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TWI852025B - 返馳變換器電源及其控制電路和方法 - Google Patents

返馳變換器電源及其控制電路和方法 Download PDF

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TWI852025B
TWI852025B TW111122734A TW111122734A TWI852025B TW I852025 B TWI852025 B TW I852025B TW 111122734 A TW111122734 A TW 111122734A TW 111122734 A TW111122734 A TW 111122734A TW I852025 B TWI852025 B TW I852025B
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Taiwan
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voltage
power switch
signal
zvs
control signal
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TW111122734A
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TW202332172A (zh
Inventor
楊彭林
曹亞明
林元
方烈義
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

提供了一種返馳變換器電源及其控制電路和方法。用於返馳變換器電源的控制電路包括：輸入電壓檢測模組，被配置為在一次功率開關處於導通狀態且零電壓開關(zero-voltage switching,ZVS)功率開關處於關斷狀態時，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓；電壓差值檢測模組，被配置為在ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值；以及ZVS功率開關控制模組，被配置為基於返馳變換器電源的輸入直流電壓和返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制ZVS功率開關的導通與關斷。

Description

返馳變換器電源及其控制電路和方法
本發明涉及積體電路，更具體地涉及一種返馳變換器電源及其控制電路和方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳(fly-back)架構、降壓(Buck Converter,BUCK)架構、或升壓(Boost Converter,BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的控制電路，該返馳變換器電源包括主電感、第一輔助繞組、第二輔助繞組、連接在主電感和地之間的一次功率開關、以及連接在第二輔助繞組和地之間的零電壓開關(ZVS)功率開關，該控制電路包括：輸入電壓檢測模組，被配置為在一次功率開關處於導通狀態且ZVS功率開關處於關斷狀態時，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓；電壓差值檢測模組，被配置為在ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值；以及ZVS功率開關控制模組，被配置為基於返馳變換器電源的輸入直流電壓和返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制ZVS功率開關的導通與關斷。
根據本發明實施例的返馳變換器電源，包括上述用於返馳變換器電源的控制電路。
根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的控制方法，該返馳變換器電源包括主電感、第一輔助繞組、第二輔助繞組、連接在主電感和地之間的一次功率開關、以及連接在第二輔助繞組和地之間的零電壓開關(ZVS)功率開關，該控制方法包括：在一次功率開關處於導通狀態且ZVS功率開關處於關斷狀態時，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓；在ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測第一輔助繞組上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值；以及基於返馳變換器電源的輸入直流電壓和返馳變換器電源的輸入直流電壓與一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制ZVS功率開關的導通與關斷。
根據本發明實施例的返馳變換器電源及其控制電路和方法，可以通過精確檢測一次功率開關的漏-源電壓來自我調整地調節ZVS功率開關的導通時間，從而可以實現一次功率開關的開關損耗的最小化。另外，通過實現一次功率開關的開關損耗的最小化，可以改善返馳變換器電源的功耗以及傳導和輻射電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI)性能。
△T:時間量
0.1V:接近於“零”的電位
500:ZVS脈寬調變(PWM)控制器
502:電壓檢測模組
504:電壓差值檢測模組
506:ZVS功率開關控制模組
5062:運算與比較單元
5064:控制信號生成單元
C1,C2,C3,C4:電容
Clk_zvs:時鐘信號
Cp:寄生電容
Cz:ZVS電容
DEC:第二導通時間控制信號
DEC_pulse:第二使能脈衝信號
DEM:電路節點
Do:二次續流二極體
Gate,Gate0,Gate1:閘極驅動信號
I1,I2,I3,I4:鏡像電流
ICOMP1,ICOMP2:電流比較器
Idem1:第一輸入電流
