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TW202522871A - 諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法 - Google Patents

諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法 Download PDF

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TW202522871A
TW202522871A TW113145770A TW113145770A TW202522871A TW 202522871 A TW202522871 A TW 202522871A TW 113145770 A TW113145770 A TW 113145770A TW 113145770 A TW113145770 A TW 113145770A TW 202522871 A TW202522871 A TW 202522871A
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resonant
switch
circuit
zero
signal
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TW113145770A
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張雨舟
劉鵬飛
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美商茂力科技股份有限公司
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Abstract

公開了一種諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法。可用於在諧振功率轉換電路的低輸出電壓條件下，基於諧振功率轉換電路的初級側電路中的諧振回路中的諧振電流信息，在變壓器完成退磁前，在恰當的時刻關斷諧振功率轉換電路的第一開關，減少諧振回路中的諧振能量，從而減少因諧振引起的功率損耗，提高諧振功率轉換電路的工作效率。

Description

諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法
本發明的實施例涉及電子電路，更具體地說，尤其涉及一種諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法。
傳統的功率轉換電路將輸入功率轉換成符合需求的輸出功率提供給負載。諧振功率轉換電路通過軟開關技術進一步減少了電路的開關損耗，從而大大提高了電路效率。
非對稱半橋返馳式變換器作為諧振功率轉換電路的一種，具有結構簡單、效率高、輸出電壓範圍大等優點，因此得到了越來越廣泛的應用。然而，正是由於非對稱半橋返馳式變換器的輸出電壓範圍大，且由於其工作在額定輸出電壓條件下時，即輸出電壓接近上限值的工作條件，電路損耗較大。為優化在額定輸出電壓條件下的工作效率，通常會犧牲其在低輸出電壓條件下的效率。
本發明提供了一種控制電路，用於優化諧振功率轉換電路在低輸出電壓工作條件下的電路效率。本發明諧振功率轉換電路的控制電路和控制方法在一定輸出電壓條件下，選擇適當的時機關斷諧振功率轉換電路的相應開關，以減少電路諧振，從而減少電路功率損耗，提高效率。
根據本發明一實施例，提出了一種非對稱半橋返馳式變換器的控制電路，該非對稱半橋返馳式變換器包括第一開關、第二開關、變壓器和諧振電容。所述控制電路包括輸入端和輸出端。輸入端接收諧振電流信息，其中諧振電流信息與流經諧振回路的諧振電流相關，以及其中諧振回路包括變壓器的初級繞組和諧振電容。輸出端基於所述諧振電流信息，輸出第一控制信號控制第一開關關斷。
根據本發明一實施例，提出了一種電源裝置，包括非對稱半橋返馳式變換器以及控制電路。非對稱半橋返馳式變換器包括第一開關、第二開關、變壓器和諧振電容，其中第一開關和第二開關串聯耦接在輸入端和初級側參考地端，所述變壓器包括初級繞組和次級繞組，以及諧振回路包括初級繞組和諧振電容。控制電路接收與流經諧振回路的諧振電流相關的諧振電流信息，並基於所述諧振電流信息，輸出第一控制信號控制第一開關關斷。
根據本發明一實施例，提出了一種諧振功率轉換電路的控制方法。該諧振功率轉換電路包括第一開關、第二開關、變壓器和諧振電容。所述控制方法包括：控制諧振功率轉換電路中的第一開關和第二開關，以調節諧振功率轉換電路的變壓器的初級繞組到次級繞組的能量轉移，其中諧振功率轉換電路的諧振回路包括所述初級繞組和諧振電容；接收與流經諧振回路的諧振電流相關的諧振電流信息；以及基於所述諧振電流信息，控制第一開關關斷。
下面將詳細描述本發明的具體實施例，應當注意，這裡描述的實施例只用於舉例說明，並不用於限制本發明。在以下描述中，為了提供對本發明的透徹理解，闡述了大量特定細節。然而，對於本領域普通技術人員顯而易見的是：不必採用這些特定細節來實行本發明。在其他實例中，為了避免混淆本發明，未具體描述公知的電路、材料或方法。
在整個說明書中，對“一個實施例”、“實施例”、“一個示例”或“示例”的提及意味著：結合該實施例或示例描述的特定特徵、結構或特性被包含在本發明至少一個實施例中。因此，在整個說明書的各個地方出現的短語“在一個實施例中”、“在實施例中”、“一個示例”或“示例”不一定都指同一實施例或示例。此外，可以以任何適當的組合和、或子組合將特定的特徵、結構或特性組合在一個或多個實施例或示例中。此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製的。相同的附圖標記指示相同的元件。這裡使用的術語“和/或”包括一個或多個相關列出的項目的任何和所有組合。
圖1為現有的非對稱半橋返馳式變換器10的結構示意圖。圖1中，第一開關141和第二開關142分別在第一控制信號G1和第二控制信號G2的控制下輪流導通，將非對稱半橋返馳式變換器10的輸入電壓Vin轉換成輸出電壓Vout提供給負載130。第一控制信號G1和第二控制信號G2通常為PWM信號(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調製)。通過調整第一控制信號G1和第二控制信號G2的脈寬，非對稱半橋返馳式變換器10得以適應不同的輸入輸出條件。通常情況下，為優化效率，第一開關141被控制在變壓器150退磁後關斷。變壓器150的退磁時間則與流過變壓器150的初級繞組151的諧振電流Ir的峰值及輸出電壓Vout相關。當非對稱半橋返馳式變換器10的輸出電壓Vout的範圍較大時，例如在部分應用中，輸出電壓Vout範圍為5伏到48伏，在這種情況下，由於非對稱半橋返馳式變換器10運行在48伏的輸出電壓條件時電路的能量損耗最大，因此，非對稱半橋返馳式變換器10的退磁時間的設計優先考慮輸出電壓Vout為48伏的應用環境。在這種情況下，當非對稱半橋返馳式變壓器10的輸出電壓Vout較小時，其電路效率就會較差。
