CN111835201A - 反激式转换器的操作方法、对应控制电路和反激式转换器 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及反激式转换器的操作方法、对应控制电路和反激式转换器。反激式转换器包括两个输入端子和两个输出端子。第一电子开关和变压器的初级绕组串联连接在输入端子之间。有源钳位电路与初级绕组并联连接。有源钳位电路包括钳位电容器和第二电子开关的串联连接。第三电子开关和变压器的次级绕组串联连接在两个输出端子之间。特别地，本公开涉及用于开关第一、第二和第三电子开关来实现第一电子开关的零电压开关的解决方案。

Description

反激式转换器的操作方法、对应控制电路和反激式转换器

技术领域

本公开的实施例涉及用于操作具有有源钳位的反激式转换器的解决方案。

背景技术

电子转换器(例如，AC/DC或DC/DC开关模式电源)在本领域中是众所周知的。存在许多类型的电子转换器，其可以主要划分为隔离式转换器和非隔离式转换器。例如，非隔离式电子转换器是降压、升压、降压-升压、Cuk、SEPIC和ZETA类型的转换器。相反，隔离式转换器包括变压器，诸如，反激式(flyback)和正激式(forward)转换器。这些类型的转换器对于本领域技术人员是众所周知的。

例如，图1示出了具有有源钳位的反激式转换器20的一个示例。在所考虑的示例中，电子转换器20包括用于接收DC输入电压V_in的第一输入端子200a和第二输入端子200b，以及用于提供DC输出电压V_out的第一输出端子202a和第二输出端子202b。例如，输入电压V_in可以由诸如电池的DC电压源10提供。通常，DC输入电压V_in也可以经由整流电路从AC电压生成。反过来，输出电压V_out可以用于向电负载30供电。

反激式转换器包括变压器T，变压器T包括初级绕组T1和次级绕组T2。具体地，初级绕组T1的第一端子(例如直接)连接至(正)输入端子200a，并且初级绕组T1的第二端子经由电子开关S1(的电流路径)(例如直接)连接到(负)输入端子200b，输入端子200b通常表示接地。因此，电子开关S1被配置为将初级绕组选择性地连接到输入端子200a和200b(即，电压V_in)。例如，在所考虑的示例中，电子开关S1利用诸如n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的n沟道场效应晶体管(FET)(即，NMOS)来实现。在这种情况下，晶体管S1的漏极端子连接到初级绕组T1的第二端子初级绕组T1的第二端子表示反激式转换器的相节点，并且晶体管S1的源极端子连接到端子200b。

此外，在所考虑的示例中，电子开关S3和次级绕组T2(例如，直接地)串联连接在输出端子202a与202b之间。例如，次级绕组T2的第一端子可以(例如，直接)连接到(正)输出端子202a，并且次级绕组T2的第二端子可以经由电子开关S3(的电流路径)连接到(负)输出端子202b。因此，电子开关S3被配置为将次级绕组T2选择性地连接至输出端子202a和202b。例如，在所考虑的示例中，电子开关S3利用诸如NMOS的n沟道FET来实现。在这种情况下，晶体管S3的漏极端子可以连接至次级绕组T2的第二端子，并且晶体管S3的源极端子可以连接至端子202b。本领域技术人员将理解，开关S3通常利用二极管来实现。

此外，电容器C通常(例如直接)连接在端子202a与202b之间。

众所周知，常规的反激式转换器20利用两个开关状态操作。当开关S1闭合并且开关S3断开时，变压器T1的初级绕组T1直接连接到输入电压V_in。因此，变压器T中的初级电流Ipri和磁通量增加，从而在变压器T中存储能量。在这种条件，电容器C将能量供应给输出端子202a和202b(即，负载30)。相反地，当开关S1断开并且开关S3闭合时，初级电流Ipri下降至零，同时电流开始在次级绕组中流动，并且来自变压器芯部T的能量为电容器C充电并且向负载30供电。

然而，开关S1的这种硬开关(hard switching)具有开关S1不是零电压闭合的缺点。因此，已提出了包括有源钳位电路的反激式转换器。

具体地，在图1中，反激式转换器20还包括钳位电容器C2和电子开关S2的串联连接，钳位电容器C2和电子开关S2的该串联连接与变压器T的初级绕组T1并联连接，即，电子开关S2被配置为将电容器C2与初级绕组T1选择性地并联连接。具体地，在所考虑的示例中，初级绕组T1的第一端子(例如，直接地)连接至电容器C2的第一端子，并且初级绕组T1的第二端子(即，初级绕组T1与电子开关S1之间的相节点/中间点)经由电子开关S2(的电流路径)(例如，直接)连接到电容器C2的第二端子。例如，在所考虑的示例中，电子开关S2利用诸如NMOS的n沟道FET来实现。在这种情况下，晶体管S2的漏极端子可以连接至电容器C2的第二端子，并且晶体管S2的源极端子可以连接至初级绕组T1的相节点/第二端子。

