JP2019030047A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置において、スイッチング素子の損失を低減させる。【解決手段】電力変換装置１は、Ｚソース昇圧回路２０と、複数のスイッチング素子３１〜３６を有し、Ｚソース昇圧回路２０の出力に接続されたインバータ回路３０と、コンデンサ２３及びコンデンサ２４に印加されたコンデンサ印加電圧に基づき、複数のスイッチング素子３１〜３６を制御する制御部７０と、を備え、制御部７０は、インバータ回路３０が出力する３相電圧の指令値である３相電圧指令に対応する値とコンデンサ印加電圧との比較に基づき、スイッチング素子３１〜３６を短絡させる。【選択図】図１

Description

本発明は、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置に関するものである。

従来、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。図５は、従来のＺソース昇圧回路を有する電力変換装置の構成例を示す図である。

図５に示す電力変換装置２は、直流電源１０と、Ｚソース昇圧回路２０と、インバータ回路３０と、制御部６０と、電圧センサ５１及び５２と、電流センサ５３及び５４とを備える。電力変換装置２は、モータ５０に電力を供給し、モータ５０には回転角度センサ５５が接続される。

Ｚソース昇圧回路２０は、ダイオード２５と、リアクトル２１及び２２と、コンデンサ２３及び２４とを有し、出力に直流リンク部を介してインバータ回路３０に接続される。

インバータ回路３０は、各相の位相が互いに１２０度ずつずれるようにスイッチング素子３１〜３６をオン・オフして制御することにより、インバータ回路３０の出力に接続されたモータ５０を駆動する。

Ｚソース昇圧回路２０は、インバータ回路３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相の上下スイッチング素子が同時にオンして短絡すると、コンデンサ２３及び２４の放電と、リアクトル２１及び２２の充電とが行われる。次に、同時にオンしたスイッチング素子の一方がオフすると、リアクトル２１及び２２の放電と、コンデンサ２３及び２４の充電とが行われる。この結果、インバータ回路３０に出力される電圧が上昇する。

図６は、図５に示したような従来の電力変換装置２におる制御部６０として想定される構成例を示す図である。上述の昇圧動作をさせるための昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚは、コンデンサ２３に印加された電圧Ｖ_Ｃとコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊との偏差ΔＶ_Ｃを元に、例えばＰＩＤ制御により短絡率Ｎを生成し、キャリア信号ａと比較をすることで生成される。

特開２０１１−１６０６１７号公報

上記の電力変換装置２では、コンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊は固定値であり、インバータ回路３０が動作している間は昇圧動作を行うため、インバータ回路３０の短絡、非短絡を繰り返し継続的に行っている。しかし、このような昇圧動作を行うことにより、インバータ回路３０を構成するスイッチング素子３１〜３６の損失が増加する。損失が増加すると、温度が上昇し、インバータ回路３０の出力可能容量が減少してしまう。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、スイッチング素子の損失を低減させることが可能な電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極側にアノード側が接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソード側に接続された第１のリアクトルと、前記直流電源の負極側に接続された第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの入力側及び前記第２のリアクトルの出力側の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のリアクトルの出力側及び前記第２のリアクトルの入力側の間に接続された第２のコンデンサと、を有するＺソース昇圧回路と、複数のスイッチング素子を有し、前記Ｚソース昇圧回路の出力に接続されたインバータ回路と、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサに印加されたコンデンサ印加電圧に基づき、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記インバータ回路が出力する３相電圧の指令値である３相電圧指令に対応する値と前記コンデンサ印加電圧との比較に基づき、前記インバータ回路を短絡させることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、前記３相電圧指令、前記コンデンサ印加電圧、前記直流電源の出力電圧、及びキャリア信号に基づき、スイッチング素子の基本ゲート信号を生成する基本ゲート信号生成部と、前記３相電圧指令に対応する値と前記コンデンサ印加電圧との差分に応じて短絡率を演算する短絡率演算部と、前記短絡率と前記キャリア信号に基づき昇圧用ゲート信号を生成する昇圧用ゲート信号生成部と、前記基本ゲート信号と昇圧用ゲート信号を論理和して前記スイッチング素子のゲート信号を生成する論理和部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換装置において、前記３相電圧指令に対応する値は、前記３相電圧指令の実効値にオフセットを加えた値であることを特徴とする。

