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TWI878071B - 電源轉換器、控制器及其控制方法 - Google Patents

電源轉換器、控制器及其控制方法 Download PDF

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TWI878071B
TWI878071B TW113110803A TW113110803A TWI878071B TW I878071 B TWI878071 B TW I878071B TW 113110803 A TW113110803 A TW 113110803A TW 113110803 A TW113110803 A TW 113110803A TW I878071 B TWI878071 B TW I878071B
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resonant
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彭左任
潘茂松
宋祐杰
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群光電能科技股份有限公司
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Abstract

一種電源轉換器包括變壓器、諧振電路、開關電路、諧振調節電路及控制器，且變壓器包括初級側繞組、次級側繞組及激磁電感。諧振電路包括第一諧振電容，且開關電路包括第一開關與第二開關。諧振調節電路耦接第一諧振電容，且控制器耦接諧振調節電路。控制器根據電源轉換器的輸出電壓控制諧振調節電路調整流過第一諧振電容的諧振電流，以將諧振電流與流過激磁電感的激磁電流交會時的電流值調整至大致上等於預定值。

Description

電源轉換器、控制器及其控制方法
本發明係有關一種電源轉換器、控制器及其控制方法，尤指一種全輸出電壓範圍下即時調節諧振特性之電源轉換器、控制器及其控制方法。
在USB PD3.1快充標準的應用下，充電功率從原有的100W提升至240W，並支援最大48V的電壓輸出，意即電源供應器需提供5~48V的電壓變化。對於非對稱半橋(asymmetric half-bridge,AHB)的架構來說，開始凸顯其可變電壓之優點。非對稱半橋返馳式轉換器(AHB flyback converter)是結合LLC諧振電路架構的初級側零電壓切換與返馳式架構的寬電壓輸出的優點，其適合用於高切換頻率的電能轉換應用場合。
然而，無法達到全輸出電壓範圍下都具有高效率的操作，是值得被重視的問題與技術瓶頸。因此，為解決前述問題，因此已有加入並聯電容機制，然而這樣的方式，僅適合於單一輸出電壓時有較高的效率，仍無法達到全輸出電壓範圍下都具有較佳的轉換效率的操作。
為此，如何設計出一種電源轉換器及其控制方法，解決現有技術所存在的問題與技術瓶頸，乃為本案發明人所研究的重要課題。
為了解決上述問題，本揭露係提供一種電源轉換器，以克服習知技術的問題。因此，本揭露的電源轉換器包括變壓器、諧振電路、開關電路、諧振調節電路及控制器。變壓器包括初級側繞組、次級側繞組及激磁電感，初級側繞組耦合次級側繞組，且激磁電感並聯初級側繞組。諧振電路耦接初級側繞組，且諧振電路包括第一諧振電容。開關電路包括第一開關與第二開關，且第一開關與第二開關之間的節點耦接諧振電路。諧振調節電路耦接第一諧振電容，且控制器耦接諧振調節電路。控制器根據電源轉換器的輸出電壓控制諧振調節電路調整流過第一諧振電容的諧振電流，以將諧振電流與流過激磁電感的激磁電流交會時的電流值調整至大致上等於預定值。
於一實施例中，諧振調節電路包括第二諧振電容與開關。第二諧振電容耦接第一諧振電容，且開關耦接第二諧振電容與控制器。其中，控制器根據輸出電壓控制開關導通特定時間，以將電流值調整至大致上等於預定值。
於一實施例中，於第一開關導通時，控制器根據輸出電壓控制開關導通第一特定時間，且於第二開關導通時，控制器控制開關導通第二特定時間。
於一實施例中，控制器根據開關的接面二極體順偏而控制開關導通第二特定時間。
於一實施例中，控制器根據開關導通第一特定時間後，等待延遲時間，且於延遲時間後，控制開關導通第二特定時間。
於一實施例中，控制器根據輸出電壓計算特定佔空比，且根據特定佔空比控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，電源轉換器更包括輔助繞組。輔助繞組耦接控制器，且通過耦合初級側繞組而產生相應於輸出電壓的輔助電壓。其中，控制器根據輔助電壓與第一諧振電容的電容電壓計算特定佔空比，且根據特定佔空比控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，控制器包括計算單元、第一比較單元、補償單元及第一及運算單元。計算單元根據輔助電壓與電容電壓提供電壓誤差值。第一比較單元比較電壓誤差值與第一參考電壓而產生誤差訊號。補償單元對誤差訊號進行補償而產生電壓補償訊號，且第一及運算單元對電壓補償訊號與控制第一開關的第一控制訊號進行交集運算，以產生充電控制訊號。其中，於第一開關導通時，控制器根據充電控制訊號控制開關導通或關斷。
於一實施例中，控制器包括第二比較單元與第二及運算單元。第二比較單元比較開關的開關電壓與第二參考電壓，以相應的產生電壓比較訊號。第二及運算單元對電壓比較訊號與控制第二開關的第二控制訊號進行交集運算，以產生放電控制訊號。其中，於第二開關導通後，控制器根據放電控制訊號控制開關導通或關斷。
於一實施例中，當開關關斷時，諧振電路的等效電容的電容值為第一諧振電容的電容值，且當開關導通時，電容值為第一諧振電容與第二諧振電容並聯後的電容值。
