JP2009268180A - 電力変換回路の制御装置、及び電力変換制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】インバータＩＶの上下アームを短絡させる処理を行う期間の確保と、コモンモードノイズの抑制との両立が困難なこと。
【解決手段】モータジェネレータ１０に指令電圧を印加すべく、インバータＩＶが操作される。ここで、上記指令電圧を高電位側にシフトさせる２相変調処理した後、キャリアとの大小関係の比較に基づき、インバータＩＶの操作信号を生成する。こうして生成される操作信号によって、ゼロベクトルＶ７が指示される期間において、上下アームを短絡させる短絡処理を行うことで、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧を昇圧する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、多相回転機及び給電手段間に接続されて且つ、前記多相回転機を高電位側及び低電位側のそれぞれに接続する高電位側のスイッチング素子及び低電位側のスイッチング素子の直列接続体を前記多相回転機の各相毎に備える電力変換回路に適用され、前記直列接続体を短絡状態とするように前記スイッチング素子をオン操作する処理を行う電力変換回路の制御装置、及びこれを備える電力変換制御システムに関する。

例えば３相電動機に電力を供給する際には、通常、直流電圧を交流電圧に変換する３相インバータが用いられる。これにより、３相電動機の各相に交流電圧を印加することができる。このインバータの出力電圧の最大値は、直流電源の電圧によって制限される。このため、直流電源とインバータとの間に昇圧回路を備えることも周知である。ただし、昇圧回路を備える場合、昇圧回路のスイッチング素子や、このスイッチング素子をオンオフ操作するドライバ等を備えることとなり、部品点数の増加も無視できない。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータと直流電源との間にインピーダンスネットワークを備えることも提案されている。これによれば、インバータの上下アームを短絡させることで、インピーダンスネットワークを構成するインダクタを用いて直流電源の電圧を昇圧することができる。したがって、インバータのスイッチング素子の操作のみによって、昇圧動作を行うことができることとなり、部品点数の増加を抑制することができる。

ただし、上下アームを短絡させる処理を行う際には、インバータの出力電圧がゼロとなるため、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができなくなるおそれがある。これに対し、下記非特許文献１には、指令電圧とするためのインバータの操作状態がゼロベクトルとなる際に、インバータの操作状態を変更して上下アームを短絡させる処理を行うことが提案されている。
米国特許第７１３０２０５号明細書 Z-Source Inverter for Fuel Cell Vehicles submitted to Oak Ridge National Laboratory Engineering Science and Technology Division Power Electrics Electric Machinery Research Center August 31 2005

ところで、上記ゼロベクトルには、上側アームを短絡させるものと、下側アームを短絡させるものとの２つがある。ここで、指令電圧に制御するためのインバータの操作状態が下側アームを短絡させる電圧ベクトルとなる期間において、インバータの操作状態を変更して上下アームを短絡させる処理を行う場合には、３相電動機の中性点電圧が大きく変動するおそれがある。そして中性点電圧が大きく変動する場合には、コモンモードノイズが大きくなるおそれがある。これに対し、指令電圧に制御するためのインバータの操作状態が上側アームを短絡させる電圧ベクトルとなる期間に限って上記短絡させる処理を行うことも考えられるが、この場合短絡させる処理を実行可能な期間が短縮されることに起因して、インピーダンスネットワークの出力電圧が制限されることとなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転機の各相を高電位側及び低電位側のそれぞれに接続する一対のスイッチング素子の直列接続体を短絡状態とする処理を行う期間を十分に確保しつつも、コモンモードノイズの発生を抑制することのできる電力変換回路の制御装置、及び電力変換制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、多相回転機及び給電手段間に接続されて且つ、前記多相回転機を高電位側及び低電位側のそれぞれに接続する高電位側のスイッチング素子及び低電位側のスイッチング素子の直列接続体を前記多相回転機の各相毎に備える電力変換回路に適用され、前記直列接続体を短絡状態とするように前記スイッチング素子をオン操作する処理を行う電力変換回路の制御装置において、前記多相回転機の全相が低電位側と接続される期間をゼロとするようにして前記スイッチング素子の操作状態を設定する設定手段と、前記設定手段によって前記多相回転機の全相が高電位側に接続される操作状態が設定される状況下、前記スイッチング素子の実際の操作状態を前記設定手段による操作状態から変更して前記短絡状態とする処理を行う短絡処理手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、設定手段によって、多相回転機の全相が低電位側に接続される操作状態を回避しつつスイッチング素子の操作状態が設定される。このため、設定手段では、直列接続体から多相回転機への出力電圧がゼロとなる期間を、多相回転機の全相が高電位側に接続される操作状態となる期間によって確保することとなる。このため、設定手段の設定するスイッチング素子の操作状態は、多相回転機の全相が高電位側に接続される操作状態となる期間を十分に確保したものとなる。そして、この期間に短絡状態とする処理を行うことで、設定手段の設定どおりに多相回転機の全相を高電位側に接続した場合と短絡状態とする処理を行った場合とで、多相回転機の中性点電圧に変化が生じない。このため、短絡状態とする処理を行う期間を十分に確保しつつも、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

