TWI883611B

TWI883611B - 具有實現自適應關斷電壓的同步整流器的開關模式功率轉換器及其方法

Info

Publication number: TWI883611B
Application number: TW112140999A
Authority: TW
Inventors: 丁宇; 習提彭安格凱提特拉古; 健印
Original assignee: 加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司
Priority date: 2022-11-07
Filing date: 2023-10-26
Publication date: 2025-05-11
Also published as: TW202420722A

Abstract

包含同步整流器的功率轉換器實現了自適應關斷電壓控制，以在連續導通模式下快速關斷同步整流器。在一些實施例中，同步整流器關斷檢測閾值根據檢測到的功率轉換器的操作模式自適應地改變。響應於檢測到功率轉換器在連續導通模式下操作，同步整流器關斷檢測閾值被設置為與標稱關斷檢測閾值相比更遠離零伏的電壓值。這樣，同步整流器可以在連續導通模式下提前關斷。當同步整流器可以快速關斷時，可以避免同步整流器出現較大的反向電流或負電流以及較大的汲極電壓尖峰。同步整流器和功率轉換器的可靠性得以提高。

Description

具有實現自適應關斷電壓的同步整流器的開關模式功率轉換器及其方法

本發明涉及開關穩壓器電路和方法，尤其涉及一種具有同步整流器的開關穩壓器，該同步整流器實現自適應關斷電壓以在連續導通模式下快速關斷。

功率轉換器用於廣泛的電子應用中以將AC電壓轉換為DC電壓或將DC電壓從一個電壓值轉換為另一個。常用的電源轉換器包括開關模式電源或開關模式轉換器，也稱為開關穩壓器或DC-DC轉換器。開關穩壓器通過電容器、電感器和變壓器等低損耗組件以及導通和關斷的電源開關提供電源功能，以將能量從輸入端以離散包的形式傳輸到輸出端。反饋控制電路用於調節能量傳輸，以在電路的所需負載限制內保持恒定的輸出電壓。

反激式轉換器是一種類型的開關模式功率轉換器，其應用在電子設備中，例如電視或計算機，或移動設備充電器。反激式轉換器也可用於電視或顯示器等電子設備的高壓電源。

反激式轉換器是一種隔離式電源轉換器，通常用於交流到直流和直流到直流的轉換，在輸入和一個或多個輸出之間具有電隔離。更具體地說，反激式轉換器是一種降壓-升壓轉換器，將電感器分開以形成變壓器，從而使電壓比成倍增加，並具有額外的隔離優勢。同步整流常用於代替二極管整流器以提高效率。第1圖是使用同步整流的反激式轉換器示例。如第1圖所示，反激式轉換器的典型結構包括耦合到變壓器Lm的初級變壓器繞組的初級開關(SW)和耦合到變壓器Lm的次級變壓器繞組的同步整流器開關(SR)。輸入電壓V_IN提供在初級繞組和初級開關之間。初級開關由控制電壓V_GS控制導通和關斷以傳導初級電流Ipri。初級開關和同步整流器在操作上是互補的，一個開關導通而另一個開關關斷。初級開關SW和同步整流器SR的導通週期不重疊。在次級側流動的電流，稱為次級電流Isec，對輸出電容器C3充電以提供輸出電壓V_O。在某些情況下，可以在初級側實施有源鉗位，以在初級開關SW關斷時鉗位初級開關SW的汲極端子的電壓。

第2圖示出了用於在恒定頻率連續導通模式(CF CCM)中操作第1圖的反激式轉換器的示例性信號波形。第3圖說明了用於在恒定頻率非連續導通模式(CF DCM)中操作第1圖的反激式轉換器的示例性信號波形。第1圖的反激式轉換器以及第2圖和第3圖的工作模式在M.T.Zhang、M.M.Jovanovic和F.C.Lee的論文“反激式轉換器中同步整流的設計考慮和性能評估”(應用電力電子會議上和博覽會，1997年，APEC '97會議論文集1997，第623-630頁，第2卷)中有詳細描述。簡而言之，當在CCM工作模式下工作時，次級電流Isec在下一個開關週期開始(初級開關SW導通)之前不會變為零電流值，如第2圖所示。另一方面，當在DCM操作模式下，次級電流Isec在下一個開關週期開始之前減小到零電流值，如第3圖所示。

特別地，當具有同步整流器的功率轉換器工作在連續導通模式時，次級電流在下一個開關週期之前不會減小到零，而是當主開關SW導通時，流過同步整流器的次級電流將變為零。在實踐中，當同步整流器被指示關斷時，傳播延遲和閘極驅動器放電時間導致閘極驅動電壓V_GS實際上降低到關斷同步整流器的電壓電平有一定量的延遲。當同步整流器在次級電流過零電流後關斷時，會產生次級反向電流。在實踐中，如果同步整流器關斷的速度不夠快，可能會產生很大的反向電流，從而導致同步整流器兩端的漏源電壓尖峰過高，從而影響同步整流器和整個電源轉換器的可靠性。

本發明公開了一種具有用於同步整流器的自適應關斷控制的功率轉換器，基本上如以下所示和/或描述的，例如結合至少一個附圖，如在發明申請專利範圍中更完整地闡述的。

在一些實施例中，一種操作結合有同步整流器並接收輸入電壓並提供輸出電壓的功率轉換器的方法包括：檢測同步整流器(SR)導通週期的開始；在接近SR導通週期結束時檢測同步整流器閘極端的閘極電壓；響應於檢測到的閘極電壓小於閘極電壓目標，選擇第一SR關斷檢測電壓作為SR關斷檢測閾值；響應於檢測到的閘極電壓大於或等於閘極電壓目標，選擇第二SR關斷檢測電壓作為SR關斷檢測閾值，第一和第二SR關斷檢測電壓為負電壓值，第一SR關斷檢測電壓比第二SR關斷檢測電壓更接近零伏；響應同步整流器因應同步整流器的汲極電壓達到SR關斷檢測閾值而關斷，存儲當前SR導通週期的SR導通時間；響應于SR關斷檢測閾值被設置為第二SR關斷檢測電壓，將SR關斷檢測閾值重置為第一SR關斷檢測電壓。

