TWI842011B - 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法 - Google Patents
準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- TWI842011B TWI842011B TW111126163A TW111126163A TWI842011B TW I842011 B TWI842011 B TW I842011B TW 111126163 A TW111126163 A TW 111126163A TW 111126163 A TW111126163 A TW 111126163A TW I842011 B TWI842011 B TW I842011B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- quasi
- power supply
- voltage
- resonant
- switching power
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 17
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 21
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 10
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 9
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 9
- 101000827703 Homo sapiens Polyphosphoinositide phosphatase Proteins 0.000 description 7
- 102100023591 Polyphosphoinositide phosphatase Human genes 0.000 description 7
- 241001125929 Trisopterus luscus Species 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 101100233916 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) KAR5 gene Proteins 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 5
- 101001121408 Homo sapiens L-amino-acid oxidase Proteins 0.000 description 4
- 102100026388 L-amino-acid oxidase Human genes 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 101100012902 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) FIG2 gene Proteins 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
提供了一種準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法。準諧振開關電源包括變壓器和功率開關，控制晶片被配置為：基於變壓器的輔助繞組上的電壓，生成表徵功率開關的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號；以及基於谷底脈衝信號、表徵準諧振開關電源的系統輸出負載的輸出回饋電壓、表徵準諧振開關電源的交流輸入電壓的輸入表徵電壓、以及用於驅動功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號，生成用於控制功率開關從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號。
Description
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳式(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制晶片，其中，準諧振開關電源包括變壓器和功率開關，該控制晶片被配置為：基於變壓器的輔助繞組上的電壓，生成表徵功率開關的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號；以及基於谷底脈衝信號、表徵準諧振開關電源的系統輸出負載的輸出回饋電壓、表徵準諧振開關電源的交流輸入電壓的輸入表徵電壓、以及用於驅動功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號，生成用於控制功率開關從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號。
根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制方法，其中，準諧振開關電源包括變壓器和功率開關，該控制方法包括：基於變壓器的輔助繞組上的電壓，生成表徵功率開關的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號；以及基於谷底脈衝信號、表徵準諧振開關電源的系統輸出負載的輸出回饋電壓、表徵準諧振開關電源的交流輸入電壓的輸入表徵電壓、以及用於驅動功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號，生成用於控制功率開關從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號。