圖2為非對稱半橋返馳式變換器10的輸出電壓Vout較小時部分信號的波形示意圖。如圖2所示，當第一開關141關斷，第二開關142導通時，對應時段t10-t11，輸入電壓Vin對變壓器150的初級繞組151充電，諧振電流Ir上升，初級繞組151儲存能量。當第一開關141導通，第二開關142關斷時，對應時段t11-t12，諧振電流Ir下降，初級繞組151的能量轉移至次級繞組152，產生流過次級繞組152的電流Is。由於輸出電壓Vout較小，在時刻t12，變壓器150的初級繞組151才完成退磁，第一開關141在時刻t12關斷。然而，在時刻t12之前，變壓器150的初級繞組151的漏感Lr和諧振電容Cr組成諧振回路，該諧振回路中的諧振電流Ir產生多次振盪，造成了能量的損耗，降低了電路效率。
圖3為根據本發明一實施例的電源裝置30的電路結構示意圖。如圖3所示，該電源裝置30包括諧振功率轉換電路320和用於控制諧振功率轉換電路320的控制電路310。所述諧振功率轉換電路320包括第一開關341、第二開關342、變壓器350和諧振電容Cr等器件。所述變壓器350包括初級繞組351和次級繞組352。
應當理解，所述諧振功率轉換電路320包括但不限於非對稱半橋返馳式變換電路，例如還可以是LLC電路。所述控制電路310可以任意形式來實現，例如數字電路或模擬電路，也可以是數模混合電路。所述控制電路310可以獨立芯片的形式呈現，也可以是適用的處理器加載相應程序來實現。
如圖3所示，諧振功率轉換電路320接收輸入電壓Vin。所述變壓器350包括磁耦合的初級繞組351和次級繞組352。所述初級繞組351通過輸入電壓Vin存儲能量，並將能量傳遞至次級繞組352，從而產生輸出電壓Vout。在諧振功率轉換電路320中，直接或間接電連接至初級繞組351的電路被稱作初級側電路361，直接或間接電連接至次級繞組352的電路被稱作次級側電路362。
在電源裝置30運行期間，控制電路310輸出一個或多個控制信號308(如PWM信號等)用於控制諧振功率轉換電路320的相應的開關341和342的通斷，從而使諧振功率轉換電路320提供合適的輸出電壓Vout給負載160。
第一開關341和第二開關342可以串聯形式耦接。所述控制電路310控制第一開關341和第二開關342交替通斷，使第一開關341和第二開關342交替出現在包括初級繞組351的諧振回路中，將能量從初級繞組351傳遞至次級繞組352。第一開關341和第二開關342的交替通斷引起流經初級繞組351的電流幅值的變化，從而在初級繞組351中存儲能量。次級繞組352接收初級繞組351傳遞的能量後，將其轉化成輸出電壓Vout提供給負載160。
所述第一開關341和第二開關342可採用任意合適的可控開關來實現，例如場效應電晶體、雙極型電晶體等等。
在本發明實施例中，諧振功率轉換電路320的初級側電路361產生諧振電流Ir。所述控制電路310通過電流檢測電路340將諧振電流Ir轉換成第一信號Vr，並基於第一信號Vr控制第一開關341的關斷。在一個實施例中，所述第一信號Vr為電壓信號，所述諧振電流Ir為電流信號，所述第一信號Vr由諧振電流Ir轉化而來，兩者具有類似的波形。以下將詳細描述第一信號Vr如何輔助控制第一開關341的導通時長，從而提高諧振功率轉換電路320在輸出電壓Vout較低時的電路效率。在本發明部分實施例中，通過具體應用的部分參數信息，也可以估算諧振電流Ir的信息，從而利用該估算得到的諧振電流Ir的信息，也可以輔助控制第一開關341的導通時長。
應當理解，本發明諧振功率轉換電路可採用任何適用的拓撲。例如，在本發明部分實施例中，所述諧振功率轉換電路採用了非對稱半橋返馳式拓撲。在其他實施例中，本發明諧振功率轉換電路也可以採用其他合適的拓撲，例如LLC電路等。
圖4是根據本發明一實施例的電源裝置40的電路結構示意圖。如圖4所示，該電源裝置40包括諧振功率轉換電路420和用於控制諧振功率轉換電路420的控制電路410。所述諧振功率轉換電路420具有非對稱半橋返馳式拓撲，包括第一開關441、第二開關442、諧振電容Cr、變壓器150、次級開關443和輸出電容Co。所述變壓器150包括初級繞組151和次級繞組152，其中如圖所示的電感Lr為初級繞組151的漏感。在其他實施例中，該電感Lr也可以採用獨立的電感器件實現，或者也可以是獨立的電感器件和初級繞組151的漏感的疊加。應當理解，初級繞組151和電耦接至初級繞組151的器件(開關441、442、諧振電容Cr以及未在圖中示出的其他器件)構成初級側電路461，次級繞組152和電耦接至次級繞組152的器件(開關443、輸出電容Co以及未在圖中示出的其他器件)構成次級側電路462。
在圖4實施例中，所述第一開關441、第二開關442和第三開關443採用MOSFET(金屬氧化物半導體場效應管)來實現。所述第一開關441包括閘極G、汲極D、源極S、體二極管D1和源汲電容C1。所述第二開關442包括閘極G、汲極D、源極S、體二極管D2和源汲電容C2。所述第三開關443包括閘極G、汲極D、源極S、體二極管D3和源汲電容C3。應當理解，各開關對應的體二極管均為寄生二極管。
在圖4實施例中，所述控制電路410包括驅動器417和驅動器418，分別用於驅動第一開關441和第二開關442。所述驅動器417和驅動器418用於接收第一開關441和第二開關442的控制信號，並將對應控制信號的驅動能力放大後，分別用於提供至第一開關441和第二開關442的閘極控制第一開關441和第二開關442的通斷。所述第二開關442的汲極D耦接至輸入端203接收輸入電壓Vin，源極S耦接至開關端204。所述第一開關441的汲極D耦接至開關端204，源極S耦接至初級側參考地端201。所述第一開關441和第二開關442通過開關端204耦接至變壓器150的初級繞組151的一端。所述變壓器150的初級繞組151的另一端耦接至諧振電容Cr的一端。所述諧振電容Cr的另一端耦接至初級側參考地端201。
在本發明部分實施例中，諧振功率轉換電路420具有諧振回路，包括電感Lr，以及諧振電容Cr，耦接於開關端204和初級側參考地端201之間。也就是說，初級繞組151和諧振電容Cr串聯耦接在開關端204和初級側參考地端201之間。
在圖4實施例中，所述驅動器417和418集成於控制電路410。在部分實施例中，所述驅動器417和第一開關441集成在一起，所述驅動器418和第二開關442集成在一起。應當理解，所述驅動器417、418、開關441、442和控制電路410可以以任何適用的組合的形式集成於單個或多個芯片。
如圖4實施例所示，變壓器150的次級繞組152耦接在輸出端206和次級開關443之間。也就是說，次級繞組152和次級開關443串聯耦接在輸出端206和次級側參考地端202之間。在圖4實施例中，次級開關443採用MOSFET來實現，其閘極的控制信號210可由控制電路410提供，也可以由其他控制電路來提供。在部分實施例中，次級開關443也可以採用二極管來實現。
輸出電容Co耦接在輸出端206和次級側參考地端202之間。
如前所述，變壓器150的初級繞組151位於諧振回路之中，該諧振回路包括電感Lr、諧振電容Cr和初級繞組151。所述控制電路410輸出第一控制信號308-1和第二控制信號308-2分別控制第一開關441和第二開關442，使第一開關441和第二開關442的開關頻率等於或近似於諧振回路的諧振頻率。第一開關441和第二開關442交替通斷。當第一開關441關斷，第二開關442導通時，諧振回路儲存能量；當第一開關441導通，第二開關442關斷時，諧振回路的能量由初級繞組151轉移至次級繞組152。