為了解決上述問題，本揭露係提供一種控制器，以克服習知技術的問題。因此，本揭露的控制器用以控制包括變壓器、諧振電路、開關電路及諧振調節電路的電源轉換器，且控制器包括第一偵測端、第二偵測端、第三偵測端及控制端。第一偵測端耦接輔助繞組，且輔助繞組耦合變壓器而產生輔助電壓，並且第一偵測端通過偵測輔助電壓而得知電源轉換器的輸出電壓。第二偵測端耦接調節電路的開關，以偵測開關的開關電壓。控制端耦接開關，且提供開關控 制訊號控制開關導通或關斷。其中，控制器根據輔助電壓與開關電壓提供開關控制訊號而調整流過第一諧振電容的諧振電流，以將諧振電流與流過變壓器的激磁電感的激磁電流交會時的電流值調整至大致上等於預定值。
於一實施例中，控制器根據輔助電壓計算特定佔空比，且根據特定佔空比調整開關控制訊號，以於第一開關導通時，根據開關控制訊號控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，控制器更包括第三偵測端。第三偵測端耦接諧振電路的第一諧振電容，以偵測第一諧振電容的電容電壓。其中，控制器根據輔助電壓、電容電壓及開關電壓提供開關控制訊號而調整諧振電流。
於一實施例中，控制器根據輔助電壓與電容電壓計算特定佔空比，且根據特定佔空比調整開關控制訊號，以於第一開關導通時，根據開關控制訊號控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，控制器根據開關電壓調整開關控制訊號，以於第二開關導通時，根據開關控制訊號控制開關導通第二特定時間。
為了解決上述問題，本揭露係提供一種電源轉換器的控制方法，以克服習知技術的問題。因此，本揭露的電源轉換器的控制方法用以控制包括變壓器、諧振電路、開關電路及諧振調節電路的電源轉換器，且控制方法包括下列步驟：(a)通過控制開關電路而控制電源轉換器將輸入電壓轉換為輸出電壓，且偵測輸出電壓。(b)偵測諧振電路的第一諧振電容，以得知第一諧振電容的電容電壓。(c)偵測諧振調節電路的開關，以得知開關的開關電壓。(d)根據輸出電壓、電容電壓及開關電壓提供開關控制訊號控制開關導通或關斷，以調整流過第一諧振電容的諧振電流。
於一實施例中，電源轉換器更包括輔助繞組，且輔助繞組耦合變壓器而產生輔助電壓。控制方法更包括下列步驟：(a1)偵測輔助電壓，以得知相應於輔助電壓的輸出電壓。
於一實施例中，電源轉換器的控制方法更包括下列步驟：(d11)根據輸出電壓計算特定佔空比。(d12)根據特定佔空比調整開關控制訊號。(d13)於開關電路的第一開關導通時，控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，電源轉換器的控制方法更包括下列步驟：(d21)根據輸出電壓與電容電壓計算特定佔空比。(d22)根據特定佔空比調整開關控制訊號。(d23)於開關電路的第一開關導通時，根據開關控制訊號控制開關導通第一特定時間。
於一實施例中，電源轉換器的控制方法更包括下列步驟：(d31)根據開關電壓調整開關控制訊號。(d32)於開關電路的第二開關導通時，根據開關控制訊號控制開關導通第二特定時間。
因此，本揭露的主要目的及功效在於，當電源轉換器的輸出電壓過低時，控制器根據輸出電壓的大小控制諧振調節電路調整流過第一諧振電容的諧振電流，以將諧振電流與激磁電流交會時的電流值調整至大致上等於預定值。如此，即可使得在全輸出電壓範圍下，達到提高能量傳輸效率之功效。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
100:電源轉換器
1:電源轉換電路
12:開關電路
Q1:第一開關
Q2:第二開關
SW:節點
14:諧振電路
Lr:諧振電感
Cr1:第一諧振電容
16:變壓器
162:初級側繞組
164:次級側繞組
Lm:激磁電感
18:整流電路
Co:輸出電容
Do:輸出二極體
2:輔助供電電路
22:輔助繞組
24:穩壓電路
3:控制器
3A:第一偵測端
3B:第二偵測端
3C:第三偵測端
3D:控制端
31:計算單元
32:第一比較單元
33:補償單元
34:第一及運算單元
35:第二比較單元
36:第二及運算單元
37:或運算單元
38:佔空比調整單元
39:延遲單元
4:諧振調節電路
Cr2:第二諧振電容
Qcr:開關
200:負載
Vdc:直流電壓
Vo:輸出電壓
Vaux:輔助電壓
VCC:工作電壓
Vcr1、Vcr2:電容電壓
Vqcr:開關電壓
Ver:電壓誤差值
Vref1:第一參考電壓
Vref2:第二參考電壓
Ilm:激磁電流
Icr:諧振電流
Isec:次級側電流
Iv1、Iv2、Iv3:電流值
Ip:預定值
Scr:開關控制訊號
Sc1:第一控制訊號
Sc2:第二控制訊號
Ser:誤差訊號
Scp:電壓補償訊號
Scg:充電控制訊號
Sdg:放電控制訊號
Scn:電壓比較訊號
T、t0~t11:時間
TD1:第一特定時間
TD2:第二特定時間
TDY:延遲時間
T1、T2、T3:時段
(S100)~(400):步驟
圖1A為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器的電路方塊圖；圖1B為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器操作於連續諧振模式的波形時序圖；圖1C為本揭露在輸出電壓下降時，激磁電流的變化示意圖；圖2為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器的細部電路方塊圖；圖3A為本揭露電源轉換器應用第一實施例的控制器的細部電路方塊圖；圖3B為本揭露第一實施例的控制器的內部電路方塊示意圖；圖3C為本揭露電源轉換器應用第一實施例的控制器的波形時序圖；圖4A為本揭露電源轉換器應用第二實施例的控制器的細部電路方塊圖；圖4B為本揭露第二實施例的控制器的內部電路方塊示意圖；圖4C為本揭露電源轉換器應用第二實施例的控制器的波形時序圖；圖5A為本揭露電源轉換器應用第三實施例的控制器的細部電路方塊圖；圖5B為本揭露第三實施例的控制器的內部電路方塊示意圖；圖5C為本揭露電源轉換器應用第三實施例的控制器的波形時序圖；圖6A為本揭露電源轉換器應用第四實施例的控制器的細部電路方塊圖；圖6B為本揭露第四實施例的控制器的內部電路方塊示意圖； 圖6C為本揭露電源轉換器應用第四實施例的控制器的波形時序圖；及圖7為本揭露電源轉換器的控制方法的方法流程圖。