Idem2:第二輸入電流
IDS_in:差分取樣電流
INC:第一導通時間控制信號
INC_pulse:第一使能脈衝信號
Ip:電流
Iref_max:上限閾值電流
Iref_min:下限閾值電流
Isp1:第一取樣電流
Isp2:第二取樣電流
Iz:電流
Lp:主電感
NM1,NM2:輸出級緩衝NMOS管
Ns,Ns2,Ns3:輔助繞組
Off:關斷控制信號
OPA1,OPA2:運放
PM0,PM1,PM2,PM3,PM4,PM5:功率開關
PWM_ZVS:脈寬調變信號
Q[(m-1)：0]:脈衝計數編碼信號
Rsp1,Rsp2:電阻
S0:ZVS功率開關
S1:一次功率開關
S1602,S1604,S1608,S1610,S1612:流程
S3,S4:開關
Samp1,Samp2:取樣信號
t0,t1,t2,t3,t4,t5,t6:時刻
Ton_max:導通狀態的最大時長
Ton_min:導通狀態的最小時長
Tsp:固定脈度
V0:初始值(電壓)
V1,V2:電壓
Vaux:電壓
VBulk:輸入直流電壓
Vbulk-Vds:電壓差值
VCOMP1,VCOMP2,VCOMP3:電壓比較器
VDEM:電壓
Vds:漏-源電壓
VDS_in:差分取樣電壓
Vramp_ton:導通表徵信號
Vref_max:上限閾值電壓
Vref_min:下限閾值電壓
Vref_ton:導通控制信號
Vsp1:第一取樣電壓
Vsp2:第二取樣電壓
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1示出了傳統的準諧振返馳變換器電源的電路原理圖。
圖2示出了圖1中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds、閘極驅動信號Gate、以及流經一次功率開關S1的電流Ip的波形示意圖。
圖3示出了傳統的ZVS返馳變換器電源的電路原理圖。
圖4示出了圖3中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds、閘極驅動信號Gate1、和流經一次功率開關S1的電流Ip以及ZVS功率開關S0的閘極驅動信號Gate0和流經ZVS功率開關S0的電流Iz的波形示意圖。
圖5示出了根據本發明實施例的返馳變換器電源的電路原理圖。
圖6示出了圖5中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds和閘極驅動信號Gate1、ZVS功率開關S0的閘極驅動信號Gate0、輔助繞組Ns2到地之間的電路節點DEM處的電壓VDEM、以及兩個取樣信號Samp1和Samp2的波形示意圖。
圖7示出了輸入電壓檢測模組502的示例實現的電路圖。
圖8示出了電壓差值檢測模組504的示例實現的電路圖。
圖9示出了將圖7和圖8綜合後的簡化示例電路。
圖10示出了ZVS功率開關控制模組506的示例實現的示意圖。
圖11示出了運算與比較單元5062的示例實現的電路圖。
圖12示出了運算與比較單元5062的另一示例實現的電路圖。
圖13示出了控制信號生成單元5064的示例實現的電路圖。
圖14示出了圖13中的第一使能脈衝信號INC_pulse、第二使能脈衝信號DEC_pulse、導通控制信號Vref_on、導通表徵信號Vramp_ton、以及脈寬調變信號PWM_ZVS的波形示意圖。
圖15示出了控制信號生成單元5064的另一示例實現的電路圖。
圖16示出了根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的控制原理流程圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
隨著對小體積、高頻率、和高功率密度的開關電源的需求越來越大，低電壓或零電壓開關(ZVS)返馳變換器電源的應用越來越廣泛。
圖1示出了傳統的準諧振返馳變換器電源的電路原理圖。如圖1所示，主電感Lp和一次功率開關S1(例如，金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)、雙極結型NPN電晶體(bipolar junction transistor-NPN,BJT-NPN)、絕緣閘雙極型電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、以及氮化鎵(GaN)電晶體等)的寄生電容Cp組成LC諧振腔；當一次功率開關S1從導通狀態變為關斷狀態時，主電感Lp開始退磁；當主電感Lp退磁結束時，主電感Lp和一次功率開關S1的寄生電容Cp進入自由諧振狀態；準諧振控制器在檢測到輔助繞組Ns上的電壓VDEM達到設定的低電壓閾值時(即，一次功率開關S1的漏-源電壓諧振到谷底電壓附近時)控制一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態。
圖2示出了圖1中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds、閘極驅動信號Gate、以及流經一次功率開關S1的電流Ip的波形示意圖。如圖2所示，在t0時刻至t1時刻期間，閘極驅動信號Gate為高位準，一次功率開關S1處於導通狀態，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds為零電壓，流過功率開關S1的電流Ip逐漸從零電流增大到Ipk；在t1時刻至t3時刻期間，閘極驅動信號Gate為低位準，一次功率開關S1處於關斷狀態，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds在t1時刻至t2時刻期間增大到穩定值並在t2時刻至t3時刻期間逐漸降低，流過一次功率開關S1的電流Ip為零電流；在t3時刻，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds降低到設定的低電壓閾值，閘極驅動信號Gate從低位準變為高位準，一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態。