在另一個實施例中，功率轉換器包括接收輸入電壓的輸入端和提供輸出電壓的輸出端；同步整流器耦接輸出端；控制器被耦合以產生閘極控制信號以在多個同步整流器(SR)導通週期內驅動同步整流器的閘極端子。控制器在每個SR導通週期將近結束時檢測同步整流器閘極端的閘極電壓。控制器響應於檢測到的閘極電壓具有小於閘極電壓目標的值而將SR關斷檢測閾值設置為第一電壓，並且響應於檢測到的閘極電壓值大於閘極電壓目標值，將SR關斷檢測閾值設置為第二電壓。第一和第二電壓都是負電壓值，並且第一電壓比第二電壓更接近零伏。控制器使用SR關斷檢測閾值來確定同步整流器的關斷。響應於控制器發信號通知同步整流器因應於SR關斷檢測閾值而關斷，在SR關斷檢測閾值已設置為第二電壓的情況下，控制器將SR關斷檢測閾值重置為第一電壓。

本發明的這些和其他優點、方面和新穎特徵，以及其所示實施例的細節，將從以下描述和附圖中得到更充分的理解。

D1:體二極管

D2:體二極管

Lm:變壓器

SW:初級開關

SR:同步整流器

V_IN:輸入電壓

V_O:輸出電壓

V_GS:閘極驅動電壓

Ipri:初級電流

Isec:次級電流

V_SEC:次級電壓

TSR:SR導通時間

V_DS(SW):源極電壓

V_DS:汲極電壓

Cin:輸入去耦電容器

C_OUT:輸出電容器

V_OUT:輸出電壓

M2(SR):同步整流器開關

M1(SW):初級開關

V_GS1:控制電壓

V_GS2:閘極電壓

V_{OUT_FB}:反饋電壓

L_P:變壓器

10:反激轉換器

12:輸入電壓節點

14:節點

15:節點

16:節點

18:節點

20:負載

25:無源鉗位電路

30:初級側控制器

40:次級側控制器

V_THGON:SR導通檢測電壓

V_THGOFF:SR關斷檢測電壓

OP1:運算放大器

OP2:運算放大器

OP3:運算放大器

VD:汲極電壓

Tri-EN:使能信號

V_THREG:調節閾值電壓

S1:開關

42:感測電路

44:閘極開/關控制邏輯電路

46:三態閘極驅動器

48:放電電流控制電路

V_GS(SR):閘極電壓

V_DS(SR):汲極電壓

52:曲線

54:曲線

56:曲線

V_{THREG_H}:高調節閾值電壓

V_{THREG_L}:低調節閾值電壓

V_RESET:複位閾值電壓

V_GDET:閘極電壓

62:曲線

64:曲線

66:曲線

80:方法

V_{THGOFF_H}:高SR關斷檢測電壓

V_{THGOFF_L}:低SR關斷檢測電壓

V_THGDET:閘極電壓目標

Comp1:比較器

Comp2:比較器

V_{THGOFF_SEL}:檢測電壓選擇信號

S2:開關

100:次級側控制器

102:感測電路

103:節點

104:閘極開/關控制邏輯電路

106:三態閘極驅動器

108:放電電流控制電路

110:自適應關斷電壓控制電路

112:寄存器

114:採樣和保持電路

116:寄存器

118:乘法器

120:邏輯與閘(logical AND gate)

122:SR觸發器

I_DS:漏源電流

在以下詳細描述和附圖中公開了本發明的各種實施例。儘管附圖描繪了本發明的各種示例，但是本發明不受所描繪的示例的限制。應當理解，在附圖中，相同的附圖標記表示相同的結構元件。此外，應當理解，圖中的描繪不一定按比例繪製。

第1圖是應用同步整流的反激式轉換器的示例。

第2圖示出了用於在恒定頻率、連續導通模式(CF CCM)中操作第1圖的反激式轉換器的示例性信號波形。

第3圖示出了用於在恒定頻率、不連續導通模式(CF DCM)中操作第1圖的反激式轉換器的示例性信號波形。

第4圖為本發明實施例中反激轉換器的示意圖。

第5圖是本發明實施例中第4圖的反激轉換器中的次級側控制器的示意圖。

第6圖圖示了在一些示例中在同步整流器的導通時段期間第4圖的反激轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。

第7圖圖示了替代示例中在同步整流器的導通時段期間第4圖的反激轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。

第8圖示出了在本發明實施例中實現自適應關斷電壓控制方法的反激轉換器中同步整流器的開關週期中的信號波形。

第9圖是說明在本發明的實施例中可以在諸如第4圖的反激式轉換器的功率轉換器中實現的自適應關斷電壓控制方法的流程圖。

第10圖示出了在本發明實施例中實現自適應關斷電壓控制方法的反激轉換器中同步整流器的開關週期中的信號波形。

第11圖是第4圖的反激轉換器中的次級側控制器的示意圖，其結合了本發明實施例中的自適應關斷電壓控制電路。

一包含同步整流器的功率轉換器實施自適應關斷電壓控制，以在連續導通模式下快速關斷同步整流器。在一些實施例中，同步整流器關斷檢測閾值根據檢測到的功率轉換器的操作模式自適應地改變。響應於檢測到功率轉換器在連續導通模式下操作，同步整流器關斷檢測閾值被設置為與標稱關斷檢測閾值相比更遠離零伏的電壓值。這樣，同步整流器可以在連續導通模式下提前關斷。當同步整流器可以快速關斷時，可以避免同步整流器出現較大的反向電流或負電流以及較大的汲極電壓尖峰。提高了同步整流器和功率轉換器的可靠性。