本発明によれば、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置において、スイッチング素子の損失を低減させることができるようになる。

本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置における主要な信号のタイムチャートを示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置における昇圧動作開始時の主要な信号のタイムチャートを示す図である。 従来の電力変換装置の構成例を示す図である。 従来の電力変換装置における制御部として想定される構成例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す例では、電力変換装置１は、直流電源１０と、Ｚソース昇圧回路２０と、インバータ回路３０と、制御部７０と、電圧センサ５１及び５２と、電流センサ５３及び５４とを備える。電力変換装置１は、モータ（負荷）５０に電力を供給し、モータ５０には回転角度センサ５５が接続される。図１に示す制御部７０は、図５に示した電力変換装置２と比較して、制御部６０に代えて制御部７０を有する点が相違する。

インバータ回路３０は、複数のスイッチング素子３１〜３６と、それぞれのスイッチング素子３１〜３６に逆並列接続されたフリーホイールダイオード４１〜４６とを備える。スイッチング素子３１及び３２は直列接続され、インバータ回路３０のＵ相アームを構成する。スイッチング素子３３及び３４は直列接続され、インバータ回路３０のＶ相アームを構成する。スイッチング素子３５及び３６は直列接続され、インバータ回路３０のＷ相アームを構成する。インバータ回路３０は、各相の位相が互いに１２０度ずつずれるように、制御部７０によりスイッチング素子３１〜３６がオン・オフ制御されることにより、出力に接続されたモータ５０を駆動する。

Ｚソース昇圧回路２０は、直流電源１０の正極側にアノード側が接続されたダイオード２５と、ダイオード２５のカソード側に接続されたリアクトル（第１のリアクトル）２１と、直流電源１０の負極側に接続されたリアクトル（第２のリアクトル）２２と、リアクトル２１の入力側及びリアクトル２２の出力側の間に接続されたコンデンサ（第１のコンデンサ）２３と、リアクトル２１の出力側及びリアクトル２２の入力側の間に接続されたコンデンサ（第２のコンデンサ）２４とを有する。

Ｚソース昇圧回路２０は、インバータ回路３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相の上下スイッチング素子が同時にオンしてインバータ回路３０が短絡（上下アーム短絡）すると、コンデンサ２３及び２４の放電と、リアクトル２１及び２２の充電とが行われる。次に、同時にオンしていたスイッチング素子の一方をオフにすると、リアクトル２１及び２２の放電と、コンデンサ２３及び２４の充電とが行われる。この結果、コンデンサ２３，２４に印加される電圧（コンデンサ印加電圧）Ｖ_Ｃが上昇し、インバータ回路３０に出力される直流リンク電圧Ｖ_ｄｃも上昇する。この昇圧動作後の直流リンク電圧Ｖ_ｄｃは、直流電源１０の出力電圧（直流電源電圧）Ｅ、及びコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃにより、式（１）により求められる。

電圧センサ５１は、直流電源１０の出力電圧Ｅを検出し、制御部７０に出力する。

電圧センサ５２は、コンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃを検出し、制御部７０に出力する。図１に示す例では、コンデンサ２３のコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃを検出するが、コンデンサ２４のコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃを検出してもよい。

電流センサ５３は、モータ５０のＵ相に流れる電流Ｉ_ｕを検出し、制御部７０に出力する。また、電流センサ５４は、モータ５０のＷ相に流れる電流Ｉ_ｗを検出し、制御部７０に出力する。

回転角度センサ５５は、モータ５０の回転角度θを検出し、制御部７０に出力する。

制御部７０は、電圧センサ５１及び５２により検出された値と、電流センサ５３及び５４により検出された値と、回転角度センサ５５により検出された値とを入力する。そして、スイッチング素子３１にゲート信号Ｇ_ｕｐ、スイッチング素子３２にゲート信号Ｇ_ｕｎ、スイッチング素子３３にゲート信号Ｇ_ｖｐ、スイッチング素子３４にゲート信号Ｇ_ｖｎ、スイッチング素子３５にゲート信号Ｇ_ｗｐ、スイッチング素子３６にゲート信号Ｇ_ｗｎを出力してスイッチング素子３１〜３６を制御する。