如前所述，流過諧振回路的諧振電流Ir的信息通過第一信號Vr的形式被提供至控制電路410，參與對諧振功率轉換電路420的控制。在圖4實施例中，控制電路410包括過零檢測電路415和計數電路416。
所述過零檢測電路415接收第一信號Vr，通過檢測第一信號Vr來檢測指示諧振電流Ir由正至負穿越零點的過零事件，並輸出指示過零事件的過零檢測信號104。在一個實施例中，第一信號Vr為電壓信號，其波形與諧振電流Ir的波形一致。因此，第一信號Vr的過零點對應於諧振電流Ir的過零點。在一些實施例中，假定圖4所示的諧振電流Ir的方向為正方向，即諧振電流Ir從開關端204流向諧振電感Lr。在其他一些實施例中，當諧振電流Ir從諧振電感Lr流向開關端204時，諧振電流Ir的方向為負方向。
在一個實施例中，過零檢測電路415包括比較電路。在電路運行期間，所述比較電路通過第一信號Vr與值等於零或近似於零的過零閾值Vt相比較，並基於第一信號Vr和過零閾值Vt的比較結果輸出過零指示信號104。在一實施例中，當第一信號Vr下降至過零閾值Vt時，過零檢測電路415檢測到過零事件。不同狀態的過零指示信號104指示第一信號Vr和過零閾值Vt的不同的比較結果。例如，過零檢測信號104的第一狀態(如上升沿)表示第一信號Vr下降到過零閾值Vt，過零檢測信號104的第二狀態(如下降沿)表示第一信號Vr上升到過零閾值Vt。在一個實施例中，當第一信號Vr從0.5V下降到0V時，過零檢測信號104產生一個上升沿，當第一信號Vr從-0.5V上升到0V時，過零檢測信號104產生一個下降沿。
所述計數電路416接收過零檢測信號104，並基於過零檢測信號104計數過零事件的次數。在一些實施例中，計數電路416計數過零檢測信號104的第一狀態的次數以獲得過零事件的次數。在一些實施例中，當過零事件的次數達到一設定次數後，輸出控制信號106控制驅動器417關斷第一開關441。
圖5為根據本發明一實施例的電源裝置40的部分信號的波形示意圖。以下結合圖4和圖5來說明本發明電源裝置40的工作原理。
在圖5中，控制信號308-1和308-2的高電平狀態分別對應於第一開關441和第二開關442的導通狀態，低電平狀態分別對應於第一開關441和第二開關442的關斷狀態。
如圖5所示，在t20時刻，第一開關441處於關斷狀態，第二開關442導通，初級繞組151通過第二開關442連接至輸入電壓Vin，流過初級繞組151的諧振電流Ir上升。
在t21時刻，諧振電流Ir達到峰值，第二開關442關斷，第一開關441導通。應當理解，為避免第一開關441和第二開關442之間形成直通，損壞電路器件，第二開關442關斷和第一開關441導通之間設置有死區時間，即第一開關441和第二開關442均處於關斷狀態的時間。因為該死區時間較短，為敘述簡明和示圖清晰之故，圖5中未明示該時段。同樣地，第一開關441關斷和第二開關442導通期間也設置有死區時間。當第二開關442關斷，第一開關441導通後，電流Ir開始下降，且由電感Lr和諧振電容Cr組成的諧振回路開始振盪，其諧振週期Tr為 ，其中公式中的Lr表示電感Lr的感值，公式中的Cr表示諧振電容Cr的容值。
在t22時刻，第一信號Vr下降至過零閾值Vt。如前所述，第一信號Vr的波形與諧振電流Ir的波形一致，因此，在圖5中，第一信號Vr和諧振電流Ir由同一波形來表示。應當理解，諧振電流Ir為電流信號，第一信號Vr可以是電壓信號，因此，兩者在實際值方面並不相等，圖5中第一信號Vr和諧振電流Ir的波形僅作示意，說明本發明電路工作原理使用。過零閾值Vt的值接近於零，因此，第一信號Vr下降至過零閾值Vt的時刻對應於諧振電流Ir由正至負穿過零點的時刻。此時，過零檢測電路415輸出的過零檢測信號104由低電平跳轉至高電平，產生一個上升沿。計數電路416由過零檢測信號104的上升沿觸發，即計數電路416檢測到過零檢測信號104的上升沿後，計數1次。
在t22時刻之後，諧振電流Ir向下振盪至負向最大值後又開始向上振盪，直至在t23時刻，諧振電流Ir由負向正穿過零點，對應於第一信號Vr由負至正穿過過零閾值Vt，使過零檢測信號104發生跳轉，由高電平變為低電平。
在t24時刻，諧振電流Ir再次由正至負穿零，第一信號Vr由正至負穿過過零閾值Vt，過零檢測信號104由低電平跳變為高電平。計數電路416檢測到過零檢測信號104的上升沿後，再次計數。此時，計數電路416檢測到過零檢測信號104的兩次上升沿，總計數次數為2，達到預設的計數次數，計數電路416輸出控制信號106，該控制信號106通過驅動器417輸出第一控制信號308-1關斷第一開關441。
相比於現有技術，本發明實施例中，在諧振電流Ir第2次由上至下穿過零點時關斷第一開關441，減少了諧振回路中的電流振盪，從而減少了功率損耗，提高了電路效率。當第一開關441關斷後，諧振回路由電感Lr、諧振電容Cr和第一開關441的源汲電容C1組成。換句話說，在第一開關441關斷後，第一開關441的源汲電容C1參與了諧振回路。在關斷第一開關441後，負向的諧振電流Ir對源汲電容C1充電。由於源汲電容C1的電容值較小，導致開關端204的電壓被迅速拉高。因此，諧振電流Ir在向下振盪到較小負值(即絕對值較小)時開始向上振盪，因此，諧振電流Ir的振盪幅度減小，從而電路功率損耗減少，效率提高。
在t25時刻，變壓器150退磁結束。
在t26時刻，第二開關442再次導通，諧振功率轉換電路420的新的開關週期開始，工作過程重複，此處不再贅述。
在本發明部分實施例中，將第一信號Vr穿過過零閾值Vt來對應於諧振電流Ir穿過零點屬一種近似的做法。通過調整過零閾值Vt的值，使其接近於零，可調整電路控制的精確度。但應當理解，在實際電路中，由於電路器件的非理想特性和電路延時的存在，第一開關441的關斷時刻並不準確對應於諧振電流從正到負穿過零點的時刻，兩者之間存在一定的誤差。
同時，應當理解，本發明實施例中提到的在諧振電流Ir第二次從正至負穿越零點的時刻關斷第一開關441為示例說明。本領域普通工作人員可根據實際應用的需要，設置在諧振電流Ir第三次或第四次，或其他任意次時，從正至負穿越零點時關斷第一開關441。
圖6為根據本發明另一實施例的電源裝置60的電路結構示意圖。如圖6所示，該電源裝置60包括諧振功率轉換電路620和用於控制諧振功率轉換電路620的控制電路610。所述諧振功率轉換電路620具有非對稱半橋返馳式拓撲，包括第一開關441、第二開關442、諧振電容Cr、變壓器170、次級開關443和輸出電容Co。所述變壓器170包括初級繞組171、次級繞組172和輔助繞組173，其中如圖所示的電感Lr為初級繞組171的漏感。在其他實施例中，該電感Lr也可以採用獨立的電感器件實現，或者也可以是獨立的電感器件和初級繞組171的漏感的疊加。所述輔助繞組173與初級繞組171和次級繞組172磁耦合。
在圖6實施例中，所述輔助繞組173提供輸出電壓反饋信號Va，即輔助繞組電壓Va，用於表徵諧振功率轉換電路620的輸出電壓Vout。該輸出電壓反饋信號Va的值與輸出電壓Vout成比例，比例係數由輔助繞組173與次級繞組172的匝數比決定，即Va：Vout=N 173：N 172。也就是說Va=Vout×(N 173/N 172)，其中N 173為輔助繞組173的匝數，N 172為次級繞組172的匝數。本領域普通技術人員可以根據具體的電路應用參數以及所需的輸出電壓反饋信號Va的值，來決定輔助繞組173與次級繞組172的匝數比。在部分實施例中，也可以通過分壓電路對輸出電壓反饋信號Va進行分壓，再將分壓後的電壓信號提供至控制電路610。