なお、上記設定手段は、前記多相回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべく前記設定を行うものであることが望ましい。また、上記設定手段は、前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えが１相ずつ行われるように前記操作状態を設定するものであることが望ましい。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換回路は、前記直列接続体を短絡状態とすることで前記給電手段の電圧を昇圧するものであることを特徴とする。

上記発明では、設定手段及び短絡処理手段を備えることで、昇圧動作に際して、回転機の中性点電圧の変動を好適に抑制することができる。

なお、上記電力変換回路は、「インダクタを備えて且つ、前記短絡状態の解除によって前記インダクタに逆起電力が生じる現象を利用して前記給電手段の電圧を昇圧するもの」であることが望ましい。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換回路は、前記高電位側のスイッチング素子及び前記給電手段の正極端子間に接続されるインダクタ及び前記低電位側のスイッチング素子及び前記給電手段の負極端子間に接続されるインダクタからなる一対のインダクタと、前記一対のインダクタのそれぞれについて、当該インダクタ及び前記スイッチング素子間と他方のインダクタ及び前記給電手段間との間に接続されるキャパシタとを備えて構成されるインピーダンスネットワークを備えることを特徴とする。

上記発明では、一対のインダクタ及びキャパシタを備えることで、短絡状態とする処理によって昇圧動作を適切に行うことができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記設定手段は、前記多相回転機の各相に対する指令電圧同士の相対的な大小関係を保持しつつ前記指令電圧のうちの最大のものを前記直列接続体への印加電圧によって実現可能な最大値へとシフトさせるシフト手段を備え、該シフトされた後の指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき前記設定を行うものであることを特徴とする。

上記発明によれば、多相回転機に対する出力電圧を指令電圧とするうえで多相回転機への出力電圧をゼロとすることが要求される期間を、多相回転機の全相が高電位側に接続される期間とすることができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記キャリアは、三角波形状のものであることを特徴とする。

上記発明では、同時に複数の相でスイッチング素子が切り替わることを回避することができるため、コモンモードノイズをいっそう低減することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換制御システムである。

上記発明では、設定手段及び短絡処理手段を備えるために、制御によってコモンモードノイズを抑制することのできる電力変換制御システムを実現することができる。このため、ハードウェアに対するノイズ対策要求を抑えた電力変換システムを実現でき、ひいては、コストパフォーマンスに優れたシステムを実現しやすい。

以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置及び電力変換制御システムをハイブリッド車に適用した一実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、３相の電動機兼発電機である。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及びインピーダンスネットワークＩＮを備える電力変換回路を介して、直流電源としての高圧バッテリ１２に接続されている。高圧バッテリ１２は、所定の高電圧（例えば「２８８Ｖ」）の電圧を印加する２次電池である。