相比傳統的採用硬開關導通方式的返馳變換器電源，準諧振返馳變換器電源的開通損耗有所降低。但是，由於對一次功率開關S1的 漏-源電壓Vds的谷底電壓的檢測方式的限制，一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds並未降低至真正的低電壓，所以一次功率開關S1還存在一定的開關損耗，尤其在高輸入電壓工作時更明顯。這裡，一次功率開關S1的開關損耗可以通過等式(1)計算得出。
Figure 111122734-A0305-02-0007-1
為了進一步降低返馳變換器電源的開通損耗，提出了零電壓開關(ZVS)返馳變換器電源。圖3示出了傳統的ZVS返馳變換器電源的電路原理圖。圖4示出了圖3中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds、閘極驅動信號Gate1、和流經一次功率開關S1的電流Ip以及ZVS功率開關S0的閘極驅動信號Gate0和流經ZVS功率開關S0的電流Iz的波形示意圖。
結合圖3和圖4可以看出，在t1時刻，一次功率開關S1從導通狀態變為關斷狀態，主電感Lp開始退磁，二次續流二極體Do從關斷狀態變為導通狀態，ZVS功率開關S0的體二極體從關斷狀態變為導通狀態，ZVS電容Cz開始充電；在t2時刻，ZVS電容Cz上的充電電壓增大至Vout*Ns3/Ns1，ZVS功率開關S0的體二極體從導通狀態變為關斷狀態；在t3時刻，主電感Lp退磁結束，主電感Lp和一次功率開關S1的寄生電容Cp進入自由諧振狀態；在t4時刻，ZVS功率開關S0從關斷狀態變為導通狀態，ZVS電容Cz對ZVS輔助繞組Ns3放電，流過ZVS輔助繞組Ns3的繞組電流Iz反向且逐漸增大，此時一次功率開關S1的漏-源電壓Vds被鉗位元在Vbulk+Ns1/Np*Vout；在t5時刻，ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態，流過ZVS輔助繞組Ns3的繞組電流Iz傳輸至一次參與LC諧振，使得一次功率開關S1的寄生電容Cp上的電壓(即，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds)在死區時間內快速諧振至最低電壓；在t6時刻，一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態(此時，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds近似為零電壓)。
在圖3所示的ZVS返馳變換器電源中，ZVS功率開關S0處於導通狀態的時間和ZVS電容Cz上的充電電壓決定了ZVS輔助繞組Ns3 的負向退磁能量。ZVS輔助繞組Ns3的負向退磁能量越高，一次功率開關S1的漏-源電壓Vds的諧振越低，這可以進一步降低一次功率開關S1的開關損耗。然而，在使用高壓功率開關作為一次功率開關S1的情況下，當一次功率開關S1的漏-源電壓Vds非常低時，一次功率開關S1的寄生電容Cp會出現非線性增大。根據等式(1)可知，即使在一次功率開關S1的漏-源電壓Vds最小(非常接近於零電壓)時，一次功率開關S1的開關損耗也並不是最小。另外，一次功率開關S1的寄生電容Cp的非線性特性會產生非常大的du/dt和di/dt，這使得ZVS返馳變換器電源的傳導和輻射EMI性能變差。
在圖3所示的ZVS返馳變換器電源中，不能精確檢測一次功率開關S1的漏-源電壓Vds，並且ZVS功率開關S0的導通時間是由圖3所示的ZVS導通比例設定電路固定設定或者根據輸入直流電壓VBulk按一定比例設定，不能自我調整判定一次功率開關S1的寄生電容Cp和一次功率開關S1的漏-源電壓Vds的乘積最小，從而不能控制一次功率開關S1以最低功耗從關斷狀態變為導通狀態。
為了使圖3所示的ZVS返馳變換器電源中的一次功率開關S1以最低功耗從關斷狀態變為導通狀態，在圖3所示的ZVS返馳變換器電源的基礎上提出了根據本發明實施例的返馳變換器電源及其控制電路和方法。
圖5示出了根據本發明實施例的返馳變換器電源的電路原理圖。結合圖3和圖5可以看出，圖5所示的返馳變換器電源與圖3所示的ZVS返馳變換器電源的系統架構基本相同，包括主電感Lp、第一輔助繞組Ns2、第二輔助繞組Ns3、連接在主電感Lp和地之間的一次功率開關S1、連接在第二輔助繞組Ns3和地之間的ZVS功率開關S0、以及用於控制一次功率開關S1和ZVS功率開關S0的導通與關斷的ZVS脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制器500；圖5所示的返馳變換器電源與圖3所示的ZVS返馳變換器電源的不同主要在於，ZVS PWM控制器500包括輸入電 壓檢測模組502、電壓差值檢測模組504、以及ZVS功率開關控制模組506。
在ZVS PWM控制器500中，輸入電壓檢測模組502被配置為在一次功率開關S1處於導通狀態且ZVS功率開關S0處於關斷狀態時，通過檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk；電壓差值檢測模組504被配置為在ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓來檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值；ZVS功率開關控制模組506被配置為基於返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk和返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值，控制ZVS功率開關S0的導通與關斷。
根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的ZVS PWM控制器500，通過精確檢測一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds來自我調整地調節ZVS功率開關S0的導通時間，可以控制一次功率開關S1以最低功耗導通。