在本實施例中，功率轉換器是反激式轉換器，其包括耦合到傳輸的次級繞組的同步整流器。在其他實施例中，功率轉換器可以是結合使用同步整流器的任何其他類型的開關模式電源。例如，功率轉換器可以是升壓或降壓-升壓轉換器，不使用變壓器，或任何DC-DC轉換器，或LLC SSR轉換器，或任何使用同步整流器電壓檢測的功率轉換器。在以下描述中，以反激轉換器為例說明自適應關斷電壓控制的實現。使用反激式轉換器作為功率轉換器僅是說明性的而不是限制性的。

第4圖為本發明實施例中反激轉換器的示意圖。參考第4圖，反激轉換器10包括耦合到變壓器LP的初級變壓器繞組的初級開關M1(SW)和耦合到變壓器LP的次級變壓器繞組的同步整流器開關M2(SR)。輸入電壓V_IN跨初級繞組和初級開關耦合，在輸入電壓節點12和接地節點18之間。輸入去耦電容器Cin可以耦合到輸入電壓節點12。初級開關由控制器控制電壓V_GS1導通和關斷以傳導初級電流Ipri在變壓器初級繞組中流動。同步整流開關由閘極電壓V_GS2控制導通和關斷，以傳導次級電流Isec流入變壓器次級繞組。在本說明書中，術語“初級電流”是指流經變壓器初級繞組的電流，術語“次級電流”和“同步整流電流”均指流經變壓器LP次級繞組的電流，也稱為同步整流器的汲極電流。輸出電容器C_OUT跨接在次級繞組和同步整流器之間，即在輸出節點16和接地節點18之間。在輸出節點16處產生輸出電壓V_OUT以驅動負載20。在一些實施例中，可以在初級側設置無源鉗位電路25，以在初級開關M1關斷時對初級開關M1的汲極端子(節點14)處的電壓進行鉗位。

在本發明的實施例中，初級開關M1和同步整流器M2是功率開關，通常是MOSFET器件。在本實施例中，初級開關M1和同步整流器M2均採用NMOS晶體管構成。初級開關M1的NMOS晶體管具有耦合到變壓器LP(節點14)的汲極端、耦合到地(節點18)的源極端和由控制電壓V_GS1驅動的閘極。作為NMOS晶體管，初級開關M1還具有跨晶體管汲極和源極端子的相關寄生體二極管D1。在本圖示中，體二極管D1被示為以虛線連接在NMOS開關M1兩端以指示體二極管D1只是寄生二極管而不是附加的二極管元件。在次級側，同步整流開關M2的NMOS晶體管具有耦合到變壓器LP(節點15)的汲極端、耦合到地(節點18)的源極端和由閘極電壓V_GS2驅動的閘極。作為NMOS晶體管，同步整流器開關M2具有跨晶體管M2的汲極和源極端子的相關寄生體二極管D2。再一次，體二極管D2被示為以虛線連接在NMOS開關M2兩端以指示二極管D2是形成為NMOS晶體管結構的一部分的寄生元件。在本說明書中，次級電流也被稱為作為同步整流器的MOSFET開關的漏源電流IDS(或“漏電流IDS”)

按如此配置，初級開關M1和同步整流器M2均由各自的控制器電路驅動以控制開關的接通和斷開操作。具體地，初級側控制器30被耦合以驅動初級開關M1的閘極端，並且次級側控制器40被耦合以驅動同步整流器M2的閘極端。初級側控制器30和次級側控制器40可以基於為反激轉換器10選擇的控制方案以各種方式構造。換句話說，反激轉換器10是功率級並且可以使用不同的控制方案來控制反激式轉換器功率級。在操作中，初級開關的切換與同步整流器的切換同步。在大多數實施方式中，或者初級側控制器是主控制器，次級側控制器是從屬控制器，或者次級側控制器是主控制器，初級側控制器是從屬控制器。主控制器通常實現為PWM控制器。可以在反激轉換器10中使用的控制方案的示例包括電壓模式控制、峰值電流模式控制和輸入電壓前饋控制。每種控制方案都使用不同的反饋信號來控制和維持恒定的輸出電壓並提供負載調節。反激式轉換器10中控制方案的具體實施對於本發明的實踐來說不是關鍵的。本創作所屬技術領域中具有通常知識者可以理解，自適應關斷電壓控制可以應用在任何控制方案中，以實現同步整流器在連續導通模式下的快速關斷。在本圖示中，提供了初級側控制器和次級側控制器。在其他實施例中，初級側控制器和次級側控制器可以被構造為單個控制器或控制電路，其產生用於初級開關和同步整流器開關的控制信號。

在一個示例中，反激式轉換器功率級實施一種控制方案，其中次級側是主控制器。在這種情況下，次級側控制器是配置為調節輸出電壓V_OUT的PWM控制器。或者，反激式轉換器功率級可以用初級側控制器作為主控制器來實現。在這種情況下，初級側控制器包括配置成調節輸出電壓V_OUT的PWM控制器，例如通過反饋電壓V_{OUT_FB}。次級側控制器包括邏輯電路以響應於在同步整流器MOSFET的汲極端處檢測到的汲極電壓V_DS來控制同步整流器。