在圖6實施例中，所述控制電路610包括過零檢測電路415、計數電路416和使能電路660。所述過零檢測電路415和計數電路416的工作原理如前所述。
所述控制電路610接收輸出電壓反饋信號Va後，將輸出電壓反饋信號Va提供至使能電路660。所述使能電路660檢測輸出電壓反饋信號Va，並在輸出電壓反饋信號Va表徵輸出電壓Vout在一定值以上時，例如5V，屏蔽控制信號106，否則，則使控制信號106可以通過驅動器417來控制第一控制信號308-1關斷第一開關441，即使能第一控制信號308-1關斷第一開關441。應當理解，所述使能電路660是基於輸出電壓反饋信號Va的值，來使能或禁用第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441的動作，而第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441的動作基礎是控制信號106。因而，使能或禁用第一控制信號308-1實施這一動作可通過屏蔽控制信號106來實現。也就是說，通過是否屏蔽控制信號106，可禁用或使能第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441。在部分實施例中，控制信號106可以是一個數據，該數據是否影響第一控制信號308-1則根據使能電路660檢測到的輸出電壓反饋信號Va來決定。
在圖6實施例中，所述使能電路660包括輸出電壓檢測電路661和屏蔽電路662。所述輸出電壓檢測電路661接收輸出電壓反饋信號Va，並輸出屏蔽信號107。所述屏蔽電路662接收屏蔽信號107，並基於屏蔽信號107，決定是否屏蔽控制信號106。
在一個實施例中，所述輸出電壓檢測電路661包括比較電路。所述比較電路接收輸出電壓反饋信號Va，將其與一屏蔽閾值Vtb相比較，並根據比較結果輸出屏蔽信號107。在一個實施例中，所述控制信號106在輸出電壓Vout小於5V時工作。在該實施例中，若輸出電壓反饋信號Va與輸出電壓Vout的比例為1：5，則屏蔽閾值Vtb的取值為1V。當輸出電壓反饋信號Va小於1V時，控制信號106提供至驅動器417，否則，控制信號106被屏蔽，不影響第一控制信號308-1對第一開關441的控制。
在一個實施例中，屏蔽電路662包括開關。該開關由屏蔽信號107控制。當屏蔽信號107表徵輸出電壓Vout小於相應的閾值時，即輸出電壓反饋信號Va小於屏蔽閾值Vtb時，所述開關導通，控制信號106可通過屏蔽電路662，提供至驅動器417，否則，所述開關關斷，控制信號106被屏蔽電路662屏蔽，不能作用於驅動器417。
應當理解，使能電路660也可通過其他方式來實現對控制信號106的屏蔽，例如通過程序或數字電路等來實現屏蔽功能。也可以通過對電路的禁用來屏蔽控制信號106，例如可以禁用計數電路416和/或過零檢測電路415等，使其無法提供控制信號106。
本領域普通技術人員應當知道，輔助繞組電壓Va在次級開關443導通期間反饋輸出電壓Vout的大小，而除此之外，輔助繞組電壓Va並不表徵輸出電壓Vout。現有技術中常用的方法是在次級開關443導通期間採樣保持輔助繞組電壓Va。由於該方法比較常用且為本領域普通技術人員熟知，因此，本發明實施例中省略了該部分採樣保持電路的結構和相應的說明。應當理解，在本發明實施例中所提到的輸出電壓反饋信號Va，是經處理後的反饋輸出電壓Vout的電路信號。同時應當理解，圖6中通過輔助繞組173來檢測輸出電壓Vout，是得到輸出電壓Vout的信息的一種方式。其他方式，例如通過數字電路估算等，也可以得到輸出電壓Vout的信息。
在圖6實施例中，在輸出電壓Vout大於相應的閾值時，控制信號106被屏蔽而不實施對第一開關441的控制。應當理解，屏蔽控制信號106對第一開關441的影響可以有很多種方式，例如可以採用屏蔽信號107來禁用計數電路416或過零檢測電路415，或者採用屏蔽信號107來屏蔽過零檢測信號104。在本發明部分實施例中，使能電路660的作用是為了使控制信號106在一定的輸出電壓條件下工作，例如在輸出電壓Vout小於5伏時，而在其他輸出電壓條件下禁止工作，例如在輸出電壓Vout大於等於5伏時。
圖6實施例中，過零檢測電路415和計數電路416的工作原理與圖5實施例中一致，此處不再展開敘述。
圖7為根據本發明又一實施例的電源裝置70的電路結構示意圖。如圖7所述，該電源裝置70包括諧振功率轉換電路720和用於控制諧振功率轉換電路720的控制電路410。所述諧振功率轉換電路720具有非對稱半橋拓撲，包括第一開關741、第二開關742、諧振電容Cr、變壓器150、次級開關443和輸出電容Co。
與圖4所示實施例相比，圖7所示的諧振功率轉換電路720的初級側電路的結構略有區別。在圖7中，所述第一開關741位於高側，所述第二開關742位於低側。具體來講，所述第一開關741的汲極D耦接至輸入端203接收輸入電壓Vin，源極S耦接至開關端204。所述第二開關742的汲極D耦接至開關端204，源極S耦接至初級側參考地端201。所述第一開關741的汲極D耦接至變壓器150的初級繞組151的一端。所述變壓器150的初級繞組151的另一端耦接至諧振電容Cr的一端。所述諧振電容Cr的另一端耦接至開關端204。
在圖7實施例中，所述控制電路410包括驅動器417和驅動器418，分別用於驅動第一開關741和第二開關742。所述驅動器417輸出第一控制信號308-1用於控制第一開關741，所述驅動器418輸出第二控制信號308-2用於控制第二開關742。當第一開關741關斷，第二開關742導通時，諧振回路儲存能量；當第一開關741導通，第二開關742關斷時，諧振回路的能量由初級繞組151傳遞至次級繞組152。
應當理解，在圖7實施例中，雖然第一開關741和第二開關742的位置正好與圖4實施例中的第一開關441和第二開關442相反，但相同的是，當第一開關441/741導通時，初級繞組151向次級繞組152傳遞能量；當第二開關442/742導通時，初級繞組151儲存能量。也就是說，在本發明實施例中，第一開關對應的是閉合後使初級側電路形成諧振回路，產生電流振盪的開關，第二開關對應的是閉合後使初級繞組儲存能量的開關。相應地，驅動器417輸出第一控制信號308-1用於驅動第一開關741，驅動器418輸出第二控制信號308-2用於驅動第二開關742。
電源裝置70的工作原理與電源裝置40的工作原理類似，其部分信號(控制信號308-1、308-2，第一信號Vr、諧振電流Ir和過零檢測信號104)的波形也如圖5所示，因此此處不再贅述。
圖8為根據本發明又一實施例的電源裝置80的電路結構示意圖。如圖8所示，該電源裝置80包括諧振功率轉換電路820和用於控制諧振功率轉換電路820的控制電路610。所述諧振功率轉換電路820具有非對稱半橋返馳式拓撲，包括第一開關741、第二開關742、諧振電容Cr、變壓器170、次級開關443和輸出電容Co。
與圖4所示實施例相比，圖8所示的諧振功率轉換電路720的初級側電路中，所述第一開關741位於高側，所述第二開關742位於低側。具體來講，所述第一開關741的汲極D耦接至輸入端203接收輸入電壓Vin，源極S耦接至開關端204。所述第二開關742的汲極D耦接至開關端204，源極S耦接至初級側參考地端201。所述第一開關741和第二開關742通過開關端204耦接至變壓器170的初級繞組171的一端。所述變壓器170的初級繞組171的另一端耦接至諧振電容Cr的一端。所述諧振電容Cr的另一端耦接至初級側參考地端201。