通常，电子开关S1、S2和S3经由相应的驱动信号LSGD、HSGD和SRGD来驱动，驱动信号由合适的控制电路210来生成，以例如作为端子202a和202b处的输出电压V_out的函数。例如，在文献US2011/0305048A1中描述了这样的有源钳位电路(包括电容器C2和开关S2)以及反激式转换器的相应操作。基本上，有源钳位电路允许回收变压器T的漏电感中的能量，并且允许实现电子开关S1的软开关(soft switching)。

如前所述，在理想的反激式转换器中，当控制电路210将电子开关S1关断时，由于控制电路210将电子开关S3闭合，初级绕组T1中的电流Ipri立即停止，同时电流开始在次级侧T2中流动。无论如何，在实际的变压器T中，两个绕组T1和T2没有完美耦合，并且漏电感残留在初级侧中。基本上，这样的漏电感L_S可以经由与初级绕组T1串联连接的电感来模拟。相反地，变压器T的励磁电感L_M(用于模拟磁通量)可以利用与初级绕组T1并联连接的电感来模拟。

因此，当控制电路210将电子开关S1关断时，由于漏电感Ls，初级电流Ipri继续在初级侧T1中流动，从而创建在初级绕组T1上的尖峰(spike)。具体地，电子开关S1具有与电子开关S1并联连接的相关联的寄生电容C1(例如，相应FET的寄生漏极-源极电容)。因此，由变压器T的漏电感L_S提供的电流将对该电容C1进行充电。通常，这样的尖峰之后跟随有振铃(ringing)，振铃由于系统中的损耗而衰减，直到漏电感L_S中存储的所有能量(当电子开关S1已经被关断时)耗散。

基本上，电子开关S2和电容器C2的添加允许将漏电感LS中的能量偏移到钳位电容器C2中。具体地，当控制电路210将电子开关S1关断时，相节点(其在初级绕组T1和电子开关S1之间，例如，晶体管S1的漏极端子)如在正常的反激式转换器(其不具有有源钳位)中那样上升。无论如何，当相节点上的电压将钳位电容器C2上的电压旁路时，电子开关S2的体二极管(或与电子开关S2并联连接的类似二极管D2)接通，并且初级电流Ipri也流动到电容器C2，直到初级电流Ipri下降至零。通过接通电子开关S2，被存储在电容器C2上的能量可以送还给系统。

例如，通常，控制电路210被配置为以互补模式控制有源钳位，即，当电子开关S1闭合时，电子开关S2断开，而当电子开关S1断开时，(通常在短暂的死区时间之后)电子开关S2闭合。

发明人已观察到这种互补控制具有一些缺点。例如，因为电流在电子开关S1闭合和电子开关S2闭合时均在流动，通常初级侧上生成的电流Ipri具有非常高的均方根(RMS)值。

发明内容

考虑到前述内容，本公开的各种实施例的一个目的是提供用于操作具有有源钳位的反激式转换器的解决方案。

根据一个或多个实施例，上述目的通过操作反激式转换器的方法来实现，该反激式转换器具有所附权利要求中具体阐述的独特元件。实施例还涉及对应的控制电路和反激式转换器。

权利要求形成本文提供的说明书的技术教导的组成部分。

如前所述，本公开的各种实施例涉及用于操作具有有源钳位的反激式转换器的解决方案。

在各个实施例中，反激式转换器包括用于接收输入电压的第一输入端子和第二输入端子、以及用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子。反激式转换器还包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，其中漏电感和励磁电感与变压器相关联。

在各个实施例中，第一电子开关和初级绕组串联连接在第一输入端子与第二输入端子之间，其中第一电子开关和初级绕组之间的中间节点表示相节点，其中电容与相节点相关联。例如，第一电子开关可以是n沟道FET。

在各种实施例中，有源钳位电路与初级绕组并联连接，其中有源钳位电路包括钳位电容器和第二电子开关的串联连接。例如，第二电子开关可以是n沟道FET。

在各种实施例中，第三电子开关和次级绕组串联连接在第一输出端子与第二输出端子之间。例如，第三电子开关可以是n沟道FET或二极管。

在各个实施例中，电子转换器的控制电路可以因此针对每个开关周期重复以下步骤：

在第一时间间隔期间，闭合第一电子开关，并且断开第二电子开关和第三电子开关二者，由此初级绕组被连接到输入电压，并且流过初级绕组的电流增加，从而将能量存储在变压器中；

在随后的第二时间间隔期间，断开第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关，由此流过初级绕组的电流对与相节点相关联的电容进行充电；

在随后的第三时间间隔期间，断开第一电子开关，并且闭合第二电子开关和第三电子开关二者，由此钳位电容器与初级绕组并联连接，并且流过初级绕组的电流还对钳位电容器进行充电，其中第三时间间隔在流过初级绕组的电流达到零时结束。

在随后的第四时间间隔期间，闭合第三电子开关，并且断开第一电子开关和第二电子开关二者，由此流过初级绕组的电流为零，并且存储在变压器中的能量经由流过次级绕组的电流来释放，其中第四时间间隔在流过次级绕组的电流达到零时结束。

在随后的第五时间间隔期间，断开第一电子开关，并且闭合第二电子开关和第三电子开关二者，由此钳位电容器与初级绕组并联连接，由此钳位电容器和漏电感形成具有给定谐振周期的谐振电路，并且其中第五时间间隔在谐振周期的一个或多个半周期之后结束；