圖6示出了圖5中的一次功率開關S1的漏-源電壓Vds和閘極驅動信號Gate1、ZVS功率開關S0的閘極驅動信號Gate0、輔助繞組Ns2到地之間的電路節點DEM處的電壓VDEM、以及兩個取樣樣信號Samp1和Samp2的波形示意圖。下面，結合圖5和圖6，對輸入電壓檢測模組502、電壓差值檢測模組504、以及ZVS功率開關控制模組506進行描述。
如圖5和圖6所示，在一些實施例中，輸入電壓檢測模組502可以在一次功率開關S1處於導通狀態且ZVS功率開關S0處於關斷狀態期間，例如圖6所示的t0時刻，通過利用取樣信號Samp1下降沿檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓VDEM來檢測輸入直流電壓VBulk。在t0時刻，第一輔助繞組Ns2上的電壓Vaux_t0如等式(2)所示：
Figure 111122734-A0305-02-0009-2
如圖5和圖6所示，在一些實施例中，電壓差值檢測模組504可以在ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，例如，圖6所示的t6時刻，通過利用取樣信號Samp2下降沿檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓VDEM來檢測輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值。
在t6時刻，第一輔助繞組Ns2上的電壓Vaux_t6如等式(3)所示：
Figure 111122734-A0305-02-0010-3
根據等式(2)和(3)可以得出等式(4)，從而可以精確計算出一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds。
Figure 111122734-A0305-02-0010-23
如圖5和圖6所示，在一些實施例中，ZVS功率開關控制模組506可以通過將輸入電壓檢測模組502和電壓差值檢測模組504獲取的檢測結果直接或者間接作差分運算來獲取一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds，並且基於一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds來自我調整地調節ZVS功率開關S0的導通時間。
圖7示出了輸入電壓檢測模組502的示例實現的電路圖。如圖5和圖7所示，在一些實施例中，輸入電壓檢測模組502可以進一步被配置為：通過對第一輔助繞組Ns2到地之間的第一電路節點(例如，電路節點DEM)處的電壓進行鉗位元，將第一電路節點處的電壓固定在預定電壓；通過對來自第一輔助繞組Ns2的第一輸入電流(例如，Idem1)進行鏡像，獲取第一鏡像電流(例如，I1或I2)；以及通過對第一鏡像電流進行取樣，獲取表徵返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk的第一取樣信號(例如，第一取樣電流Isp1或第一取樣電壓Vsp1)。
例如，如圖7所示，在取樣脈衝Samp1期間，通過運放OPA1、補償電容C1、輸出級緩衝NMOS管NM1，將第一輔助繞組Ns2到 地之間的電路節點DEM處的電壓鉗位元在一個接近於“零”的電位，例如0.1V；功率開關PM0、PM1和PM2組成鏡像電流源，功率開關PM1對流過功率開關PM0的第一輸入電流Idem1進行鏡像產生鏡像電流I1，功率開關PM2對流過功率開關PM0的第一輸入電流Idem1進行鏡像產生鏡像電流I2；在取樣脈衝Samp1下降沿時刻，通過電壓取樣與保持電路對鏡像電流I1流過電阻Rsp1產生的電壓V1進行取樣，產生與輸入直流電壓VBulk成正比的第一取樣電壓Vsp1；在取樣脈衝Samp1的下降沿時刻，通過電流取樣與保持電路對鏡像電流I2進行取樣產生與輸入直流電壓VBulk成正比的第一取樣電流Isp1。
如結合圖5和圖7所述，通過檢測來自第一輔助繞組Ns2的第一輸入電流Idem1，可以檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓Vaux，從而可以檢測返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk。具體地，來自第一輔助繞組Ns2的第一輸入電流Idem1可以表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0011-4
因為Ns2/Np*VBulk遠大於0.1V，所以第一輸入電流Idem1可以近似表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0011-5
也就是說，來自第一輔助繞組Ns2的第一輸入電流Idem1近似與輸入直流電壓VBulk成正比。
圖8示出了電壓差值檢測模組504的示例實現的電路圖。如圖5和圖8所示，在一些實施例中，電壓差值檢測模組504可以進一步被配置為：通過對第一輔助繞組Ns2到地之間的第二電路節點(例如，電路節點DEM)處的電壓進行鉗位元，將第二電路節點處的電壓固定在預定電壓，其中，第二電路節點和第一電路節點是同一電路節點或不同電路節點；通過對來自第一輔助繞組Ns2的第二輸入電流(例如，Idem2)進行鏡像，獲取第二鏡像電流(I3或I4)；以及通過對第二鏡像電流進行取樣，獲取 表徵返馳變換器電源的輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的電壓差值Vbulk-Vds的第二取樣信號(例如，第二取樣電流Isp2或第二取樣電壓Vsp2)。
例如，如圖8所示，在取樣脈衝Samp2期間，通過運放OPA2、補償電容C2、輸出級緩衝NMOS管NM2，將第一輔助繞組Ns2到地之間的電路節點DEM處的電壓鉗位元在一個接近於“零”的電位，例如0.1V；功率開關PM3、PM4和PM5組成鏡像電流源，功率開關PM4對流過功率開關PM3的第二輸入電流Idem2進行鏡像產生鏡像電流I3，功率開關PM5對流過功率開關PM3的第二輸入電流Idem2進行鏡像產生鏡像電流I4；在取樣脈衝Samp2的下降沿時刻，通過電壓取樣與保持電路對鏡像電流I3流過電阻Rsp2產生的電壓V2進行取樣，產生與輸入直流電壓VBulk成正比的第二取樣電壓Vsp2；在取樣脈衝Samp2的下降沿時刻，通過電流取樣與保持電路對鏡像電流I4進行取樣產生與輸入直流電壓VBulk成正比的第二取樣電流Isp2。
