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CN118041076A - 具有实现自适应关断电压的同步整流器的开关模式电源转换器 - Google Patents

具有实现自适应关断电压的同步整流器的开关模式电源转换器 Download PDF

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CN118041076A
CN118041076A CN202211384227.1A CN202211384227A CN118041076A CN 118041076 A CN118041076 A CN 118041076A CN 202211384227 A CN202211384227 A CN 202211384227A CN 118041076 A CN118041076 A CN 118041076A
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习提彭·安格凯提特拉古
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Abstract

包含同步整流器的功率转换器实现了自适应关断电压控制，以在连续导通模式下快速关断同步整流器。在一些实施例中，同步整流器关断检测阈值根据检测到的功率转换器的操作模式自适应地改变。响应于检测到功率转换器在连续导通模式下操作，同步整流器关断检测阈值被设置为与标称关断检测阈值相比更远离零伏的电压值。这样，同步整流器可以在连续导通模式下提前关断。当同步整流器可以快速关断时，可以避免同步整流器出现较大的反向电流或负电流以及较大的漏极电压尖峰。同步整流器和功率转换器的可靠性得以提高。

Description

具有实现自适应关断电压的同步整流器的开关模式电源转 换器
技术领域
本发明涉及开关稳压器电路和方法，尤其涉及一种具有同步整流器的开关稳压器，该同步整流器实现自适应关断电压以在连续导通模式下快速关断。
背景技术
功率转换器用于广泛的电子应用中以将AC电压转换为DC电压或将DC电压从一个电压值转换为另一个。常用的电源转换器包括开关模式电源或开关模式转换器，也称为开关稳压器或DC-DC转换器。开关稳压器通过电容器、电感器和变压器等低损耗组件以及导通和关断的电源开关提供电源功能，以将能量从输入端以离散包的形式传输到输出端。反馈控制电路用于调节能量传输，以在电路的所需负载限制内保持恒定的输出电压。
反激式转换器是一种类型的开关模式功率转换器，其应用在电子设备中，例如电视或计算机，或移动设备充电器。反激式转换器也可用于电视或显示器等电子设备的高压电源。
反激式转换器是一种隔离式电源转换器，通常用于交流到直流和直流到直流的转换，在输入和一个或多个输出之间具有电隔离。更具体地说，反激式转换器是一种降压-升压转换器，将电感器分开以形成变压器，从而使电压比成倍增加，并具有额外的隔离优势。同步整流常用于代替二极管整流器以提高效率。图1是使用同步整流的反激式转换器示例。如图1所示，反激式转换器的典型结构包括耦合到变压器Lm的初级变压器绕组的初级开关(SW)和耦合到变压器Lm的次级变压器绕组的同步整流器开关(SR)。输入电压VIN提供在初级绕组和初级开关之间。初级开关由控制电压VGS控制导通和关断以传导初级电流Ipri。初级开关和同步整流器在操作上是互补的，一个开关导通而另一个开关关断。初级开关SW和同步整流器SR的导通周期不重叠。在次级侧流动的电流，称为次级电流Isec，对输出电容器C3充电以提供输出电压Vo。在某些情况下，可以在初级侧实施有源钳位，以在初级开关SW关断时钳位初级开关SW的漏极端子的电压。
图2示出了用于在恒定频率连续导通模式(CF CCM)中操作图1的反激式转换器的示例性信号波形。图3说明了用于在恒定频率非连续导通模式(CF DCM)中操作图1的反激式转换器的示例性信号波形。图1的反激式转换器以及图2和图3的工作模式在M.T.Zhang、M.M.Jovanovic和F.C.Lee的论文“反激式转换器中同步整流的设计考虑和性能评估”(应用电力电子会议上和博览会，1997年，APEC'97会议论文集1997，第623-630页，第2卷)中有详细描述。简而言之，当在CCM工作模式下工作时，次级电流Isec在下一个开关周期开始(初级开关SW导通)之前不会变为零电流值，如图2所示。另一方面，当在DCM操作模式下，次级电流Isec在下一个开关周期开始之前减小到零电流值，如图3所示。
特别地，当具有同步整流器的功率转换器工作在连续导通模式时，次级电流在下一个开关周期之前不会减小到零，而是当主开关SW导通时，流过同步整流器的次级电流将变为零。在实践中，当同步整流器被指示关断时，传播延迟和栅极驱动器放电时间导致栅极驱动电压VGS实际上降低到关断同步整流器的电压电平有一定量的延迟。当同步整流器在次级电流过零电流后关断时，会产生次级反向电流。在实践中，如果同步整流器关断的速度不够快，可能会产生很大的反向电流，从而导致同步整流器两端的漏源电压尖峰过高，从而影响同步整流器和整个电源转换器的可靠性。
发明内容
本发明公开了一种具有用于同步整流器的自适应关断控制的功率转换器，基本上如以下所示和/或描述的，例如结合至少一个附图，如在权利要求中更完整地阐述的.
