TWI568166B

TWI568166B - A High Efficiency LLC Resonant Converter with Secondary Side Synchronous Rectifier Blind Control

Info

Publication number: TWI568166B
Application number: TW104139518A
Authority: TW
Inventors: Shun-Zhong Wang; Yi-Hua Liu
Priority date: 2015-11-26
Filing date: 2015-11-26
Publication date: 2017-01-21
Also published as: TW201720036A

Description

一種二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器

本發明係有關於LLC共振式轉換器，特別是關於一種二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器。

現今切換式電源供應器已廣泛應用於不同電器設備中。為了滿足高效率、輕薄短小、高功率密度(High Power Density)等要求，對直流-直流轉換器而言，提高切換頻率可以達到高功率密度的優點，但為了減少硬性切換(Hard Switching)造成的切換損失來提高轉換器整機效率，通常會使用柔性切換(Soft Switching)技術，其優點在於可降低功率開關切換時因開關上跨壓與電流的乘積造成的切換損失，達到零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS)或零電流切換(Zero Current Switching, ZCS)之目的，進而提升電源轉換器的效率。

串聯諧振轉換器(Series Resonant Converter, SRC)擁有切換頻率高與零電壓切換等特性，而當串聯諧振轉換器操作於不同操作區間時，則會有不同電路特性而衍生出LLC諧振轉換器，由於LLC諧振轉換器具有電路架構簡單、寬範圍輸入電壓、高功率密度與高效率等優點，因此LLC諧振轉換器目前已被大量應用於液晶電視與個人電腦之電源等場合。另一方面，由於數位式電源可以透過數位控制介面進行控制設計，更可精準地進行電源管理與監控，數位式電源相較於類比式電源最大的差別在於回授的設計，類比式電源是用傳統類比電路進行回授控制，需額外使用處理器進行監控；數位式電源具備可程式化且不易受溫度影響，同時功能整合度上也較類比式來得高，因此數位式電源被視為電源設計的重要發展趨勢，在市場上對數位式電源的需求也日益增加。

過去有許多文獻探討有關LLC諧振轉換器的基本架構並分析其動作原理，在效率方面，為了提升整體電源轉換器之效率，有文獻提出同步整流技術應用於LLC諧振轉換器中，並以不同的驅動方式改善LLC諧振轉換器之效率。也有文獻提出以穩態分析描述同步整流，能降低輸出整流的損耗並以電壓箝位驅動電路控制一、二次側開關，最後實作同步整流LLC諧振轉換器並與非同步LLC諧振轉換器進行效率比較，結果為同步整流效率確實優於非同步。隨著半導體科技與微處理器技術的進步，數位化電源可透過數位控制介面進行控制與設計，許多文獻提出不同數位控制策略來驅動LLC諧振轉換器，有的針對LLC諧振轉換器之控制方法進行說明，另外有文獻針對微處理器PID控制設計部分對效率的影響進行探討。LLC諧振轉換器亦廣泛用於電腦電源、LCD電源與車用充電機，有文獻設計並實現一數位控制LLC諧振轉換器作為充電機之應用，並詳細介紹LLC諧振轉換器的模式分析與其控制策略。

本發明之主要目的在於提出一種二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其可藉由調整二次側的盲時區間以提升電源轉換效率。

為達到上述目的，一種二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器乃被提出，其具有：

一第一半橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號及一第二驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第一驅動信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號呈現一作用電位時與該負端耦接；

一電容-電感串聯電路，其一端係與該第一半橋開關電路之所述輸出端耦接；

一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；

一第二半橋開關電路，具有二輸入端以與該第一輸出端及該第二輸出端耦接、二控制端以分別與一第三驅動信號及一第四驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第三驅動信號呈現一作用電位時與該第一輸出端耦接及該第四驅動信號呈現一作用電位時與該第二輸出端耦接；

一輸出電容，耦接於該第二半橋開關電路之所述輸出端與該中心抽頭接點之間；

一負載電阻，耦接於該第二半橋開關電路之所述輸出端與該中心抽頭接點之間；

一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；以及

一控制單元，用以依該回授信號執行一驅動信號產生程序以產生該第一驅動信號、該第二驅動信號、該第三驅動信號、以及該第四驅動信號，其中，該第一驅動信號和該第二驅動信號之間有一固定的盲時區間，該第三驅動信號相對於該第一驅動信號有一延遲導通時間及一提前截止時間，該第四驅動信號相對於該第二驅動信號有該延遲導通時間及該提前截止時間，且該驅動信號產生程序包括一比例-積分-微分運算以調整該延遲導通時間及該提前截止時間。

在一實施例中，該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。

在一實施例中，該驅動信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。

在一實施例中，該驅動信號產生程序進一步包含一濾波運算。

在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一驅動信號、該第二驅動信號、該第三驅動信號、以及該第四驅動信號。

請參照圖1，其繪示本發明之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器之一實施例。如圖1所示，該LLC共振式轉換器具有一第一半橋開關電路100、一電容-電感串聯電路110、一變壓器120、一第二半橋開關電路130、一輸出電容140、一負載電阻150、一回授電路160、以及一控制單元170。

第一半橋開關電路100具有二輸入端A、B以與一輸入電壓V _IN之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號S ₁及一第二驅動信號S ₂耦接、以及一輸出端C以在該第一驅動信號S ₁呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號S ₂呈現一作用電位時與該負端耦接。

電容-電感串聯電路110之一端係與該第一半橋開關電路100之所述輸出端C耦接。

變壓器120具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路110之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓V _IN之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端D、一第二輸出端E、及一中心抽頭接點F。