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下：請參閱圖1A為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器的電路方塊圖。非對稱半橋返馳式電源轉換器100(以下簡稱電源轉換器100)接收直流電壓Vdc，且將直流電壓Vdc轉換為輸出電壓Vo，以對後端所耦接的負載200供電。電源轉換器100包括電源轉換電路1、輔助供電電路2、控制器3及諧振調節電路4，且電源轉換電路1包括開關電路12、諧振電路14、變壓器16及整流電路18。其中，整流電路18有多種實施方式，在此以整流電路18包括輸出電容Co與輸出二極體Do為例。開關電路12接收直流電壓Vdc，且開關電路12包括串接的第一開關Q1與第二開關Q2。變壓器16包括初級側繞組162、次級側繞組164及激磁電感Lm，初級側繞組162耦合次級側繞組164，且激磁電感Lm並聯初級側繞組162。其中，激磁電感Lm可以為初級側繞組162所形成的等效的電感，或者是由變壓器16額外繞製的繞組。
諧振電路14的一端耦接第一開關Q1與第二開關Q2之間的節點SW，且諧振電路14的另一端耦接初級側繞組162。於一實施例中，諧振電路14可以包括諧振電感Lr與第一諧振電容Cr1。諧振電感Lr的一端耦接第一開關Q1與第二開關Q2之間的節點SW，且諧振電感Lr的另一端耦接初級側繞組162的一端。第一諧振電容Cr1的一端耦接第二開關Q2與接地端，且第一諧振電容Cr1的另一端耦接初級側繞組162的另一端。然而，於本揭露中，並不以上述諧振電路14的架 構為限，舉凡可使諧振電路14產生諧振功能的電路架構，皆應包含在本實施例之範疇當中。整流電路18的一端耦接次級側繞組164，且整流電路18的另一端耦接負載200，以提供輸出電壓Vo對負載200供電。
輔助供電電路2包括輔助繞組22與穩壓電路24，且輔助繞組22耦合初級側繞組162。穩壓電路24的一端耦接輔助繞組22，且穩壓電路24的另一端耦接控制器3。輔助繞組22通過耦合初級側繞組162而產生輔助電壓Vaux，且穩壓電路24根據輔助電壓Vaux而提供的工作電壓VCC對控制器3供電。其中，由於變壓器16匝比的特性，因此其耦合的電壓電流具有相應的比例關係。因此，輔助電壓Vaux的大小會與輸出電壓Vo大小具有正相關的比例關係。諧振調節電路4耦接第一諧振電容Cr1，且控制器3耦接第一開關Q1、第二開關Q2及諧振調節電路4。控制器3提供脈寬調變的控制訊號Sc1、Sc2控制第一開關Q1與第二開關Q2導通或關斷，以控制電源轉換電路1將直流電壓Vdc轉換為輸出電壓Vo。並且，控制器3接收相應於輸出電壓Vo的回授訊號，且根據回授訊號調整脈寬調變訊號，以通過脈寬調變訊號的調整而穩定輸出電壓Vo的電壓值。輸出電容Co儲存輸出電壓Vo，以提供輸出電壓Vo對負載200供電。
值得一提，於一實施例中，穩壓電路24可以為二極體，且主要是用以逆偏截止反向的輔助電壓Vaux的負電壓，但不以此為限。因此，穩壓電路24例如但不限於也可以替代為，線性穩壓器、箝位電路等可將輔助電壓Vaux進行穩壓的電路。此外，於一實施例中，控制器3例如但不限於可以為微控制器(MCU)、數位訊號處理器(DSP)等控制晶片，但控制器3不排除也可由控制電路、邏輯電路等裝置來實施。
請參閱圖1B為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器操作於連續諧振模式的波形時序圖，復配合參閱圖1A。在電源轉換器100操作於連續諧振模式，且當第一開關Q1導通時，直流電壓Vdc對變壓器16的激磁電感Lm與諧振電路 14的第一諧振電容Cr1充電，因此流過激磁電感Lm的激磁電流Ilm與流過第一諧振電容Cr1的諧振電流Icr逐漸加大。當第二開關Q2導通時，由變壓器16的初級側(primary side，或稱一次側)的第一諧振電容Cr1傳遞能量到變壓器16的次級側(secondary side，或稱二次側)，其次級側電流Isec的波形如諧振轉換器(resonant converter)之半弦波的電流波形。
請參閱圖1C為本揭露在輸出電壓下降時，激磁電流的變化示意圖，復配合參閱圖1A~1B。由於電源轉換器100寬輸出電壓Vo(例如但不限於48V~12V的寬輸出電壓Vo)的特性，會影響第二開關Q2導通的時間。其主要原因在於，激磁電感Lm會被箝位在nVo進行洩磁(其中，n為固定參數)，其公式如下式1所示：L(di/dt)=V…(式1)
上述式1可改寫可如下式2所示：dt=Ldi/nVo…(式2)
由以上式1~式2且配合參閱圖1B~1C可以得知，當輸出電壓Vo越低時，洩磁的時間T就會大大增加。然而洩磁的時間T增加，第一諧振電容Cr1(固定容值)即會提早放完電。因此，當輸出電壓越低時，流過第一諧振電容Cr1的諧振電流Icr與流過激磁電感Lm的激磁電流Ilm交會時的電流值(Iv1、Iv2、Iv3)將會越來越高。如此，會使得一次側電流還須去充電第一諧振電容Cr1後，再傳遞到二次側，導致能量傳輸效率大大降低，進而導致效率下降。
因此，本揭露的主要目的及功效在於，當電源轉換器100的輸出電壓Vo過低時，控制器3根據輸出電壓Vo的大小控制諧振調節電路4調整流過第一諧振電容Cr1的諧振電流Icr，以將諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值(Iv1、Iv2、Iv3)調整至大致上等於預定值Ip。如此，即可使得在全輸出電壓範圍下，達到提高能量傳輸效率之功效。其中，預定值Ip較佳可以為0，以避免一次側電流 還須去充電第一諧振電容Cr1後，再傳遞到二次側的狀況。其中，所述輸出電壓Vo過低一般可視為電源轉換器100操作於非連續諧振模式，且在此模式下，第二開關Q2一般會具有較長的導通時間(相較於第一開關Q1)。然而，控制器3是否控制諧振調節電路4的主要依據，主要還是根據第一諧振電容Cr1是否會提早放完電的狀況。因此，電源轉換器100的輸出電壓Vo是否過低，還是以諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值(Iv1、Iv2、Iv3)是否偏離預定值Ip為主，並且可由電源轉換器100是否操作於非連續諧振模式來輔以判斷。值得一提，於一實施例中，所述“大致上”所指的是可以為0的正負值所構成的特定範圍(例如但不限於正負5%)，但並不以此為限，其可以依設計者的需求而自行調整。