在一些实施例中，一种操作结合有同步整流器并接收输入电压并提供输出电压的功率转换器的方法包括：检测同步整流器(SR)导通周期的开始；在接近SR导通周期结束时检测同步整流器栅极端的栅极电压；响应于检测到的栅极电压小于栅极电压目标，选择第一SR关断检测电压作为SR关断检测阈值；响应于检测到的栅极电压大于或等于栅极电压目标，选择第二SR关断检测电压作为SR关断检测阈值，第一和第二SR关断检测电压为负电压值，第一SR关断检测电压比第二SR关断检测电压更接近零伏；响应同步整流器因应同步整流器的漏极电压达到SR关断检测阈值而关断，存储当前SR导通周期的SR导通时间；响应于SR关断检测阈值被设置为第二SR关断检测电压，将SR关断检测阈值重置为第一SR关断检测电压。
在另一个实施例中，功率转换器包括接收输入电压的输入端和提供输出电压的输出端；同步整流器耦接输出端；控制器被耦合以产生栅极控制信号以在多个同步整流器(SR)导通周期内驱动同步整流器的栅极端子。控制器在每个SR导通周期将近结束时检测同步整流器栅极端的栅极电压。控制器响应于检测到的栅极电压具有小于栅极电压目标的值而将SR关断检测阈值设置为第一电压，并且响应于检测到的栅极电压值大于栅极电压目标值，将SR关断检测阈值设置为第二电压。第一和第二电压都是负电压值，并且第一电压比第二电压更接近零伏。控制器使用SR关断检测阈值来确定同步整流器的关断。响应于控制器发信号通知同步整流器因应于SR关断检测阈值而关断，在SR关断检测阈值已设置为第二电压的情况下，控制器将SR关断检测阈值重置为第一电压电压。
本发明的这些和其他优点、方面和新颖特征，以及其所示实施例的细节，将从以下描述和附图中得到更充分的理解。
附图说明
在以下详细描述和附图中公开了本发明的各种实施例。尽管附图描绘了本发明的各种示例，但是本发明不受所描绘的示例的限制。应当理解，在附图中，相同的附图标记表示相同的结构元件。此外，应当理解，图中的描绘不一定按比例绘制。
图1是应用同步整流的反激式转换器的示例。
图2示出了用于在恒定频率、连续导通模式(CF CCM)中操作图1的反激式转换器的示例性信号波形。
图3示出了用于在恒定频率、不连续导通模式(CF DCM)中操作图1的反激式转换器的示例性信号波形。
图4为本发明实施例中反激转换器的示意图。
图5是本发明实施例中图4的反激转换器中的次级侧控制器的示意图。
图6图示了在一些示例中在同步整流器的导通时段期间图4的反激转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。
图7图示了替代示例中在同步整流器的导通时段期间图4的反激转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。
图8示出了在本发明实施例中实现自适应关断电压控制方法的反激转换器中同步整流器的开关周期中的信号波形。
图9是说明在本发明的实施例中可以在诸如图4的反激式转换器的功率转换器中实现的自适应关断电压控制方法的流程图。
图10示出了在本发明实施例中实现自适应关断电压控制方法的反激转换器中同步整流器的开关周期中的信号波形。
图11是图4的反激转换器中的次级侧控制器的示意图，其结合了本发明实施例中的自适应关断电压控制电路。
具体实施方式
一包含同步整流器的功率转换器实施自适应关断电压控制，以在连续导通模式下快速关断同步整流器。在一些实施例中，同步整流器关断检测阈值根据检测到的功率转换器的操作模式自适应地改变。响应于检测到功率转换器在连续导通模式下操作，同步整流器关断检测阈值被设置为与标称关断检测阈值相比更远离零伏的电压值。这样，同步整流器可以在连续导通模式下提前关断。当同步整流器可以快速关断时，可以避免同步整流器出现较大的反向电流或负电流以及较大的漏极电压尖峰。提高了同步整流器和功率转换器的可靠性。
在本实施例中，功率转换器是反激式转换器，其包括耦合到传输的次级绕组的同步整流器。在其他实施例中，功率转换器可以是结合使用同步整流器的任何其他类型的开关模式电源。例如，功率转换器可以是升压或降压-升压转换器，不使用变压器，或任何DC-DC转换器，或LLC SSR转换器，或任何使用同步整流器电压检测的功率转换器。在以下描述中，以反激转换器为例说明自适应关断电压控制的实现。使用反激式转换器作为功率转换器仅是说明性的而不是限制性的。
图4为本发明实施例中反激转换器的示意图。参考图4，反激转换器10包括耦合到变压器LP的初级变压器绕组的初级开关M1(SW)和耦合到变压器LP的次级变压器绕组的同步整流器开关M2(SR)。输入电压VIN跨初级绕组和初级开关耦合，在输入电压节点12和接地节点18之间。输入去耦电容器Cin可以耦合到输入电压节点12。初级开关由控制器控制电压VGS1导通和关断以传导初级电流Ipri在变压器初级绕组中流动。同步整流开关由控制电压VGS2控制导通和关断，以传导次级电流Isec流入变压器次级绕组。在本说明书中，术语“初级电流”是指流经变压器初级绕组的电流，术语“次级电流”和“同步整流电流”均指流经变压器LP次级绕组的电流，也称为同步整流器的漏极电流。输出电容器COUT跨接在次级绕组和同步整流器之间，即在输出节点16和接地节点18之间。在输出节点16处产生输出电压VOUT以驱动负载20。在一些实施例中，可以在初级侧设置无源钳位电路25，以在初级开关M1关断时对初级开关M1的漏极端子(节点14)处的电压进行钳位。
在本发明的实施例中，初级开关M1和同步整流器M2是功率开关，通常是MOSFET器件。在本实施例中，初级开关M1和同步整流器M2均采用NMOS晶体管构成。初级开关M1的NMOS晶体管具有耦合到变压器LP(节点14)的漏极端、耦合到地(节点18)的源极端和由控制电压VGS1驱动的栅极。作为NMOS晶体管，初级开关M1还具有跨晶体管漏极和源极端子的相关寄生体二极管D1。在本图示中，体二极管D1被示为以虚线连接在NMOS开关M1两端以指示体二极管D1只是寄生二极管而不是附加的二极管元件。在次级侧，同步整流开关M2的NMOS晶体管具有耦合到变压器LP(节点15)的漏极端、耦合到地(节点18)的源极端和由控制电压VGS2驱动的栅极。作为NMOS晶体管，同步整流器开关M2具有跨晶体管M2的漏极和源极端子的相关寄生体二极管D2。再一次，体二极管D2被示为以虚线连接在NMOS开关M2两端以指示二极管D2是形成为NMOS晶体管结构的一部分的寄生元件。在本说明书中，次级电流也被称为作为同步整流器的MOSFET开关的漏源电流IDS(或“漏电流IDS”)