第二半橋開關電路130具有二輸入端以與該第一輸出端D及該第二輸出端E耦接、二控制端以分別與一第三驅動信號S ₃及一第四驅動信號S ₄耦接、以及一輸出端O以在該第三驅動信號S ₃呈現一作用電位時與該第一輸出端D耦接及該第四驅動信號S ₄呈現一作用電位時與該第二輸出端E耦接。

輸出電容140係耦接於該第二半橋開關電路130之所述輸出端O與該中心抽頭接點F之間。

負載電阻150係耦接於該第二半橋開關電路之所述輸出端O與該中心抽頭接點F之間。

回授電路160，包含一分壓電路161及一光耦合電路162，係用以依該負載電阻150之一跨壓V _O產生一回授信號V _FB。

控制單元170儲存有一韌體程式，係用以依該回授信號V _FB執行一驅動信號產生程序以產生該第一驅動信號S ₁、該第二驅動信號S ₂、該第三驅動信號S ₃、以及該第四驅動信號S ₄，其中，該第一驅動信號S ₁和該第二驅動信號S ₂之間有一固定的盲時區間，該第三驅動信號S ₃相對於該第一驅動信號S ₁有一延遲導通時間及一提前截止時間，該第四驅動信號S ₄相對於該第二驅動信號S ₂有該延遲導通時間及該提前截止時間，且該驅動信號產生程序包括一比例-積分-微分運算以調整該延遲導通時間及該提前截止時間。也就是說，該第三驅動信號S ₃的高電位期間係在該第一驅動信號S ₁的高電位期間之內被適應性地調整且該第四驅動信號S ₄的高電位期間係在該第二驅動信號S ₂的高電位期間之內被適應性地調整。

控制單元170包含一類比至數位轉換單元171、一濾波運算單元172、一比例-積分-微分運算單元173、一脈衝寬度調變運算單元174、以及一驅動單元175。

類比至數位轉換單元171係用以對回授信號V _FB執行一類比至數位轉換運算；濾波運算單元172係用以對類比至數位轉換單元171之輸出執行一濾波運算；比例-積分-微分運算單元173係用以調整延遲導通時間及該提前截止時間以經由脈衝寬度調變運算單元174及驅動單元175提供該第一控制信號S ₁、該第二控制信號S ₂、該第三控制信號S ₃、以及該第四控制信號S ₄。

依此，本發明即可在低電壓大電流之應用中大幅提升電源轉換效率。

以下將對本發明的原理做詳細說明。

LLC諧振轉換器架構

圖2所示為在二次側採用二極體之LLC諧振轉換器之架構，電路架構中諧振槽由諧振電感L _r、諧振電容C _r與激磁電感L _m所組成，其中諧振電感和諧振電容之組合會產生較高的諧振頻率，而激磁電感、諧振電感與諧振電容之組合則會產生較低的諧振頻率。

基本波近似法頻率響應分析

為了探討LLC串聯諧振轉換電路並簡化分析，以下採用基本波近似法(First harmonic approximation, FHA)並將圖2之非線性電路轉換成圖3之線性雙埠模型進行分析，以便於了解其電路之頻率響應。

電路圖中各參數方程式與其推導過程如下：

輸入到諧振槽的電壓：

由傅立葉級數分析

(1)

其中，，

若，則

(2)

其中為系統切換頻率。

輸入至諧振槽的電壓基本波瞬時值、有效值及平均值：

(3)

(4)

(5)

輸入至諧振槽的電流基本波瞬時值、有效值及平均值：

(6)

(7)

(8)

其中為諧振網路輸入之電壓與電流相角差。

諧振槽輸出電壓：

(9)

其中為諧振網路輸出之電壓與電流相角差。

諧振槽輸出電壓的基本波瞬時值、有效值及平均值：

(10)

(11)

(12)

諧振槽輸出電流的基本波瞬時值、有效值及平均值：

(13)

(14)

(15)

其中為輸出功率，為輸出負載。

圖4為圖2之LLC諧振槽之等效電路圖，其包括由二次側反射至一次側的等效電阻。假設二次側繞組電壓未包含諧波成分，則可得其交流等效電阻為：

(16)

(17)

轉移函數及輸入阻抗：

(18)

(19)

代入上述方程式，可求得電路之電壓增益與諧振槽輸入阻抗。

(20)

(21)

其中各參數定義如下：

第一諧振頻率：

特性阻抗：

諧振電感比：

正規化頻率：

品質因數：

圖5為LLC諧振電路在不同Q值下的電壓增益與正規化頻率響應圖。由圖中可觀察出LLC諧振電路具有兩個諧振頻率，這兩個諧振頻率如下：

其中

如圖5所示，當電路操作頻率在區域1或區域2內，開關導通時都具零電壓切換特性；而區域3是由第一諧振頻率和第二諧振頻率所區分開之區域，若操作在此區內，開關截止時具有零電流切換特性。以下將分別介紹操作於區域1、區域2與區域3之電路特性。

當電路開關切換頻率大於第一諧振頻率時，此時轉換器操作於區域1，在此區域因變壓器皆有能量在傳遞使得輸出電壓經變壓器映射回一次側箝制住激磁電感L _m，因此L _m在此操作區域無法參與諧振，諧振頻率由諧振電感L _r與諧振電容C _r所決定；而半橋串聯諧振轉換器的操作模式類似串聯諧振轉換器。當切換頻率改變時諧振槽的阻抗也隨之改變，映射回一次側的等效負載與諧振電感L _r和諧振電容C _r串聯，所以從輸出映射回變壓器一次側之等效負載上的電壓與諧振槽輸入電壓為分壓關係，因此當轉換器操作在區域1且開關切換頻率等於第一諧振頻率時，諧振槽能提供的最大電壓增益為1。在此區間諧振槽的輸入電流落後輸入電壓，輸入阻抗呈電感性。