請參閱圖2為本揭露非對稱半橋返馳式電源轉換器的細部電路方塊圖，復配合參閱圖1A~1C。在圖2中，出示了電源轉換器100更為細部的電路結構，主要是諧振調節電路4的內部結構。具體而言，諧振調節電路4包括第二諧振電容Cr2與開關Qcr。第二諧振電容Cr2的一端耦接第一諧振電容Cr1的一端，且第二諧振電容Cr2的另一端耦接開關Qcr的一端。開關Qcr的另一端耦接第一諧振電容Cr1的另一端，且控制器3耦接開關Qcr的控制端。進一步而言，當控制器3得知電源轉換器100的輸出電壓Vo過低時，控制器3根據輸出電壓Vo的大小提供開關控制訊號Scr至開關Qcr，以控制開關Qcr導通特定時間。如此，控制器3即可通過控制開關Qcr導通與關斷的時機而將諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值(Iv1、Iv2、Iv3)調整至大致上等於預定值Ip。
進一步而言，由於控制器3需要根據第一諧振電容Cr1所儲存的電力多寡調整第二諧振電容Cr2所儲存的電力，以調整的電流值(Iv1、Iv2、Iv3)交會的位置，因此控制器3需要在得知電源轉換器100的輸出電壓Vo過低，且第一開關Q1導通時，控制開關Qcr導通第一特定時間。並且，根據輸出電壓Vo的大小調整第一特定時間，以調整激磁電流Ilm對第二諧振電容Cr2充電的時間而調整第二諧 振電容Cr2所儲存的電力。然後，在第一開關Q1關斷後，第二開關Q2導通時，控制器3控制開關Qcr導通第二特定時間，以使第二諧振電容Cr2介入放電。也因第二諧振電容Cr2的介入放電，使諧振電容(即並聯的第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2)不會提早放完電，才能避免諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會的位置偏離預定值Ip而中斷初級側傳遞能量到次級側，進而提升電源轉換器100的效率。
細部而言，當控制器3控制開關Qcr關斷時，諧振電路14的等效電容的電容值為第一諧振電容Cr1的電容值，且當控制器3控制開關Qcr導通時，等效電容的電容值為第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2並聯後的電容值。在輸出電壓Vo較高時，電源轉換器100利用第一諧振電容Cr1的電容值進行諧振，即可滿足高效率的需求。因此，控制器3控制開關Qcr關斷，以提供較小的電容值來進行諧振。反之，在電源轉換器100的輸出電壓Vo過低時，若電源轉換器100僅使用第一諧振電容Cr1的電容值進行諧振，並無法滿足高效率的需求。因此，控制器3在特定時間控制開關Qcr導通，以提供較大的電容值來進行諧振。值得一提，於一實施例中，所述“特定時間”可以由第一特定時間與第二特定時間形成，並且第一特定時間與第二特定時間可以分開為二個時間段，也可以整合為一個時間段，於後文會有更進一步的描述。
請參閱圖3A為本揭露電源轉換器應用第一實施例的控制器的細部電路方塊圖，復配合參閱圖1A~2。在圖3A中，控制器3分別提供第一控制訊號Sc1與第二控制訊號Sc2控制第一開關Q1與第二開關Q2導通/關斷，且輔助繞組22耦合初級側繞組162，以產生輔助電壓Vaux。其中，控制器3可根據輔助電壓Vaux與第一諧振電容Cr1的電容電壓Vcr1得知在第一諧振電容Cr1放電後，其電容電壓Vcr1與輔助電壓Vaux(相應於輸出電壓Vo)相差多少的能量，具以設定特定佔空比來控制第二諧振電容Cr2充電來相應的補足其相差的能量。如此，控制器3即可根據特定佔空比來控制開關Qcr導通第一特定時間而對第二諧振電容Cr2充電。
進一步而言，在本實施例中，控制器3包括第一偵測端3A、第二偵測端3B、第三偵測端3C及控制端3D。第一偵測端3A可通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來接收相應於輔助電壓Vaux的電壓訊號，以使控制器3可通過此電壓訊號得知輔助電壓Vaux及其相應的輸出電壓Vo的大小。並且，控制器3可通過外部電接線或控制器3內部接線的方式接收第一控制訊號Sc1與第二控制訊號Sc2，以得知第一開關Q1與第二開關Q2的導通/關斷。除此之外，第二偵測端3B可通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來接收相應於開關Qcr的開關電壓Vqcr的電壓訊號，以使控制器3通過此電壓訊號得知開關電壓Vqcr的大小。相似的，第三偵測端3C可通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來接收相應於第一諧振電容Cr1的電容電壓Vcr1的電壓訊號，以使控制器3可通過此電壓訊號得知電容電壓Vcr1的大小。如此，控制器3的控制端3D即可根據第一控制訊號Sc1、第二控制訊號Sc2、輔助電壓Vaux、電容電壓Vcr1及開關電壓Vqcr來提供開關控制訊號Scr，以通過控制端3D所提供的開關控制訊號Scr控制開關Qcr導通特定時間。如此，即可通過調整諧振電流Icr而將諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值調整至大致上等於預定值Ip。
請參閱圖3B為本揭露第一實施例的控制器的內部電路方塊示意圖，復配合參閱圖1A~3A。在圖3B中，控制器3包括計算單元31、第一比較單元32、補償單元33、第一及運算單元34、第二比較單元35及第二及運算單元36。其中，計算單元31、第一比較單元32、補償單元33、第一及運算單元34主要是用以調整第一特定時間的第一邏輯電路，且第二比較單元35與第二及運算單元36主要是用以調整第二特定時間的第二邏輯電路。