按如此配置，初级开关Ml和同步整流器M2均由各自的控制器电路驱动以控制开关的接通和断开操作。具体地，初级侧控制器30被耦合以驱动初级开关M1的栅极端，并且次级侧控制器40被耦合以驱动同步整流器M2的栅极端。初级侧控制器30和次级侧控制器40可以基于为反激转换器10选择的控制方案以各种方式构造。换句话说，反激转换器10是功率级并且可以使用不同的控制方案来控制反激式转换器功率级。在操作中，初级开关的切换与同步整流器的切换同步。在大多数实施方式中，或者初级侧控制器是主控制器，次级侧控制器是从属控制器，或者次级侧控制器是主控制器，初级侧控制器是从属控制器。主控制器通常实现为PWM控制器。可以在反激转换器10中使用的控制方案的示例包括电压模式控制、峰值电流模式控制和输入电压前馈控制。每种控制方案都使用不同的反馈信号来控制和维持恒定的输出电压并提供负载调节。反激式转换器10中控制方案的具体实施对于本发明的实践来说不是关键的。本领域普通技术人员可以理解，自适应关断电压控制可以应用在任何控制方案中，以实现同步整流器在连续导通模式下的快速关断。在本图示中，提供了初级侧控制器和次级侧控制器。在其他实施例中，初级侧控制器和次级侧控制器可以被构造为单个控制器或控制电路，其产生用于初级开关和同步整流器开关的控制信号。
在一个示例中，反激式转换器功率级实施一种控制方案，其中次级侧是主控制器。在这种情况下，次级侧控制器是配置为调节输出电压VOUT的PWM控制器。或者，反激式转换器功率级可以用初级侧控制器作为主控制器来实现。在这种情况下，初级侧控制器包括配置成调节输出电压VOUT的PWM控制器，例如通过反馈电压VOUT_FB。次级侧控制器包括逻辑电路以响应于在同步整流器MOSFET的漏极端处检测到的漏极电压VDS来控制同步整流器。
图5是本发明实施例中图4的反激转换器中的次级侧控制器的示意图。参考图5，用于产生栅极电压VGS2以控制同步整流器MOSFET M2的次级侧控制器40包括用于感测同步整流器M2的漏极电压VDS的漏极电压VDS感测电路42。感测或检测到的漏极电压耦合到一对运算放大器OP1和OP2，以与各自的检测阈值电压进行比较以产生用于同步整流器M2的栅极开/关控制信号。具体而言，运算放大器OP1将检测到的漏极电压(在负输入端)与SR导通检测电压VTHGON(在正输入端)进行比较，以确定同步整流器M2何时应该导通以及运算放大器OP2将检测到的漏极电压(在正输入端)与SR关断检测电压VTHGOFF(在负输入端)进行比较，以确定何时应该关断同步整流器M2。在此操作状态下，感测的漏极电压VD具有负电压值，并且SR开启检测电压VTHGON以及SR关断检测电压VTHGOFF都是负电压值。次级侧控制器40包括栅极开/关控制逻辑电路44，其接收来自运算放大器OP1和OP2的输出信号并产生开/关控制信号。开/关控制信号耦合到三态栅极驱动器46，该三态栅极驱动器46在由使能信号Tri-EN使能时提供栅极电压VGS2以驱动同步整流器M2的栅极端子。在本示例中，次级侧控制器40还包括运算放大器OP3，用于将感测到的漏极电压(在正输入端)与调节阈值电压VTHREG(在负输入端)进行比较。当感测到的漏极电压达到调节阈值电压VTHREG时，运算放大器OP3闭合开关S1以允许放电电流控制电路48以受控方式对栅极电压VGS2进行放电，如下文将更详细地解释。
反激转换器10可以在不连续导通模式或连续导通模式下操作。当在连续导通操作模式下操作时，次级电流Isec在下一个开关周期开始(初级开关M1导通)之前不会达到零电流值。另一方面，当以断续导通操作模式操作时，次级电流Isec在下一个开关周期开始之前减小到零电流值。在本发明的实施例中，次级侧控制器40包括自适应关断电压控制电路，以在工作于连续导通模式时修改同步整流器的关断电压，如下文将更详细地解释。
现在将描述反激转换器10的一般操作。参考图4和5，可以使用各种控制方案来控制反激转换器10。无论使用何种控制方案，初级开关SW(M1)和同步整流器SR(M2)在一个开关导通而另一个开关关断的情况下互补操作。初级开关SW和同步整流器SR的导通周期不重叠。当初级开关SW导通时，变压器LP的初级绕组连接到输入电压VIN，初级电流Ipri随着变压器中磁通量的增加而线性增加。能量存储在变压器LP中。此时，次级绕组中感应的电压VSEC与初级绕组的极性相反，使同步整流器SR的体二极管D2反向偏置。没有次级电流Isec流动并且存储在输出电容器COUT上的电荷为负载20供电。随着初级开关SW导通，在节点14处的初级开关SW的漏极到源极电压VDS(SW)处于或接近零伏。同时，同步整流器SR(节点15)的次级电压VSEC，也是同步整流器的漏源电压VDS(SR)或VDS，被驱动为与输入电压VIN成比率的一个正电压。
在初级开关的导通时段期满之后，初级开关被关断并且同步整流器在非重叠时段之后被导通。当初级开关关断时，初级电流Ipri减小，磁通量下降。次级绕组两端的电压反向，使得次级电压在虚线端为正极性，或在同步整流器(节点15)的漏极处具有负极性，从而使同步整流器SR的体二极管D2变为正向偏置。结果，电流作为次级电流Isec流过次级绕组。次级电流Isec也是同步整流器的漏源电流或漏极电流。次级电流Isec增加到峰值电流值。同步整流器SR在非重叠周期后导通以传导次级电流Isec并帮助将存储的能量从变压器铁芯转移到输出电容器COUT。输出电容器COUT被再充电并向负载20供电。输出电压VOUT(节点16)由输出电容器COUT上的电荷维持。当初级开关SW关断时，初级开关SW(节点14)的漏源电压VDS(SW)摆动到高电压值。在一些示例中，诸如无源钳位电路25的电压钳位电路用于将初级开关处的漏极电压钳位到最大允许电压值以保护初级开关。