當電路開關切換頻率介於第一諧振頻率和第二諧振頻率之間時，此時轉換器操作於區域2 ，在此區間由於功率開關截止前，諧振電感電流等於激磁電感電流使變壓器有解耦之情況，二次側整流二極體也因沒有電流流過而達到零電流截止，而輸出電壓不再對激磁電感L _m箝制，使L _m參與諧振，諧振頻率將由諧振電容C _r、諧振電感L _r、激磁電感L _m所決定。在此區域電壓增益大於1，且能以小的頻率變動使電壓增益產生大的變化。

當開關切換頻率小於第二諧振頻率時，轉換器操作於區域3，在此區間內，諧振槽的輸入電流領先輸入電壓，輸入阻抗呈電容性。

一般而言，半橋式諧振轉換器操作在區域1或區域2時即可達到電路上下橋的切換開關具有零電壓切換的優點，此特性對輸入高電壓低電流的應用架構較有優勢。在此本案將半橋式諧振轉換器工作於區域1的狀況稱為SRC，而工作於區域2則稱為LLC-SRC，接下來將介紹SRC與LLC-SRC各階段的電路動作原理。

電路操作模式分析

3.1 SRC電路操作模式分析(區域1)

SRC為LLC諧振轉換器操作於第一區間之狀態，圖6標示圖2之LLC諧振轉換器之主要電流、電壓信號，其中I _Lr為諧振電感電流、I _Lm為激磁電感電流、V _Cr為諧振電容電壓、V _Lm為激磁電感電壓。圖7為SRC的動作時序圖，其中，一個切換週期內共可區分為十個階段。由於t ₀到t ₅電路動作與t ₅到t ₁₀類似，因此本案將僅分析t ₀到t ₅電路動作，以下將針對各個模式做分析與說明：

SRC-模式1 ( )：

其中，上橋開關(由S ₁驅動)於t ₀時導通，下橋開關(由S ₂驅動)為截止的狀態，諧振電感電流I _Lr因維持續流特性由D _B1路徑改往上橋開關本身流往V _in，此時能量經由變壓器、二次側整流二極體D ₁傳至負載端並對輸出電容充電，激磁電感L _m上的電壓因被輸出電壓映射回一次側箝制住L _m形成動態短路，因此激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm線性上升。當諧振電感電流I _Lr上升至零時，結束此模式。圖8與9分別為SRC-模式1的導通路徑與等效電路圖。

由圖9之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(22)

(23)

將式(22)與(23)取反拉式轉換可得：

(24)

(25)

其中

特性阻抗，諧振頻率。

SRC-模式2 ( )：

模式2於t ₁開始，上橋開關維持在導通的狀態，下橋開關依然維持在截止的狀態，諧振電感電流I _Lr開始換向，能量經由諧振槽、變壓器傳至二次側整流二極體D ₁再送至負載端，激磁電感L _m上的電壓因被輸出電壓映射回一次側箝制住L _m形成動態短路，此時激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm依然維持負的線性上升狀態。當激磁電感電流I _Lm上升至零時，則進入下一模式。圖10與11分別為SRC-模式2的導通路徑與等效電路圖。

由圖11之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(26)

(27)

將式(26)與(27)取反拉式轉換可得：

(28)

(29)

其中

特性阻抗，諧振頻率。

SRC-模式3 ( )：

模式3於t ₂開始，上橋開關依然維持導通，下橋開關依然維持截止的狀態，諧振電流達到最大值後便開始下降，能量經由諧振槽、變壓器傳至二次側整流二極體再送至負載端，激磁電感L _m上的電壓因被輸出電壓映射回一次側箝制形成動態短路，此時激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm依然維持線性上升狀態。當上橋開關於t ₃截止時，則進入下一模式。圖12與13分別為SRC-模式3的導通路徑與等效電路圖。

由圖13之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(30)

(31)

將式(30)與(31)取反拉式轉換可得：

(32)

(33)

其中

特性阻抗，諧振頻率。

SRC-模式4 ( )

在模式4中，上橋開關於t ₃時截止，下橋開關依然維持截止狀態，諧振電感電流I _Lr為維持續流特性，當上、下橋開關都截止的時候，電源V _in會對上橋開關的寄生電容C _oss1充電，下橋開關的寄生電容C _oss2放電。在t ₃到t ₅這段上、下橋開關皆處於截止狀態的時間稱為盲時區間(Dead time)，是用來避免上橋開關尚未完全截止下橋開關就已經導通造成電源V _in短路的情況。當上橋開關之寄生電容C _oss1充電至V _in且下橋開關之寄生電容C _oss2放電至與本體二極體D _B2的導通電壓相等時則結束模式4。圖14與15分別為SRC-模式4的導通路徑與等效電路圖。

由圖15之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下

(34)

(35)

將式(34)與(35)取反拉氏轉換可得：

(36)

(37)