インバータ回路３０の出力電圧が直流リンク電圧Ｖ_ｄｃよりも低い場合には直流リンク電圧Ｖ_ｄｃを昇圧させる必要がない。そこで、制御部７０は、インバータ回路３０の出力電圧が直流リンク電圧Ｖ_ｄｃに接近するまでの間は、インバータ回路３０を短絡動作させないように制御する。具体的には、以下に詳述するように、制御部７０は、インバータ回路３０が出力する３相電圧の指令値である３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に対応する値と、コンデンサ２３，２４に印加されるコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃとの比較に基づき、インバータ回路３０を短絡させる。本実施形態では、３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に対応する値を、３相電圧指令の実効値にオフセットを加えた値とする。

図２は、制御部７０の構成例を示す図である。図２に示す例では、制御部７０は、３相電圧指令演算部６１と、基本ゲート信号生成部６２と、実効値演算部６７と、加算器６８と、減算器６３と、短絡率演算部６４と、昇圧用ゲート信号生成部６５と、論理和部６６とを備える。

３相電圧指令演算部６１は、電流センサ５３により検出されたモータ電流Ｉ_ｕと、電流センサ５４により検出されたモータ電流Ｉ_ｗと、回転角度センサ５５により検出されたモータ回転角度θと、外部から入力されるモータトルク指令とに基づき、モータ５０に印加する３相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗの指令値である３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を演算し、基本ゲート信号生成部６２に出力する。

基本ゲート信号生成部６２は、３相電圧指令演算部６１により演算された３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊と、電圧センサ５２により検出されたコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃと、電圧センサ５１により検出された直流電源電圧Ｅと、キャリア信号ａとに基づいて、基本ゲート信号Ｇ_ｕｐ０，Ｇ_ｕｎ０，Ｇ_ｖｐ０，Ｇ_ｖｎ０，Ｇ_ｗｐ０，Ｇ_ｗｎ０を生成し、論理和部６６に出力する。例えば、キャリア信号ａを三角波とし、キャリア信号ａと３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊とを比較する三角波比較方式を使用する。

実効値演算部６７は、３相電圧指令演算部６１により演算された３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に基づき、式（２）に従ってインバータ回路３０の出力電圧に相当する３相電圧指令実効値Ｖ_ｏｕｔ ^＊を演算し、加算器６８に出力する。

加算器６８は、実効値演算部６７により演算された３相電圧指令実効値Ｖ_ｏｕｔ ^＊にオフセット値Ｖ_{ｏｆｆｓｅｔ}を加算してコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊を求め、減算器６３に出力する。オフセット値Ｖ_{ｏｆｆｓｅｔ}は任意の０以上の値である。

減算器６３は、加算器６８により算出されたコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊からコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃを減算して差分電圧ΔＶ_Ｃを求め、短絡率演算部６４に出力する。

短絡率演算部６４は、減算器６３により算出された差分電圧ΔＶ_Ｃに応じて短絡率Ｎを演算し、昇圧用ゲート信号生成部６５に出力する。例えば、差分電圧ΔＶ_Ｃが０に近づくような短絡率ＮをＰＩ制御により演算する。

昇圧用ゲート信号生成部６５は、短絡率演算部６４により演算された短絡率Ｎとキャリア信号ａとに基づき、パルス信号である昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚを生成し、論理和部６６に出力する。例えば、キャリア信号ａを三角波とし、キャリア信号ａと短絡率Ｎとを比較する三角波比較方式を使用する。

論理和部６６は、基本ゲート信号生成部６２により生成された基本ゲート信号Ｇ_ｕｐ０，Ｇ_ｕｎ０，Ｇ_ｖｐ０，Ｇ_ｖｎ０，Ｇ_ｗｐ０，Ｇ_ｗｎ０と、昇圧用ゲート信号生成部６５により生成された昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚとをそれぞれ論理和してゲート信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎを生成し、スイッチング素子３１〜３６に出力する。これらのゲート信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎは、それぞれインバータ回路３０のスイッチング素子３１〜３６をオン・オフする。