在反激式转换器中实施的控制方案包括反馈控制回路以监测输出电压VOUT。所应用的控制方案控制同步整流器的导通时间或初级开关的关断时间，以在各种负载条件下将输出电压保持在所需的电压值。在规定时间，反激式转换器的初级侧或次级侧控制器通过关断同步整流器并导通初级开关来启动下一个开关周期。重复上述操作。
在反激式转换器10工作在连续导通模式的情况下，在规定的时间，例如当漏极电压已经降低到预定的栅极关断检测阈值VTHGOFF时，次级侧控制器向同步整流器发出信号关掉。然而，由于传播延迟和栅极驱动器放电时间，同步整流器M2的栅极电压VGS2在关断同步整流器开关时经常延迟。结果，次级电流Isec经历负电流或反向电流偏移，如参考图6进一步详细说明的那样。
图6示出了在一些示例中在同步整流器的导通时段期间图4的反激转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。参考图6，在开关周期的时间T0，初级开关已经关断并且次级绕组两端的电压已经反转，次级电流Isec(曲线56)，它也是漏极到源极的电流或漏极同步整流器的电流通过同步整流器M2的正向偏置体二极管传导，同步整流器M2的漏极端子的漏极电压VDS(SR)(曲线54)下降到负电压值。当漏极电压VDS(SR)下降到大于SR导通检测电压VTHGON的负电压值时，同步整流器M2得到导通信号，驱动同步整流器的栅极电压VGS(SR)(曲线52)逐渐上升。栅极电压VGS(SR)指的是图4和图5中的栅极电压VGS2。因此，同步整流器开启并将次级电流Isec传导至输出电容器。实际上，同步整流器的漏极电压VDS是次级电流Isec和同步整流器开关的导通电阻RDSon的函数。换言之，漏极电压VDS跟随次级电流Isec。
在同步整流器的导通期间，次级电流Isec传导电流以将储存在变压器LP的次级绕组中的能量传送到输出电容器COUT。随着能量的转移，次级电流Isec(或漏极电流)减小，漏极电压VDS(SR)相应减小。在一些实施例中，测量漏极电压以用作同步整流器的漏极电流的代表。在本例中，当电压VDS(SR)下降到调节阈值VTHREG时(时间T1)，栅极电压VGS(SR)(被调节以维持漏极电流，因为漏极电流继续减小。只要能降低栅极电压以满足漏极电流需求，漏极电压VDS(SR)就会被调节在调节电压电平附近。在时间T2，漏极电流已经下降到零电流电平，并且漏极电压VDS(SR)下降到SR关断检测电压VTHGOFF，这表明同步整流器M2将被关断。然而，由于次级侧控制器(图5)中固有的传播延迟以及栅极驱动器放电所需的时间，同步整流器M2实际关断时存在延迟。此外，在这段时间内，次级电流的斜率可能非常大。这导致次级电流穿过零电流并变成负电流(或反向电流)，如图6所示。当初级开关(M1)导通时，必须消耗负次级电流，这会导致较大的电压在同步整流器(M2)的漏极电压VDS(SR)上摆动。同步整流器的漏极电压VDS(SR)上的大电压摆幅是不可取的，因为它可能影响同步整流器开关的可靠性。
图7图示了替代示例中在同步整流器的导通时段期间图4的反激转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。特别是，图7说明了在调节阈值电压中使用迟滞调节。在一些应用中，包括高调节阈值电压VTHREG_H和低调节阈值电压VTHREG_L的迟滞调节阈值用于降低栅极电压，同时在调节期间保持降低的次级电流Isec。同步整流器的漏极电压VDS被允许在高调节阈值电压和低调节阈值电压之间摆动，而同步整流器的栅极电压VGS(SR)则逐步降低以调节次级电流的降低。
在图6和7的控制方案中，SR关断检测电压VTHGOFF被选择为非常接近0V。通常，SR关断检测电压VTHGOFF约为-3mV。SR关断检测电压VTHGOFF设置为接近0V，以缩短开关周期之间的死区时间。但是，由于关断检测阈值电压值如此接近0V，而此时次级电流的下降斜率较大，次级电流Isec会产生较大的负电流，从而导致漏极电压摆幅较大。使用迟滞调节阈值并不能解决负次级电流问题。
在本发明的实施例中，功率转换器，例如反激式转换器，实现了自适应关断电压控制方法，其中同步整流器的SR关断检测电压根据工作条件自适应地改变。电源转换器。当电源转换器在非连续导通模式下运行时，SR关断检测电压保持不变并接近零伏，以确保开关周期之间的死区时间最短。然而，当功率转换器工作在连续导通模式时，SR关断检测电压被调整为进一步远离零电压，从而在开关周期中更早地触发同步整流器关断，从而防止大的负次级电流。
需要注意的是，在不连续导通模式下，次级电流缓慢减小，即次级电流的斜率较小。在这种情况下，即使SR关断检测电压接近零伏，当同步整流器发出关断信号时，也只会有少量的负电流。但是，在连续导通模式下，次级电流下降非常快，即次级电流的斜率很大。在这种情况下，当SR关断检测电压接近零伏且同步整流器发出关断信号时，次级电流会因此摆动为较大的负电流值。
图8示出了在本发明实施例中实现自适应关断电压控制方法的反激式转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。在一些实施例中，使用图4的反激转换器10的拓扑来实现反激转换器。参考图8，在开关周期的时间T0，同步整流器M2的漏极电压VDS(SR)(曲线64)下降到超过SR导通检测电压VTHGON的负电压电平，该电压指示同步整流器的导通。驱动同步整流器的栅极电压VGS(SR)(曲线62)斜升以开启同步整流器。图8中的栅极电压VGS(SR)指的是图4和5中的栅极电压VGS2。同步整流器M2开启并将次级电流Isec(曲线66)传导至输出电容器。如上所述，同步整流器的漏极电压VDS(SR)是同步整流器的漏极电流(即次级电流Isec)和同步整流器开关的导通电阻RDSon的函数。换言之，漏极电压VDS(SR)跟随漏极电流Isec。