在随后的第六时间间隔期间，闭合第二电子开关，并且断开第一电子开关和第三电子开关，由此流过初级绕组的电流减小，并且其中第六时间间隔在流过初级绕组的电流为负时结束；以及

在随后的第七时间间隔期间，断开第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关，由此流过初级绕组的负电流对与相节点相关联的电容进行放电。

通常，第二电子开关可以包括二极管。在这种情况下，第二电子开关可以在第三时间间隔期间通过闭合该二极管而闭合。类似地，第三电子开关可以包括二极管，或甚至由二极管组成。在这种情况下，第三电子开关可以在第三时间间隔、第四时间间隔和第五时间间隔中的至少一个时间间隔(甚至全部)期间通过闭合该二极管而闭合。

在各个实施例中，控制电路可以通过确定在第六时间间隔期间流过初级绕组的电流的参考值、并且当流过初级绕组的电流超过给定参考值时结束/停止第六时间间隔，来控制第六时间间隔的持续时间，参考值指示用于对电容进行放电的能量。备选地，控制电路可以确定第六时间间隔的持续时间作为反激式转换器的占空比的函数，占空比对应于第一时间间隔的持续时间与开关周期的持续时间之间的比率，并且在所确定的第六时间间隔的持续时间之后结束/停止第六时间间隔。

在各种实施例中，钳位电容器的电容值因此应以适当的方式进行选择。例如，在各种实施例中，输出电压的最大值和输入电压的最小值例如基于电子转换器的产品规格来确定/获得。接下来，最小钳位时间被确定作为输出电压的最大值和输入电压的最小值的函数，并且钳位电容器的电容值被选择以使得钳位电容器和漏电感的谐振周期的半周期比最小钳位时间短。

附图说明

现在将参考所附的附图来描述本公开的实施例，附图仅以非限制性示例的方式提供，并且其中：

图1示出了包括有源钳位的反激式转换器的一个示例；

图2A至图2D示出了图1的反激式转换器的控制的一个实施例；

图3A至图3E和图4示出了图8的反激式转换器的控制的一个实施例；

图5A、图5B和图6示出了图8的反激式转换器的控制的一个实施例；

图7示出了图8的反激式转换器的控制的一个实施例；以及

图8示出了根据本公开的一个实施例的包括有源钳位的反激式转换器。

具体实施方式

在随后的描述中，各种具体细节被说明，旨在使得能够对实施例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个特定细节的情况下、或者利用其他方法、组件、材料等来提供。在其他情况下，没有详细示出或描述已知的结构、材料或操作，使得实施例的各个方面不会被模糊。

在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用意在指示相对于该实施例描述的特定配置、结构或特性包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书的各个方面中可能出现的诸如“在实施例中”、“在一个实施例中”或类似的短语不一定指代相同的实施例。此外，特定的构型、结构或特性可以在一个或多个实施例中，以任何适当的方式来进行组合。

本文中使用的附图标记仅是为了方便而提供，并且因此不限定保护范围或实施例的范围。

在以下描述的图2至图8中，已经参考图1描述过的部件、元件或组件由这些附图中先前使用过的相同附图标记来指定。已经对这些元件进行了描述，并且在随后的内容中将不再重复，以便不使得本发明的详细描述繁琐。

本说明书的各种实施例涉及包括有源钳位的反激式转换器的操作。这样的反激式转换器20的总体架构在图1中示出，其相应的描述，特别是关于反激式转换器(变压器T、电子开关S1和S3以及电容器C)与有源钳位(电子开关S2和电容器C2)的连接，以其整体适用。在这方面，本说明书涉及在控制电路210内实现的控制。具体地，这样的控制电路可以是任何合适的模拟和/或数字处理电路，包括专用集成控制电路或可编程处理单元(例如经由软件指令进行编程的微处理器)。

如前所述，控制电路210可以利用互补控制来驱动这样的有源钳位，互补控制通常包括周期性地重复的四个阶段：

在第一时间间隔Δt1期间，电子开关S1闭合，并且电子开关S2断开；

在第二(死区时间)间隔Δt2期间，电子开关S1断开，并且电子开关S2保持断开；

在第三时间间隔Δt3期间，电子开关S1保持断开，并且电子开关S2闭合；以及

在第四(死区时间)间隔Δt4期间，电子开关S1保持断开，并且电子开关S2断开。

如图2A示意性所示，在时间间隔Δt1期间，初级侧中的电流Ipri流过变压器T，并且以以下速率线性增加：

dIpri/dt＝V_in/Lpri

其中Lpri表示初级侧处的等效电感Lpri＝L_S+L_M。

如图2B示意性所示，在时间间隔Δt2期间，初级侧电子开关S1和S2二者均被切断。电流Ipri流过变压器T的初级侧、以及(在变压器T与电子开关S1之间)相节点处的寄生电容器C1，从而增加了该节点处的电压Vlsd，该节点处的电压Vlsd例如对应于相应下侧FET S1的漏极-源极电压。