第5圖是本發明實施例中第4圖的反激轉換器中的次級側控制器的示意圖。參考第5圖，用於產生閘極電壓V_GS2以控制同步整流器MOSFET M2的次級側控制器40包括用於感測同步整流器M2的汲極電壓V_DS的汲極電壓V_DS感測電路42。感測或檢測到的汲極電壓耦合到一對運算放大器OP1和OP2，以與各自的檢測閾值電壓進行比較以產生用於同步整流器M2的閘極開/關控制信號。具體而言，運算放大器OP1將檢測到的汲極電壓(在負輸入端)與SR導通檢測電壓V_THGON(在正輸入端)進行比較，以確定同步整流器M2何時應該導通以及運算放大器OP2將檢測到的汲極電壓(在正輸入端)與SR關斷檢測電壓V_THGOFF(在負輸入端)進行比較，以確定何時應該關斷同步整流器M2。在此操作狀態下，感測的汲極電壓VD具有負電壓值，並且SR開啟檢測電壓V_THGON以及 SR關斷檢測電壓V_THGOFF都是負電壓值。次級側控制器40包括閘極開/關控制邏輯電路44，其接收來自運算放大器OP1和OP2的輸出信號並產生開/關控制信號。開/關控制信號耦合到三態閘極驅動器46，該三態閘極驅動器46在由使能信號Tri-EN使能時提供閘極電壓V_GS2以驅動同步整流器M2的閘極端子。在本示例中，次級側控制器40還包括運算放大器OP3，用於將感測到的汲極電壓(在正輸入端)與調節閾值電壓V_THREG(在負輸入端)進行比較。當感測到的汲極電壓達到調節閾值電壓V_THREG時，運算放大器OP3閉合開關S1以允許放電電流控制電路48以受控方式對閘極電壓V_GS2進行放電，如下文將更詳細地解釋。

反激轉換器10可以在不連續導通模式或連續導通模式下操作。當在連續導通操作模式下操作時，次級電流Isec在下一個開關週期開始(初級開關M1導通)之前不會達到零電流值。另一方面，當以斷續導通操作模式操作時，次級電流Isec在下一個開關週期開始之前減小到零電流值。在本發明的實施例中，次級側控制器40包括自適應關斷電壓控制電路，以在工作於連續導通模式時修改同步整流器的關斷電壓，如下文將更詳細地解釋。

現在將描述反激轉換器10的一般操作。參考第4圖和第5圖，可以使用各種控制方案來控制反激轉換器10。無論使用何種控制方案，初級開關SW(M1)和同步整流器SR(M2)在一個開關導通而另一個開關關斷的情況下互補操作。初級開關SW和同步整流器SR的導通週期不重疊。當初級開關SW導通時，變壓器L_P的初級繞組連接到輸入電壓V_IN，初級電流Ipri隨著變壓器中磁通量的增加而線性增加。能量存儲在變壓器L_P中。此時，次級繞組中感應的電壓V_SEC與初級繞組的極性相反，使同步整流器SR的體二極管D2反向偏置。沒有次級電流Isec流動並且存儲在輸出電容器C_OUT上的電荷為負載20供電。隨著初級開關SW導通，在節點14處的初級開關SW的汲極到源極電壓V_DS(SW)處於或接近零伏。同時，同步整流器SR(節點15)的次級電壓V_SEC，也是同步整流器的漏源電壓V_DS(SR)或V_DS，被驅動為與輸入電壓V_IN成比率的一個正電壓。

在初級開關的導通時段期滿之後，初級開關被關斷並且同步整流器在非重疊時段之後被導通。當初級開關關斷時，初級電流Ipri減小，磁通量下降。次級繞組兩端的電壓反向，使得次級電壓在虛線端為正極性，或在同步整流器(節點15)的汲極處具有負極性，從而使同步整流器SR的體二極管D2變為正向偏置。結果，電流作為次級電流Isec流過次級繞組。次級電流Isec也是同步整流器的漏源電流或汲極電流。次級電流Isec增加到峰值電流值。同步整流器SR在非重疊週期後導通以傳導次級電流Isec並幫助將存儲的能量從變壓器鐵芯轉移到輸出電容器C_OUT。輸出電容器C_OUT被再充電並向負載20供電。輸出電壓V_OUT(節點16)由輸出電容器C_OUT上的電荷維持。當初級開關SW關斷時，初級開關SW(節點14)的漏源電壓V_DS(SW)擺動到高電壓值。在一些示例中，諸如無源鉗位電路25的電壓鉗位電路用於將初級開關處的汲極電壓鉗位到最大允許電壓值以保護初級開關。

在反激式轉換器中實施的控制方案包括反饋控制回路以監測輸出電壓V_OUT。所應用的控制方案控制同步整流器的導通時間或初級開關的關斷時間，以在各種負載條件下將輸出電壓保持在所需的電壓值。在規定時間，反激式轉換器的初級側或次級側控制器通過關斷同步整流器並導通初級開關來啟動下一個開關週期。重複上述操作。

在反激式轉換器10工作在連續導通模式的情況下，在規定的時間，例如當汲極電壓已經降低到預定的閘極關斷檢測閾值V_THGOFF時，次級側控制器向同步整流器發出信號關掉。然而，由於傳播延遲和閘極驅動器放電時間，同步整流器M2的閘極電壓V_GS2在關斷同步整流器開關時經常延遲。結果，次級電流Isec經歷負電流或反向電流偏移，如參考第6圖進一步詳細說明的那樣。

第6圖示出了在一些示例中在同步整流器的導通時段期間第4圖的反激轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。參考第6圖，在開關週期的時間T0，初級開關已經關斷並且次級繞組兩端的電壓已經反轉，次級電流Isec(曲線56)，它也是汲極到源極的電流或汲極同步整流器的電流通過同步整流器M2的正向偏置體二極管傳導，同步整流器M2的汲極端子的汲極電壓V_DS(SR)(曲線54)下降到負電壓值。當汲極電壓V_DS(SR)下降到大於SR導通檢測電壓V_THGON的負電壓值時，同步整流器M2得到導通信號，驅動同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)(曲線52)逐漸上升。閘極電壓V_GS(SR)指的是第4圖和第5圖中的閘極電壓V_GS2。因此，同步整流器開啟並將次級電流Isec傳導至輸出電容器。實際上，同步整流器的汲極電壓V_DS是次級電流Isec和同步整流器開關的導通電阻RDSon的函數。換言之，汲極電壓V_DS跟隨次級電流Isec。