其中

特性阻抗，諧振頻率。總寄生電容，。

SRC-模式5 ( t ₄＜ t ＜ t ₅ )：

在模式5，上、下橋開關依然處於截止狀態，當上橋開關的寄生電容C _oss1充電至V _in則不再充電，下橋開關的寄生電容C _oss2放電至與本體二極體D _B2導通電壓相等時，電流路徑將改由D _B2流。此時諧振電感電流I _Lr會快速下降，當下橋開關於t ₅時導通，則結束模式5並進入下一模式。圖16與17分別為SRC-模式5的導通路徑與等效電路圖。

由圖17之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下

(38)

(39)

將式(38)與(39)取反拉氏轉換可得：

(40)

(41)

其中特性阻抗，諧振頻率。

3.2 LLC-SRC電路操作模式分析(區域2)

LLC-SRC為LLC諧振轉換器操作於區域2之狀態，其模式大致可分兩階段進行分析與討論。第一階段，激磁電感電流I _Lm小於諧振電感電流I _Lr，諧振元件為諧振電容C _r、諧振電感L _r；第二階段，激磁電感電流I _Lm等於諧振電感電流I _Lr，諧振元件為諧振電容C _r、諧振電感L _r、激磁電感L _m。圖18所示為LLC諧振轉換器操作於區域2之時序圖，其一個切換週期可區分為十二個階段，由於t ₀到t ₆電路動作與t ₆到t ₁₂類似，因此本案僅分析t ₀到t ₆電路動作，以下將針對各個模式做分析與說明：

LLC-SRC-模式1 ( )：

在模式1中，上橋開關於t ₀導通，下橋開關為截止的狀態，諧振電感電流I _Lr因維持續流特性由D _B1路徑改由上橋開關本身流往V _in，此時因能量經由變壓器、二次側整流二極體D ₁傳至負載端並對輸出電容充電，激磁電感L _m上的電壓被輸出電壓映射回一次側箝制住L _m形成動態短路，因此激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm線性上升。當諧振電感電流I _Lr上升至零時，將結束模式1並進入下一模式。圖19與20分別為LLC-SRC-模式1的導通路徑與等效電路圖。

由圖20之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(42)

(43)

將式(42)與(43)取反拉式轉換可得：

(44)

(45)

其中

特性阻抗，諧振頻率。

LLC-SRC-模式2 ( )：

模式2於t ₁開始，上橋開關維持在導通的狀態，下橋開關依然維持在截止的狀態，諧振電感電流I _Lr開始換向，能量經由諧振槽、變壓器傳至二次側整流二極體D ₁再送至負載端，激磁電感L _m上的電壓因被輸出電壓映射回一次側箝制住L _m形成動態短路，此時激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm依然維持線性上升狀態。當諧振電感電流I _Lm上升至零時，將結束模式2並進入下一模式。圖21與22分別為LLC-SRC-模式2的導通路徑與等效電路圖。

由圖22之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(46)

(47)

將式(46)與(47)取反拉式轉換可得：

(48)

(49)

其中特性阻抗，諧振頻率。

LLC-SRC-模式3 ( )：

模式3於t ₂開始，上橋開關依然維持導通，下橋開關依然維持截止的狀態，諧振電感電流I _Lr達到最大值後便開始下降，能量經由諧振槽、變壓器傳至二次側整流二極體再送至負載端，激磁電感L _m上的電壓因被輸出電壓映射回一次側箝制形成動態短路，此時激磁電感電壓V _Lm= nV _out且激磁電感電流I _Lm依然維持線性上升狀態。當諧振電感電流I _Lr等於激磁電感電流I _Lm時，將結束模式3並進入下一模式。圖23與24分別為LLC-SRC-模式3的導通路徑與等效電路圖。

由圖24之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(50)

(51)

將式(50)與(51)取反拉式轉換可得：

(52)

(53)

其中特性阻抗，諧振頻率。

LLC-SRC-模式4 ( t ₃＜ t ＜ t ₄ )：

在模式4，上橋開關維持導通，下橋開關依然維持截止的狀態。由於諧振電感電流I _Lr於t ₃時與激磁電感電流I _Lm相等，因此變壓器一次側電流為零，變壓器形成解耦狀態，將無法傳遞能量至二次側，因此整流二極體截止，也使輸出電壓不會經變壓器映射回一次側箝制激磁電感L _m，此時激磁電感L _m將參與諧振，輸出能量由輸出濾波電容所提供。當上橋開關截止時，將結束模式4並進入下一模式。圖25與26分別為LLC-SRC-模式4的導通路徑與等效電路圖。

由圖26之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(54)

(55)

將式(54)與式(55)取反拉氏轉換可得：

(56)

(57)

其中，特性阻抗；諧振頻率。

LLC-SRC-模式5 ( t ₄＜ t ＜ t ₅ )：

在模式5，上橋開關於t ₄時截止，下橋開關依然維持截止的狀態，由於諧振電感電流I _Lr仍等於激磁電感電流I _Lm，變壓器為解耦狀態，激磁電感參與諧振，此時輸出能量由輸出濾波電容提供。當上橋開關之寄生電容C _oss1充電至V _in且下橋開關之寄生電容C _oss2放電至與本體二極體D _B2的導通電壓相等時則結束模式5並進入下一模式。圖27與28分別為LLC-SRC-模式5的導通路徑與等效電路圖。

由圖28之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(58)

(59)

將式(58)與式(59)取反拉氏轉換可得：

(60)

(61)