進一步而言，在第一邏輯電路中，計算單元31可以為具有取出目標值與實際值之間差值的功能的裝置(例如但不限於減法器等裝置，但不以此為限，舉凡可達成上述功效的電路，皆應包含在本實施例之範疇當中)，且計算單 元31根據輔助電壓Vaux與電容電壓Vcr1提供電壓誤差值Ver，以取出目標值與實際值之間的誤差。然後，第一比較單元32比較電壓誤差值Ver與第一參考電壓Vref1而產生誤差訊號Ser，且補償單元33對誤差訊號Ser進行補償，以計算出控制開關Qcr導通的特定佔空比，並據以產生電壓補償訊號Scp。其中，第一比較單元32可以為例如但不限於，比較器等具有比較功能的裝置，且補償單元33可以為例如但不限於，一階或多階的補償電路，但不以此為限，舉凡可達成上述功效的電路，皆應包含在本實施例之範疇當中。最後，第一及運算單元34(例如但不限於可以為及閘，或由電路組成具有及運算功能的電路)，對電壓補償訊號Scp與第一控制訊號Sc1進行交集運算，以產生充電控制訊號Scg。因此，充電控制訊號Scg代表在第一開關Q1導通時，開關Qcr導通所需的時間長度(即第一特定時間)。所以，於第一開關Q1導通時，控制器3可根據充電控制訊號Scg控制開關Qcr導通或關斷，且於開關Qcr導通時，第二諧振電容Cr2開始充電。
另外一方面，在第二邏輯電路中，第二比較單元35比較開關電壓Vqcr與第二參考電壓Vref2，以相應的產生電壓比較訊號Scn。具體而言，當第二開關Q2開始導通時，第一諧振電容Cr1開始放電。當第一諧振電容Cr1放電至比第二諧振電容Cr2低時，此時開關Qcr的接面二極體順偏導通。因此，第二比較單元35主要是通過比較的方式，確定開關Qcr的接面二極是否順偏導通。然後，第二及運算單元36對電壓比較訊號Scn與第二控制訊號Sc2進行交集運算，以產生放電控制訊號Sdg。其中，第二比較單元35同樣可以為例如但不限於，比較器等具有比較功能的裝置，且第二及運算單元36可以為例如但不限於及閘，或由電路組成具有及運算功能的電路，但不以此為限，舉凡可達成上述功效的電路，皆應包含在本實施例之範疇當中。因此，放電控制訊號Sdg代表在第二開關Q2導通時，開關Qcr導通的時機及所需導通的時間長度(即第二特定時間)。所以，於第二開關Q2導通後，控制器3可根據放電控制訊號Sdg控制開關Qcr導通或關斷，且於開關 Qcr導通時，第二諧振電容Cr2開始放電。意即，在開關Qcr的接面二極體順偏導通時，第二諧振電容Cr2開始介入放電，使諧振電容(即並聯的第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2)不會提早放完電。
復參閱圖3B，控制器3可選擇性的包括或運算單元37(或運算單元37例如但不限於可以為或閘，或由電路組成具有或運算功能的電路)。或運算單元37接收充電控制訊號Scg與放電控制訊號Sdg，且根據充電控制訊號Scg與放電控制訊號Sdg提供開關控制訊號Scr，以通過開關控制訊號Scr控制開關Qcr的導通/關斷。其中，由於充電控制訊號Scg與放電控制訊號Sdg分別為獨立的控制訊號(即在第一開關Q1導通時，控制訊號為充電控制訊號Scg，在第二開關Q2導通時，控制訊號為放電控制訊號Sdg)。因此，若控制器3未包括或運算單元37時，開關Qcr也可以直接由充電控制訊號Scg與放電控制訊號Sdg來控制。
值得一提，於一實施例中，圖3B所出示的控制器3的內部電路僅為用以對電源轉換器100進行諧振補償操作的邏輯電路，其餘未出示的邏輯電路(例如但不限於用以控制第一開關Q1、第二開關Q2)並非為本揭露的主要特徵，在此不再加以詳述。此外，於另一實施例中，上述進行諧振補償操作的方式，並非限定僅能以圖3B所出示的邏輯電路來實施，舉凡可達成上述諧振補償操作的邏輯電路，或由電子元件所構成的電子電路、程式化軟體控制等實施方式，皆應包含在本實施例之範疇當中。
請參閱圖3C為本揭露電源轉換器應用第一實施例的控制器的波形時序圖，復配合參閱圖1A~3B。在時段T1中，控制器3判斷輸出電壓Vo高於閾值(例如但不限於45V)，因此控制器3控制電源轉換器100操作於連續諧振模式。進一步而言，在時間t0~t1時，控制器3控制第一開關Q1導通。此時，直流電壓Vdc對激磁電感Lm與第一諧振電容Cr1充電，因此諧振電流Icr與激磁電流Ilm同步上升。時間t1~t2為第一開關Q1關斷後，且第二開關Q2導通前的死區時間。此時， 激磁電流Ilm讓第二開關Q2的寄生電容放電，待第二開關Q2的接面二極體順偏導通後，控制器3控制第二開關Q2導通(即時間t2)。
在時間t2~t3，控制器3控制第二開關Q2導通。此時，諧振電路14開始進行諧振操作，使激磁電感Lm與第一諧振電容Cr1開始放電。在時間t2’時，諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值大致上等於預定值Ip。由於控制器3在時間t2’通過輔助電壓Vaux與電容電壓Vcr1判斷第一諧振電容Cr1並未因輸出電壓Vo的降低而提早放完電，因此控制器3判斷無須啟動如圖3B所示的諧振補償操作而保持開關Qcr關斷。因此，諧振電路14的等效電容的電容值為第一諧振電容Cr1的電容值，並能夠使電源轉換器100處於高效率操作。
在時段T2中，控制器3首次檢測出輸出電壓Vo低於閾值(例如但不限於12V)，因此控制器3需控制電源轉換器100進行模式的轉換(即連續諧振模式轉換為非連續諧振模式)。進一步而言，在時間t4~t5時，由於輸出電壓Vo降低，因此控制器3控制第一開關Q1導通的佔空比縮減。並且，在時間t4~t6的時序波形大致上同於時間t1~t3，在此不再加以贅述。
在時間t6~t7，控制器3控制第二開關Q2導通，且由於輸出電壓Vo降低，因此控制器3控制第二開關Q2導通的佔空比增加。此時，諧振電路14開始進行諧振操作，使激磁電感Lm與第一諧振電容Cr1開始放電。然而，在此期間，並沒有啟動第二諧振電容Cr2的諧振補償操作。因此，在時間t6’時，諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值偏離了預定值Ip。並且，從時間t6’可以很明顯地看出，由於激磁電感Lm的洩磁的時間被拉長，使得第一諧振電容Cr1提早放完電。如此，將使得能量傳輸效率大大降低，進而導致效率下降。另外一方面，由於控制器3在時間t6’通過輔助電壓Vaux與電容電壓Vcr1判斷第一諧振電容Cr1因輸出電壓Vo的降低而提早放完電，因此控制器3判斷須啟動如圖3B所示的諧振補償 操作(即併入第二諧振電容Cr2)。並且，控制器3在此轉態的暫態期間(即時段T2)暫且保持開關Qcr關斷。