在同步整流器的导通期间，次级电流Isec传导电流以将储存在变压器LP的次级绕组中的能量传送到输出电容器COUT。随着能量的转移，次级电流Isec减小，漏极电压VDS(SR)相应减小。在本例中，当电压VDS下降到调节阈值VTHREG(时间T1)时，漏源电压VDS被调节在调节电压电平附近，而栅极电压VGS(SR)被降低以调节次级电流因为次级电流继续减小。
在本发明的实施例中，自适应关断电压控制方法实现两个SR关断检测电压值——具有接近零伏的电压值的第一SR关断检测电压VTHGOFF_H和第二SR关断检测电压VTHGOFF_L的电压值远离零伏。在一示例中，电压VTHGOFF_H为-3mV，电压VTHGOFF_L为-30mV。自适应关断电压控制方法检测反激转换器的工作模式。响应于反激式转换器在非连续导通模式下操作，该方法选择第一SR关断检测电压VTHGOFF_H，其将栅极关断阈值设置为接近零伏。或者，响应于反激式转换器在连续导通模式下操作，该方法选择第二SR关断检测电压VTHGOFF_L，其将关断阈值设置为远离零伏特。在本实施例中，第一SR关断检测电压VTHGOFF_H为标称栅极关断检测电压，当检测到连续导通模式时，该方法切换到第二SR关断检测电压VTHGOFF_L，当漏极电压达到预定的复位电压值VRESET时该方法返回到第一SR关断检测电压VTHGOFF_H。以使反激转换器为下一个开关周期做好准备。在一些实施例中，复位电压值为正电压，例如在一些示例中为3-4V。
自适应关断电压控制方法在时间T2检测反激转换器的操作模式，时间T2是接近同步整流器导通时段结束的时间。在图8所示的示例中，该方法在同步整流器的预期“导通”周期(或导通时间)的90％处检测反激转换器的工作模式，并确定反激转换器工作在连续导通模式.相应的，栅极关断阈值从标称的第一SR关断检测电压VTHGOFF_H切换到第二SR关断检测电压VTHGOFF_L。同时，次级电流继续减小。在时间T3，次级电流减小到接近零电流电平，并且漏极电压VDS达到第二SR关断检测VTHGOFF_L，这表明同步整流器M2将被关断。由于次级侧控制器的固有传播延迟(图5)以及栅极驱动器放电所需的时间，同步整流器的实际关断会延迟。在时间T4，同步整流器M2实际上是关断的。在某个时间(在本示例中为时间T4之前)，漏极电压VDS已经达到复位阈值电压VRESET，并且栅极关断电压被复位为下一个开关周期的标称第一栅极关断阈值电压VTHGOFF_H。
通过使用第二SR关断检测电压VTHGOFF_L，同步整流器M2被比使用标称栅极关断检测阈值(VTHGOFF_H)时更早地关断。因此，次级电流的负电流摆幅减小，相应的漏极电压VDS上的电压摆幅也减小。通过这种方式，同步整流开关可以免受不希望的或过大的电压摆动的应力，并提高其可靠性。
下面将参照图9更详细地解释本发明的自适应关断电压控制方法的操作。图9是流程图用于说明可以在本发明的自适应关断电压控制方法实施例中的功率转换器，例如图4的反激式转换器。参考图9，方法80已经记录或存储了来自先前开关周期的同步整流器导通时间(82)。方法80开始于检测新的SR传导周期的开始(84)。方法80在当前SR导通周期接近结束时检查同步整流器栅极电压VGS(SR)。在本发明的实施例中，方法80以所记录的前一个开关周期的SR导通时间为代理参考值，并取此SR导通时间的X％用以确定反激转换器操作是否已接近当前SR导通周期的结束。也就是说，方法80使用前一个开关周期的记录的SR导通时间的X％作为当前导通周期中的栅极检测时间。在一些示例中，X％为90％或在85％至95％之间。实际上，反激式转换器的工作频率相对恒定，因此每个周期的SR导通时间将相对恒定。因此，在一个实施例中，在当前SR导通周期中的时间是前一个SR导通周期的导通时间的90％时，方法80检测同步整流器栅极电压VGS(SR)(86)。参考图8，在当前SR导通周期N中，时间T2与前一个SR导通周期N-1的90％的SR导通时间相关，表示为TSR(N-1)的90％。
方法80将检测到的栅极电压(在图8中表示为VGDET)与栅极电压目标VTHGDET进行比较，并确定检测到的栅极电压VGDET是否大于或等于栅极电压目标VTHGDET(88)。在检测到的栅极电压VGDET小于栅极电压目标VTHGDET的情况下，该方法确定反激转换器工作在不连续导通模式，并且该方法将SR关断检测电压保持在高检测电平VTHGOFF_H，更接近至零伏(90)。在检测到的栅极电压VGDET大于或等于栅极电压目标VTHGDET的情况下，该方法确定反激转换器工作在连续导通模式并且该方法将SR关断检测电压改变为低检测电平VTHGOFF_L，远离零伏(92)。
特别地，在本发明的实施例中，自适应关断电压控制方法80使用同步整流器的栅极电压作为反激转换器的操作状态的代表。当反激式转换器在非连续导通模式(DCM)下运行时，同步整流器的栅极电压在导通周期结束时会非常小。也就是说，在断续导通模式下，同步整流器的栅极电压VGS(SR)会小于栅极电压目标VTHGDET。另一方面，当反激式转换器工作在连续导通模式(CCM)时，同步整流器的栅极电压在导通周期结束时仍然很大。也就是说，在连续导通模式下，同步整流器的栅极电压VGS(SR)将大于或至少等于栅极电压目标VTHGDET。在一些示例中，对于反激式转换器，栅极电压目标VTHGDET为3.5-4V，但根据功率转换器拓扑结构和其他操作条件可以具有不同的电压值。
因此，通过在SR导通周期接近结束时检测同步整流器的栅极电压VGS(SR)(并将检测到的栅极电压VGDET与栅极电压目标进行比较，方法80可以确定同步整流器的工作模式，并且可相应设置SR关断检测电压，实现同步整流器工作在连续导通模式时的快速关断。在选择适当的SR关断检测电压(90或92)后,当漏极电压达到选定的SR关断检测电压时，反激式转换器关闭同步整流器。在SR导通周期结束时，方法80记录或存储同步整流器关断后当前SR导通周期的SR导通时间(94)。同时，方法80进一步检测同步整流器的漏极电压VDS(SR)以确定漏极电压VDS(SR)是否已达到复位阈值电压VRESET(96)。当漏极电压VDS(SR)已经达到复位阈值电压VRESET时，方法80将SR关断检测电压复位到高检测电平VTHGOFF_H，在适用的情况下更接近于零伏(98)。可以理解的是，在SR关断检测电压没有变为低检测电平VTHGOFF_L的情况下，则无需重新设置栅极关断阈值电压，因为它已经处于高检测电平VTHGOFF_H，即标称检测水平。