上記インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体との並列接続体を備えて構成されている。ここで、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの接続点はモータジェネレータ１０のＵ相に接続されており、スイッチング素子Ｓｖｐ及びスイッチング素子Ｓｖｎの接続点はモータジェネレータ１０のＶ相に接続されており、スイッチング素子Ｓｗｐ及びスイッチング素子Ｓｗｎの接続点はモータジェネレータ１０のＷ相に接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ、Ｓｖｐ，Ｓｖｎ、Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されており、これらにはそれぞれ逆並列にダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ、Ｄｖｐ，Ｄｖｎ、Ｄｗｐ，Ｄｗｎが接続されている。

インピーダンスネットワークＩＮは、上記高圧バッテリ１２の正極端子側及びインバータＩＶの高電位側の入力端子間に接続されるインダクタ２０と、上記高圧バッテリ１２の負極端子側及びインバータＩＶの低電位側の入力端子間に接続されるインダクタ２２とを備えている。更に、インピーダンスネットワークＩＮは、インバータＩＶの高電位側の入力端子及びインダクタ２０間と高圧バッテリ１２の負極端子及びインダクタ２２間とを接続するコンデンサ２４と、高圧バッテリ１２の正極端子及びインダクタ２０間とインバータＩＶの低電位側の入力端子及びインダクタ２２間とを接続するコンデンサ２６とを備えている。

なお、高圧バッテリ１２の正極端子及びインダクタ２０間には、逆流防止用の整流手段としてのダイオード３０と、回生制御用のスイッチング素子３２とが接続されている。また、インバータＩＶとモータジェネレータ１０との電気経路には、Ｕ相の電流を検出する電流センサ３４と、Ｖ相の電流を検出する電流センサ３６とが設けられている。また、インバータＩＶの一対の入力端子（インピーダンスネットワークＩＮの一対の出力端子)には、その間の電圧を検出する電圧センサ３８が設けられている。

これら電流センサ３４，３６や電圧センサ３８等の高圧システム内のセンサの出力は、インターフェース４０を介して、マイクロコンピュータ（マイコン４２）に取り込まれる。マイコン４２では、高圧システム内の各種センサの検出値や、ユーザによる要求トルク等に基づき、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ、Ｓｖｐ，Ｓｖｎ、Ｓｗｐ，Ｓｗｎや、スイッチング素子３２を操作する。換言すれば、インバータＩＶやスイッチング素子３２を操作する。特に、マイコン４２は、モータジェネレータ１０に印加する電圧を指令電圧とすべくＰＷＭ処理によってインバータＩＶを操作する。詳しくは、モータジェネレータ１０を流れる電流（電流センサ３４，３６の検出値）を指令電流にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を設定し、これに基づきインバータの操作状態を設定する。ここで、指令電圧の設定手法としては、周知のベクトル制御を用いればよい。

更に、この操作に際して、上側アーム及び下側アームの双方のスイッチング素子をオン状態とすることで、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とのうちの少なくとも１つを短絡状態とする処理（shoot-through：以下、短絡処理）を行う。これは、インバータＩＶの出力電圧を昇圧するための処理である。すなわち、短絡処理を行った後これを解除することでインダクタ２０、２２に逆起電力が生じる現象を利用して、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧を、高圧バッテリ１２の電圧よりも高電圧とすることができる。なお、上記特許文献１には、インダクタ２０，２２のインダクタンスを互いに等しいとして且つ、コンデンサ２４，２６の静電容量を互いに等しいとする条件の下、上記直列接続体のスイッチング周期Ｔ、短絡処理時間Ｔ０、高圧バッテリ１２の電圧Ｖｏを用いて、出力電圧が「Ｖｏ・Ｔ／（Ｔ−Ｔ０）」まで昇圧されることの説明がある。更に、変調率Ｍを用いて、モータジェネレータ１０に印加される交流電圧が、「Ｍ・Ｖｏ・Ｔ／｛２・（Ｔ−Ｔ０）｝」となると記載されている。