如結合圖5和圖8所述，通過檢測來自第一輔助繞組Ns2的第二輸入電流Idem2，可以檢測第一輔助繞組Ns2上的電壓Vaux，從而可以檢測輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值VBulk-Vds。具體地，來自第一輔助繞組Ns2的第二輸入電流Idem2可以表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0012-6
因為Ns2/Np*(VBulk-Vds)遠大於0.1V，所以第二輸入電流Idem2可以近似表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0012-7
也就是說，來自第一輔助繞組Ns2的第二輸入電流Idem2近似正比於輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值VBulk-Vds。
通過設定圖7和圖8所示電路中的電路參數，可以將Vsp1和VBulk之間的轉換增益設定為等同於Vsp2和VBulk-Vds之間的轉換增益。圖9示出了將圖7和圖8綜合後的簡化示例電路。圖9所示的電路在工作原理上與圖7和圖8所示的電路相同，這裡不再贅述。
圖10示出了ZVS功率開關控制模組506的示例實現的示意圖。如圖10所示，ZVS功率開關控制模組506可以進一步被配置為：通過將第一取樣信號與第二取樣信號進行差分運算，獲取表徵一次功率開關S1的漏-源電壓Vds的取樣差分信號；通過將取樣差分信號與預定上限閾值進行比較，生成用於控制ZVS功率開關S0的導通時間增加的第一導通時間控制信號(例如，INC)；通過將取樣差分信號與預定下限閾值進行比較，生成用於控制ZVS功率開關的導通時間減少的第二導通時間控制信號DEC；以及基於第一導通時間控制信號和第二導通時間控制信號，生成用於控制ZVS功率開關的導通與關斷的脈寬調變信號(例如，PWM_ZVS)。
如圖10所示，ZVS功率開關控制模組506包括運算與比較單元5062和控制信號生成單元5064，其中：運算與比較單元5062被配置為通過直接或間接對第一取樣信號和第二取樣信號進行差分運算，獲取表徵一次功率開關S1的漏-源電壓Vds的取樣差分信號，並且通過將取樣差分信號分別與預定上限閾值和預定下限閾值進行比較，產生第一導通時間控制信號INC和第二導通時間控制信號DEC；控制信號生成單元5064被配置為基於時鐘信號Clk_zvs(用於控制脈寬調變信號PWM_ZVS的頻率)、第一導通時間控制信號INC、和第二導通時間控制信號DEC，生成用於控制ZVS功率開關S0的導通與關斷的脈寬調變信號PWM_ZVS。
圖11示出了運算與比較單元5062的示例實現的電路圖。如圖11所示，運算與比較單元5062包括減法器、電壓比較器VCOMP1、以及電壓比較器VCOMP2，其中：減法器對第一取樣電壓Vsp1和第二取樣電壓Vsp2進行差分運算得到差分取樣電壓VDS_in；當差分取樣電壓VDS_in超過預定上限閾值電壓Vref_max時，電壓比較器VCOMP1輸出的 第一導通時間控制信號INC為高位準，電壓比較器VCOMP2輸出的第二導通時間控制信號DEC為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將增加；當差分取樣電壓VDS_in低於預定下限閾值電壓Vref_min時，電壓比較器VCOMP2輸出的第二導通時間控制信號DEC為高位準，電壓比較器VCOMP1輸出的第一導通時間控制信號INC為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將減少；當Vref_min<VDS_in<Vref_max時，電壓比較器VCOMP1輸出的第一導通時間控制信號INC為低位準，電壓比較器VCOMP2輸出的第二導通時間控制信號DEC也為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將保持不變。
圖12示出了運算與比較單元5062的另一示例實現的電路圖。如圖12所示，運算與比較電路5062包括減法器、電流比較器ICOMP1、以及電流比較器ICOMP2，其中：減法器對第一取樣電流Isp1和第二取樣電流Isp2進行差分運算得到差分取樣電流IDS_in；當差分取樣電流IDS_in超過預定上限閾值電流Iref_max時，電流比較器ICOMP1輸出的第一導通時間控制信號INC為高位準，電流比較器ICOMP2輸出的第二導通時間控制信號DEC為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將增加；當差分取樣電流IDS_in低於預定下限閾值電流Iref_min時，電流比較器ICOMP2輸出的第二導通時長控制信號DEC為高位準，電流比較器ICOMP1輸出的第一導通時長控制信號INC為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將減少；當Iref_min<IDS_in<Iref_max時，電流比較器ICOMP1輸出的第一導通時長控制信號INC為低位準，電流比較器ICOMP2輸出的第二導通時長控制信號DEC也為低位準，ZVS功率開關S0的導通時間將保持不變。
圖13示出了控制信號生成單元5064的示例實現的電路圖。如圖13所示，控制信號生成單元5064可以進一步被配置為：基於第一導通時間控制信號INC，生成第一使能脈衝信號INC_pulse；基於第二導通時間控制信號DEC，生成脈寬等於第一使能脈衝信號INC_pulse的第二使能脈衝信號DEC_pulse；通過利用第一使能脈衝信號INC_pulse和第二使能脈 衝信號DEC_pulse控制電容C3的充電與放電，生成用於控制ZVS功率開關S0的導通時間的導通控制信號Vref_ton；通過利用脈寬調變信號PWM_ZVS控制電容C4的充電與放電，生成用於表徵ZVS功率開關S0的導通時間的導通表徵信號Vramp_ton；基於導通控制信號Vref_ton和導通表徵信號Vramp_ton，生成用於控制ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號off；以及基於關斷控制信號off和時鐘信號Clk_zvs，生成脈寬調變信號PWM_ZVS。