在同步整流器的導通期間，次級電流Isec傳導電流以將儲存在變壓器LP的次級繞組中的能量傳送到輸出電容器C_OUT。隨著能量的轉移，次級電流Isec(或汲極電流)減小，汲極電壓V_DS(SR)相應減小。在一些實施例中，測量汲極電壓以用作同步整流器的汲極電流的代表。在本例中，當電壓V_DS(SR)下降到調節閾值V_THREG時(時間T1)，閘極電壓V_GS(SR)(被調節以維持汲極電流，因為汲極電流繼續減小。只要能降低閘極電壓以滿足汲極電流需求，汲極電壓V_DS(SR)就會被調節在調節電壓電平附近。在時間T2，汲極電流已經下降到零電流電平，並且汲極電壓V_DS(SR)下降到SR關斷檢測電壓V_THGOFF，這表明同步整流器M2將被關斷。然而，由於次級側控制器(第5圖)中固有的傳播延遲以及閘極驅動器放電所需的時間，同步整流器M2實際關斷時存在延遲。此外，在這段時間內，次級電流的斜率可能非常大。這導致次級電流穿過零電流並變成負電流(或反向電流)，如第6圖所示。當初級開關(M1)導通時，必須消耗負次級電流，這會導致較大的電壓在同步整流器(M2)的汲極電壓V_DS(SR)上擺動。同步整流器的汲極電壓V_DS(SR)上的大電壓擺幅是不可取的，因為它可能影響同步整流器開關的可靠性。

第7圖圖示了替代示例中在同步整流器的導通時段期間第4圖的反激轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。特別是，第7圖說明了在調節閾值電壓中使用遲滯調節。在一些應用中，包括高調節閾值電壓V_{THREG_H}和低調節閾值電壓V_{THREG_L}的遲滯調節閾值用於降低閘極電壓，同時在調節期間保持降低的次級電流Isec。同步整流器的汲極電壓V_DS被允許在高調節閾值電壓和低調節閾值電壓之間擺動，而同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)則逐步降低以調節次級電流的降低。

在第6圖和第7圖的控制方案中，SR關斷檢測電壓V_THGOFF被選擇為非常接近0V。通常，SR關斷檢測電壓V_THGOFF約為-3mV。SR關斷檢測電壓V_THGOFF設置為接近0V，以縮短開關週期之間的死區時間。但是，由於關斷檢測閾值電壓值如此接近0V，而此時次級電流的下降斜率較大，次級電流Isec會產生較大的負電流，從而導致汲極電壓擺幅較大。使用遲滯調節閾值並不能解決負次級電流問題。

在本發明的實施例中，功率轉換器，例如反激式轉換器，實現了自適應關斷電壓控制方法，其中同步整流器的SR關斷檢測電壓根據工作條件自適應地改變。電源轉換器。當電源轉換器在非連續導通模式下運行時，SR關斷檢測電壓保持不變並接近零伏，以確保開關週期之間的死區時間最短。然而，當功率轉換器工作在連續導通模式時，SR關斷檢測電壓被調整為進一步遠離零電壓，從而在開關週期中更早地觸發同步整流器關斷，從而防止大的負次級電流。

需要注意的是，在不連續導通模式下，次級電流緩慢減小，即次級電流的斜率較小。在這種情況下，即使SR關斷檢測電壓接近零伏，當同步整流器發出關斷信號時，也只會有少量的負電流。但是，在連續導通模式下，次級電流下降非常快，即次級電流的斜率很大。在這種情況下，當SR關斷檢測電壓接近零伏且同步整流器發出關斷信號時，次級電流會因此擺動為較大的負電流值。

第8圖示出了在本發明實施例中實現自適應關斷電壓控制方法的反激式轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。在一些實施例中，使用第4圖的反激轉換器10的拓撲來實現反激轉換器。參考第8圖，在開關週期的時間T0，同步整流器M2的汲極電壓V_DS(SR)(曲線64)下降到超過SR導通檢測電壓V_THGON的負電壓電平，該電壓指示同步整流器的導通。驅動同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)(曲線62)斜升以開啟同步整流器。第8圖中的閘極電壓V_GS(SR)指的是第4圖和第5圖中的閘極電壓V_GS2。同步整流器M2開啟並將次級電流Isec(曲線66)傳導至輸出電容器。如上所述，同步整流器的汲極電壓V_DS(SR)是同步整流器的汲極電流(即次級電流Isec)和同步整流器開關的導通電阻RDSon的函數。換言之，汲極電壓V_DS(SR)跟隨汲極電流Isec。

在同步整流器的導通期間，次級電流Isec傳導電流以將儲存在變壓器LP的次級繞組中的能量傳送到輸出電容器C_OUT。隨著能量的轉移，次級電流Isec減小，汲極電壓V_DS(SR)相應減小。在本例中，當電壓V_DS下降到調節閾值V_THREG(時間T1)時，漏源電壓V_DS被調節在調節電壓電平附近，而閘極電壓V_GS(SR)被降低以調節次級電流因為次級電流繼續減小。

在本發明的實施例中，自適應關斷電壓控制方法實現兩個SR關斷檢測電壓值──具有接近零伏的電壓值的第一SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}和第二SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}的電壓值遠離零伏。在一示例中，電壓V_{THGOFF_H}為-3mV，電壓V_{THGOFF_L}為-30mV。自適應關斷電壓控制方法檢測反激轉換器的工作模式。響應於反激式轉換器在非連續導通模式下操作，該方法選擇第一SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}，其將閘極關斷閾值設置為接近零伏。或者，響應於反激式轉換器在連續導通模式下操作，該方法選擇第二SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}，其將關斷閾值設置為遠離零伏特。在本實施例中，第一SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}為標稱閘極關斷檢測電壓，當檢測到連續導通模式時，該方法切換到第二SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}，當汲極電壓達到預定的複位電壓值V_RESET時該方法返回到第一SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}，以使反激轉換器為下一個開關週期做好準備。在一些實施例中，複位電壓值為正電壓，例如在一些示例中為3-4V。