在圖8實施例中，所述控制電路610包括驅動器417和驅動器418，分別用於驅動第一開關741和第二開關742。所述驅動器417輸出第一控制信號308-1用於控制第一開關741，所述驅動器418輸出第二控制信號308-2用於控制第二開關742。當第一開關741關斷，第二開關742導通時，諧振回路儲存能量；當第一開關741導通，第二開關742關斷時，諧振回路的能量由初級繞組171傳遞至次級繞組172。
在圖8實施例中，所述控制電路610包括過零檢測電路415、計數電路416和使能電路660。所述過零檢測電路415、計數電路416和使能電路660的工作原理如前所述，此處不再贅述。
圖9為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路90的電路結構示意圖。與圖4所示的諧振功率轉換電路420相比，所述諧振功率轉換電路90進一步包括電流檢測電阻Rcs，與諧振電容Cr和初級繞組151串聯耦接，即在檢測端901和初級側參考地端201之間，位於諧振電流Ir流過的諧振回路中。當諧振電流Ir流過電流檢測電阻Rcs時，在電流檢測電阻Rcs上產生第一信號Vr，即檢測端901提供第一信號Vr，該第一信號Vr的值為Vr=Ir×Rcs，即第一信號Vr的值與諧振電流Ir的值成正比例關係，比例係數的值為電流檢測電阻Rcs的阻值。該第一信號Vr被提供至如前所述的控制電路410或610，成為控制相應電路的第一開關的控制基礎。
圖10為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路100的電路結構示意圖。與圖4所示的諧振功率轉換電路420相比，所述諧振功率轉換電路100進一步包括電流檢測電路920，具有輸入端耦接至諧振電容Cr的一端，即諧振電容端101，具有輸出端提供第一信號Vr。所述電流檢測電路920包括電容Cs、電阻Ra和濾波電路190。所述電容Cs和電阻Ra串聯耦接在諧振電容端101和初級側參考地端201之間。在電路工作時，所述諧振電流Ir流過諧振電容Cr和電容Cs，其中流過電容Cs的電流Ics的大小與諧振電容Cr和電容Cs的容值大小相關，為 ，在該公式中，Ics表示電流Ics的值，Ir表示諧振電流Ir的值，Cs表示電容Cs的容值，Cr表示諧振電容Cr的容值。由此可知，電流Ics的值與諧振電流Ir的值成正比，比例係數為Cs/(Cr+Cs)。當電流Ics流過電阻Ra時，在電阻Ra上產生電壓Ics×Ra，其中Ra表示電阻Ra的阻值，代入前述公式得到電壓 ，該電壓經過濾波電路190濾波後生成第一信號Vr，也就是說 。從該式中可以看到，第一信號Vr的值與諧振電流Ir的值成正比關係，且比例係數為 。通過合理地選擇電阻Ra的阻值，以及電容Cs的容值，可得到所需的第一信號Vr的值。該第一信號Vr被提供至如前所述的控制電路410或610，成為控制相應電路的第一開關的控制基礎。
在本發明部分實施例中，電流檢測電路920集成於控制電路410或控制電路610。
圖11為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路110的電路結構示意圖。與圖7所示的諧振功率轉換電路720相比，所述諧振功率轉換電路110進一步包括電流檢測電阻Rcs和電流檢測電路130，所述電流檢測電阻Rcs與諧振電容Cr和初級繞組151串聯耦接，在檢測端209和開關端204之間，位於諧振電流Ir流過的諧振回路中。當諧振電流Ir流過電流檢測電阻Rcs時，在電流檢測電阻Rcs上產生電壓。所述電壓檢測電路130具有兩個輸入端分別耦接至電流檢測電阻Rcs的兩端，並基於電流檢測電阻Rs兩端的電壓產生第一信號Vr，在一個實施例中，所述電壓檢測電路130包括差分放大電路，所述第一信號Vr的值與諧振電流Ir的值成正比例關係，比例係數為Rcs×A1，其中A1為差分放大電路的放大係數。該第一信號Vr被提供至如前所述的控制電路410或610，成為控制相應諧振功率轉換電路的第一開關的控制基礎。在本發明部分實施例中，電壓檢測電路130集成於控制電路410或控制電路610。
圖12為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路120的電路結構示意圖。與圖7所示的諧振功率轉換電路720相比，所述諧振功率轉換電路120進一步包括電流檢測電路920，具有輸入端耦接至諧振電容Cr的一端，即諧振電容端701，具有輸出端提供第一信號Vr。所述電流檢測電路920包括電容Cs、電阻Ra和濾波電路190。所述電容Cs和電阻Ra串聯耦接在諧振電容端701和初級側參考地端201之間。在電路工作時，所述諧振電流Ir流過諧振電容Cr和電容Cs，其中流過電容Cs的電流Ics的大小與諧振電容Cr和電容Cs的容值大小相關，為 ，在該公式中，Ics表示電流Ics的值，Ir表示諧振電流Ir的值，Cs表示電容Cs的容值，Cr表示諧振電容Cr的容值。由此可知，電流Ics的絕對值與諧振電流Ir的絕對值成正比，比例係數為Cs/(Cr+Cs)。當電流Ics流過電阻Ra時，在電阻Ra上產生電壓Ics×Ra，其中Ra表示電阻Ra的阻值，代入前述公式得到電壓為 ，該電壓經過濾波電路190濾波後生成第一信號Vr，也就是說 。從該式中可以看到，第一信號Vr的值與諧振電流Ir的值成正比關係，且比例係數為 。通過合理地選擇電阻Ra的阻值，以及電容Cs的容值，可得到所需的第一信號Vr的值。該第一信號Vr被提供至如前所述的控制電路410或610，成為控制相應電路的第一開關的控制基礎。
圖13為根據本發明一實施例的電源裝置130的電路結構示意圖。如圖13所示，該電源裝置130包括諧振功率轉換電路1320和用於控制諧振功率轉換電路1320的控制電路1310。所述諧振功率轉換電路1320具有非對稱半橋返馳式拓撲，包括第一開關441、第二開關442、諧振電容Cr、變壓器150、次級開關443和輸出電容Co。所述變壓器150包括初級繞組151和次級繞組152，其中如圖所示的電感Lr為初級繞組151的漏感。在其他實施例中，該電感Lr也可以採用獨立的電感器件實現，或者也可以是獨立的電感器件和初級繞組151的漏感的疊加。應當理解，初級繞組151和電耦接至初級繞組151的器件(開關441、442、諧振電容Cr以及未在圖中示出的其他器件)構成初級側電路1361，次級繞組152和電耦接至次級繞組152的器件(開關443、輸出電容Co以及未在圖中示出的其他器件)構成次級側電路1362。
在圖13實施例中，在第一開關441導通，第二開關442關斷期間，流過諧振回路的諧振電流Ir的信息通過諧振電容Cr的容值和電感Lr的感值來估算。其中，圖13中的標記133表示諧振電容Cr的容值信息，標記134表示電感Lr的感值信息，所述諧振電容Cr的容值信息和所述電感Lr的感值信息，以數據的形式提供至控制電路1310。在部分實施例中，所述諧振電容Cr的容值信息和所述電感Lr的感值信息也可以信號的形式提供至控制電路1310。