具體地，如圖13所示，第一使能脈衝信號生成器基於第一導通時長控制信號INC產生固定脈度Tsp的第一使能脈衝信號INC_pulse，第二使能脈衝信號生成器基於第二導通時長控制信號DEC產生固定脈寬Tsp的第二使能脈衝信號DEC_pulse；第一使能脈衝信號INC_pulse控制開關S3的閉合與斷開，第二使能脈衝信號DEC_pulse控制開關S4的閉合與斷開；開關S3閉合且開關S4斷開時，電容C1充電；開關S3斷開且開關S4閉合時，電容C2放電；電容C2上的充電電壓Vref_ton即為用於控制ZVS功率開關S0的導通時間的導通控制信號；在脈寬調變信號PWM_ZVS的上升沿時刻，電流源I2給電容C4充電，電容C4上的充電電壓Vramp_ton即為用於表徵ZVS功率開關S0的導通時間的導通表徵信號；通過電壓比較器VCOMP3對Vref_ton和Vramp_ton進行比較，產生用於控制ZVS功率開關S0關斷的關斷控制信號off；同步整流(Synchronous Rectifier,SR)觸發器和邏輯控制單元基於關斷控制信號off和時鐘信號Clk_ZVS產生脈寬調變信號PWM_ZVS。
圖14示出了圖13中的第一使能脈衝信號INC_pulse、第二使能脈衝信號DEC_pulse、導通控制信號Vref_on、導通表徵信號Vramp_ton、以及脈寬調變信號PWM_ZVS的波形示意圖。結合圖13和圖14可以看出，在t1時刻，第一使能脈衝信號INC_pulse從低位準變為高位準(即，第一導通時間控制信號INC由低位準變為高位準)，第二使能脈衝信號DEC_pulse保持低位準(即，第二導通時間控制信號DEC保持低位 準)，開關S3從斷開變為閉合，開關S4保持斷開，電流源I1開始給電容C3充電，電容C3上的充電電壓Vref_ton由初始值V0開始線性增大，t2時刻電容C3上的充電電壓Vref_ton的增加量△V可表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0016-8
在t2時刻後，脈寬調變信號PWM_ZVS處於高位準的時長將會隨著電容C3上的充電電壓Vref_ton的增大而增長，增加的時間量△T可表示為：
Figure 111122734-A0305-02-0016-9
由等式(9)和等式(10)可得到△T為：
Figure 111122734-A0305-02-0016-10
在t3時刻，第一使能脈衝信號INC_pulse保持低位準(即，第一導通時間控制信號INC保持低位準)，第二使能脈衝信號DEC_pulse從低位準變為高位準(即，第二導通時間控制信號DEC從低位準變為高位準)，開關S3保持斷開，開關S4從斷開變為閉合，電流源I1開始對電容C3放電，電容C3上的充電電壓Vref_ton開始由V0+2△V線性減小。因為電容C3的放電電流等於充電電流，並且放電時間和充電時間相等，所以在t4時刻，電容C3上的充電電壓Vref_ton的減小量也為△V。同理，在t4時刻之後，脈寬調變信號PWM_ZVS處於高位準的時長減少△T。
當第一和第二導通時長控制信號INC和DEC同時為低位準時，開關S3和S4關斷，電容C3的充電電壓Vref_ton保持不變，從而使得脈寬調變信號PWM_ZVS處於高位準的時長也保持不變。
由等式(11)可知，通過合理設定電路參數C3、I1、C4、I2、和Tsp可以調節ZVS功率開關S0的導通時間增大或者減小的時間量△T，從而可以實現對一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds的調節。
圖15示出了控制信號生成單元5064的另一示例實現的電路圖。如圖15所示，控制信號生成單元5064可以進一步被配置為：基於第一導通時間控制信號INC，生成第一使能脈衝信號INC_pulse；基於第二導通時間控制信號DEC，生成脈寬等於第一使能脈衝信號INC_pulse的第二使能脈衝信號DEC_pulse；基於第一使能脈衝信號INC_pulse和第二使能脈衝信號DEC_pulse，利用雙向計數編碼器生成用於控制ZVS功率開關S0的導通時間的脈衝計數編碼信號Q[(m-1)：0]；基於脈衝計數編碼信號Q[(m-1)：0]，利用導通時間產生和選擇器生成用於控制ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號off；以及基於關斷控制信號off和時鐘信號Clk_ZVS，生成脈寬調變信號PWM_ZVS。
具體地，如圖15所示，第一使能脈衝信號生成器基於第一導通時長控制信號INC產生固定脈寬Tsp的第一使能脈衝信號INC_pulse，第二使能脈衝信號生成器基於第二導通時長控制信號DEC產生固定脈寬Tsp的第二使能脈衝信號DEC_pulse；雙向計數編碼器監測第一和第二使能脈衝信號INC_pulse和DEC_pulse，實現ZVS功率開關S0的導通時間的增加與減少的雙向計數，從而產生脈衝計數編碼信號Q[(m-1)：0]；這裡，假設m=6，導通時間產生和選擇器基於脈衝計數編碼信號Q[(m-1)：0]產生6位元的二進位編碼000000~111111，共64個編碼鎖存狀態；導通時間產生和選擇器根據64個編碼將ZVS功率開關S0處於導通狀態的最小時長Ton_min至最大時長Ton_max等分為64等分，每個等分是△T；每個二進位編碼鎖存狀態對應一個時長，例如，如圖所示，二進位編碼000000對應Ton_min，二進位編碼000001對應Ton_min+△T，二進位編碼000010對應Ton_min+2△T，二進位編碼000011對應Ton_min+3△T，二進位編碼000100對應Ton_min+4△T……，二進位編碼111110對應Ton_min+(26-2)△T，二進位編碼111111對應Ton_max。這樣，導通時間產生和選擇器根據雙向計數編碼器輸出的6位元二進位編碼狀態，產生和選擇對應的Ton時長，經過或邏輯電路產生關斷控制信號off，再經過SR觸發器和邏輯控制單元產生 脈寬調變信號PWM_ZVS。