図３は、電力変換装置１における主要な信号のタイムチャートを示す図であり、直流リンク電圧Ｖ_ｄｃと、３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊と、短絡率Ｎと、昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚとを示している。初期値では３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊は０であり、コンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃのほうがコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊よりも大きいため差分電圧ΔＶ_Ｃは負になる。差分電圧ΔＶ_Ｃが負の場合には昇圧する必要が無いので、短絡率Ｎを１とし、昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚを出力しない。

図４は、昇圧動作開始時の主要な信号のタイムチャートを示す図であり、直流リンク電圧Ｖ_ｄｃと、コンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃと、コンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊と、３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊とを示している。３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊が徐々に増加すると、３相電圧指令実効値Ｖ_ｏｕｔ ^＊にオフセット値Ｖ_{ｏｆｆｓｅｔ}を加算したコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊も徐々に増加する。そして、コンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃ ^＊がコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃよりも大きくなると、制御部７０は差分電圧ΔＶ_Ｃが０になるように短絡率Ｎを１より小さい値に決定し、昇圧用ゲート信号Ｇ_ｚを出力する。短絡率Ｎが変化することで、コンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃはおよそコンデンサ電圧指令Ｖ_Ｃと同じ値になる。

上述したように、電力変換装置１の制御部７０は、インバータ回路３０が出力する３相電圧の指令値である３相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に対応する値と、コンデンサ２３，２４に印加されるコンデンサ印加電圧Ｖ_Ｃとの比較に基づき、インバータ回路３０を短絡させ、昇圧動作を行う。そのため、本発明によれば、インバータ回路３０が出力する電圧が直流リンク電圧Ｖ_ｄｃに近づくまでの間、昇圧動作を停止することが可能となり、昇圧動作回数の低減及びスイッチング素子３１〜３６の損失を低減することができる。

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、実施形態の構成図に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

本発明は、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置に利用することが可能である。

１ 電力変換装置
１０ 直流電源
２０ Ｚソース昇圧回路
２１，２２ リアクトル
２３，２４ コンデンサ
２５ ダイオード
３０ インバータ回路
３１〜３６ スイッチング素子
４１〜４６ フリーホイールダイオード
５１，５２ 電圧センサ
５３，５４ 電流センサ
５５ 回転角度センサ
６１ ３相電圧指令演算部
６２ 基本ゲート信号生成部
６３ 減算器
６４ 短絡率演算部
６５ 昇圧用ゲート信号生成部
６６ 論理和部
６７ 実効値演算部
６８ 加算器
７０ 制御部

Claims (3)

1. 直流電源の正極側にアノード側が接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソード側に接続された第１のリアクトルと、前記直流電源の負極側に接続された第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの入力側及び前記第２のリアクトルの出力側の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のリアクトルの出力側及び前記第２のリアクトルの入力側の間に接続された第２のコンデンサと、を有するＺソース昇圧回路と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記Ｚソース昇圧回路の出力に接続されたインバータ回路と、
   前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサに印加されたコンデンサ印加電圧に基づき、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記インバータ回路が出力する３相電圧の指令値である３相電圧指令に対応する値と前記コンデンサ印加電圧との比較に基づき、前記インバータ回路を短絡させることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、
   前記３相電圧指令、前記コンデンサ印加電圧、前記直流電源の出力電圧、及びキャリア信号に基づき、スイッチング素子の基本ゲート信号を生成する基本ゲート信号生成部と、
   前記３相電圧指令に対応する値と前記コンデンサ印加電圧との差分に応じて短絡率を演算する短絡率演算部と、
   前記短絡率と前記キャリア信号に基づき昇圧用ゲート信号を生成する昇圧用ゲート信号生成部と、
   前記基本ゲート信号と昇圧用ゲート信号を論理和して前記スイッチング素子のゲート信号を生成する論理和部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記３相電圧指令に対応する値は、前記３相電圧指令の実効値にオフセットを加えた値であることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
   

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