其中，特性阻抗；諧振頻率，總寄生電容。

(6) LLC-SRC-模式6 ( t ₅＜ t ＜ t ₆ )：

在模式6中，上、下橋開關皆為截止之狀態。當電源V _in對上橋開關的寄生電容C _oss1充電至V _in則不再充電，且下橋開關的寄生電容C _oss2放電至與本體二極體D _B2導通電壓相等時，電流路徑改往D _B2的路徑流，此時諧振電感電流I _Lr依然等於激磁電感電流I _Lm，變壓器依然為解耦狀態，輸出能量由輸出電容C _o所提供。當下橋開關導通時，將結束模式6並進入下一模式。圖29與30分別為LLC-SRC-模式6的導通路徑與等效電路圖。

由圖30之等效電路可分別求得圖中的諧振電感電流I _Lr(s)以及諧振電容電壓V _Cr(s)，其關係式推導如下：

(62)

(63)

將式(62)與式(63)取反拉氏轉換可得：

(64)

(65)

其中，特性阻抗；諧振頻率。

LLC轉換器同步整流技術

當LLC諧振轉換器操作在零電壓切換區間，其功率開關所產生的功率損失非常地小，在此操作模式下最大的功率損耗主要為輸出整流二極體，這也成為效率變低的主要原因，而半橋串聯諧振轉換器一般使用蕭特基二極體作為二次側整流二極體，但在低電壓大電流的應用下，會因蕭特基二極體的順向導通壓降V _f產生很大的導通損失(例：輸出電壓24 V/輸出電流10 A/順向電壓V _F=0.85 V/導通電阻R _ds _(on)=17 mΩ，使用整流二極體的損耗，使用MOSFET的損耗為 )，同時此損失會轉移成熱而減少蕭特基二極體的壽命。為了降低導通損失且減少熱的問題，通常會使用同步整流技術來增加轉換器的效率。

4.1同步整流驅動方式探討

同步整流驅動方式可分為兩種：

(1) 自激式驅動(Self-Driven)：自激式的驅動方式是由電路本身自行產生所需的驅動訊號。自激式驅動又分為電壓自激式與電流自激式。電壓自激式驅動大多由變壓器二次側繞組或額外的繞組產生訊號給同步整流開關進而達到驅動開關之目的。雖然電壓自激式有架構簡單、成本低的優點，卻有受架構限制之缺點；電流自激式驅動是將一電流感測器串接於同步整流開關前，並感測流經之電流再由驅動電路產生驅動訊號切換同步整流開關，電流自激式的優點是沒有架構上的限制。

(2) 它激式驅動(External-Driven)：它激式的驅動方式為感測流經同步整流開關之電流訊號並經由外部驅動電路發送正確的驅動訊號以驅動同步開關。它激式驅動有驅動訊號穩定且不易失真的優點，但須加入額外的驅動電路，因此會增加電路成本和複雜度。另一方面，數位控制能夠給出精準的控制訊號，且有高可靠度與不易受溫度影響而使元件參數漂移等優點。為求驅動訊號穩定且達高可靠度的控制，因此本案採用數位控制技術的驅動方式，直接由控制核心產生控制訊號作為二次側同步整流開關之閘極訊號。另外，為了避免功率級的大電與控制級的小電互相干擾，需將功率級的大電訊號與控制級的小電訊號作電氣隔離。

4.2同步整流控制訊號考量

當具同步整流功能之LLC諧振電路操作在區域2時，若沒在諧振電感電流等於激磁電感電流之前關掉同步整流開關，將會產生誤動作，因為此時沒有電流流進變壓器一次側，變壓器形成解耦，也就沒有能量傳至二次側。由於MOSFET為對稱性元件，其導通時流過的電流流向為雙向性，此時二次側的電流會透過MOSFET從二次側逆流回一次側，使得原本截止的一二次側又相連起來，不只擾亂原本的諧振動作，嚴重時還會損毀MOSFET。反觀原先使用的蕭特基二極體，因其電流流向為單向性，所以能阻擋二次側的電流回灌問題。

當操作於區域1時，因變壓器一次側於任何時候皆有電流流入，在整個工作週期都是處於傳送能量的狀態，所以加入同步整流不會有電流回灌的問題。另外MOSFET與整流二極體不同的地方在於當同步整流開關關閉時，變壓器一次側仍然有電流從打點端流入，所以二次側打點端流出的電流便會流過MOSFET的本體二極體接續，因此須注意所使用的MOSFET之本體二極體須與原來要取代的整流二極體方向一致。

本案操作區間設計於區域2。因操作於此區會有電流回灌的問題，二次側控制訊號必須考慮盲時區間。圖31為本發明所採用之同步整流開關訊號之示意圖。如圖31所示，控制訊號V _gs3與V _gs4與控制訊號V _gs1與V _gs2之間需加入延遲導通時間與提前截止時間。

硬體電路規格制定與元件設計

以下將對本發明之同步整流LLC諧振轉換器之初級側功率開關、諧振電感、諧振電容、主變壓器圈數設計與鐵心的選用以及次級側同步整流開關、輸出電容之選用等，詳細說明其設計考量。

5.1電路規格制定

首先定義稍後公式所用到的參數，如下所列：變壓器匝數比：，諧振頻率：，串聯諧振電感：，諧振電容：，諧振電感比：。所要研製之LLC諧振轉換器之一實施例之電路規格如下：

輸入電壓範圍：380～432 V

輸入額定電壓：390 V

最大輸出功率：432 W

輸出電壓範圍：48 V

輸出最大電流：9 A

第一諧振頻率：100 kHz

第二諧振頻率：30 kHz

電路切換頻率：85 kHz ~ 185 kHz

5.2電路元件參數設計與選用

5.2.1諧振槽參數設計

Step 1：決定變壓器圈數比

由前述之LLC諧振轉換器頻率響應分析得知，在切換頻率下，電壓轉換比等於交流諧振模組轉移函數的一半，因此可計算出所需的變壓器圈數比，其表示式如下：

(66)