圖16示出了根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的控制原理流程圖。如圖16所示，用於返馳變換器電源的控制流程包括：S1602，在一次功率開關S1處於導通狀態且ZVS功率開關S0處於關斷狀態時，檢測輸入直流電壓VBulk；S1604，在ZVS功率開關S0從導通狀態變為關斷狀態後且一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，檢測輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值VBulk-Vds；S1606，基於輸入直流電壓VBulk和輸入直流電壓VBulk與一次功率開關S1的漏-源電壓Vds之間的差值VBulk-Vds，計算一次功率開關S1的源-漏電壓Vds；S1608，當一次功率開關S1的漏-源電壓Vds比預定上限閾值高時，通過延長ZVS功率開關S0的導通時間來降低一次功率開關S1的漏-源電壓Vds；S1610，當一次功率開關S1的漏-源電壓Vds比預定下限閾值低時，通過縮短ZVS功率開關S0的導通時間來增大一次功率開關S1的漏-源電壓Vds；S1612，當一次功率開關S1的漏-源電壓Vds在預定上限閾值和預定下限閾值之間時，ZVS功率開關S0的導通時間保持不變。這樣，可以控制一次功率開關S1從關斷狀態變為導通狀態時的漏-源電壓Vds在預定上限閾值和預定下限閾值附近，使一次功率開關S1的開關損耗最小，從而可以改善返馳變換器電源的功耗和EMI傳導和輻射性能。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
500:ZVS脈寬調變(PWM)控制器
502:電壓檢測模組
504:電壓差值檢測模組
506:ZVS功率開關控制模組
Clk_zvs:時鐘信號
Cp:寄生電容
Cz:ZVS電容
DEM:電路節點
Do:二次續流二極體
Gate0,Gate1:閘極驅動信號
Lp:主電感
Ns2,Ns3:輔助繞組
PWM_ZVS:脈寬調變信號
Q[(m-1)：0]:脈衝計數編碼信號
S0:ZVS功率開關
S1:一次功率開關
Vaux:電壓
VBulk:輸入直流電壓
Vds:漏-源電壓

Claims (15)

  1. 一種用於返馳變換器電源的控制電路，所述返馳變換器電源包括主電感、第一輔助繞組、第二輔助繞組、連接在所述主電感和地之間的一次功率開關、以及連接在所述第二輔助繞組和地之間的零電壓開關(ZVS)功率開關，所述控制電路包括：輸入電壓檢測模組，被配置為在所述一次功率開關處於導通狀態且所述ZVS功率開關處於關斷狀態時，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓；電壓差值檢測模組，被配置為在所示ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態後且所示一次功率開關從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值；以及ZVS功率開關控制模組，被配置為基於所述返馳變換器電源的輸入直流電壓和所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制所述ZVS功率開關的導通與關斷。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述輸入電壓檢測模組進一步被配置為：通過對所述第一輔助繞組到地之間的第一電路節點處的電壓進行鉗位元，將所述第一電路節點處的電壓固定在預定電壓；通過對來自所述第一輔助繞組的第一輸入電流進行鏡像，獲取第一鏡像電流；以及通過對所述第一鏡像電流進行取樣，獲取表徵所述返馳變換器電源的輸入直流電壓的第一取樣信號。
  3. 如請求項2所述的控制電路，其中，所述電壓差值檢測模組進一步被配置為：通過對所述第一輔助繞組到地之間的第二電路節點處的電壓進行鉗位 元，將所述第二電路節點處的電壓固定在所述預定電壓，其中，所述第二電路節點和所述第一電路節點是同一電路節點或不同電路節點；通過對來自所述第一輔助繞組的第二輸入電流進行鏡像，獲取第二鏡像電流；以及通過對所述第二鏡像電流進行取樣，獲取表徵所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值的第二取樣信號。
  4. 如請求項3所述的控制電路，其中，所述ZVS功率開關控制模組進一步被配置為：通過將所述第一取樣信號與所述第二取樣信號進行差分運算，獲取表徵所述一次功率開關的漏-源電壓的取樣差分信號；通過將所述取樣差分信號與預定上限閾值進行比較，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間增加的第一導通時間控制信號；通過將所述取樣差分信號與預定下限閾值進行比較，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間減少的第二導通時間控制信號；基於所述第一導通時間控制信號和所述第二導通時間控制信號，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通與關斷的脈寬調變信號。
  5. 如請求項4所述的控制電路，其中，所述第一導通時間控制信號在所述取樣差分信號大於所述預定上限閾值時為高位準，並且在所述取樣差分信號小於所述預定上限閾值時為低位準，並且所述第二導通時間控制信號在所述取樣差分信號小於所述預定下限閾值時為高位準，並且在所述取樣差分信號大於所述預定下限閾值時為高位準。
  6. 如請求項4所述的控制電路，其中，所述ZVS功率開關控制模組進一步被配置為：基於所述第一導通時間控制信號，生成第一使能脈衝信號；基於所述第二導通時間控制信號，生成脈寬等於所述第一使能脈衝信號的第二使能脈衝信號；通過利用所述第一使能脈衝信號和所述第二使能脈衝信號控制第一電 容的充電與放電，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間的導通控制信號；通過利用所述脈寬調變信號控制第二電容的充電與放電，生成用於表徵所述ZVS功率開關的導通時間的導通表徵信號；基於所述導通控制信號和所述導通表徵信號，生成用於控制所述ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號；以及基於所述關斷控制信號和時鐘信號，生成所述脈寬調變信號。