100,300,500:準諧振返馳變換器電源
102,301,302:準諧振控制器
304,504:誤差放大與隔離回饋模組
502:多模式準諧振控制器
602:AC電壓檢測單元
604:谷底鎖定控制單元
606:最低工作頻率控制單元
608:頻率模式綜合與控制單元
AC-in:輸入模式表徵信號
C1:輸出電容
Clk_out:導通頻率控制信號
Cp:寄生電容
CS:電流採樣端子
D1:續流二極體
D2:回饋電壓內部分壓二極體
dem:退磁信號檢測端子
FB:回饋電壓檢測端子
FB_in:內部回饋電壓
Fburst:最低系統頻率
FCCM_H,FCCM_L,Fmin_H,Fmin_L:頻率值
Fmax:最高系統頻率
Freq:系統頻率曲線
gate:閘極驅動信號
Ip:電流
Ipk:峰值電流
Laux:輔助電感
Lleak:寄生漏感
Lp:一次電感
Ls:二次電感
P1,P2,P3,P5,P6:功率點
Pout:系統輸出功率
Pwm_out:關斷控制信號
Q:觸發器正相輸出端子
Qb:觸發器反相輸出端子
R:觸發器復位輸入端子
R1:回饋電壓內部分壓上偏置電阻
R2:回饋電壓內部分壓下偏置電阻
Rsense:電流採樣電阻
S:觸發器置位輸入端子
S1:功率開關
T:變壓器
Vac:交流輸入電壓
Vac_dec:輸入表徵電壓
Valley:谷底脈衝信號
Vcs:電流感測電壓
VD2:回饋電壓內部分壓二極體正向導通壓降
Vds:漏源電壓
VFB:輸出回饋電壓
Vin:系統輸入電壓
Vout:系統輸出電壓
第1:第1谷底鎖定態
第2:第2谷底鎖定態
第3:第3谷底鎖定態
第n:第n谷底鎖定態
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1示出了傳統的準諧振返馳變換器電源的系統原理圖。
圖2示出了圖1所示的功率開關的漏源電壓和閘極驅動信號、以及流過功率開關的電流的波形圖。
圖3示出了傳統的帶谷底鎖定功能的準諧振返馳變換器電源的系統結構示意圖。
圖4示出了圖3所示的準諧振返馳變換器電源的系統頻率曲線與系統輸出功率之間的關係示意圖。
圖5示出了根據本發明實施例的準諧振返馳變換器電源的系統結構示意圖。
圖6示出了圖5所示的多模式頻率控制模組的示意框圖。
圖7示出了圖6所示的頻率模式綜合與控制單元實現的控制過程的示意流程圖。
圖8示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源處於低壓輸入模式下的系統頻率曲線與系統輸出功率之間的關係示意圖。
圖9示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源處於高壓輸入模式下的系統頻率曲線與系統輸出功率之間的關係示意圖。
圖10和圖11分別示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源在低壓輸入模式和高壓輸入模式下的系統頻率曲線與表徵輸出負載的內部回饋電壓之間的關係示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了
通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
隨著小體積、高頻率、和高功率密度的開關電源需求越來越大，高頻(例如，系統頻率超過100KHz)、準諧振(Quasi-Resonant,QR)、返馳變換器電源被越來越廣泛地應用。
圖1示出了傳統的準諧振返馳變換器電源100的系統原理圖。在圖1所示的準諧振返馳變換器電源100中，變壓器T的一次電感Lp存在寄生漏感Lleak；功率開關S1的兩端之間存在寄生電容Cp；功率開關S1的寄生電容Cp和變壓器T的一次電感Lp組成LC諧振腔；當功率開關S1處於關斷狀態時，準諧振控制器102通過檢測變壓器T的輔助電感Laux上的電壓來檢測變壓器T的一次電感Lp的退磁情況；變壓器T的一次電感Lp在退磁結束後與功率開關S1的寄生電容Cp進入自由諧振狀態；如果功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的谷底從關斷狀態變為導通狀態，則系統的開關損耗和電磁輻射干擾可以大大降低。
然而，傳統的準諧振返馳變換器電源100的系統頻率疊加抖頻後可能落在預定的頻率區間以外，從而可能導致功率開關S1的導通時刻在其汲極諧振電壓波形的相鄰的兩個甚至多個谷底之間無規則地低頻反復跳變，這種反復跳變的包絡頻率因為受到抖頻包絡頻率的控制，一般低於20KHz，會落在音訊範圍內，使得系統噪音指標大大惡化。圖2示出了圖1所示的功率開關S1的漏源電壓Vds(由於功率開關S1的源極接地，所以功率開關S1的漏源電壓Vds等於功率開關S1的汲極電壓)和閘極驅動信號gate、以及流過功率開關S1的電流Ip的波形圖。
為了解決傳統的準諧振返馳變換器電源100因功率開關S1的導通時刻的低包絡頻率跳變帶來的異音問題，提出了帶谷底鎖定功能的準諧振返馳變換器電源。