(67)

將、代入式(67)可得 (匝)，其中二次側整流二極體的順向壓降太小可忽略不計，本發明在此實施例中採用圈數比。

Step 2：決定諧振槽之電壓增益範圍

透過下列數學式計算，可獲得需求增益大小，進而得知電路由無載至滿載的電壓增益範圍。

(68)

將、、代入式(68)可得

(69)

將、、代入式(69)可得

Step 3：計算等效負載電阻：

利用式(17)的推導結果，可計算出等效至變壓器一次側的交流負載電阻，其計算公式如下：

(70)

將、、代入式(70)可得。

Step 4：電感比( )之設計：

較高的峰值增益可以由增加值來獲得，但太大的值將會使變壓器耦合變差和效率下降，以下將計算無載最大操作頻率與最大輸入電壓條件下之電感比。

(71)

(72)

其中為正規化之最大操作頻率。

Step 5：確保ZVS下之計算與選擇：

滿足滿載且最小輸入電壓條件下，能維持ZVS之計算

(73)

LLC諧振轉換器輸入電壓範圍是由峰值電壓增益所決定，而在峰值增益點以下將進入零電流切換區間，為了確保在零電壓切換下操作，此時在最大峰值增益點之輸入阻抗具有零相位特性，Q值具有一些邊限範圍(5%～10%)可供選擇。本發明在此實施例中以10%邊限作為選擇：

(74)

無載條件下，確保ZVS的品質因數計算

(75)

因此，為了確保在整個諧振轉換器操作範圍上均可達到ZVS，必須選擇一個低於和的最大品質因數。本發明在此實施例中選擇。

Step6：計算滿足滿載且最小輸入電壓條件下之最小操作頻率：

(76)

(77)

本發明在此實施例中採用之最小操作頻率。

Step 7：諧振槽設計

由前面所定義諧振轉換器之特性阻抗Z _o與諧振電感比參數值，並分別求得諧振槽內相關元件之理論值，如下所示：

(78)

(79)

發明在此實施例中選用諧振電容C _r= 100 nF、諧振阻抗。若選擇較大的諧振電容值可使在諧振電容上的電壓應力較小，但卻使得諧振槽的阻抗降低，將導致較大的短路電流和較高的切換頻率，如此會限制輸出電流之變化。因此，本發明在此實施例中選用介質損耗角(Dielectric Loss Angle)最低，可適用於高電壓脈波電路工作的聚丙烯薄膜電容(Polypropylene)。接著求出諧振電感及激磁電感的值為

(80)

(81)

發明在此實施例中採用之諧振電感為，激磁電感。

5.2.2初級側功率開關選擇

LLC諧振轉換器初級側功率開關以金氧半場效電晶體(MOSFET)為主，其具有較快的切換速度。除了考慮耐壓須大於輸入直流電壓與耐流須大於初級側電流之外，再需考慮的地方為功率開關的輸入電容、寄生電容及導通電阻。一般來說，功率開關上的導通電阻愈小導通損失則愈小，但相對的會有較大的寄生電容或輸入電容。若選擇較大寄生電容之功率開關，會使零電壓切換的特性不易達成。綜合以上觀點且考量整體的損失後，整理出功率開關的選擇需考慮以下參數值：

開關的額定耐壓應力即為輸入直流電壓。

開關的額定耐流應力與輸入電流的大小有關。

開關元件的導通電阻。

開開元件的寄生電容( 、 )。

本發明在此實施例中，初級側功率開關選擇Infineon公司所生產型號IPP65R110CFD之MOSFET，其耐壓為650V，耐流為99.6 A，導通電阻為0.099 Ω ，寄生電容為160 pF。

5.2.3二次側功率開關選擇

同步整流之LLC半橋式諧振轉換器在二次側使用兩顆功率開關MOSFET，此功率開關的選用也須考慮其耐壓與耐流等問題。而在耐流部分因輸出電流皆會流經MOSFET，所以MOSFET必須承受滿載之最大電流為

(82)

在耐壓部分，MOSFET上須承受最大耐壓為

(83)

由式(82)、(83)可推得本發明在此實施例中之二次側MOSFET耐壓與耐流分別為

本發明在此實施例中所選用的二次側MOSFET選用型號AOT2918L，其耐壓為100 V，耐流為90 A，為5.6 ，其耐壓與耐流皆滿足本發明在此實施例中之二次側MOSFET之規格。

5.3數位控制器設計

本發明在此實施例中採用Microchip公司所推出的dsPIC33FJ16GS502微處理器作為數位控制核心，其係將由回授電壓取樣之類比訊號送進微處理器，先經由類比數位轉換器(Analog Digital Control,ADC)將類比資料轉為數位資料後，再由數位濾波器進行濾波，接著將濾波結果送至數位比例-積分-微分(Proportional、Integral、Differential，PID)補償器運算，再依據補償後之結果由PWM模組輸出適當的PWM訊號，進而驅動功率開關並完成一閉迴路控制，也藉此方式達到具同步整流之LLC諧振轉換器數位控制。