上記短絡処理を行うことで、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧を昇圧することができ、ひいてはインバータＩＶの出力電圧を昇圧することができる。ただし、短絡処理時には、インバータＩＶの出力電圧がゼロとなってしまう。このため、モータジェネレータ１０に印加する電圧を指令電圧とするようにＰＷＭ処理に従ってスイッチング操作を行っても、短絡処理によってインバータＩＶの実際の出力電圧が指令電圧とならなくなるおそれがある。こうした事態は、ゼロベクトル期間において、短絡処理を行うことで回避することができる。ゼロベクトル期間とは、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全てオン状態となるゼロベクトルＶ７期間と、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるゼロベクトルＶ０期間とのことである。換言すれば、各相のそれぞれについて上側アーム及び下側アームのいずれか一方ずつがオン状態となることを表現する８つの電圧ベクトル（図２）のうちの２つのベクトルの期間である。すなわち、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７期間では、インバータＩＶから電圧が出力されないため、この期間を利用して短絡処理を行っても、モータジェネレータ１０に印加する電圧に変化はない。

図３に、上記指令電圧とキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ制御の態様を模式的に示す。詳しくは、図３（ａ）に、キャリアと、３相の指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒとの推移を示し、図３（ｂ）〜図３（ｇ）に、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの操作信号の推移を示し、図３（ｈ）に、電圧ベクトルの推移を示す。ただし、図３では、電圧ベクトル期間を見やすくする関係上、キャリアの周期を伸長させて示している。

図示されるように、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに制御するためのインバータＩＶの操作状態を示す電圧ベクトルは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７となりえるため、この期間に短絡処理を実行することができる。ただし、モータジェネレータ１０の各相が全てインピーダンスネットワークＩＮの低電位側の端子に接続されることとなるゼロベクトルＶ０期間に短絡処理を行う場合には、モータジェネレータ１０の中性点電圧が大きく変動する。これは、ゼロベクトルＶ０期間の中性点電圧がインピーダンスネットワークＩＮの低電位側の電圧ＶＬとなる一方で、短絡処理を実行する際には、中性点電圧がインピーダンスネットワークＩＮの高電位側の電圧ＶＨとなることによる。このため、中性点電圧が大きく変動することに起因して、コモンモードノイズが顕著となるおそれがある。

これに対し、ゼロベクトルＶ７期間においては、中性点電圧がインピーダンスネットワークＩＮの高電位側の電圧ＶＨとなるため、短絡処理を実行しても中性点電圧は変化しない。ただし、ゼロベクトルＶ７期間に限って短絡処理を行ったのでは、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧を高圧バッテリ１２の電圧に対して十分に昇圧するができなくなる。例えば、上述したようにコンデンサ２４，２６の静電容量が互いに等しくインダクタ２４，２６のインダクタンスが互いに等しい場合には、スイッチング周期Ｔに対する短絡処理時間Ｔ０の差にインピーダンスネットワークＩＮの出力電圧が反比例する。このため、スイッチング周期Ｔに対する短絡処理時間Ｔ０の割合が短くなるほど、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧も低く抑えられることとなる。

そこで本実施形態では、ＰＷＭ処理を行うに際して、２相変調処理を行う。図４に、２相変調処理の態様を示す。詳しくは、図４（ａ）に、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの推移を示し、図４（ｂ）に、２相変調のための指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの補正量（オフセット電圧）の推移を示し、図４（ｃ）に、２相変調後の指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの推移を示す。

ここで２相変調処理とは、モータジェネレータ１０に対する指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒ同士の相対的な大小関係を保持しつつこれらのうちの最大のものをインピーダンスネットワークＩＮの出力電圧によって実現できる最大値「Ｖｄｃ／２」へとシフトさせる処理である。これは、モータジェネレータ１０に対する指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒのうちの最大値と、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧によって実現できる最大値「Ｖｄｃ／２」との差をオフセット電圧とし、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒをオフセット補正することで実現することができる。これによれば、常時、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒのうちの少なくとも１つは、最大値「Ｖｄｃ／２」となる。しかも、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの全ての最小値が持ち上げられるため、図４（ｃ）に示した「shoot-through可能領域」が拡大される。この領域は、キャリアよりも全相の指令電圧が大きくなる領域のため、ゼロベクトルＶ７を実現できる領域となっている。