如图2C示意性所示，在时间间隔Δt3期间，电流Ipri流过初级侧T1。通过提供合适规格的变压器T的漏电感LS和钳位电容C2，振荡可以由这些组件来生成。

同时，流过励磁电感L_M的励磁电流I_LM和流过漏电感L_S的漏电流I_LS之间的差(由于变压器T的匝数比n，以成比例的形式)作为次级电流Isec而流过变压器T的次级侧T2。

如图2D示意性所示，在时间间隔Δt4期间，当初级侧电流Ipri为负时，通过在间隔Δt3结束时切断电子开关S2，该负电流在相节点处流过变压器T和寄生电容C1，从而对寄生电容C1进行放电。如果电子开关S2在间隔Δt3结束处被关断时，励磁L_M和/或漏电感L_S中的能量足够高，则相节点下降至零，从而允许电子开关S1在随后的间隔Δt1的开始处进行全零电压开关(ZVS)。

如前所述，这样的互补控制具有若干缺点。但是，发明人已观察到有源钳位也可以利用非互补控制来驱动。

图8示出了根据本公开的一个实施例的反激式转换器30，反激式转换器30包括控制电路310，用于利用非互补控制来驱动有源钳位。

具体地，如图3A示意性所示，通过在时间间隔Δt1期间闭合电子开关S1(开关S2和S3断开)，初级侧中的电流Ipri流过变压器T并且线性地增加。基本上，该阶段与图2A所示的互补控制相比没有改变。

如图3B示意性所示，在第二时间间隔Δt2’期间，控制电路310保持所有电子开关S1、S2和S3断开。然而，当利用FET来实现电子开关S2时，在该阶段结束时，初级侧漏电感中的电流Ipri通过晶体管S2的体二极管(或与电子开关S2并联连接的类似二极管D2)被导向钳位电容器C2，直到电流Ipri下降至零。

如图3C示意性所示，在第三时间间隔Δt3a’期间，高侧开关S2保持断开(或在与开关S2相关联的二极管接通的时段内可以保持接通)，同时整流器开关S3接通。基本上，在该阶段，没有电流可以在初级侧流动(Ipri＝0)，而电流流向次级侧T2上的输出。基本上，该阶段对应于传统反激式转换器的反激阶段。

如图3D示意性所示，当次级侧T2上的电流Isec达到零时，控制电路310将高侧开关S2接通，从而开始第四时间间隔Δt3b’。基本上，在该间隔的开始处，钳位电容器C2上的电压略高于从次级侧反射的电压，由此次级侧上的电流Isec再次开始增加。基本上，在这种条件，可能再次出现在钳位电容C2与漏电感L_S之间的谐振。同时，励磁电感L_M上的电流I_LM变为负。

在优选地足够长的时间以在励磁电感L_M中提供足够的能量来迫使进行软开关之后，整流器(S3)和高压侧(S2)电子开关均被关断，从而终止了第四时间间隔Δt3b’。

因此，如图3E示意性所示，通过在间隔Δt3b’结束时切断电子开关S2，当励磁电流I_LM为负时，该负电流流过变压器T、以及相节点处的寄生电容C1，从而在随后的间隔Δt1开始时，将寄生电容C1放电并且允许电子开关S1的全零电压开关。

在这方面，图4示出了次级侧电流Isec、初级侧电流Ipri(还包括励磁电流ILM的一部分)、(在初级绕组T1与电子开关S1之间的)相节点处的电压Vlsd以及分别针对开关S1、S2和S3的驱动信号LSGD、HSGD和SRGD的波形的一个实施例。

发明人已观察到，这样的非互补控制允许通过如下来达到次级侧T2上的低振铃：针对给定输入电压V_in和输出电压V_out，通过对变压器比率n(初级绕组T1与次级绕组T2的绕组之间的比率)和钳位电容C2进行调谐。然而，发明人已观察到的是，针对宽范围的输入/输出电压来提供匹配是困难的。

图6示出了在控制电路310内实现的修改的控制的一个实施例。

具体地，在第一时间间隔Δt1期间，控制电路生成驱动信号LSGD、HSGD和SRGD，以便闭合电子开关S1、并且断开电子开关S2和S3。基本上，该阶段与图2A和图3A所示的控制相比保持不变。因此，初级绕组T1连接到输入电压V_in，并且初级侧T1中的电流Ipri线性增加。如将在下面更详细地描述的，在各种实施例中，控制电路310可以改变时间间隔Δt1的持续时间，以便将输出电压V_out调节到给定参考值，该给定参考值指示所请求的输出电压。

在第二时间间隔Δt2a期间，控制电路310保持所有电子开关S1、S2和S3断开。因此，在间隔Δt1结束时，初级侧漏电感中的(正)电流Ipri对寄生电容C1充电，并且在相节点处的电压Vlsd增加。

当相节点处的电压Vlsd达到给定阈值时，电子开关S2闭合。具体地，出于该目的，控制电路310可以设置控制信号HDGD，以将电子开关S2直接闭合，或者电子开关S2可以经由与电子开关S2并联连接的相应二极管D2(例如，相应FET的体二极管)自动闭合。例如，使用这样的二极管D2具有如下优点：控制电路310不一定需要监控相节点处的电压。