5.3.1器韌體設計

本發明在此實施例中所採用之程式主要分為主程式與ADC中斷副程式兩部分，如圖32(a)與圖32(b)所示。圖32(a)所示之主程式一開始會先對所需的全域變數(Global Variable)與區域變數(Local Variable)作宣告，並對所需使用之變數名稱、暫存器、輸出入埠、模組(ADC、TIMER、PWM)致能及中斷向量進行初始化設定，接著進入無窮迴圈等待中斷旗標發生。

ADC中斷副程式流程圖如圖32(b)所示。ADC中斷副程式大致上分為取樣濾波以及增量型PID計算補償兩段。當中斷觸發時將會進入ADC中斷副程式，執行ADC轉換、FIR濾波以及PID回授補償判斷濾波後之輸出值是否小於最低頻率或是大於最高頻率，若是則分別設定在最低頻率或最高頻率以達成變頻控制之目的，最後程式將會清除ADC中斷旗標，並返回主程式進入無窮迴圈等待下一ADC中斷發生。

5.3.2數位PID控制器

PID控制器包含比例(P)、積分(I)、微分(D)三部分，其輸出可表示為

(84)

其中，u(t)：控制器之輸出，e(t)：輸入之誤差量，K _P、K _I、K _D：比例增益、積分增益和微分增益。數位控制系統是一種取樣控制，其只能根據取樣點與輸入命令之誤差量計算輸出控制量，因此需採用離散化的方法針對數位取樣值進行計算。可將式(84)表示為離散形式，如式(85)所示。

(85)

其中，e(n)：系統目前誤差量，e(n-1)：系統前一次誤差量，T：取樣週期。

若以微處理器實現式(85)之數位PID控制時，因其含有積分項，考量微處理器記憶寬度為16位元，加上在運算時可能出現溢位使結果錯誤，為了降低微處理器的運算量且提升運算效能，故本案採用增量型PID控制器。增量型PID的表示式可經由式(85)推導出。由式(85)可知第n-1次取樣時間的取樣值。

(86)

控制增量之表示式如下：

(87)

將式(85)與式(86)代入式(87)相減整理可得

(88)

首先假設，以及，可將式(87)改寫為式(88)。

(88)

增量型PID程式流程如圖33所示，其係將輸出命令值與取樣回來的值相減得到一誤差量e(n)，再將前一次的誤差量e(n-1)及前兩次的誤差量e(n-2)分別代入式(88)做運算，以得三個ERROR參數ER_KP_V_0， ER_V_0，ER_KD_V_0，並依序乘上K _p、K _I、K _D後相加，得到一輸出變動量，PID輸出結果PID _out等於加前一次的週期量，再與週期上下限作比較，若輸出結果小於下限Period _min或大於上限Period _max，則輸出結果分別等於下限或上限值，最後將其結果輸出至PWM產生器。

實驗結果

實驗結果分為兩部分，第一部分呈現本發明所提之數位控制具同步整流LLC諧振轉換器之一實測波形結果，第二部分以二次側同步開關訊號比一次側開關訊號延遲導通與提前截止的實現法進行效率趨勢比較。最後呈現實際量測所得之效率數據。

圖34為本發明在此實施例所量到之開關控制訊號波形圖。圖中V _gs1與V _gs2分別為一次側開關之驅動訊號，而V _gs3與V _gs4則是二次側同步整流開關之驅動訊號。圖35為本發明在此實施例所量到之一次側開關之驅動訊號波形圖。由圖35中之量測數據中可知一次側訊號設置一300ns盲時區間以防止開關元件同時導通造成電源短路或電路元件的損壞。圖36為本發明在此實施例所量到之功率開關於輕載(1A)和滿載(9A)時的零電壓切換波形。

圖37(a)~37(c)為將本發明此實施例之LLC諧振轉換器設定為定電壓模式，以輸入電壓固定於380V及輸出電壓固定於48V，分別於輕載(1A)、中載(5A)及重載(9A)所量到之閘極電壓V _GS、功率元件兩端之跨壓V _DS、變壓器一次側電壓V _P、諧振電流i _Lr，開關切換頻率、諧振槽電流及變壓器一次側電壓之波形圖，其中，在輕載時，為了維持穩定的輸出電壓，其切換頻率最高(其值為125.5kH _Z)；而由圖37(b)與圖37(c)中之諧振電流波形可推知，LLC諧振轉換器已進入區域2的操作範圍內。

接著固定一次側開關訊號及其盲時區間並調控二次側開關訊號之盲時區間觀察對電路效率的變化，並將二次側開關訊號與一次側開關訊號相比以延遲導通及提前截止的方式實現電路動作，並以不同輸入電壓與盲時區間進行實驗比較。圖38(a)~38(c) 分別為在輸入電壓380V、390V、400V之情況下，固定一次側開關訊號與其盲時區間並調整二次側開關訊號之盲時區間之效率對負載曲線圖。

由圖38(a)~38(c)觀察其結果發現不論輸入電壓為何，二次側開關訊號之盲時區間為50 ns時在不同負載條件下皆有較高之效率，另外，也可觀察到在效率趨勢上，當盲時區間越小，效率越高。

結論

就電源轉換效率而言，同步整流開關的驅動訊號須儘可能增加其導通作用時間，以減少本體二極體的導通時間、降低同步整流開關的功率損耗。由實驗之效率曲線圖可看出，當二次側同步整流開關的盲時區間愈小則電源轉換效率愈高。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請　貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