  7. 如請求項4所述的控制電路，其中，所述ZVS功率開關控制模組進一步被配置為：基於所述第一導通時間控制信號，生成第一使能脈衝信號；基於所述第二導通時間控制信號，生成脈寬等於所述第一使能脈衝信號的第二使能脈衝信號；基於所述第一使能脈衝信號和所述第二使能脈衝信號，利用雙向計數編碼器生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間的脈衝計數編碼信號；基於所述脈衝計數編碼信號，利用導通時間產生和選擇器生成用於控制所述ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號；以及基於所述關斷控制信號和時鐘信號，生成所述脈寬調變信號。
  8. 一種返馳變換器電源，包括如請求項1至7中任一項所述的控制電路。
  9. 一種用於返馳變換器電源的控制方法，所述返馳變換器電源包括主電感、第一輔助繞組、第二輔助繞組、連接在所述主電感和地之間的一次功率開關、以及連接在所述第二輔助繞組和地之間的零電壓開關(ZVS)功率開關，所述控制方法包括：在所述一次功率開關處於導通狀態且所述ZVS功率開關處於關斷狀態時，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓；在所述ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態後且所述一次功率開關 從關斷狀態變為導通狀態前的死區時間內，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值；以及基於所述返馳變換器電源的輸入直流電壓和所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制所述ZVS功率開關的導通與關斷。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓包括：通過對所述第一輔助繞組到地之間的第一電路節點處的電壓進行鉗位元，將所述第一電路節點處的電壓固定在預定電壓；通過對來自所述第一輔助繞組的第一輸入電流進行鏡像，獲取第一鏡像電流；以及通過對所述第一鏡像電流進行取樣，獲取表徵所述返馳變換器電源的輸入直流電壓的第一取樣信號。
  11. 如請求項10所述的控制方法，其中，通過檢測所述第一輔助繞組上的電壓來檢測所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值包括：通過對所述第一輔助繞組到地之間的第二電路節點處的電壓進行鉗位元，將所述第二電路節點處的電壓固定在所述預定電壓，其中，所述第二電路節點和所述第一電路節點是同一電路節點或不同電路節點；通過對來自所述第一輔助繞組的第二輸入電流進行鏡像，獲取第二鏡像電流；以及通過對所述第二鏡像電流進行取樣，獲取表徵所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值的第二取樣信號。
  12. 如請求項11所述的控制方法，其中，基於所述返馳變換器電源的輸入直流電壓和所述返馳變換器電源的輸入直流電壓與所述一次功率開關的漏-源電壓之間的差值，控制所述ZVS功率開關的導通與關 斷包括：通過將所述第一取樣信號與所述第二取樣信號進行差分運算，獲取表徵所述一次功率開關的漏-源電壓的取樣差分信號；通過將所述取樣差分信號與預定上限閾值進行比較，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間增加的第一導通時間控制信號；通過將所述取樣差分信號與預定下限閾值進行比較，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間減少的第二導通時間控制信號；基於所述第一導通時間控制信號和所述第二導通時間控制信號，生成所述脈寬調變信號。
  13. 如請求項12所述的控制方法，其中，所述第一導通時間控制信號在所述取樣差分信號大於所述預定上限閾值時為低位準，並且在所述取樣差分信號不大於所述預定上限閾值時為高位準，並且所述第二導通時間控制信號在所述取樣差分信號小於所述預定下限閾值時為低位準，並且在所述取樣差分信號不小於所述預定下限閾值時為高位準。
  14. 如請求項12所述的控制方法，其中，基於所述第一導通時間控制信號和所述第二導通時間控制信號，生成所述脈寬調變信號包括：基於所述第一導通時間控制信號，生成第一使能脈衝信號；基於所述第二導通時間控制信號，生成脈寬等於所述第一使能脈衝信號的第二使能脈衝信號；通過利用所述第一使能脈衝信號和所述第二使能脈衝信號控制第一電容的充電與放電，生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間的導通控制信號；通過利用所述脈寬調變信號控制第二電容的充電與放電，生成用於表徵所述ZVS功率開關的導通時間的導通表徵信號；基於所述導通控制信號和所述導通表徵信號，生成用於控制所述ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號；以及 基於所述關斷控制信號和時鐘信號，生成所述脈寬調變信號。
  15. 如請求項12所述的控制方法，其中，基於所述第一導通時間控制信號和所述第二導通時間控制信號，生成所述脈寬調變信號包括：基於所述第一導通時間控制信號，生成第一使能脈衝信號；基於所述第二導通時間控制信號，生成脈寬等於所述第一使能脈衝信號的第二使能脈衝信號；基於所述第一使能脈衝信號和所述第二使能脈衝信號，利用雙向計數編碼器生成用於控制所述ZVS功率開關的導通時間的脈衝計數編碼信號；基於所述脈衝計數編碼信號，利用導通時間產生和選擇器生成用於控制所述ZVS功率開關從導通狀態變為關斷狀態的關斷控制信號；以及基於所述關斷控制信號和時鐘信號，生成所述脈寬調變信號。
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