所述控制電路1310包括諧振週期計算電路315和時長控制電路316。所述諧振週期計算電路315包括記憶單元315S，用於儲存諧振電容Cr的容值信息133和電感Lr的感值信息134。所述週期計算電路315通過諧振電容Cr的容值和電感Lr的感值來計算諧振功率轉換電路1320的諧振回路的諧振週期Tr，並得到包含諧振週期Tr信息的諧振週期信息103。其中， 。所述時長控制電路316接收諧振週期信息103，並基於諧振週期Tr的長度，輸出控制信號105用於控制第一開關441的導通時長。其中，所述時長控制電路316在第一開關441導通時刻開始，經過1.1倍至1.4倍的諧振週期Tr的時長，輸出控制信號105用於控制關斷第一開關441。在一個實施例中，所述控制信號105通過驅動器417來控制第一控制信號308-1關斷第一開關441。在一個實施例中，所述時長控制電路316進一步接收第一控制信號308-1，以判斷第一開關441導通的時刻。應當理解，其他用於指示第一開關441導通時刻的信號(例如在控制電路1310中用於生成第一控制信號308-1的部分電路的中間信號)也可以用於本發明實施例，以作為計算第一開關441的關斷時刻的其中一個基準。在一個實施例中，所述控制電路1310在第一開關441導通時刻開始，經過1.25倍的諧振週期Tr的時長，控制關斷第一開關441。理想情況下，自第一開關441導通時刻開始，經過1.25倍的諧振週期Tr的時長後所對應的時間節點，為諧振電流Ir第二次從正至負穿越零點的時刻。然而實際電路元件的非理想特性以及電路延時的存在，使諧振電流Ir第二次從正至負穿越零點的時刻並不準確對應於自第一開關441導通時刻開始，經過1.25倍的諧振週期Tr的時長。因此，在實際應用中，本領域普通技術人員可以根據實際應用電路的情況，選擇自第一開關441導通時刻開始，經過1.1倍至1.4倍的諧振週期Tr的時長後所對應的時間節點來關斷第一開關441。也就是說，自第一開關441導通時刻開始後經過1.1倍至1.4倍的諧振週期Tr的時長，表徵了諧振電流Ir第二次從正至負穿越零點的時刻。
在部分實施例中，可通過其他方式得到諧振週期Tr的時長，例如在部分應用中，諧振週期Tr的長度預先設定，而諧振電容Cr的容值和電感Lr的感值則通過預設的諧振週期Tr來決定。在這些實施例中，預設的諧振週期Tr可直接存儲於記憶單元315S或都控制電路1310可通過接口電路來接收包括該諧振週期Tr的信息的數據。
圖14為根據本發明一實施例的電源裝置130的部分信號的波形示意圖。以下結合圖13和圖14來說明本發明電源裝置130的工作原理。
在圖14中，控制信號308-1和308-2的高電平狀態分別對應於第一開關441和第二開關442的導通狀態，低電平狀態分別對應於第一開關441和第二開關442的關斷狀態。
如圖14所示，在t30時刻，第一開關441處於關斷狀態，第二開關442導通，初級繞組151通過第二開關442連接至輸入電壓Vin，流過初級繞組151的電流Ir上升。
在t31時刻，電流Ir達到峰值，第二開關442關斷，第一開關441導通。應當理解，為避免第一開關441和第二開關442之間形成直通，損壞電路器件，第二開關442關斷和第一開關441導通之間設置有死區時間，即第一開關441和第二開關442均處於關斷狀態的時間。因為該死區時間較短，為敘述簡明和示圖清晰之故，圖14中未明示該時段。同樣地，第一開關441關斷和第二開關442導通期間也設置有死區時間。當第二開關442關斷，第一開關441導通後，電流Ir開始下降，且由電感Lr和諧振電容Cr組成的諧振回路開始振盪，其諧振週期Tr為 ，其中公式中的Lr表示電感Lr的感值，公式中的Cr表示諧振電容Cr的容值。
在t32時刻，第一開關441的導通時長達到諧振週期Tr的1.25倍，所述控制信號105產生脈衝。該脈衝將通過驅動器417控制第一控制信號308-1，使其關斷第一開關441。
在t33時刻，變壓器150退磁結束。
在t34時刻，第二開關442再次導通，諧振功率轉換電路1320的新的開關週期開始，工作過程重複，此處不再贅述。
本發明實施例的控制電路1310不僅適用於如圖13等所示的第一開關441位於低側的諧振功率轉換電路，也同樣適用於如圖8等所示的第一開關741位於高側的諧振功率轉換電路。
圖15為根據本發明一實施例的電源裝置150的電路結構示意圖。如圖15所示，該電源裝置150包括諧振功率轉換電路1520和用於控制諧振功率轉換電路1520的控制電路1510。所述諧振功率轉換電路1520具有非對稱半橋返馳式拓撲，包括第一開關441、第二開關442、諧振電容Cr、變壓器170、次級開關443和輸出電容Co。所述變壓器170包括初級繞組171、次級繞組172和輔助繞組173，其中如圖所示的電感Lr為初級繞組171的漏感。在其他實施例中，該電感Lr也可以採用獨立的電感器件實現，或者也可以是獨立的電感器件和初級繞組171的漏感的疊加。所述輔助繞組173與初級繞組171和次級繞組172磁耦合。
在圖15實施例中，所述輔助繞組173提供輸出電壓反饋信號Va，用於表徵諧振功率轉換電路1520的輸出電壓Vout。該輸出電壓反饋信號Va的值與輸出電壓Vout成比例，比例係數由輔助繞組173與次級繞組172的匝數比決定，即Va：Vout=N 173：N 172。也就是說Va=Vout×(N 173/N 172)，其中N 173為輔助繞組173的匝數，N 172為次級繞組172的匝數。本領域普通技術人員可以根據具體的電路應用參數以及所需的輸出電壓反饋信號Va的值，來決定輔助繞組173與次級繞組172的匝數比。在部分實施例中，也可以通過分壓電路對輸出電壓反饋信號Va進行分壓，再將分壓後的電壓信號提供至控制電路1510。
在圖15實施例中，所述控制電路1510包括諧振週期計算電路315、時長控制電路316和使能電路660。諧振週期計算電路315、時長控制電路316和使能電路660的電路結構和工作原理均如前所述，此處不再贅述。
所述控制電路1510接收輸出電壓反饋信號Va後，將輸出電壓反饋信號Va提供至使能電路660。所述使能電路660檢測輸出電壓反饋信號Va，並在輸出電壓反饋信號Va表徵輸出電壓Vout在一定值以上時，例如5V，屏蔽控制信號105，否則，則使控制信號105可以通過驅動器417來產生第一控制信號308-1控制第一開關441的關斷。
在圖15實施例中，在輸出電壓Vout大於相應的閾值時，控制信號105被屏蔽而不實施對第一開關441的控制，即不通過驅動器417來輸出第一控制信號308-1來關斷第一開關441。應當理解，所述使能電路660是基於輸出電壓反饋信號Va的值，來使能或禁用第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441，而第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441的動作基礎是控制信號105。因而，使能或禁用第一控制信號308-1實施這一動作可通過屏蔽控制信號105來實現。也就是說，通過是否屏蔽控制信號105，可禁用或使能第一控制信號308-1在諧振電流Ir第二次從正至負穿過零點的時刻關斷第一開關441。在部分實施例中，控制信號105可以是一個數據，該數據是否影響第一控制信號308-1則根據使能電路660檢測到的輸出電壓反饋信號Va來決定。應當理解，屏蔽控制信號105對第一開關441的影響可以有很多種方式，例如可以採用屏蔽信號107來禁用時長控制電路316或諧振週期計算電路315，或同時禁用兩者。在本發明部分實施例中，使能電路660的作用是為了使控制信號105在一定的輸出電壓條件下工作，例如在輸出電壓Vout小於5伏時，而在其他輸出電壓條件下禁止工作，例如在輸出電壓Vout大於等於5伏時。本發明實施例示出了使能電路660通過隔絕或通過控制信號105來達到使控制信號105在一定的輸出電壓條件下工作的目的，應當理解，其他方式，例如禁用時長控制電路316和/或諧振週期計算電路315等，使其無法提供控制信號105，也可以實現屏蔽控制信號105的目的。