100‧‧‧第一半橋開關電路
110‧‧‧電容-電感串聯電路
120‧‧‧變壓器
130‧‧‧第二半橋開關電路
140‧‧‧輸出電容
150‧‧‧負載電阻
160‧‧‧回授電路
170‧‧‧控制單元
161‧‧‧分壓電路
162‧‧‧光耦合電路
171‧‧‧類比至數位轉換單元
172‧‧‧濾波運算單元
173‧‧‧比例-積分-微分運算單元
174‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
175‧‧‧驅動單元

圖1繪示本發明之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器之一實施例。圖2繪示在二次側採用二極體之LLC諧振轉換器之架構。圖3為將圖2之非線性電路轉換成線性雙埠模型之電路圖。圖4為圖2之LLC諧振槽之等效電路圖。圖5為圖2之LLC諧振電路在不同值下的電壓增益與正規化頻率響應圖。圖6標示圖2之LLC諧振轉換器之主要電流、電壓信號。圖7繪示SRC的動作時序圖。圖8與9分別繪示SRC-模式1的導通路徑與等效電路圖。圖10與11分別繪示SRC-模式2的導通路徑與等效電路圖。圖12與13分別繪示SRC-模式3的導通路徑與等效電路圖。圖14與15分別繪示SRC-模式4的導通路徑與等效電路圖。圖16與17分別繪示SRC-模式5的導通路徑與等效電路圖。圖18繪示LLC諧振轉換器操作於區域2之時序圖。圖19與20分別繪示LLC-SRC-模式1的導通路徑與等效電路圖。圖21與22分別繪示LLC-SRC-模式2的導通路徑與等效電路圖。圖23與24分別繪示LLC-SRC-模式3的導通路徑與等效電路圖。圖25與26分別繪示LLC-SRC-模式4的導通路徑與等效電路圖。圖27與28分別繪示LLC-SRC-模式5的導通路徑與等效電路圖。圖29與30分別繪示LLC-SRC-模式6的導通路徑與等效電路圖。圖31為本發明所採用之同步整流開關訊號之示意圖。圖32(a)與圖32(b) 繪示本發明在一實施例所採用之主程式與ADC中斷副程式。圖33繪示一增量型PID程式流程圖。圖34為本發明在一實施例所量到之開關控制訊號波形圖。圖35為本發明在一實施例所量到之一次側開關之驅動訊號波形圖。圖36繪示本發明在一實施例所量到之功率開關於輕載(1A)和滿載(9A)時的零電壓切換波形。圖37(a)~37(c)為將本發明一實施例之LLC諧振轉換器設定為定電壓模式，以輸入電壓固定於380V及輸出電壓固定於48V，分別於輕載(1A)、中載(5A)及重載(9A)所量到之閘極電壓V _GS、功率元件兩端之跨壓V _DS、變壓器一次側電壓V _P、諧振電流i _Lr，開關切換頻率、諧振槽電流及變壓器一次側電壓之波形圖。圖38(a)~38(c)分別為本發明一實施例在輸入電壓380V、390V、400V之情況下，固定一次側開關訊號與其盲時區間並調整二次側開關訊號之盲時區間之效率對負載曲線圖。

100‧‧‧第一半橋開關電路

110‧‧‧電容-電感串聯電路

120‧‧‧變壓器

130‧‧‧第二半橋開關電路

140‧‧‧輸出電容

150‧‧‧負載電阻

160‧‧‧回授電路

170‧‧‧控制單元

161‧‧‧分壓電路

162‧‧‧光耦合電路

171‧‧‧類比至數位轉換單元

172‧‧‧濾波運算單元

173‧‧‧比例-積分-微分運算單元

174‧‧‧脈衝寬度調變運算單元

175‧‧‧驅動單元

Claims

一種二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其具有：一第一半橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號及一第二驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第一驅動信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該第一半橋開關電路之所述輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；一第二半橋開關電路，具有二輸入端以與該第一輸出端及該第二輸出端耦接、二控制端以分別與一第三驅動信號及一第四驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第三驅動信號呈現一作用電位時與該第一輸出端耦接及該第四驅動信號呈現一作用電位時與該第二輸出端耦接；一輸出電容，耦接於該第二半橋開關電路之所述輸出端與該中心抽頭接點之間；一負載電阻，耦接於該第二半橋開關電路之所述輸出端與該中心抽頭接點之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；以及一控制單元，用以依該回授信號執行一驅動信號產生程序以產生該第一驅動信號、該第二驅動信號、該第三驅動信號、以及該第四驅動信號，其中，該第一驅動信號和該第二驅動信號之工作頻率係介於一第一諧振頻率和一第二諧振頻率之間，其中該第一諧振頻率係一諧振電感和一諧振電容之共振頻率，而該第二諧振頻率係一激磁電感、該諧振電感及該諧振電容之共振頻率，俾以一零電壓切換模式驅動該第一半橋開關電路且該第一驅動信號和該第二驅動信號之間有一固定的盲時區間，該第三驅動信號相對於該第一驅動信號有一延遲導通時間及一提前截止時間，該第四驅動信號相對於該第二驅動信號有該延遲導通時間及該提前截止時間，且該驅動信號產生程序包括一比例-積分-微分運算以調整該延遲導通時間及該提前截止時間，俾以降低該第二半橋開關電路的功率損耗。
如申請專利範圍第1項所述之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其中該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。
如申請專利範圍第1項所述之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其中該驅動信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。
如申請專利範圍第3項所述之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其中該驅動信號產生程序進一步包含一濾波運算。
如申請專利範圍第1項所述之二次側同步整流器盲時調控之高效率LLC共振式轉換器，其中該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一驅動信號、該第二驅動信號、該第三驅動信號、以及該第四驅動信號。