自適應關斷電壓控制方法在時間T2檢測反激轉換器的操作模式，時間T2是接近同步整流器導通時段結束的時間。在第8圖所示的示例中，該方法在同步整流器的預期“導通”週期(或導通時間)的90%處檢測反激轉換器的工作模式，並確定反激轉換器工作在連續導通模式。相應的，閘極關斷閾值從標稱的第一SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}切換到第二SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}。同時，次級電流繼續減小。在時間T3，次級電流減小到接近零電流電平，並且汲極電壓V_DS達到第二SR關斷檢測V_{THGOFF_L}，這表明同步整流器M2將被關斷。由於次級側控制器的固有傳播延遲(第5圖)以及閘極驅動器放電所需的時間，同步整流器的實際關斷會延遲。在時間T4，同步整流器M2實際上是關斷的。在某個時間(在本示例中為時間T4之前)，汲極電壓V_DS已經達到複位閾值電壓V_RESET，並且閘極關斷電壓被複位為下一個開關週期的標稱第一閘極關斷閾值電壓V_{THGOFF_H}。

通過使用第二SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}，同步整流器M2被比使用標稱閘極關斷檢測閾值(V_{THGOFF_H})時更早地關斷。因此，次級電流的負電流擺幅減小，相應的汲極電壓V_DS上的電壓擺幅也減小。通過這種方式，同步整流開關可以免受不希望的或過大的電壓擺動的應力，並提高其可靠性。

下面將參照第9圖更詳細地解釋本發明的自適應關斷電壓控制方法的操作。第9圖是流程圖用於說明可以在本發明的自適應關斷電壓控制方法實施例中的功率轉換器，例如第4圖的反激式轉換器。參考第9圖，方法80已經記錄或存儲了來自先前開關週期的同步整流器導通時間(82)。方法80開始於檢測新的SR傳導週期的開始(84)。方法80在當前SR導通週期接近結束時檢查同步整流器閘極電壓V_GS(SR)。在本發明的實施例中，方法80以所記錄的前一個開關週期的SR導通時間為參考值，並取此SR導通時間的X%用以確定反激轉換器操作是否已接近當前SR導通週期的結束。也就是說，方法80使用前一個開關週期的記錄的SR導通時間的X%作為當前導通週期中的閘極檢測時間。在一些示例中，X%為90%或在85%至95%之間。實際上，反激式轉換器的工作頻率相對恒定，因此每個週期的SR導通時間將相對恒定。因此，在一個實施例中，在當前SR導通週期中的時間是前一個SR導通週期的導通時間的90%時，方法80檢測同步整流器閘極電壓V_GS(SR)(86)。參考第8圖，在當前SR導通週期N中，時間T2與前一個SR導通週期N-1的90%的SR導通時間相關，表示為T_SR(N-1)的90%。

方法80將檢測到的閘極電壓(在第8圖中表示為V_GDET)與閘極電壓目標V_THGDET進行比較，並確定檢測到的閘極電壓V_GDET是否大於或等於閘極電壓目標V_THGDET(88)。在檢測到的閘極電壓V_GDET小於閘極電壓目標V_THGDET的情況下，該方法確定反激轉換器工作在不連續導通模式，並且該方法將SR關斷檢測電壓保持在高檢測電平V_{THGOFF_H}，更接近至零伏(90)。在檢測到的閘極電壓V_GDET大於或等於閘極電壓目標V_THGDET的情況下，該方法確定反激轉換器工作在連續導通模式並且該方法將SR關斷檢測電壓改變為低檢測電平V_{THGOFF_L}，遠離零伏(92)。

特別地，在本發明的實施例中，自適應關斷電壓控制方法80使用同步整流器的閘極電壓作為反激轉換器的操作狀態的代表。當反激式轉換器在非連續導通模式(DCM)下運行時，同步整流器的閘極電壓在導通週期結束時會非常小。也就是說，在斷續導通模式下，同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)會小於閘極電壓目標V_THGDET。另一方面，當反激式轉換器工作在連續導通模式(CCM)時，同步整流器的閘極電壓在導通週期結束時仍然很大。也就是說，在連續導通模式下，同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)將大於或至少等於閘極電壓目標V_THGDET。在一些示例中，對於反激式轉換器，閘極電壓目標V_THGDET為3.5-4V，但根據功率轉換器拓撲結構和其他操作條件可以具有不同的電壓值。

因此，通過在SR導通週期接近結束時檢測同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)(並將檢測到的閘極電壓V_GDET與閘極電壓目標進行比較，方法80可以確定同步整流器的工作模式，並且可相應設置SR關斷檢測電壓，實現同步整流器工作在連續導通模式時的快速關斷。在選擇適當的SR關斷檢測電壓(90或92)後，當汲極電壓達到選定的SR關斷檢測電壓時，反激式轉換器關閉同步整流器。在SR導通週期結束時，方法80記錄或存儲同步整流器關斷後當前SR導通週期的SR導通時間(94)。同時，方法80進一步檢測同步整流器的汲極電壓V_DS(SR)以確定汲極電壓V_DS(SR)是否已達到複位閾值電壓V_RESET(96)。當汲極電壓V_DS(SR)已經達到複位閾值電壓V_RESET時，方法80將SR關斷檢測電壓複位到高檢測電平V_{THGOFF_H}，在適用的情況下更接近於零伏(98)。可以理解的是，在SR關斷檢測電壓沒有變為低檢測電平V_{THGOFF_L}的情況下，則無需重新設置閘極關斷閾值電壓，因為它已經處於高檢測電平V_{THGOFF_H}，即標稱檢測水平。