因此，在随后的第三时间间隔Δt2b期间，初级侧漏电感中的电流Ipri也被提供给钳位电容器C2，直到电流Ipri下降至零。例如，出于此目的，控制电路310可以监控电流Ipri并且确定电流Ipri何时达到零。如图8所示，控制电路310可以具有耦合到变压器T的第一输入，以便例如经由感测电阻器(未示出)来检测电流Ipri。

在所考虑的实施例中，在时间间隔Δt2b期间，控制电路310将电子开关S3闭合，从而允许电流在变压器T的次级侧T2流动。如下文将更详细描述的，电子开关S3也可以仅利用二极管D3来实现，或者二极管D3可以与电子开关S3并联连接，诸如，相应FET的体二极管。因此，驱动信号SRGD也可以不需要，因此驱动信号SRGD仅是可选的。

因此，时间间隔Δt2a和Δt2b基本上对应于关于图3B描述的第二时间间隔Δt2’。

相应地，在所考虑的实施例中，在间隔Δt2b结束时，初级侧电流Ipri达到零，并且次级侧电流Isec达到其最大峰值。

在随后的时间间隔Δt3a’期间，电子开关S1和S2因此被断开，并且电子开关S3闭合。相应地，初级侧电流Ipri保持为零，同时电流Isec流向次级侧T2上的输出。具体地，时间间隔Δt3a’在次级侧电流Isec达到零时结束。例如，出于此目的，控制电路310可以监控电流Isec，并且确定电流Isec何时达到零。如在图8中可以看到的，控制电路310可以具有耦合到电子开关S3的漏极的第二输入，以便例如经由感测电阻器(未示出)来检测电流Isec。

基本上，该时间间隔Δt3a’对应于已经关于图3C描述的反激阶段。然而，与关于图3和图4描述的实施例相比，操作针对以下时间间隔改变。

具体地，类似于图3D，控制电路310然后在时间间隔Δt3c期间闭合电子开关S2。

具体地，如图5A所示，在该开关状态期间，电子开关S1断开，并且电子开关S2和S3闭合。因此，该开关状态或多或少地对应于关于图3D描述的开关状态，但其具有将在下文更详细地描述的一些实质差异。

具体地，在该间隔Δt3c的开始处，钳位电容器C2上的电压略高于从次级侧反射的电压，由此次级侧上的电流Isec再次开始增加。此外，在这种条件，存在钳位电容C2与变压器的漏电感LS之间的谐振。具体地，该谐振具有周期Tres，其对应于：

同时，励磁电感L_M上的电流I_LM变为负。

然而，关于图3D，在所考虑的实施例中，时间间隔Δt3c在Tres/2之后，即在钳位电容C2和漏电感L_S的振荡的半周期之后结束。在各种实施例中，控制电路310可以通过确定电流Isec是否再次达到零来确定时间间隔Δt3c的结束，或者时间间隔Δt3c的持续时间可以被固定为Tres/2。

因此，虽然在图3D中，初级侧和次级侧处的电流被截断，但是在当前考虑的实施例中，时间间隔Δt3c在次级侧电流Isec达到零的时刻结束。

因此，在随后的时间间隔Δt3d的开始处，控制电路310可以以零电流断开电子开关S3。

在间隔Δt3d期间的相应开关状态在图5B中示出。具体地，在间隔Δt3d期间，电子开关S1和S3断开，并且电子开关S2保持闭合。

在各个实施例中，该阶段Δt3d的持续时间由待存储在变压器磁化电感LM上的能量确定，以在下一阶段中获得电子开关S1的软开关。

发明人已观察到，用以获得这样的软开关的能量E_SS可以近似为

从过零开始(在间隔Δt3a’的结束/间隔Δt3c的开始处)，励磁电感器L_M中的电流大约增加

其中n是初级绕组与次级绕组之间的匝数比，tclamp是总钳位时间，其与间隔Δt3c和Δt3d的持续时间之和相对应(即，tclamp＝Δt3c+Δt3d)。

励磁电感器LM中的能量E_LM是：

即，通过组合等式(3)和(4)：

因此，为了获得等于能量E_SS的励磁电感器中的能量E_LM，总钳位时间可以根据等式(2)和(5)来计算为：

因此，等式(6)可以用于计算总钳位持续时间t_clamp。备选地，等式(2)和(4)可以用于确定初级侧处的电流Ipri(其在间隔Δt3d期间对应于励磁电流I_LM)的阈值，并且控制电路310可以监控初级侧电流Ipri，并且当初级侧电流Ipri达到给定阈值时，控制电路310可以结束间隔Δt3d。

因此，在间隔Δt3d结束时，初级电流Ipri为负，并且励磁电感LM已存储了足够的能量，来对与相节点相关联的寄生电容C1进行放电。

在随后的时间间隔Δt4期间，控制电路310可以因此切断电子开关S2。因此，在时间间隔Δt4(基本上对应于关于图2D和图3E已经描述过的情形)期间，负初级电流Ipri流过变压器T、以及相节点处的寄生电容C1，从而将寄生电容C1放电。此外，当相节点处的电压Vlsd达到零时，控制电路310可以再次闭合电子开关S1，从而开始随后的时间间隔Δt1。例如，出于此目的，控制电路310可以监控相节点处的电压。通常，时间间隔Δt4的持续时间也可以是固定的。