然后方法80返回到检测下一个同步整流器导通周期的开始(84)。该过程再次继续以在导通周期接近结束时检测同步整流器的栅极电压以确定操作模式并基于检测到的操作模式自适应地调整SR关断检测电压。当检测到反激式转换器工作在连续导通模式时，通过将SR关断检测电压更改为较低的电压值(例如-30mV与-3mV)，同步整流器将在导通时间提前关断，这具有减少负次级电流偏移量以及同步整流器上的漏极电压摆动量的效果。重要的是，方法80仅改变连续导通模式的SR关断检测电压，将非连续导通模式的SR关断检测电压保持在标称电平。通过这种方式，SR关断检测电压可以保持接近零伏，以避免开关周期之间的死区时间过长。同时，通过将SR关断检测电压从零电压移开来实现快速同步整流器关断。
图10示出了在本发明的实施例中实现自适应关断电压控制方法的反激式转换器中的同步整流器的开关周期中的信号波形。特别是，图10说明了在调节阈值电压中使用滞后以及自适应关断电压控制方法。迟滞调节阈值，包括高调节阈值电压VTHREG_H和低调节阈值电压VTHREG_L，用于在调节期间更好地调节次级电流Isec。漏极电压VDS(SR)被允许在高和低调节阈值电压之间摆动，而同步整流器的栅极电压VGS(SR)(以逐步方式降低以调节次级电流的降低。滞后调节阈值的使用不改变本发明的自适应关断电压控制方法的操作。特别地，该方法在时间T2检测栅极电压VGS(SR)，为从前一个开关周期记录的SR导通时间的90％。当该方法确定栅极电压VGS(SR)(大于栅极电压目标VTHGDET时，将SR关断检测电压更改为较低的电压值VTHGOFF_L，以使同步整流器关断检测更快发生，如以上解释。当漏极电压VDS(SR)达到复位阈值电压VRESET时，栅极关断阈值被复位为标称关断电压VTHGOFF_H。
图11是图4的反激转换器中的次级侧控制器的示意图，其结合了本发明实施例中的自适应关断电压控制电路。在一些实施例中，自适应关断电压控制电路实现图9的自适应关断电压控制方法。参考图11，用于产生栅极电压VGS2以控制同步整流器MOSFET M2的次级侧控制器100包括漏极电压VDS感测电路102用于感测同步整流器M2的漏极电压VDS。感测或检测到的漏极电压VD(节点103)耦合到一对运算放大器OP1和OP2，以与各自的检测阈值电压进行比较，以产生用于同步整流器M2的栅极开/关控制信号。具体而言，运算放大器OP1将感测到的漏极电压VD(节点103)与SR导通检测电压VTHGON进行比较以确定同步整流器M2何时应该导通，并且运算放大器OP2比较感测到的漏极电压VD(节点103))与SR关断检测电压VTHGOFF以确定同步整流器M2应何时关断。次级侧控制器100包括栅极开/关控制逻辑电路104，其接收来自运算放大器OP1和OP2的输出信号并产生开/关控制信号。开/关控制信号耦合到三态栅极驱动器106，当由使能信号Tri-EN使能时，三态栅极驱动器106提供栅极电压VGS2以驱动同步整流器M2。
在本示例中，次级侧控制器100还包括运算放大器OP3，用于将感测的漏极电压VD(节点103)与调节阈值电压VTHREG进行比较。当感测到的漏极电压VD(节点103)达到调节阈值电压VTHREG时，运算放大器OP3闭合开关S1以允许放电电流控制电路108以受控方式对栅极电压VGS2进行放电。特别地，当检测到的漏极电压VD(节点103)降低到调节阈值VTHREG时，同步整流器的漏源电压VDS被调节在调节电压电平附近，而栅极电压VGS2被放电电流控制电路108放电。换句话说，栅极电压VGS2被降低，以便在同步整流器导通周期期间随着次级电流继续减小而调节在次级绕组中流动的次级电流，如图8所示。额外的运算放大器可以用于提供额外的调节阈值，例如当需要滞后调节时。
次级侧控制器100还包括自适应关断电压控制电路110以选择SR关断检测电压的期望电压值。控制电路110包括寄存器112，用于存储每个同步整流器导通周期的SR导通时间TSR。先前导通周期的SR导通时间TSR(N-1)由采样和保持电路114采样或捕获。采样的SR导通时间TSR(N-1)在乘法器118处乘以接近于但小于1的乘法因子产生一个系数化的SR导通时间。在本示例中，乘法器118将采样的SR导通时间TSR(N-1)乘以0.9以获得前一周期SR导通时间的90％。在其他实施例中，可以使用其他倍增因子。例如，乘法器118的乘法因子可以在0.85到0.95之间。同时，寄存器116存储当前导通周期中SR导通时间TSR(N)。通过比较器Comp1，将SR导通时间TSR(N)与来自乘法器118的系数化SR导通时间进行比较。一旦当前SR导通时间达到系数化SR导通时间时，比较器Comp1输出高有效电平。也就是说，如果当前SR导通周期达到前一个SR导通周期的导通时间的90％，则比较器Comp1输出高有效电平。
比较器Compl的输出作为输入提供给逻辑与门120。逻辑与门120对三个输入进行操作，并在满足与三个输入相关联的条件时输出高有效电平。逻辑与门120的第一个输入是比较器Comp1的输出，指示当前SR导通周期的SR导通时间是否已接近导通周期结束，即SR导通时间是否已达到90％所示上一个SR导通周期的导通时间。逻辑与门120的第二个输入是使能信号Tri-EN，用于启动三态栅极驱动器106。逻辑与门120的第三个输入是比较器Comp2的输出，Comp2比较同步整流器的栅极电压VGS2和栅极电压目标VTHGDET。当满足三个条件时，逻辑与门120输出高有效电平：(1)SR导通时间已达到前一个SR导通周期的导通时间的90％；(2)三态栅极驱动器的使能信号Tri-En使能；(3)同步整流器的栅极电压VGS2等于或大于栅极电压目标VTHGDET。当满足三个条件时，自适应关断电压控制电路110确定反激转换器工作在连续导通模式。当三个条件中的任何一个不满足时，自适应关断电压控制电路110确定反激转换器工作在非连续导通模式。