然後方法80返回到檢測下一個同步整流器導通週期的開始(84)。該過程再次繼續以在導通週期接近結束時檢測同步整流器的閘極電壓以確定操作模式並基於檢測到的操作模式自適應地調整SR關斷檢測電壓。當檢測到反激式轉換器工作在連續導通模式時，通過將SR關斷檢測電壓更改為較低的電壓值(例如-30mV與-3mV)，同步整流器將在導通時間提前關斷，這具有減少負次級電流偏移量以及同步整流器上的汲極電壓擺動量的效果。重要的是，方法80僅改變連續導通模式的SR關斷檢測電壓，將非連續導通模式的SR關斷檢測電壓保持在標稱電平。通過這種方式，SR關斷檢測電壓可以保持接近零伏，以避免開關週期之間的死區時間過長。同時，通過將SR關斷檢測電壓從零電壓移開來實現快速同步整流器關斷。

第10圖示出了在本發明的實施例中實現自適應關斷電壓控制方法的反激式轉換器中的同步整流器的開關週期中的信號波形。特別是，第10圖說明了在調節閾值電壓中使用滯後以及自適應關斷電壓控制方法。遲滯調節閾值，包括高調節閾值電壓V_{THREG_H}和低調節閾值電壓V_{THREG_L}，用於在調節期間更好地調節次級電流Isec。汲極電壓V_DS(SR)被允許在高和低調節閾值電壓之間擺動，而同步整流器的閘極電壓V_GS(SR)以逐步方式降低以調節次級電流的降低。滯後調節閾值的使用不改變本發明的自適應關斷電壓控制方法的操作。特別地，該方法在時間T2檢測閘極電壓V_GS(SR)，為從前一個開關週期記錄的SR導通時間的90%。當該方法確定閘極電壓V_GS(SR)大於閘極電壓目標V_THGDET時，將SR關斷檢測電壓更改為較低的電壓值V_{THGOFF_L}，以使同步整流器關斷檢測更快發生，如以上解釋。當汲極電壓V_DS(SR)達到複位閾值電壓V_RESET時，閘極關斷閾值被複位為標稱關斷電壓V_{THGOFF_H}。

第11圖是第4圖的反激轉換器中的次級側控制器的示意圖，其結合了本發明實施例中的自適應關斷電壓控制電路。在一些實施例中，自適應關斷電壓控制電路實現第9圖的自適應關斷電壓控制方法。參考第11圖，用於產生閘極電壓V_GS2以控制同步整流器MOSFET M2的次級側控制器100包括汲極電壓V_DS感測電路102，用於感測同步整流器M2的汲極電壓V_DS。感測或檢測到的汲極電壓VD(節點103)耦合到一對運算放大器OP1和OP2，以與各自的檢測閾值電壓進行比較，以產生用於同步整流器M2的閘極開/關控制信號。具體而言，運算放大器OP1將感測到的汲極電壓VD(節點103)與SR導通檢測電壓V_THGON進行比較以確定同步整流器M2何時應該導通，並且運算放大器OP2比較感測到的汲極電壓VD(節點103))與SR關斷檢測電壓V_THGOFF，以確定同步整流器M2應何時關斷。次級側控制器100包括閘極開/關控制邏輯電路104，其接收來自運算放大器OP1和OP2的輸出信號並產生開/關控制信號。開/關控制信號耦合到三態閘極驅動器106，當由使能信號Tri-EN使能時，三態閘極驅動器106提供閘極電壓V_GS2以驅動同步整流器M2。

在本示例中，次級側控制器100還包括運算放大器OP3，用於將感測的汲極電壓VD(節點103)與調節閾值電壓V_THREG進行比較。當感測到的汲極電壓VD(節點103)達到調節閾值電壓V_THREG時，運算放大器OP3閉合開關S1以允許放電電流控制電路108以受控方式對閘極電壓V_GS2進行放電。特別地，當檢測到的汲極電壓VD(節點103)降低到調節閾值V_THREG時，同步整流器的漏源電壓V_DS被調節在調節電壓電平附近，而閘極電壓V_GS2被放電電流控制電路108放電。換句話說，閘極電壓V_GS2被降低，以便在同步整流器導通週期期間隨著次級電流繼續減小而調節在次級繞組中流動的次級電流，如第8圖所示。額外的運算放大器可以用於提供額外的調節閾值，例如當需要滯後調節時。

次級側控制器100還包括自適應關斷電壓控制電路110以選擇SR關斷檢測電壓的期望電壓值。控制電路110包括寄存器112，用於存儲每個同步整流器導通週期的SR導通時間TSR。先前導通週期的SR導通時間TSR(N-1)由採樣和保持電路114採樣或捕獲。採樣的SR導通時間TSR(N-1)在乘法器118處乘以接近於但小於1的乘法因子產生一個係數化的SR導通時間。在本示例中，乘法器118將採樣的SR導通時間TSR(N-1)乘以0.9以獲得前一週期SR導通時間的90%。在其他實施例中，可以使用其他倍增因子。例如，乘法器118的乘法因子可以在0.85到0.95之間。同時，寄存器116存儲當前導通週期中SR導通時間TSR(N)。通過比較器Comp1，將SR導通時間TSR(N)與來自乘法器118的係數化SR導通時間進行比較。一旦當前SR導通時間達到係數化SR導通時間時，比較器Comp1輸出高有效電平。也就是說，如果當前SR導通週期達到前一個SR導通週期的導通時間的90%，則比較器Comp1輸出高有效電平。