圖3示出了傳統的帶谷底鎖定功能的準諧振返馳變換器電源300的系統結構示意圖。在圖3所示的準諧振返馳變換器電源300中，當功率開關S1處於導通狀態時，通過對交流(Alternate Current,AC)輸入電壓Vac(圖中未示出)進行整流濾波得到的系統輸入電壓Vin給變壓器T的一次電感Lp充電；變壓器T的二次側的續流二極體D1關斷；輸出電容C1給系統輸出負載供電；誤差放大與隔離回饋模組304將表徵系統輸出負載的輸出回饋電壓VFB提供給準諧振控制器302；在準諧振控制器302中，脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)比較器通過將輸出回饋電壓VFB的分壓FB_in(以下稱為內部回饋電壓FB_in)與表徵流過功率開關S1的電流的電流感測電壓Vcs進行比較，生成用於控制功率開關S1從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號。這裡，關斷控制信號可以控制閘極驅動信號gate的頻率與占空比，從而可以保持系統輸出電壓Vout的恒定。
進一步地，在圖3所示的準諧振返馳變換器電源300中，當功率開關S1處於關斷狀態時，變壓器T的一次電感Lp進行退磁；變壓器T的二次側的續流二極體D1導通；變壓器T的二次電感Ls給輸出電容C1充電並給系統輸出負載供電；在變壓器T的一次電感Lp退磁結束後，變壓器T的一次電感Lp和功率開關S1的寄生電容Cp進入自由諧振狀態；在準諧振控制器302中，退磁檢測模組基於變壓器T的輔助電感Laux上的電壓生成表徵功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號，谷底鎖定模組基於谷底脈衝信號、內部回饋電壓FB_in、以及閘極驅動信號gate來生成用於控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的特定谷底從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號。
圖4示出了圖3所示的準諧振返馳變換器電源300的系統頻率曲線Freq與系統輸出功率Pout之間的關係示意圖。這裡，需要說明的是，圖中所示的第1、第2、第3、……第n分別表示第1谷底鎖定態、第2谷底鎖定態、第3谷底鎖定態、……第n谷底鎖定態，而不僅表示功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底出現的先後順序。
從圖4可以看出，當系統輸出負載減小時，準諧振控制器302通過控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的更晚出現的谷底從關斷狀態變為導通狀態來降低準諧振返馳變換器電源300的系統頻率，從而提高準諧振返馳變換器電源300的工作效率；當系統輸出負載增大時，準諧振控制器302通過控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的更早出現的谷底從關斷狀態變為導通狀態來提高準諧振返馳變換器電源300的系統頻率，從而提高準諧振返馳變換器電源300的工作效率。因為準諧振開關電源通常具有最高系統頻率Fmax，所以當準諧振返馳變換器電源300的系統輸出功率Pout超過P1時，準諧振控制器301控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態。
具體地，圖3所示的準諧振返馳變換器電源300的系統輸出功率Pout的運算式為：
其中，η表示準諧振返馳變換器電源300的系統輸入功率與系統輸出功率之間的轉換效率，Lp表示變壓器T的一次電感Lp的感量，Ipk表示流經功率開關S1的峰值電流，Fsw表示準諧振返馳變換器電源300的系統頻率。
在圖3所示的準諧振返馳變換器電源300中，隨著系統輸出功率Pout的進一步增大，流經功率開關S1的峰值電流Ipk增大，功率開關S1處於導通狀態的時間增長，變壓器T的一次電感Lp的退磁時間也增長，導致功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態時的系統頻率會降低；因為準諧振返馳變換器電源300不具有重載和連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)下的最低系統頻率控制，所以在功率開關S1被控制在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態時，輸出負載越重，系統頻率就降得越低。特別地，當準諧振返馳變換器電源300工作在重載條件下且系統輸入電壓Vin處於谷底電壓
時，系統頻率會降到最低值，流經功率開關S1的峰值電流Ipk將達到最大值，容易造成變壓器T飽和，大大增加了變壓器T的設計難度。這種問題在小體積、高頻率、和高功率密度的準諧振開關電源中更為突出。
鑒於上述問題，提出了根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制晶片和控制方法，以避免準諧振開關電源處於低壓輸入模式且輸出重載時在功率開關被控制在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況下主動降頻而導致變壓器工作在飽和狀態，可以明顯降低變壓器的設計難度。
下面結合圖式，以用於準諧振返馳變換器電源的多模式準諧振控制器為例，對根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制晶片和控制方法進行說明。
圖5示出了根據本發明實施例的準諧振返馳變換器電源500的系統結構示意圖。如圖5所示，準諧振返馳變換器電源500包括變壓器T、功率開關S1、多模式準諧振控制器502、以及誤差放大與隔離模組504，其中：誤差放大與隔離回饋模組504被配置為將表徵準諧振返馳變換器電源500的系統輸出負載的輸出回饋電壓VFB提供給多模式準諧振控制器502；多模式準諧振控制器502被配置為基於變壓器T的輔助電感Laux上的電壓，生成表徵功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號Valley，並且基於谷底脈衝信號Valley、表徵系統輸出負載的輸出回饋電壓VFB、表徵準諧振返馳變換器電源500的交流輸入電壓Vac(圖中未示出)的輸入表徵電壓Vac_dec(圖中未示出)、以及用於驅動功率開關S1的導通與關斷的閘極驅動信號gate，生成用於控制功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號Clk_out。