在替代实施例中，逻辑与门120可以省略使能信号Tri-En作为输入并且仅评估剩余的两个条件：90％的导通时间和栅极电压目标处的栅极电压。在三态栅极驱动器106未被启用(使能信号Tri-En未启用)的情况下，同步整流器M2无论有没有被三态驱动和自适应关断电压控制电路110的操作是不相关的。在图11中的逻辑与门120处使用使能信号Tri-En仅是说明性的。
自适应关断电压控制电路110包括置位-复位(SR)触发器122。SR触发器122的置位输入端接收逻辑与门120的输出。因此，当满足逻辑与门评估的条件时，SR触发器122的置位输入被使能并且触发器的输出(Q)被使能(例如逻辑“1”)。SR触发器122的复位输入端接收表示同步整流器的漏极电压VD(节点103)与复位阈值电压VRESET的比较的信号。当感测到的漏极电压VD(节点103)达到复位阈值电压VRESET时，SR触发器122的复位输入被使能。当SR触发器122的复位输入被使能时，触发器122的输出(Q)被取消使能(例如逻辑“0”)。SR触发器122的输出(Q)为检测电压选择信号VTHGOFF_SEL，并被耦合以控制开关S2选择两个检测电压之一。
具体地，当SR触发器122置位并且检测电压选择信号VTHGOFF_SEL被使能(例如逻辑“1”)时，开关S2选择低SR关断检测电压VTHGOFF_L。另一方面，当SR触发器122复位且检测电压选择信号VTHGOFF_SEL被置低(例如逻辑“0”)时，开关S2选择高SR关断检测电压VTHGOFF_H。开关S2提供选择的检测电压作为提供给运算放大器OP2的SR关断检测电压VTHGOFF。这样，自适应关断电压控制电路110检测到反激转换器工作在连续导通模式，并选择低SR关断检测电压VTHGOFF_L以更快地关断同步整流器。或者，自适应关断电压控制电路110检测到反激转换器工作在非连续导通模式，并选择或保持高SR关断检测电压VTHGOFF_H以确保开关周期之间的短死区时间。在当前SR导通周期结束时，自适应关断电压控制电路110将SR导通时间存储在寄存器112中以供下一个开关周期使用。
按如此配置，自适应关断电压控制电路110操作以根据反激转换器操作的操作模式自适应地选择SR关断检测电压。反激转换器可以实现同步整流器的快速关断，从而具有减小次级电流的负向电流偏移，从而达到减小同步整流器漏极电压的大电压摆幅的效果。
在以上描述中，描述了包括变压器的反激转换器。可以理解的是，自适应关断电压控制电路和方法可以应用于其他类型的电源转换器或开关稳压器，无论有或没有变压器隔离。如本文所用，术语“初级电流”和“次级电流”分别指流经初级开关的电流和流经同步整流器的电流。在本说明书中使用变压器隔离的功率转换器仅是说明性的，而不是限制性的。
在该详细描述中，针对一个实施例描述的工艺步骤可以用于不同的实施例中，即使在不同的实施例中没有明确描述工艺步骤。当本文提及包括两个或更多个定义的步骤的方法时，可以以任何顺序或同时执行定义的步骤，除非上下文指示或本文另外提供特定说明。此外，除非上下文另有规定或提供明确说明，否则该方法还可以包括在任何定义的步骤之前、两个定义的步骤之间或所有定义的步骤之后执行的一个或多个其他步骤.
在该详细描述中，本发明的各种实施例或示例可以以多种方式实现，包括作为过程；仪器；一个系统；和物质的组成。上面提供了对本发明的一个或多个实施例的详细描述以及说明本发明原理的附图。结合这些实施例描述了本发明，但本发明不限于任何实施例。在本发明范围内的许多修改和变化是可能的。本发明的范围仅由权利要求书限制，并且本发明包括许多替代、修改和等同物。为了提供对本发明的透彻理解，在描述中阐述了许多具体细节。这些细节是出于示例的目的而提供的，并且本发明可以根据权利要求来实践，而无需这些具体细节中的一些或全部。为了清楚起见，没有详细描述与本发明相关的技术领域中已知的技术材料，从而不会不必要地模糊本发明。本发明由所附权利要求限定。

Claims (20)

1.一种操作结合有同步整流器并接收输入电压并提供输出电压的功率转换器的方法，该方法包括：
检测同步整流器(SR)导通周期的开始；
在接近SR导通周期结束时检测同步整流器栅极端的栅极电压；
响应于检测到的栅极电压小于栅极电压目标，选择第一SR关断检测电压作为SR关断检测阈值；
响应于检测到的栅极电压大于或等于栅极电压目标，选择第二SR关断检测电压作为SR关断检测阈值，第一和第二SR关断检测电压为负电压值，第一SR关断检测电压比第二SR关断检测电压更接近零伏；
响应于同步整流器的漏极电压达到SR关断检测阈值后同步整流器的关断，存储当前SR导通周期的SR导通时间；和
响应于SR关断检测阈值被设置为第二SR关断检测电压，将SR关断检测阈值重置为第一SR关断检测电压。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，重置所述SR关断检测阈值包括：
响应SR关断检测阈值设置为第二SR关断检测电压，检测同步整流器的漏极电压；和
响应检测到的漏极电压已经达到复位阈值电压，将SR关断检测阈值设置为第一SR关断检测电压。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述复位阈值电压包括正电压值。
4.根据权利要求1所述的方法，其中在所述同步整流器的栅极端子接近所述SR导通周期结束时检测栅极电压,包括：
对存储的上一个SR导通周期的SR导通时间进行采样；
确定栅极检测时间为前一个SR导通周期的SR导通时间的X％；和
在栅极检测时检测同步整流器栅极端的栅极电压。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述X％包括85％至95％之间的值。
6.如权利要求4所述的方法，还包括：