比較器Compl的輸出作為輸入提供給邏輯與閘(logical AND gate)120。邏輯與閘(logical AND gate)120對三個輸入進行操作，並在滿足與三個輸入相關聯的條件時輸出高有效電平。邏輯與閘(logical AND gate)120的第一個輸入是比較器Comp1的輸出，指示當前SR導通週期的SR導通時間是否已接近導通週期結束，即SR導通時間是否已達到90%所示上一個SR導通週期的導通時間。邏輯與閘(logical AND gate)120的第二個輸入是使能信號Tri-EN，用於啟動三態閘極驅動器106。邏輯與閘(logical AND gate)120的第三個輸入是比較器Comp2的輸出，Comp2比較同步整流器的閘極電壓V_GS2和閘極電壓目標V_THGDET。當滿足三個條件時，邏輯與閘(logical AND gate)120輸出高有效電平：(1)SR導通時間已達到前一個SR導通週期的導通時間的90%；(2)三態閘極驅動器的使能信號Tri-En使能；(3)同步整流器的閘極電壓V_GS2等於或大於閘極電壓目標V_THGDET。當滿足三個條件時，自適應關斷電壓控制電路110確定反激轉換器工作在連續導通模式。當三個條件中的任何一個不滿足時，自適應關斷電壓控制電路110確定反激轉換器工作在非連續導通模式。

在替代實施例中，邏輯與閘(logical AND gate)120可以省略使能信號Tri-En作為輸入並且僅評估剩餘的兩個條件：90%的導通時間和閘極電壓目標處的閘極電壓。在三態閘極驅動器106未被啟用(使能信號Tri-En未啟用)的情況下，同步整流器M2無論有沒有被三態驅動和自適應關斷電壓控制電路110的操作是不相關的。在第11圖中的邏輯與閘(logical AND gate)120處使用使能信號Tri-En僅是說明性的。

自適應關斷電壓控制電路110包括置位-複位(SR)觸發器122。SR觸發器122的置位輸入端接收邏輯與閘(logical AND gate)120的輸出。因此，當滿足邏輯與閘(logical AND gate)評估的條件時，SR觸發器122的置位輸入被使能並且觸發器的輸出(Q)被使能(例如邏輯“1”)。SR觸發器122的複位輸入端接收表示同步整流器的汲極電壓VD(節點103)與複位閾值電壓V_RESET的比較的信號。當感測到的汲極電壓VD(節點103)達到複位閾值電壓V_RESET時，SR觸發器122的複位輸入被使能。當SR觸發器122的複位輸入被使能時，觸發器122的輸出(Q)被取消使能(例如邏輯“0”)。SR觸發器122的輸出(Q)為檢測電壓選擇信號V_{THGOFF_SEL}，並被耦合以控制開關S2選擇兩個檢測電壓之一。

具體地，當SR觸發器122置位並且檢測電壓選擇信號V_{THGOFF_SEL}被使能(例如邏輯“1”)時，開關S2選擇低SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}。另一方面，當SR觸發器122複位且檢測電壓選擇信號V_{THGOFF_SEL}被置低(例如邏輯“0”)時，開關S2選擇高SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}。開關S2提供選擇的檢測電壓作為提供給運算放大器OP2的SR關斷檢測電壓V_THGOFF。這樣，自適應關斷電壓控制電路110檢測到反激轉換器工作在連續導通模式，並選擇低SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_L}以更快地關斷同步整流器。或者，自適應關斷電壓控制電路110檢測到反激轉換器工作在非連續導通模式，並選擇或保持高SR關斷檢測電壓V_{THGOFF_H}以確保開關週期之間的短死區時間。在當前SR導通週期結束時，自適應關斷電壓控制電路110將SR導通時間存儲在寄存器112中以供下一個開關週期使用。

按如此配置，自適應關斷電壓控制電路110操作以根據反激轉換器操作的操作模式自適應地選擇SR關斷檢測電壓。反激轉換器可以實現同步整流器的快速關斷，從而具有減小次級電流的負向電流偏移，從而達到減小同步整流器汲極電壓的大電壓擺幅的效果。

在以上描述中，描述了包括變壓器的反激轉換器。可以理解的是，自適應關斷電壓控制電路和方法可以應用於其他類型的電源轉換器或開關穩壓器，無論有或沒有變壓器隔離。如本文所用，術語“初級電流”和“次級電流”分別指流經初級開關的電流和流經同步整流器的電流。在本說明書中使用變壓器隔離的功率轉換器僅是說明性的，而不是限制性的。

在該詳細描述中，針對一個實施例描述的工藝步驟可以用於不同的實施例中，即使在不同的實施例中沒有明確描述工藝步驟。當本文提及包括兩個或更多個定義的步驟的方法時，可以以任何順序或同時執行定義的步驟，除非上下文指示或本文另外提供特定說明。此外，除非上下文另有規定或提供明確說明，否則該方法還可以包括在任何定義的步驟之前、兩個定義的步驟之間或所有定義的步驟之後執行的一個或多個其他步驟.

在該詳細描述中，本發明的各種實施例或示例可以以多種方式實現，包括作為過程；儀器；一個系統；和物質的組成。上面提供了對本發明的一個或多個實施例的詳細描述以及說明本發明原理的附圖。結合這些實施例描述了本發明，但本發明不限於任何實施例。在本發明範圍內的許多修改和變化是可能的。本發明的範圍僅由發明申請專利範圍限制，並且本發明包括許多替代、修改和等同物。為了提供對本發明的透徹理解，在描述中闡述了許多具體細節。這些細節是出於示例的目的而提供的，並且本發明可以根據發明申請專利範圍來實踐，而無需這些具體細節中的一些或全部。為了清楚起見，沒有詳細描述與本發明相關的技術領域中已知的技術材料，從而不會不必要地模糊本發明。本發明由所附發明申請專利範圍限定。