如圖5所示，在一些實施例中，多模式準諧振控制器502進一步被配置為基於輸出回饋電壓VFB和表徵流過功率開關S1的電流的電流感測電壓Vcs，生成用於控制功率開關S1從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號Pwm_out。這裡，關斷控制信號Pwm_out可以控制閘極驅動信
號gate的頻率與占空比，從而可以保持系統輸出電壓Vout的恒定。
在圖5所示的準諧振返馳變換器電源500中，當功率開關S1處於導通狀態時，通過對交流輸入電壓Vac進行整流濾波得到的系統輸入電壓Vin給變壓器T的一次電感Lp充電；變壓器T的二次側的續流二極體D1關斷；輸出電容C1給系統輸出負載供電；誤差放大與隔離回饋模組504將根據系統輸出電壓Vout的變化生成的、表徵系統輸出負載的輸出回饋電壓VFB提供給多模式準諧振控制器502；在多模式準諧振控制器502中，PWM比較器通過將輸出回饋電壓VFB的分壓FB_in(以下稱為內部回饋電壓FB_in)與表徵流過功率開關S1的電流的電流感測電壓Vcs進行比較生成關斷控制信號Pwm_out。
在圖5所示的準諧振返馳變換器電源500中，當功率開關S1處於關斷狀態時，變壓器T的一次電感Lp進行退磁；變壓器T的二次側的續流二極體D1導通；變壓器T的二次電感Ls給輸出電容C1充電並給系統輸出負載供電；在變壓器T的一次電感Lp退磁結束後，變壓器T的一次電感Lp和功率開關S1的寄生電容Cp進入自由諧振狀態；在多模式準諧振控制器502中，退磁檢測模組基於變壓器T的輔助電感Laux上的電壓生成表徵功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號Valley，多模式頻率控制模組基於谷底脈衝信號Valley、內部回饋電壓FB_in、閘極驅動信號gate、以及輸入表徵電壓Vac_dec來生成導通頻率控制信號Clk_out。
圖6示出了圖5所示的多模式頻率控制模組的示意框圖。如圖6所示，在一些實施例中，圖5所示的多模式頻率控制模組包括AC電壓檢測單元602、谷底鎖定控制單元604、最低工作頻率控制單元606、以及頻率模式綜合與控制單元608，其中，AC電壓檢測單元602被配置為基於輸入表徵電壓Vac_dec和預設閾值，生成用於表徵準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式還是低壓輸入模式的輸入模式表徵信號AC-in；谷底鎖定控制單元604被配置為基於谷底脈衝信號Valley、輸出回饋電壓
VFB、以及閘極驅動信號gate，生成用於控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的特定谷底從關斷狀態變為導通狀態的谷底選擇與鎖定信號；最低工作頻率控制單元606被配置為基於輸出回饋電壓VFB和輸入模式表徵信號AC-in，生成用於控制準諧振返馳變換器電源500工作在連續導通模式下的最低系統頻率的最低頻率控制信號；頻率模式綜合與控制單元608被配置為基於谷底選擇與鎖定信號、輸入模式表徵信號AC-in、以及最低頻率控制信號，生成導通頻率控制信號Clk_out。
在一些實施例中，AC電壓檢測單元602可以通過直接檢測交流輸入電壓Vac或系統輸入電壓Vin或者通過間接檢測系統輸入電壓Vin來獲取輸入表徵電壓Vac_dec，將輸入表徵電壓Vac_dec與內部設定的閾值進行比較來判定當前是高壓輸入還是低壓輸入，並將指示準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式還是低壓輸入模式的輸入模式表徵信號AC_in提供給最低工作頻率控制單元606和頻率模式綜合與控制單元608。例如，AC電壓檢測單元602可以將輸入表徵電壓Vac_dec與第一預設閾值進行比較，並在輸入表徵電壓Vac_dec大於第一預設閾值時確定準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式；以及將輸入表徵電壓Vac_dec與第二預設閾值進行比較，並在輸入表徵電壓Vac_dec小於第二預設閾值時確定準諧振返馳變換器電源500處於低壓輸入模式，其中，第一預設閾值大於第二預設閾值。
在一些實施例中，最低工作頻率控制單元606可以根據內部回饋電壓FB_in以及輸入模式表徵信號AC_in來生成用於控制準諧振返馳變換器電源500工作在連續導通模式下的最低系統頻率的最低頻率控制信號。谷底鎖定控制單元604可以根據谷底脈衝信號Valley、內部回饋電壓FB_in、以及閘極驅動信號gate來生成用於控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的特定谷底從關斷狀態變為導通狀態的谷底選擇與鎖定信號。頻率模式綜合和控制單元608可以根據輸入模式表徵信號AC-in、谷底選擇與鎖定信號、以及最低頻率控制信號，綜合處理生成導通頻率控制信號
Clk_out。