在時段T3中，控制器3於前次週期(即時段T2)已檢測出輸出電壓Vo低於閾值，且電源轉換器100操作於非連續諧振模式。在此模式下，圖3B的諧振補償操作已被啟動，並且在時間t8~t9時，控制器3控制第一開關Q1導通，使直流電壓Vdc對激磁電感Lm與第一諧振電容Cr1充電，且諧振電流Icr與激磁電流Ilm同步上升。此時，第一比較單元32比較電壓誤差值Ver與第一參考電壓Vref1而產生誤差訊號Ser，且補償單元33對誤差訊號Ser進行補償，以計算出控制開關Qcr導通的特定佔空比。並且，控制器3再通過第一及運算單元34，對電壓補償訊號Scp與第一控制訊號Sc1進行交集運算，即可使開關Qcr與第一開關Q1同區間內導通第一特定時間TD1。因此，控制器3可根據輔助電壓Vaux與電容電壓Vcr1計算特定佔空比，且根據特定佔空比調整開關控制訊號Scr而控制開關Qcr導通第一特定時間TD1。其中，開關Qcr所導通的第一特定時間TD1不一定與第一開關Q1相同寬度。並且，當開關Qcr導通時(時間t8)，第二諧振電容Cr2開始充電，致使第二諧振電容Cr2的電容電壓Vcr2上升。其中，所述特定佔空可以為開關Qcr導通時對比第一開關Q1導通時的比例，但不以此為限，其也可換算為開關Qcr導通時對比整個開關週期(即時段T3)的比例。
在時間t9~t10為死區時間，激磁電流Ilm讓第二開關Q2的寄生電容放電，且第一諧振電容Cr1的電容電壓Vcr1與第二諧振電容Cr2的電容電壓Vcr2尚未被釋放而維持在大致上等於定值。在時間t10~t11，控制器3控制第二開關Q2導通。此時，諧振電路14開始進行諧振操作，使激磁電感Lm與第一諧振電容Cr1開始放電。在時間t10A前，第一諧振電容Cr1放電至與第二諧振電容Cr2的電力相當，但尚未比第二諧振電容Cr2低。此時，諧振電流Icr逐漸地返回至預定值Ip，但激磁電流Ilm下降速度較慢，勢必交會時的電流值會偏離預定值Ip。在時間t10A~t10B 時，第一諧振電容Cr1放電至比第二諧振電容Cr2低。此時，開關Qcr的接面二極體順偏導通(其順偏導通時的電壓例如但不限於，可以為0.5V~0.7V)。因此，第二比較單元35產生相應於此狀況的電壓比較訊號Scn。並且，由於第二開關Q2仍導通，因此第二及運算單元36對電壓比較訊號Scn與第二控制訊號Sc2的交集運算致使控制器3控制開關Qcr導通第二特定時間TD2。由於第二諧振電容Cr2的介入放電，使諧振電路14的等效電容的電容值為第一諧振電容Cr1並聯第二諧振電容Cr2的電容值而不會提早放完電。因此，控制器3可根據開關電壓Vqcr調整開關控制訊號Scr而控制開關Qcr導通第二特定時間TD2。如此，即可使得諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時(即時間t10’)的電流值大致上等於預定值Ip，並能夠維持電源轉換器100處於高效率操作。
請參閱圖4A為本揭露電源轉換器應用第二實施例的控制器的細部電路方塊圖、圖4B為本揭露第二實施例的控制器的內部電路方塊示意圖、圖4C為本揭露電源轉換器應用第二實施例的控制器的波形時序圖，復配合參閱圖1A~3C，且反覆參閱圖3A~3C、4A~4C。圖4A~4C與圖3A~3C差異在於，控制器3可根據第一控制訊號Sc1、第二控制訊號Sc2、輔助電壓Vaux及開關電壓Vqcr來提供開關控制訊號Scr，以控制開關Qcr導通特定時間。
具體而言，配合參閱圖4B~4C，第一邏輯電路的計算單元31、第一比較單元32及補償單元33替換為佔空比調整單元38。佔空比調整單元38根據輔助電壓Vaux計算出控制開關Qcr導通的特定佔空比，並據以產生電壓補償訊號Scp。意即，佔空比調整單元38根據輔助電壓Vaux(相應輸出電壓Vo)的大小給出相應的特定佔空比(例如但不限於，12V對應50%、15V對應60%等)，且根據特定佔空比控制開關Qct導通第一特定時間TD1。因此，控制器3可根據輔助電壓Vaux計算特定佔空比，且根據特定佔空比調整開關控制訊號Scr而控制開關Qcr導通第一特定時間TD1。其中，由於圖4C與圖3C的差異僅在於時段T3，在此僅出示時段T3的波 形。值得一提，在圖4A~4C未敘明的元件、耦接關係、操作方式的描述相似於圖3A~3C，甚至邏輯電路不以圖4C為限，在此不再加以贅述。
請參閱圖5A為本揭露電源轉換器應用第三實施例的控制器的細部電路方塊圖、圖5B為本揭露第三實施例的控制器的內部電路方塊示意圖、圖5C為本揭露電源轉換器應用第三實施例的控制器的波形時序圖，復配合參閱圖1A~4C，且反覆參閱圖3A~3C、5A~5C。圖5A~5C與圖3A~3C差異在於，控制器3可根據第一控制訊號Sc1、輔助電壓Vaux、電容電壓Vcr1及開關電壓Vqcr來提供開關控制訊號Scr，以控制開關Qcr導通特定時間。
具體而言，配合參閱圖5B~5C，第二邏輯電路省去第二及運算單元36，以使第二比較單元35比較開關電壓Vqcr與第二參考電壓Vref2所相應的產生電壓比較訊號Scn即為放電控制訊號Sdg。由於控制器3不再以第二開關Q2導通來做為開關Qcr導通的依據，因此只要開關Qcr的接面二極體順偏導通時，控制器3皆會控制開關Qcr持續的導通。因此，控制器3可根據開關電壓Vqcr調整開關控制訊號Scr而控制開關Qcr導通第二特定時間TD2。並且，在開關Qcr導通第二特定時間TD2後，會接續第一特定時間TD1，以控制開關Qcr導通連續的特定時間TD。其中，若第二開關Q2關斷至第一開關Q1導通之間包含死區時間時，則可特定時間TD包含死區時間。因此，是否加入第二控制訊號Sc2來協同進行操作，可以依設計需求而選擇性為之。相似的，由於圖5C與圖3C的差異僅在於時段T3，在此僅出示時段T3的波形。值得一提，在圖5A~5C未敘明的元件、耦接關係、操作方式的描述相似於圖3A~3C，甚至邏輯電路不以圖5C為限，在此不再加以贅述。