所述諧振週期計算電路315和時長控制電路316的工作原理如前所述，此處不再展開敘述。在部分實施例中，諧振週期計算電路315和時長控制電路316通過數字電路或程序來實現。在這些實施例中，圖13和圖15中的部分連接和信號並不一定實際存在，可以數據和鏈接的方式實現，例如其中的諧振週期信息103，可以是包括諧振週期Tr的信息的數據，該數據可能存在於寄存器或其他記憶單元中，可供讀取。也就是說，本發明實施例僅為說明電路工作原理之用，根據本說明書提供的本發明實施例的電路的工作原理，可衍生出多種形式的電路來實現本發明實施例。
本發明實施例的控制電路1310和1510不僅適用於如圖13和15等所示的第一開關441位於低側的諧振功率轉換電路，也同樣適用於如圖8等所示的第一開關741位於高側的諧振功率轉換電路。
應當理解，本發明實施例中的控制電路可採用數字電路的形式或程序的形式實現。因此，控制電路中的各電路連接結構和各信號並不一定實際存在，例如控制信號106可以是一個信息，以數據的形式存在。同時，本發明中的部分輸入端和輸出端既可以是實際芯片的引腳或電路的端口，也可以是用於數據傳輸的接口。例如控制電路用於接收與流經諧振回路的諧振電流相關的諧振電流信息，可以是芯片的引腳，用於接收表徵諧振電流的電壓或電流信號，或是用於接收表徵變壓器初級繞組漏感和諧振電容的值的信號；也可以是數據接口，用於接收表徵變壓器初級繞組漏感和諧振電容的信息，或是諧振電流信息的數據。
圖16為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路的控制方法160的流程示意圖。所述諧振功率轉換電路包括前述實施例中的各諧振功率轉換電路。所述諧振功率轉換電路包括第一開關、第二開關、變壓器和諧振電容。第一開關和第二開關串聯耦接在輸入端和初級側參考地端之間。當所述第一開關導通時，所述諧振功率轉換電路的諧振電容和諧振電感發生諧振。所述諧振電感可以是諧振功率轉換電路的初級繞組的漏感，也可以是單獨的電感元件提供的電感，或者是兩者的結合。所述控制方法160包括：步驟1601，控制諧振功率轉換電路中的第一開關和第二開關，以調節諧振功率轉換電路的變壓器的初級繞組到次級繞組的能量轉移，其中諧振功率轉換電路的諧振回路包括所述初級繞組和諧振電容；步驟1602，接收與流經諧振回路的諧振電流相關的諧振電流信息；以及步驟1603，基於所述諧振電流信息，控制第一開關關斷。
在一個實施例中，所述控制方法160還包括步驟1604，檢測諧振功率轉換電路的輸出電壓，並在所述輸出電壓低於一設定值時，實施基於所述諧振電流信息控制第一開關關斷的動作。
在一個實施例中，所述諧振電流信息包括諧振電流的實際值，所述步驟1603包括：檢測指示諧振電流從正至負穿越零點的過零事件；以及當過零事件的次數達到設定次數時，控制第一開關關斷。
在一個實施例中，所述諧振電流信息包括在第一開關導通，第二開關關斷期間的諧振回路的諧振週期，所述基於所述諧振電流信息，控制第一開關關斷包括在第一開關的導通時長達到諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷第一開關。
在一個實施例中，所述諧振電流信息包括在第一開關導通，第二開關關斷期間的諧振回路的諧振週期，所述基於所述諧振電流信息，控制第一開關關斷包括在第一開關的導通時長達到諧振週期的1.25倍時關斷第一開關。
在一個實施例中，所述諧振電流信息包括所述變壓器的初級繞組的漏感值和諧振回路中的諧振電容的容值，其中，所述步驟1603包括：基於所述漏感值和諧振電容的容值計算諧振回路的諧振週期；以及基於所述諧振週期，在所述第一開關的導通時長達到所述諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷第一開關。
在一個實施例中，所述諧振電流信息包括所述變壓器的初級繞組的漏感值和諧振回路中的諧振電容的容值，其中，所述步驟1603包括：基於所述漏感值和諧振電容的容值計算諧振回路的諧振週期；以及基於所述諧振週期，在所述第一開關的導通時長達到所述諧振週期的1.25倍時關斷第一開關。
雖然已參照幾個典型實施例描述了本發明，但應當理解，所用的術語是說明和示例性、而非限制性的術語。由於本發明能夠以多種形式具體實施而不脫離發明的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋，因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和改型都應為隨附申請專利範圍所涵蓋。
10:非對稱半橋返馳式變換器 30,40,60,70,80,130:電源裝置 101,701:諧振電容端 103:諧振週期信息 104:過零檢測信號 105,106,210:控制信號 107:屏蔽信號 133:容值信息 134:感值信息 141,341,741:第一開關 142,342,742:第二開關 150,170,350:變壓器 151:初級繞組 152:次級繞組 171,351:初級繞組 172,352:次級繞組 173:輔助繞組 190:濾波電路 160:負載 201:初級側參考地端 202:次級側參考地端 203:輸入端 204:開關端 206:輸出端 308:控制信號 308-1,G1:第一控制信號 308-2,G2:第二控制信號 310,410,610,1310,1510:控制電路 315:諧振週期計算電路 315S:記憶單元 316:時長控制電路 90,100,110,120,320,420,620,720,820,1320,1520:諧振功率轉換電路 340,920:電流檢測電路 361,461,1361:初級側電路 362,462,1362:次級側電路 415:過零檢測電路 416:計數電路 417,418:驅動器 441,442:開關 443:次級開關 660:使能電路 661:輸出電壓檢測電路 662:屏蔽電路 209,901:檢測端 1601~1603:方法 Vout:輸出電壓 Vin:輸入電壓 Co:輸出電容 Cr:諧振電容 Lr:電感 G:閘極 D:汲極 S:源極 D1,D2,D3:體二極管 C1,C2,C3:源汲電容 Ir:諧振電流 Is,Ics:電流 Vr:第一信號 Va:輸出電壓反饋信號 Vtb:屏蔽閾值 Rcs:電流檢測電阻 Cs:電容 Ra:電阻
為了更好的理解本發明，將根據以下附圖對本發明進行詳細描述：
[圖1]為現有的非對稱半橋返馳式變換器10的結構示意圖；
[圖2]為非對稱半橋返馳式變換器10的輸出電壓Vout較小時部分信號的波形示意圖；
[圖3]為根據本發明一實施例的電源裝置30的電路結構示意圖；
[圖4]是根據本發明一實施例的電源裝置40的電路結構示意圖；
[圖5]為根據本發明一實施例的電源裝置40的部分信號的波形示意圖；
[圖6]為根據本發明另一實施例的電源裝置60的電路結構示意圖；
[圖7]為根據本發明又一實施例的電源裝置70的電路結構示意圖；
[圖8]為根據本發明又一實施例的電源裝置80的電路結構示意圖；