圖7示出了圖6所示的頻率模式綜合與控制單元實現的控制過程的示意流程圖。如圖7所示，頻率模式綜合與控制單元608根據AC電壓檢測單元602生成的輸入模式表徵信號、最低工作頻率控制單元606生成的最低頻率控制信號、以及谷底鎖定控制單元604生成的谷底選擇與鎖定信號，綜合處理生成導通頻率控制信號Clk_out來控制功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態。具體地，當準諧振返馳變換器電源500處於低壓輸入模式時，頻率模式綜合與控制單元608生成準諧振谷底鎖定疊加連續導通最低頻率最大值為Fmin_H的頻率控制曲線；當準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式時，頻率模式綜合與控制單元608生成準諧振谷底鎖定疊加連續導通最低頻率最大值為Fmin_L(大於最低系統頻率Fburst)的頻率控制曲線，其中，Fmin_H代表的頻率值大於Fmin_L代表的頻率值。這樣，可以使得準諧振返馳變換器電源500在連續導通模式下的最低系統頻率在高輸入模式和低輸入模式下實現分頻，既可以避免準諧振返馳變換器電源500在低輸入電壓且輸出重載的條件下，在功率開關S1被鎖定在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況下主動降頻而導致變壓器工作在飽和狀態，降低了變壓器的設計難度，又可以保證準諧振返馳變換器電源500在高壓輸入且輸出重載的條件下工作在準諧振谷底導通模式，從而不會降低高壓輸入模式下的系統工作效率。
圖8示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源500處於低壓輸入模式下的系統頻率曲線Freq與系統輸出功率Pout之間的關係示意圖。這裡，需要說明的是，圖中所示的第1、第2、第3、……第n分別表示第1谷底鎖定態、第2谷底鎖定態、第3谷底鎖定態……第n谷底鎖定態，而不僅表示功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底出現的先後順序。
結合圖4和圖8可以看出，相比於圖4所示的系統頻率曲線與系統輸出功率之間的關係示意圖，圖8增加了連續導通模式下的最低系統頻率控制曲線。如圖8所示，在準諧振返馳變換器電源500處於低壓輸
入模式的情況下，在系統工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第一預設功率(例如，P2)時或者工作在連續導通模式時，最低系統頻率為第一固定頻率(例如，FCCM_H)。
在準諧振返馳變換器電源500處於低壓輸入模式時，在功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況下系統頻率隨系統輸出功率的加大而下降得很快，所以系統更容易進入連續導通定頻模式(例如，在P3功率點)。可以通過在電路內部設定或者外部調節控制FCCM_H頻率維持在一個合適的較高頻率值，避免系統在低輸入電壓且輸出重載工作時，在功率開關S1被鎖定在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況下的主動降頻而導致變壓器工作在飽和狀態，降低了變壓器的設計難度。而且，在系統輸出功率低於P3時，系統工作在準諧振鎖谷底導通模式，隨著系統輸出功率的降低，多模式準諧振控制器502通過控制功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的更晚出現的谷底從關斷狀態變為導通狀態來實現降頻，以提高輕載段的工作效率。
圖9示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式下的系統頻率曲線Freq與系統輸出功率Pout之間的關係示意圖。這裡，需要說明的是，圖中所示的第1、第2、第3、……第n分別表示第1谷底鎖定態、第2谷底鎖定態、第3谷底鎖定態、……第n谷底鎖定態，而不僅表示功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底出現的先後順序。
結合圖4和圖9可以看出，相比於圖4所示的系統頻率曲線與系統輸出功率之間的關係示意圖，圖9增加了連續導通模式下的最低系統頻率控制曲線。如圖9所示，在準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式的情況下，在系統工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第二預設功率(例如，P5)時或者系統工作在連續導通模式時，最低系統頻率為第二固定頻率(例如，FCCM_L)，其中，可以設定FCCM_L小於FCCM_H。
在準諧振返馳變換器電源500處於高壓輸入模式時，在功率開關S1在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況
下系統頻率隨系統輸出功率的加大而下降得很慢，所以系統進入連續導通模式的功率點P6會遠大於功率點P3。從而，可以保證高壓輸入且輸出重載時，系統工作在準諧振谷底導通模式，不會降低高壓輸入模式下的系統工作效率。
圖10和圖11分別示出了圖5所示的準諧振返馳變換器電源500在低壓輸入模式和高壓輸入模式下的系統頻率曲線與表徵輸出負載的內部回饋電壓FB_in之間的關係示意圖。這裡，需要說明的是，圖中的第1、第2、第3、……第n可分別表示第1谷底鎖定態、第2谷底鎖定態、第3谷底鎖定態、……第n谷底鎖定態，並不僅表示功率開關S1的汲極諧振電壓波形的谷底出現的先後順序。
應該說明的是，結合準諧振返馳變換器電源描述的多模式準諧振控制器502不僅適用於返馳式架構的準諧振開關電源，也同樣適用於BUCK架構和BOOST架構的準諧振開關電源。