因此，在所考虑的实施例中，每个开关周期具有以下开关持续时间T_SW：

T_SW＝Δt1+Δt2a+Δt2b+Δt3a’+Δt3c+Δt3d+Δt4。

在所考虑的实施例中，当次级电流Isec为正(间隔Δt2b、Δt3a’和Δt3c)时，电子开关S3闭合。因此，该电子开关S3也可以利用二极管D3、或与电子开关S3并联连接的二极管(例如，相应FET的体二极管)来实现，其中：

二极管D3的阳极连接到端子202b，并且阴极连接到次级绕组T2(如图1所示)，或者

二极管的阳极连接到次级绕组T2，并且阴极连接到端子202a。

此外，如前所述，间隔Δt2b的开始和结束可以通过将二极管D2(例如，相应FET的体二极管)与电子开关S2并联连接来自动进行，其中阳极连接到相节点，并且阴极连接到电容器C2。

因此，在各种实施例中，控制电路310可以生成控制信号LSGD和HSGB，以便控制持续时间Δt1(电子开关S1闭合)和持续时间t_clamp＝Δt3c+Δt3d(电子开关S2闭合)。通常，在所考虑的实施例中，当次级侧电流Isec达到零时，控制电路310还应确定间隔Δt3a’的结束。

具体地，控制电路310可以变化持续时间Δt1，以便获得给定的输出电压V_out。实际上，在反激式转换器中，输入电压与输出电压之间的比率V_in/V_out与项D/(1-D)成比例，其中D＝Δt1/T_SW是占空比。

相反地，如关于等式(6)所描述的，持续时间t_clamp也应将比率V_in/V_out考虑在内。因此，代替测量输入电压V_in，持续时间t_clamp可以通过将固定参数乘以D/(1-D)来计算，即，控制电路310可以确定持续时间t_clamp作为占空比D的函数，占空比D进而被确定作为持续时间Δt1的函数。

在所考虑的实施例中，钳位电容器C2因此应当被定制为以便在初级侧T1上存储足够的能量以用于达到ZVS条件，但是应足够小以在阶段Δt3c期间完成与漏电感LS的半谐振。

具体地，如等式(1)所示，最小钳位持续时间由钳位电容器C2和漏电感LS值来确定。通常，发明人已观察到期望的是将该持续时间维持为尽可能短，以使得能够在具有最短钳位时间的条件下获得软开关，而这如等式(6)所示，发生在输入电压V_in具有其最小值、而输出电压V_out具有其最大值时的操作条件。

发明人已观察到，在第二侧上的同步整流器的情况中，该控制给出了最佳结果，而该控制甚至可以应用于具有非同步整流的系统。

图7示出了在控制电路内实现的驱动的第二实施例。具体地，如前所述，当次级侧电流Isec达到零时，控制电路310例如通过如下用于来确定间隔Δt3c的结束：通过监控次级侧电流Isec，或通过使用针对间隔Δt3c的固定的持续时间(对应于Tres/2)。

然而，如图7所示，控制电路310在谐振Tres的第一半周期之后不一定必须终止间隔Δt3c(图7中的间隔Δt3c’)，而是控制电路310可以在Tres/2的倍数之后，即在对应于振荡的多个半周期的时刻处终止间隔Δt3c’。实际上，在这些时刻的每一个时刻中，次级侧电流Isec将为零。因此，在各个实施例中，控制电路310可以通过如下来确定时间间隔Δt3c’的结束：通过确定电流Isec是否已经有给定的次数N次达到零，或者时间间隔Δt3c的持续时间可以被固定为N·Tres/2，其中N为正整数。例如，在图2中，间隔Δt3c’的持续时间对应于Tres(即，N＝2)。

当然，在不损害本公开的原理的情况下，构造和实施例的细节可以在不脱离本公开的范围的情况下，相对于仅通过示例的方式在本文中描述和示出的内容大范围地变化。

可以将上述各种实施例组合来提供其他实施例。可以根据以上详细描述对实施例进行这些和其他改变。通常，在权利要求中，所使用的术语不应解释为将权利要求限制为说明书和权利要求书中公开的特定实施例，而是应解释为包括所有可能的实施例以及该权利要求书所享有的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims (19)

1.一种操作反激式转换器的方法，包括：

在开关周期的第一时间间隔期间，闭合第一电子开关并且断开第二电子开关和第三电子开关，所述第一电子开关与变压器的初级绕组被连接在用于接收输入电压的第一输入端子与第二输入端子之间，所述第一电子开关和所述初级绕组在相节点处被彼此耦合，并且电容与所述相节点相关联，所述第二电子开关和钳位电容器被彼此连接作为有源钳位电路，所述有源钳位电路与所述初级绕组并联连接，所述第三电子开关和所述变压器的次级绕组被连接在用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子之间，其中在所述第一时间间隔期间闭合所述第一电子开关将所述初级绕组电耦合到所述输入电压，并且使得流过所述初级绕组的电流增加，从而在所述变换器中存储能量；