重复检测SR导通周期的开始，以重置下一个SR导通周期的SR关断检测阈值，存储的SR导通时间成为存储的前一个SR导通周期的SR导通时间。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述功率转换器包括反激式转换器，所述反激式转换器包括变压器，所述变压器具有接收所述输入电压的初级绕组和提供所述输出电压的次级绕组，耦合到所述初级绕组的初级开关和所述同步整流器耦合到次级绕组。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一SR关断检测电压包括-3mV，并且所述第二SR关断检测电压包括-30mV。
9.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率转换器响应于所述检测到的栅极电压小于所述栅极电压目标而以非连续导通模式操作，并且所述功率转换器响应于所述检测到的栅极电压大于或等于栅极电压目标而以连续导通模式操作。
10.一种功率转换器，包括：
输入端接收输入电压，输出端提供输出电压；
同步整流器耦接输出端；
控制器，被耦合以产生栅极控制信号，以在多个同步整流器(SR)导通周期内驱动同步整流器的栅极端子，
其中，控制器在每个SR导通周期接近结束时检测同步整流器的栅极端子处的栅极电压，控制器响应于检测到的栅极电压小于栅极电压目标而将SR关断检测阈值设置为第一电压，并且响应于检测到的栅极电压具有大于或等于栅极电压目标而将SR关断检测阈值设置为第二电压，第一和第二电压是负电压值并且第一电压比第二电压更接近于零伏，控制器利用SR关断检测阈值来确定同步整流器的关断，并且响应于控制器发出信号使同步整流器关断以响应SR关断检测阈值，在SR关断检测阈值已设置为第二电压的情况下，控制器复位SR关断检测阈值为第一电压。
11.根据权利要求10所述的功率转换器，其中响应于将SR关断检测阈值设置为第二电压，控制器检测同步整流器的漏极端处的漏极电压并且响应于检测到的漏极电压已经达到复位阈值电压，控制器将SR关断检测阈值设置为第一SR关断检测电压。
12.根据权利要求11所述的功率转换器，其中，所述复位阈值电压包括正电压值。
13.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述控制器通过对存储的前一个SR导通周期的SR导通时间进行采样并确定栅极检测时间为前一个SR导通周期的SR导通时间的X％，来检测在每个SR导通周期结束附近的同步整流器的栅极端子处的栅极电压，控制器在栅极检测时间检测同步整流器栅极端的栅极电压。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其中，所述X％包括85％至95％之间的值。
15.根据权利要求13所述的功率转换器，其中控制器在同步整流器响应于同步整流器的漏极电压达到SR关断检测阈值而关断之后，存储当前SR导通周期的SR导通时间，并且控制器重复检测栅极电压以重置下一个SR导通周期的SR关断检测阈值，存储的SR导通时间变为存储的上一个SR导通周期的SR导通时间。
16.根据权利要求10所述的功率转换器，其中，所述功率转换器包括反激式转换器，所述反激式转换器包括：
变压器具有接收输入电压的初级绕组和提供输出电压的次级绕组；
初级开关耦合到初级绕组；
同步整流器耦接次级绕组；
输出电容耦合在次级绕组上；和
初级侧控制器被耦合以产生控制信号以驱动初级开关。
17.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述第一电压包括-3mV并且所述第二电压包括-30mV。
18.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述功率转换器响应于所述检测到的栅极电压小于所述栅极电压目标而以不连续导通模式操作，并且所述功率转换器响应于所述检测到的栅极电压大于或等于栅极电压目标以连续导通模式操作。
19.根据权利要求11所述的功率转换器，其中，所述控制器包括：
漏极电压检测电路，用于检测同步整流器漏极端的漏极电压；
第一运算放大器具有耦合以接收检测到的漏极电压的第一输入端和耦合以接收SR导通阈值的第二输入端，第一运算放大器具有输出端并且响应于在检测到的漏极电压比SR导通阈值更负输出使能信号；
第二运算放大器具有耦合以接收SR关断阈值的第一输入端子和耦合以接收检测到的漏极电压的第二输入端子，第二运算放大器具有输出端子并且响应于在检测到的漏极电压大于SR关断阈值输出使能信号；和
栅极控制电路接收第一和第二运算放大器的输出信号并响应于指示同步整流器将被导通或关断的输出信号驱动栅极驱动器，栅极驱动器产生栅极控制信号以驱动同步整流器的栅极端。
20.根据权利要求19所述的功率转换器，其中，所述控制器还包括：
第一寄存器，用于存储前一个SR导通周期的SR导通时间；
采样保持电路，用于对存储的SR导通时间进行采样；
乘法器被配置为将存储的SR导通时间乘以X％以确定栅极检测时间；
第二寄存器，用于存储当前导通周期中进行中的导通时间的时间值；
第一比较器将栅极检测时间与存储在第二寄存器中的时间值进行比较，第一比较器响应于存储在第二寄存器中的时间值等于栅极检测时间而触发第一比较器输出使能信号，否则解除第一比较器输出使能信号；
第二比较器将检测到的栅极电压与栅极电压目标进行比较，第二比较器响应于栅极电压大于栅极电压目标而触发第二比较器输出使能信号，否则解除第二比较器输出使能信号；
逻辑与门被配置为接收第一比较器和第二比较器的比较器输出信号，逻辑与门响应于第一比较器和第二比较器输出信号而触发输出信号，否则逻辑与门输出信号被解除；
置位-复位触发器，其具有接收逻辑与门的输出信号的置位输入端，接收复位信号的复位端，复位信号响应于检测到的漏极电压已经达到复位阈值电压而被触发，该置位-复位触发器在输出信号处产生选择信号，该选择信号响应于逻辑与门的输出信号被置位并且响应于复位信号被触发而被复位；和
开关由选择信号控制以选择第一电压或第二电压作为SR关断检测阈值，开关响应选择信号被复位选择第一电压并且响应选择信号被设置选择第二电压。
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