綜上所述，在結合準諧振返馳變換器電源描述的多模式準諧振控制器502中，實現高頻準諧振谷底鎖定與連續導通模式下的最低系統頻率控制共存的多模式頻率控制，在保證交流高壓輸入且輸出重載時系統工作在準諧振導通模式的同時，可以避免系統在低交流輸入電壓且輸出重載工作時，在功率開關S1被鎖定在其汲極諧振電壓波形的第1谷底從關斷狀態變為導通狀態的情況下的主動降頻導致變壓器工作在飽和狀態，可以明顯降低變壓器的設計難度。
這裡，應該理解的是，功率開關S1可以被實現為例如，金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)、雙極性接面NPN電晶體(Bipolar Junction Transistor-NPN,BJT-NPN)、絕緣閘雙極性接面電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、以及氮化鎵(GaN)電晶體等。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構
並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
500:準諧振返馳變換器電源
502:多模式準諧振控制器
504:誤差放大與隔離回饋模組
AC-in:輸入模式表徵信號
C1:輸出電容
Clk_out:導通頻率控制信號
Cp:寄生電容
CS:電流採樣端子
D1:續流二極體
D2:回饋電壓內部分壓二極體
dem:退磁信號檢測端子
FB:回饋電壓檢測端子
FB_in:內部回饋電壓
gate:閘極驅動信號
Laux:輔助電感
Lp:一次電感
Ls:二次電感
Pwm_out:關斷控制信號
Q:觸發器正相輸出端子
Qb:觸發器反相輸出端子
R:觸發器復位輸入端子
R1:回饋電壓內部分壓上偏置電阻
R2:回饋電壓內部分壓下偏置電阻
Rsense:電流採樣電阻
S:觸發器置位輸入端子
S1:功率開關
T:變壓器
Valley:谷底脈衝信號
Vcs:電流感測電壓
VD2:回饋電壓內部分壓二極體正向導通壓降
VFB:輸出回饋電壓
Vin:系統輸入電壓
Vout:系統輸出電壓
Claims (11)
- 一種用於準諧振開關電源的控制晶片，其中，所述準諧振開關電源包括變壓器和功率開關，所述控制晶片被配置為：基於所述變壓器的輔助繞組上的電壓，生成表徵所述功率開關的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號；以及基於所述谷底脈衝信號、表徵所述準諧振開關電源的系統輸出負載的輸出回饋電壓、表徵所述準諧振開關電源的交流輸入電壓的輸入表徵電壓、以及用於驅動所述功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號，生成用於控制所述功率開關從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號；其中：基於所述谷底脈衝信號、所述輸出回饋電壓、以及所述閘極驅動信號，生成用於控制所述功率開關在其汲極諧振電壓波形的特定谷底從關斷狀態變為導通狀態的谷底選擇與鎖定信號；基於所述輸入表徵電壓和預設閾值，生成用於表徵所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式還是低壓輸入模式的輸入模式表徵信號；基於所述輸出回饋電壓和所述輸入模式表徵信號，生成用於控制所述準諧振開關電源工作在連續導通模式下的最低系統頻率的最低頻率控制信號；以及基於所述谷底選擇與鎖定信號、所述輸入模式表徵信號、以及所述最低頻率控制信號，生成所述導通頻率控制信號。
- 如請求項1所述的控制晶片，其中：當所述輸入表徵電壓大於第一預設閾值時，所述輸入模式表徵信號指示所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式；當所述輸入表徵電壓小於第二預設閾值時，所述輸入模式表徵信號指示所述準諧振開關電源處於低壓輸入模式。
- 如請求項1所述的控制晶片，進一步被配置為：基於所述輸出回饋電壓和表徵流過所述功率開關的電流的電流感測電壓，生成用於控制所述功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號。
- 如請求項1所述的控制晶片，其中：在所述準諧振開關電源處於低壓輸入模式的情況下，在所述準諧振開關電源工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第一預設功率時或者在所述準諧振開關電源工作在連續導通模式時，所述閘極驅動信號的最低頻率為第一固定頻率。
- 如請求項4所述的控制晶片，其中：在所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式的情況下，在所述準諧振開關電源工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第二預設功率時或者所述準諧振開關電源工作在連續導通模式時，所述閘極驅動信號的最低頻率為第二固定頻率，所述第二固定頻率小於所述第一固定頻率。
- 一種用於準諧振開關電源的控制方法，其中，所述準諧振開關電源包括變壓器和功率開關，所述控制方法包括：基於所述變壓器的輔助繞組上的電壓，生成表徵所述功率開關的汲極諧振電壓波形的谷底的谷底脈衝信號；以及基於所述谷底脈衝信號、表徵所述準諧振開關電源的系統輸出負載的輸出回饋電壓、表徵所述準諧振開關電源的交流輸入電壓的輸入表徵電壓、以及用於驅動所述功率開關的導通與關斷的閘極驅動信號，生成用於控制所述功率開關從關斷狀態變為導通狀態的導通頻率控制信號；其中：生成所述導通頻率控制信號的處理包括：基於所述谷底脈衝信號、所述輸出回饋電壓、以及所述閘極驅動信號，生成用於控制所述功率開關在其汲極諧振電壓波形的特定谷底從關斷狀態變為導通狀態的谷底選擇與鎖定信號；基於所述輸入表徵電壓和預設閾值，生成用於表徵所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式還是低壓輸入模式的輸入模式表徵信號；基於所述輸出回饋電壓和所述輸入模式表徵信號，生成用於控制所述準諧振開關電源工作在連續導通模式下的最低系統頻率的最低頻率控制信號；以及 基於所述谷底選擇與鎖定信號、所述輸入模式表徵信號、以及所述最低頻率控制信號，生成所述導通頻率控制信號。