在所述开关周期的随后的第二时间间隔期间，断开所述第一开关并且保持所述第二电子开关断开、以及所述第三电子开关断开，由此流过所述初级绕组的所述电流对与所述相节点相关联的所述电容进行充电；

在所述开关周期的随后的第三时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，并且闭合所述第二电子开关和所述第三电子开关，其将所述钳位电容器与所述初级绕组电耦合，并且流过所述初级绕组的电流也对所述钳位电容器进行充电，其中当流过所述初级绕组的所述电流达到零时，所述第三时间间隔结束；

在所述开关周期的随后的第四时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，并且保持所述第三电子开关闭合，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流为零，并且被存储在所述变压器中的所述能量经由流过所述次级绕组的电流而被释放，其中当流过所述次级绕组的所述电流达到零时，所述第四时间间隔结束；

在所述开关周期的随后的第五时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，闭合所述第二电子开关，并且保持所述第三电子开关闭合，由此所述钳位电容器与所述初级绕组并联电耦合，由此所述钳位电容器和所述漏电感形成具有给定谐振周期的谐振电路，并且其中所述第五时间间隔在所述谐振周期的一个或多个半周期之后结束；

在所述开关周期的随后的第六时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，保持所述第二电子开关闭合，并且断开所述第三电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流减小，并且其中所述第六时间间隔在流过所述初级绕组的电流为负时结束；以及

在所述开关周期的随后的第七时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开、以及所述第三电子开关断开，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述负电流对与所述相节点相关联的所述电容进行放电。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二电子开关包括二极管，并且其中在所述第三时间间隔期间闭合所述第二电子开关包括闭合所述二极管。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第三电子开关包括二极管，并且其中在所述第三时间间隔、所述第四时间间隔和所述第五时间间隔中的至少一项的期间闭合所述第三电子开关包括闭合所述二极管。

4.根据权利要求1所述的方法，包括：

确定针对在所述第六时间间隔期间流过所述初级绕组的所述电流的参考值，所述参考值指示用以对所述电容进行放电的所述能量；以及

当流过所述初级绕组的所述电流超过所述给定参考值时，结束所述第六时间间隔。

5.根据权利要求1所述的方法，包括：

确定针对所述第六时间间隔的持续时间作为所述反激式转换器的占空比的函数，所述占空比对应于所述第一时间间隔的持续时间与所述开关周期的持续时间之间的比率；以及

在针对所述第六时间间隔的所述持续时间之后，结束所述第六时间间隔。

6.根据权利要求1所述的方法，包括：

获得针对所述输出电压的最大值和针对所述输入电压的最小值；

确定最小钳位时间作为针对所述输出电压的所述最大值和针对所述输入电压的所述最小值的函数；以及

选择所述钳位电容器的电容值，使得所述钳位电容器和所述漏电感的所述谐振周期的半周期短于所述最小钳位时间。

7.一种针对反激式转换器的控制电路，所述反激式转换器包括：用于接收输入电压的第一输入端子和第二输入端子；用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子；变压器，具有初级绕组和次级绕组以及漏电感；第一电子开关，在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间与所述初级绕组耦合；相节点，在所述第一电子开关与所述初级绕组之间；与所述相节点相关联的电容；有源钳位，被连接到所述初级绕组，并且包括钳位电容器和第二电子开关的连接；第三电子开关，在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间与所述次级绕组电耦合，所述控制电路被配置为：

在开关周期的第一时间间隔期间，闭合所述第一电子开关，并且断开所述第二电子开关和所述第三电子开关，其中在所述第一时间间隔期间闭合的所述第一电子开关将所述初级绕组电耦合到所述输入电压，并且使得流过所述初级绕组的电流增加，从而将能量存储在所述变压器中；

在所述开关周期的随后的第二时间间隔期间，断开所述第一开关，并且保持所述第二电子开关断开、以及所述第三电子开关断开，由此流过所述初级绕组的所述电流对与所述相节点相关联的所述电容进行充电；

在所述开关周期的随后的第三时间间隔期间，将所述第一电子开关保持断开，并且闭合所述第二电子开关和所述第三电子开关二者，这将所述钳位电容器与所述初级绕组电耦合，并且流过所述初级绕组的所述电流也对所述钳位电容器进行充电，其中所述第三时间间隔在流过所述初级绕组的所述电流达到零时结束；

在所述开关周期的随后的第四时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，保持所述第三电子开关闭合，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流为零，并且被存储在所述变压器中的所述能量经由流过所述次级绕组的电流而被释放，其中所述第四时间间隔在流过所述次级绕组的所述电流达到零时结束；

在所述开关周期的随后的第五时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，闭合所述第二电子开关，并且保持所述第三电子开关闭合，由此所述钳位电容器与所述初级绕组并联电耦合，由此所述钳位电容器和所述漏电感形成具有给定谐振周期的谐振电路，并且其中所述第五时间间隔在所述谐振周期的一个或多个半周期之后结束；

在所述开关周期的随后的第六时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，保持所述第二电子开关闭合，并且断开所述第三电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流减小，并且其中所述第六时间间隔在流过所述初级绕组的所述电流为负时结束；以及