[圖9]為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路90的電路結構示意圖；
[圖10]為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路100的電路結構示意圖；
[圖11]為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路110的電路結構示意圖；
[圖12]為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路120的電路結構示意圖；
[圖13]為根據本發明一實施例的電源裝置130的電路結構示意圖；
[圖14]為根據本發明一實施例的電源裝置130的部分信號的波形示意圖；
[圖15]為根據本發明一實施例的電源裝置150的電路結構示意圖；
[圖16]為根據本發明一實施例的諧振功率轉換電路的控制方法160的流程示意圖。
30:電源裝置
341:第一開關
342:第二開關
350:變壓器
351:初級繞組
352:次級繞組
160:負載
308:控制信號
310:控制電路
320:諧振功率轉換電路
340:電流檢測電路
361:初級側電路
362:次級側電路
Vout:輸出電壓
Vin:輸入電壓
Cr:諧振電容
Ir:諧振電流

Claims (19)

  1. 一種非對稱半橋返馳式變換器的控制電路，該非對稱半橋返馳式變換器包括一第一開關、一第二開關、一變壓器和一諧振電容，所述控制電路包括： 一輸入端，接收一諧振電流信息，其中該諧振電流信息與流經一諧振回路的一諧振電流相關，以及其中該諧振回路包括該變壓器的一初級繞組和該諧振電容；以及 一輸出端，基於所述諧振電流信息，輸出一第一控制信號控制該第一開關關斷。
  2. 如請求項1所述的控制電路，還包括一輸出電壓檢測電路，接收表徵該非對稱半橋返馳式變換器的一輸出電壓的一輸出電壓反饋信號，並基於所述輸出電壓反饋信號，屏蔽或使能所述第一控制信號。
  3. 如請求項2所述的控制電路，其中所述輸出電壓檢測電路，從磁耦接至所述初級繞組的一輔助繞組接收該輸出電壓反饋信號。
  4. 如請求項1所述的控制電路，其中所述諧振電流信息包括表徵該諧振電流實際值的一第一信號。
  5. 如請求項4所述的控制電路，還包括： 一過零檢測電路，接收表徵該諧振電流實際值的該第一信號，並基於該第一信號檢測指示該諧振電流從正至負穿越零點的一過零事件，且輸出指示該過零事件的一過零檢測信號；以及 一計數電路，接收該過零檢測信號，並基於該過零檢測信號計數該過零事件的一次數； 其中所述第一控制信號在該過零事件的該次數達到一設定次數時控制該第一開關關斷。
  6. 如請求項1所述的控制電路，其中所述諧振電流信息包括該諧振回路的一諧振週期。
  7. 如請求項6所述的控制電路，其中所述第一控制信號在該第一開關的一導通時長達到該諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷該第一開關。
  8. 如請求項1所述的控制電路，其中所述諧振電流信息包括所述諧振回路中的一諧振電感的一感值和該諧振電容的一容值。
  9. 如請求項8所述的控制電路，還包括： 一諧振週期計算電路，基於所述諧振電感的該感值和該諧振電容的該容值計算諧振週期；以及 一時長控制電路，基於所述諧振週期，在所述第一開關的一導通時長達到所述諧振週期的1.1至1.4倍之間時輸出該第一控制信號關斷該第一開關。
  10. 一種電源裝置，包括： 一非對稱半橋返馳式變換器，包括一第一開關、一第二開關、一變壓器和一諧振電容，其中該第一開關和該第二開關串聯耦接在一輸入端和一初級側參考地端，所述變壓器包括一初級繞組和一次級繞組；以及 一控制電路，接收一諧振電流信息，並基於所述諧振電流信息，輸出一第一控制信號控制該第一開關關斷，其中該諧振電流信息與流經一諧振回路的一諧振電流相關，以及其中該諧振回路包括該初級繞組和該諧振電容。
  11. 如請求項10所述的電源裝置，其中所述控制電路包括： 一輸出電壓檢測電路，從磁耦接至該變壓器的該初級繞組的一輔助繞組接收表徵該非對稱半橋返馳式變換器的一輸出電壓的一輸出電壓反饋信號，並基於所述輸出電壓反饋信號，屏蔽或使能所述第一控制信號。
  12. 如請求項10所述的電源裝置，其中所述諧振電流信息包括表徵該諧振電流的一第一信號，所述控制電路包括： 一過零檢測電路，接收表徵該諧振電流的該第一信號，並基於該第一信號檢測指示該諧振電流從正至負穿越零點的一過零事件，且輸出指示該過零事件的一過零檢測信號；以及 一計數電路，接收該過零檢測信號，並基於該過零檢測信號計數該過零事件的一次數； 其中所述第一控制信號在該過零事件的該次數達到一設定次數時控制該第一開關關斷。
  13. 如請求項10所述的電源裝置，其中所述諧振電流信息包括在該第一開關導通，該第二開關關斷期間，該諧振回路的一諧振週期，所述第一控制信號在該第一開關的一導通時長達到該諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷該第一開關。
  14. 如請求項10所述的電源裝置，其中所述諧振電流信息包括所述諧振回路中的一諧振電感的一感值和該諧振電容的一容值，所述控制電路包括： 一諧振週期計算電路，基於所述諧振電感的該感值和該諧振電容的該容值計算一諧振週期；以及 一時長控制電路，基於所述諧振週期，在所述第一開關的一導通時長達到所述諧振週期的1.1倍至1.4倍之間時輸出該第一控制信號關斷該第一開關。
  15. 一種諧振功率轉換電路的控制方法，該諧振功率轉換電路包括一第一開關、一第二開關、一變壓器和一諧振電容，所述控制方法包括： 控制該諧振功率轉換電路中的該第一開關和該第二開關，以調節該諧振功率轉換電路的該變壓器的一初級繞組到一次級繞組的能量轉移，其中所述諧振功率轉換電路的一諧振回路包括所述初級繞組和該諧振電容； 接收與流經該諧振回路的一諧振電流相關的一諧振電流信息；以及 基於所述諧振電流信息，控制該第一開關關斷。
  16. 如請求項15所述的控制方法，還包括： 檢測該諧振功率轉換電路的一輸出電壓，並在所述輸出電壓低於一設定值時，實施基於所述諧振電流信息控制該第一開關關斷的動作。
  17. 如請求項15所述的控制方法，其中所述諧振電流信息包括該諧振電流的實際值，所述基於所述諧振電流信息，控制該第一開關關斷包括： 檢測指示該諧振電流從正至負穿越零點的一過零事件；以及 當該過零事件的一次數達到一設定次數時，控制該第一開關關斷。
  18. 如請求項15所述的控制方法，其中所述諧振電流信息包括在該第一開關導通，該第二開關關斷期間，該諧振回路的一諧振週期，所述基於所述諧振電流信息，控制該第一開關關斷包括在該第一開關的一導通時長達到該諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷該第一開關。
  19. 如請求項15所述的控制方法，其中所述諧振電流信息包括所述諧振回路中的一諧振電感的一感值和該諧振電容的一容值，所述基於所述諧振電流信息，控制該第一開關關斷包括： 基於所述諧振電感的該感值和該諧振電容的該容值計算一諧振週期；以及 基於所述諧振週期，在所述第一開關的一導通時長達到所述諧振週期的1.1至1.4倍之間時關斷該第一開關。
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