- 如請求項6所述的控制方法，其中：當所述輸入表徵電壓大於第一預設閾值時，所述輸入模式表徵信號指示所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式；當所述輸入表徵電壓小於第二預設閾值時，所述輸入模式表徵信號指示所述準諧振開關電源處於低壓輸入模式。
- 如請求項6所述的控制方法，進一步被配置為：基於所述輸出回饋電壓和表徵流過所述功率開關的電流的電流感測電壓，生成用於控制所述功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號。
- 如請求項6所述的控制方法，其中：在所述準諧振開關電源處於低壓輸入模式的情況下，在所述準諧振開關電源工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第一預設功率時或者所述準諧振開關電源工作在連續導通模式時，所述準諧振開關電源的最低系統頻率為第一固定頻率。
- 如請求項9所述的控制方法，其中：在所述準諧振開關電源處於高壓輸入模式的情況下，在所述準諧振開關電源工作在準諧振模式且系統輸出功率高於第二預設功率時或者所述準諧振開關電源工作在連續導通模式時，所述準諧振開關電源的最低系統頻率為第二固定頻率，所述第二固定頻率小於所述第一固定頻率。
- 一種準諧振開關電源，包括如請求項1至5中任一項所述的控制晶片。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210418026.2A CN114759797A (zh) | 2022-04-20 | 2022-04-20 | 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 |
| CN202210418026.2 | 2022-04-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW202343940A TW202343940A (zh) | 2023-11-01 |
| TWI842011B true TWI842011B (zh) | 2024-05-11 |
Family
ID=82331005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW111126163A TWI842011B (zh) | 2022-04-20 | 2022-07-12 | 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114759797A (zh) |
| TW (1) | TWI842011B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117335642B (zh) * | 2023-09-26 | 2024-04-12 | 成都智融微电子有限公司 | 功率管控制方法、控制系统和电子设备 |
| CN118199397B (zh) * | 2024-03-21 | 2024-12-27 | 深圳市诚芯微科技股份有限公司 | 一种准谐振开关元件的控制方法、电子设备及存储介质 |
| CN118900035B (zh) * | 2024-10-09 | 2024-12-06 | 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 | 直流斩波电路软开关控制方法及直流斩波电路 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW201541837A (zh) * | 2014-04-23 | 2015-11-01 | Guangzhou On Bright Electronics Co Ltd | 用於調節電源變換系統的系統控制器和方法 |
| US20190006935A1 (en) * | 2017-06-28 | 2019-01-03 | Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. | Switching converter with quasi-resonant control and the method thereof |
| TW201935837A (zh) * | 2018-02-12 | 2019-09-01 | 新加坡商西拉娜亞洲私人有限公司 | 具有多模式啟動之開關模式電力控制器 |
| TWI748876B (zh) * | 2020-12-28 | 2021-12-01 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 用於準諧振開關電源中的谷底鎖定的裝置和方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110572902B (zh) * | 2019-08-27 | 2022-05-24 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 准谐振调光控制系统和方法 |