在所述开关周期的随后的第七时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开、以及所述第三电子开关断开，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述负电流对与所述相节点相关联的所述电容进行放电。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述第二电子开关包括二极管，并且其中所述控制电路被配置为在所述第三时间间隔期间通过闭合所述二极管来闭合所述第二电子开关。

9.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述第三电子开关包括二极管，并且其中所述控制电路被配置为在所述第三时间间隔、所述第四时间间隔和所述第五时间间隔中的至少一项的期间通过闭合所述二极管来闭合所述第三电子开关。

10.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述控制电路被配置为：

当流过所述初级绕组的所述电流超过给定参考值时，结束所述第六时间间隔，所述给定参考值指示用以对所述电容进行放电的所述能量。

11.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述控制电路被配置为：

在一持续时间之后结束所述第六时间间隔，所述持续时间作为所述反激式转换器的占空比的函数，所述占空比对应于所述第一时间间隔的持续时间与所述开关周期的持续时间之间的比率。

12.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述控制电路被配置为：

检测流过所述次级绕组的所述电流何时达到零；以及

响应于检测到流过所述次级绕组的所述电流已经达到零，结束所述第四时间间隔。

13.一种反激式转换器，包括：

用于接收输入电压的第一输入端子和第二输入端子；

用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子；

变压器，包括初级绕组和次级绕组，其中漏电感和励磁电感与所述变压器相关联；

第一电子开关，在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间与所述初级绕组连接，其中所述第一电子开关和所述初级绕组通过相节点被彼此连接，其中电容与所述相节点相关联；

有源钳位电路，与所述初级绕组连接，所述有源钳位电路包括串联连接的钳位电容器和第二电子开关；

第三电子开关，在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间与所述次级绕组连接；以及

控制电路，被配置为：

在开关周期的第一时间间隔期间，闭合所述第一电子开关，并且断开所述第二电子开关和所述第三电子开关，其中在所述第一时间间隔期间闭合的所述第一电子开关将所述初级绕组电耦合到所述输入电压，并且使得流过所述初级绕组的电流增加，从而将能量存储在所述变压器中；

在所述开关周期的随后的第二时间间隔期间，断开所述第一开关，并且保持所述第二电子开关和所述第三电子开关断开，由此流过所述初级绕组的所述电流对与所述相节点相关联的所述电容进行充电；

在所述开关周期的随后的第三时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，并且闭合所述第二电子开关和所述第三电子开关二者，其将所述钳位电容器与所述初级绕组电耦合，并且流过所述初级绕组的所述电流也对所述钳位电容器进行充电，其中所述第三时间间隔在流过所述初级绕组的所述电流达到零时结束；

在所述开关周期的随后的第四时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，保持所述第三电子开关闭合，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流为零，并且被存储在所述变压器中的能量经由流过所述次级绕组的电流而被释放，其中所述第四时间间隔在流过所述次级绕组的所述电流达到零时结束；

在所述开关周期的随后的第五时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，闭合所述第二电子开关，并且保持所述第三电子开关闭合，由此所述钳位电容器与所述初级绕组并联电耦合，由此所述钳位电容器和所述漏电感形成具有给定谐振周期的谐振电路，并且其中所述第五时间间隔在所述谐振周期的一个或多个半周期之后结束；

在所述开关周期的随后的第六时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开，保持所述第二电子开关闭合，并且断开所述第三电子开关，由此流过所述初级绕组的所述电流减小，并且其中所述第六时间间隔在流过所述初级绕组的所述电流为负时结束；以及

在所述开关周期的随后的第七时间间隔期间，保持所述第一电子开关断开、以及所述第三电子开关断开，并且断开所述第二电子开关，由此流过所述初级绕组的所述负电流对与所述相节点相关联的所述电容进行放电。

14.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中：

所述第一电子开关是n沟道场效应晶体管；

所述第二电子开关为n沟道场效应晶体管；并且

所述第三电子开关是n沟道场效应晶体管或二极管。

15.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中所述第二电子开关包括二极管，并且其中所述控制电路被配置为在所述第三时间间隔期间通过闭合所述二极管来闭合所述第二电子开关。

16.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中所述第三电子开关包括二极管，并且其中所述控制电路被配置为在所述第三时间间隔、所述第四时间间隔和所述第五时间间隔中的至少一项的期间通过闭合所述二极管来闭合所述第三电子开关。

17.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中所述控制电路被配置为：

当流过所述初级绕组的所述电流超过给定参考值时，结束所述第六时间间隔，所述给定参考值指示用于对所述电容进行放电的所述能量。

18.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中所述控制电路被配置为：

在一持续时间之后结束所述第六时间间隔，所述持续时间作为所述反激式转换器的占空比的函数，所述占空比对应于所述第一时间间隔的持续时间与所述开关周期的持续时间之间的比率。

19.根据权利要求13所述的反激式转换器，其中所述控制电路被配置为：

检测流过所述次级绕组的所述电流何时达到零；以及

响应于检测到流过所述次级绕组的所述电流已经达到零，结束所述第四时间间隔。

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