出所述預定閾值的情況下，將所述前一包絡週期內開關週期的數量保持不變以確定所述當前包絡週期內開關週期的數量。
如請求項10或11所述的控制裝置，其中，所述控制晶片還被配置為：確定所述N個開關週期的時間；基於所述非對稱半橋返馳電路的回饋模組所回饋的電壓來確定所述非對稱半橋返馳電路所需控制的輸出電流；基於所述輸出電流來確定所述勵磁電流的正峰值電流；基於實現所述第一開關的零電壓導通所需的負電流大小來確定所述勵磁電流的負峰值電流；以及基於所述正峰值電流和所述負峰值電流以及所述N個開關週期的時間來確定實現所述輸出電流所需的所述當前包絡週期。
如請求項15所述的控制裝置，其中，所述控制晶片還被配置為：基於所述當前包絡週期的時間與所述開關階段的持續時間來確定所述停歇階段的持續時間。
如請求項9所述的控制裝置，其中，所述非對稱半橋返馳電路包括：所述開關模組，連接到輸入電壓和所述控制裝置，被配置為接收來自所述控制裝置的控制信號以根據該控制信號進行接通或關斷；諧振模組，連接到所述開關模組，被配置為對經由所述開關模組提供的輸入電壓進行處理；所述變壓器模組，連接到所述諧振模組和所述控制裝置，對經由所述諧振模組提供的輸入電壓進行變壓處理，以及將所述變壓器模組的工作狀態回饋給所述控制裝置；整流模組，連接到所述變壓器模組，對所述變壓器模組提供的電壓電流信號進行整流；輸出模組，連接到所述整流模組，根據所述整流模組提供的整流後的電壓電流信號來提供輸出信號；以及回饋模組，連接到所述輸出模組和所述控制裝置，接收所述輸出模組提供的輸出信號，以及向所述控制裝置提供基於輸出信號的回饋信號。