| CN113992018B (zh) * | 2021-09-30 | 2023-12-26 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 |
-
2022
- 2022-04-20 CN CN202210418026.2A patent/CN114759797A/zh active Pending
- 2022-07-12 TW TW111126163A patent/TWI842011B/zh active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW201541837A (zh) * | 2014-04-23 | 2015-11-01 | Guangzhou On Bright Electronics Co Ltd | 用於調節電源變換系統的系統控制器和方法 |
| US20190006935A1 (en) * | 2017-06-28 | 2019-01-03 | Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. | Switching converter with quasi-resonant control and the method thereof |
| TW201935837A (zh) * | 2018-02-12 | 2019-09-01 | 新加坡商西拉娜亞洲私人有限公司 | 具有多模式啟動之開關模式電力控制器 |
| TWI748876B (zh) * | 2020-12-28 | 2021-12-01 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 用於準諧振開關電源中的谷底鎖定的裝置和方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114759797A (zh) | 2022-07-15 |
| TW202343940A (zh) | 2023-11-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI842011B (zh) | 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法 | |
| US10291141B1 (en) | Flyback converter | |
| CN111835216B (zh) | 防止开关变换器的整流器中电流反向的控制方法与系统 | |
| US6320765B2 (en) | Switching power circuit | |
| US11716010B2 (en) | Driving control circuit, method and device for gallium nitride (GaN) transistor, and medium | |
| CN109586575B (zh) | 虚拟参数高压侧mosfet驱动器 | |
| US7638900B2 (en) | Bi-directional DC-DC converter | |
| US8837173B2 (en) | DC to DC power converting device | |
| JP2009527215A (ja) | 電力変換装置 | |
| TWI841989B (zh) | 非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法 | |
| TWI852025B (zh) | 返馳變換器電源及其控制電路和方法 | |
| JP7325059B2 (ja) | 力率改善回路 | |
| TW202226733A (zh) | 用於準諧振開關電源中的谷底鎖定的裝置和方法 | |
| US20180323713A1 (en) | Soft-switching for high-frequency power conversion | |
| US10523127B1 (en) | Output clamped flyback converter | |
| Ngo | Analysis of a series resonant converter pulsewidth-modulated or current-controlled for low switching loss | |
| TWI699957B (zh) | 一種準諧振電源控制器 | |
| TWI836980B (zh) | 非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制晶片和控制方法 | |
| US20240305207A1 (en) | Control circuit for a resonant circuit and the method thereof | |
| CN116032123A (zh) | Llc转换器和用于llc转换器的次级侧控制器 | |
| Feng et al. | Digital implementation of driving scheme for synchronous rectification in LLC resonant converter | |
| CN119362877A (zh) | 半波整流llc转换器以及控制ic | |
| TWI842520B (zh) | 非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路 | |
| TW201417476A (zh) | 電源轉換裝置 | |
| CN118282217A (zh) | 不对称半桥反激变换器及其控制电路、控制方法 |