請參閱圖6A為本揭露電源轉換器應用第四實施例的控制器的細部電路方塊圖、圖6B為本揭露第四實施例的控制器的內部電路方塊示意圖、圖6C為本揭露電源轉換器應用第四實施例的控制器的波形時序圖，復配合參閱圖1A~6C，且反覆參閱圖3A~3C、6A~6C。圖6A~6C與圖3A~3C差異在於，控制器3可 根據第一控制訊號Sc1、輔助電壓Vaux、電容電壓Vcr1及開關電壓Vqcr來提供開關控制訊號Scr，以控制開關Qcr導通特定時間。
具體而言，配合參閱圖6B~6C，第二邏輯電路的第二比較單元35與第二及運算單元36替換為延遲單元39。延遲單元39根據開關電壓Vqcr提供延遲訊號Sd，且延遲訊號Sd即為放電控制訊號Sdg。其中，控制器3根據延遲訊號Sd等待一段延遲時間TDY。當開關Qcr於第一開關Q1的導通期間導通第一特定時間TD1後，控制器3等待一段延遲時間TDY。其中，控制器3主要是根據開關Qcr關斷時開關電壓Vqcr來確認第一特定時間TD1結束，且在延遲時間TDY後，控制器3導通開關Qcr第二特定時間TD2。因此，控制器3可根據開關電壓Vqcr調整開關控制訊號Scr而控制開關Qcr導通第二特定時間TD2。並且，第二特定時間TD2會接續第一特定時間TD1，以控制開關Qcr導通連續的特定時間TD。相似的，若第二開關Q2關斷至第一開關Q1導通之間包含死區時間時，則可特定時間TD包含死區時間。因此，使用者可以依據實際需求，自行設定延遲時間TDY。
另外一方面，為了要避免電容電壓Vcr1、Vcr2不同時的電流突波，因此可選擇性的加入開關斜率控制器(圖未示)，且開關斜率控制器可為低通濾波器或是電流控制器。藉此，可以使開關Qcr較慢導通而降低開關Qcr導通時的電流突波。相似的，由於圖6C與圖3C的差異僅在於時段T3，在此僅出示時段T3的波形。值得一提，在圖6A~6C未敘明的元件、耦接關係、操作方式的描述相似於圖3A~3C，甚至邏輯電路不以圖6C為限，在此不再加以贅述。此外，圖3B、4B、5B、6C的實施例的控制器3分別有不同的特點，主要在於第一邏輯電路與第二邏輯電路有所差異。然而其可以依照實際需求，選擇圖3B、4B、5B、6C中其中之一的第一邏輯電路搭配另一者的第二邏輯電路來形成特定的控制器3。並且，此特定的控制器3可以依照圖3A~6C中所詳述的特點，等效推知其可產生的波形時序圖，在此不再依據各種排列組合加以一一贅述。
請參閱圖7為本揭露電源轉換器的控制方法的方法流程圖，復配合參閱圖1A~6C。電源轉換器100的控制方法用以控制非對稱半橋返馳式電源轉換器，且主要是用以在電源轉換器100操作於非連續諧振模式下，通過特定的控制方法來提高電源轉換器100的效率。具體而言，電源轉換器100的控制方法包括，通過控制開關電路而控制電源轉換器將輸入電壓轉換為輸出電壓，且偵測輸出電壓的大小(S100)。較佳的實施方式為，利用控制器3控制開關電路12，以控制電源轉換器100將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vo。並且，控制器3通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來偵測輸出電壓Vo或電壓變化關聯於輸出電壓Vo的電壓(例如但不限於輔助電壓Vaux等)，以得知輸出電壓Vo的大小。
然後，偵測諧振電路的第一諧振電容，以得知第一諧振電容的電容電壓的大小(S200)。較佳的實施方式為，控制器3通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來偵測諧振電路14的第一諧振電容Cr1，以得知第一諧振電容Cr1的電容電壓Vcr1。然後，偵測該諧振調節電路的開關，以得知開關的開關電壓的大小(S300)。較佳的實施方式為，控制器3通過例如但不限於，偵測電路(圖未示)來偵測諧振調節電路4的開關Qcr，以得知開關Qcr的開關電壓Vqcr。
然後，根據輸出電壓、電容電壓及開關電壓提供開關控制訊號控制開關導通或關斷，以調整流過第一諧振電容的諧振電流(S400)。較佳的實施方式為，利用控制器3根據輸出電壓Vo(例如但不限於，相應於輸出電壓Vo的輔助電壓Vaux)與電容電壓Vcr1計算出控制開關Qcr導通的特定佔空比，並據以產生充電控制訊號Scg。並且，控制器3也根據開關電壓Vqcr產生放電控制訊號Sdg。其中，充電控制訊號Scg主要是於第一開關Q1導通時，控制開關Qcr導通的訊號，且放電控制訊號Sdg主要是於第二開關Q2導通時，控制開關Qcr導通的訊號。
最後，控制器3根據充電控制訊號Scg與放電控制訊號Sdg提供開關控制訊號Scr，以通過開關控制訊號Scr控制開關Qcr的導通/關斷。如此，即可調 整流過諧振電容(即第一諧振電容Cr1與第二諧振電容Cr2)的諧振電流Icr，且通過調整諧振電流Icr而將諧振電流Icr與激磁電流Ilm交會時的電流值調整至大致上等於預定值Ip。值得一提，於一實施例中，於圖7中未具體敘明的電源轉換器100的細部控制方法，可配合參閱圖1A~6C的細部內容而推知，在此不再加以贅述。
惟，以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
100:電源轉換器
1:電源轉換電路
12:開關電路
Q1:第一開關
Q2:第二開關
SW:節點
14:諧振電路
Lr:諧振電感
Cr1:第一諧振電容
16:變壓器
162:初級側繞組
164:次級側繞組
Lm:激磁電感
18:整流電路
Co:輸出電容
Do:輸出二極體
2:輔助供電電路
22:輔助繞組
24:穩壓電路
3:控制器
4:諧振調節電路
Cr2:第二諧振電容
Qcr:開關
200:負載
Vdc:直流電壓
Vo:輸出電壓
Vaux:輔助電壓
VCC:工作電壓
Ilm:激磁電流
Icr:諧振電流
Scr:開關控制訊號
Sc1:第一控制訊號
Sc2:第二控制訊號

Claims (20)

  1. 一種電源轉換器 ，包括： 一變壓器，包括一初級側繞組、一次級側繞組及一激磁電感，該初級側繞組耦合該次級側繞組，且該激磁電感並聯該初級側繞組； 一諧振電路，耦接該初級側繞組，且該諧振電路包括一第一諧振電容； 一開關電路，包括一第一開關與一第二開關，且該第一開關與該第二開關之間的一節點耦接該諧振電路； 一諧振調節電路，耦接該第一諧振電容； 一控制器，耦接該諧振調節電路，且根據該電源轉換器的一輸出電壓控制該諧振調節電路調整流過該第一諧振電容的一諧振電流，以將該諧振電流與流過該激磁電感的一激磁電流交會時的一電流值調整至大致上等於一預定值。
  2. 如請求項1所述的電源轉換器，其中該諧振調節電路包括： 一第二諧振電容，耦接該第一諧振電容；及 一開關，耦接該第二諧振電容與該控制器； 其中，該控制器根據該輸出電壓控制該開關導通一特定時間，以將該電流值調整至大致上等於該預定值。
  3. 如請求項2所述的電源轉換器，其中於該第一開關導通時，該控制器根據該輸出電壓控制該開關導通一第一特定時間，且於該第二開關導通時，該控制器控制該開關導通一第二特定時間。
  4. 如請求項3所述的電源轉換器，其中該控制器根據該開關的一接面二極體順偏而控制該開關導通一第二特定時間。
  5. 如請求項3所述的電源轉換器，其中該控制器根據該開關導通該第一特定時間後，等待一延遲時間，且於該延遲時間後，控制該開關導通一第二特定時間。
  6. 如請求項3所述的電源轉換器，其中該控制器根據該輸出電壓計算一特定佔空比，且根據該特定佔空比控制該開關導通該第一特定時間。
  7. 如請求項3所述的電源轉換器，更包括： 一輔助繞組，耦接該控制器，且通過耦合該初級側繞組而產生相應於該輸出電壓的一輔助電壓； 其中，該控制器根據該輔助電壓與該第一諧振電容的一電容電壓計算一特定佔空比，且根據該特定佔空比控制該開關導通該第一特定時間。
  8. 如請求項7所述的電源轉換器 ，其中該控制器包括： 一計算單元，根據該輔助電壓與該電容電壓提供一電壓誤差值； 一第一比較單元，比較該電壓誤差值與一第一參考電壓而產生一誤差訊號； 一補償單元，對該誤差訊號進行補償而產生一電壓補償訊號； 一第一及運算單元，對該電壓補償訊號與控制該第一開關的一第一控制訊號進行交集運算，以產生一充電控制訊號； 其中，於該第一開關導通時，該控制器根據該充電控制訊號控制該開關導通或關斷。
  9. 如請求項7所述的電源轉換器 ，其中該控制器包括： 一第二比較單元，比較該開關的一開關電壓與一第二參考電壓，以相應的產生一電壓比較訊號； 一第二及運算單元，對該電壓比較訊號與控制該第二開關的一第二控制訊號進行交集運算，以產生一放電控制訊號； 其中，於該第二開關導通後，該控制器根據該放電控制訊號控制該開關導通或關斷。
  10. 如請求項2所述的電源轉換器，其中當該開關關斷時，該諧振電路的一等效電容的一電容值為該第一諧振電容的電容值，且當該開關導通時，該電容值為該第一諧振電容與該第二諧振電容並聯後的電容值。
  11. 一種控制器，用以控制包括一變壓器、一諧振電路、一開關電路及一諧振調節電路的一電源轉換器，且該控制器包括： 一第一偵測端，耦接一輔助繞組，且該輔助繞組耦合該變壓器而產生一輔助電壓，並且該第一偵測端通過偵測該輔助電壓而得知該電源轉換器的一輸出電壓； 一第二偵測端，耦接該諧振調節電路的一開關，以偵測該開關的一開關電壓；及 一第三偵測端，耦接該諧振調節電路的一開關，以偵測該開關的一開關電壓；及 一控制端，耦接該開關，且提供一開關控制訊號控制該開關導通或關斷； 其中，該控制器根據該輔助電壓與該開關電壓提供該開關控制訊號而調整流過該第一諧振電容的一諧振電流，以將該諧振電流與流過該變壓器的一激磁電感的一激磁電流交會時的一電流值調整至大致上等於一預定值。
  12. 如請求項11所述的控制器，其中該控制器根據該輔助電壓計算一特定佔空比，且根據該特定佔空比調整該開關控制訊號，以於該第一開關導通時，根據該開關控制訊號控制該開關導通一第一特定時間。
  13. 如請求項11所述的控制器，更包括： 一第三偵測端，耦接該諧振電路的一第一諧振電容，以偵測該第一諧振電容的一電容電壓； 其中，該控制器根據該輔助電壓、該電容電壓及該開關電壓提供該開關控制訊號而調整該諧振電流。
  14. 如請求項13所述的控制器，其中該控制器根據該輔助電壓與該電容電壓計算一特定佔空比，且根據該特定佔空比調整該開關控制訊號，以於該第一開關導通時，根據該開關控制訊號控制該開關導通一第一特定時間。
  15. 如請求項11所述的控制器，其中該控制器根據該開關電壓調整該開關控制訊號，以於該第二開關導通時，根據該開關控制訊號控制該開關導通一第二特定時間。
  16. 一種電源轉換器的控制方法，用以控制包括一變壓器、一諧振電路、一開關電路及一諧振調節電路的一電源轉換器，且該控制方法包括下列步驟： 通過控制該開關電路而控制該電源轉換器將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，且偵測該輸出電壓； 偵測該諧振電路的一第一諧振電容，以得知該第一諧振電容的一電容電壓； 偵測該諧振調節電路的一開關，以得知該開關的一開關電壓；及 根據該輸出電壓、該電容電壓及該開關電壓提供一開關控制訊號控制該開關導通或關斷，以調整流過該第一諧振電容的一諧振電流。
  17. 如請求項16所述的控制方法，其中該電源轉換器更包括一輔助繞組，且該輔助繞組耦合該變壓器而產生一輔助電壓，該控制方法更包括下列步驟： 偵測該輔助電壓，以得知相應於該輔助電壓的該輸出電壓。
  18. 如請求項16所述的控制方法，更包括下列步驟： 根據該輸出電壓計算一特定佔空比； 根據該特定佔空比調整該開關控制訊號；及 於該開關電路的一第一開關導通時，控制該開關導通一第一特定時間。
  19. 如請求項16所述的控制方法 ，更包括下列步驟： 根據該輸出電壓與該電容電壓計算一特定佔空比； 根據該特定佔空比調整該開關控制訊號；及 於該開關電路的一第一開關導通時，根據該開關控制訊號控制該開關導通一第一特定時間。
  20. 如請求項16所述的控制方法 ，更包括下列步驟： 根據該開關電壓調整該開關控制訊號； 於該開關電路的一第二開關導通時，根據該開關控制訊號控制該開關導通一第二特定時間。
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