図５に、２相変調処理の手順を示す。この処理は、マイコン４２によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを取得する。続くステップＳ１２においては、電圧センサ３８によって検出されるインバータＩＶの入力電圧(電源電圧Ｖｄｃ)を取得する。続くステップＳ１４においては、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを電源電圧Ｖｄｃにて規格化することで、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。これは、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒのそれぞれを、電源電圧Ｖｄｃの「１／２」にて除算することで行う。続くステップＳ１６においては、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのオフセット量Δを算出する。これは、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの最大値を「１」から減算することで行う。そして、ステップＳ１８においては、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれにオフセット量Δを加算することで、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを補正する。なお、ステップＳ１８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、２相変調処理の効果を示す。詳しくは、図２（ａ１）及び図２（ｂ１）が２相変調を行わない場合を示し、図２（ａ２）及び図２（ｂ２）が２相変調を行った場合を示している。ここで、図２（ａ１）及び図２（ａ２）は、いずれもデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとを示しており、図２（ｂ１）及び図２（ｂ２）は、いずれも電圧ベクトルを示している。なお、ここでは、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの更新周期(指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの更新周期)をキャリアの周期に一致させて且つ、更新タイミングをキャリアの谷とした場合を例示している。

図示されるように、２相変調処理を行わなかった場合のゼロベクトルＶ０，Ｖ７の両期間が、２相変調処理を行うことで、ゼロベクトル期間Ｖ７となる。このため、２相変調処理を行って且つ、ゼロベクトルＶ７期間を短絡処理の実行許可期間とする場合と、２相変調処理を行わずして且つゼロベクトルＶ０、Ｖ７期間を短絡処理の実行許可期間とする場合とで、実行許可期間を一致させることができる。

図７に、２相変調処理後の電圧ベクトルの推移を模式的に示す。なお、図７（ａ）〜図７（ｈ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｈ）に対応している。また、図７（ｉ）は、短絡処理期間を例示している。図示されるように、２相変調処理を行うことで、ゼロベクトルＶ０期間を排除してゼロベクトルＶ７期間を拡大することができるため、短絡処理を十分に行うことができる。

図８（ａ）に、本実施形態にかかる中性点電圧の変動を、また、図８（ｂ）に、２相変調処理を行わない場合の中性点電圧の変動をそれぞれ例示する。なお、図８では、電源電圧Ｖｄｃを「４５０Ｖ」としている。

図示されるように、２相変調処理を実行する場合には、インバータＩＶの操作状態を示す電圧ベクトルが、ゼロベクトルＶ７から電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６へ移行する場合、電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６から電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５へ移行する場合、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５から電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６へ移行する場合、電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６からゼロベクトルＶ７へ移行する場合に、中性点電圧は、「Ｖｄｃ／３」ずつ変化する。そして、ゼロベクトルＶ７期間において、中性点電圧は最大値となる。そして、ゼロベクトルＶ７期間において、短絡処理ＳＴを実行したとしても、中性点電圧は変化しない。このため、中性点電圧の一回の変動幅を、「Ｖｄｃ／３」程度とすることができる。

これに対し、２相変調処理を実行しない場合には、中性点電圧が最小値となるゼロベクトルＶ０期間に短絡処理ＳＴを実行すると、中性点電圧は、「Ｖｄｃ」だけ上昇する。このため、中性点電圧の一回の変動幅が増大する。特に、本実施形態のように、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒと三角波形状のキャリアとの大小関係に基づきインバータＩＶの操作状態を設定するＰＷＭ処理によれば、スイッチング素子の操作状態の１回の切り替えにおいては１相のスイッチング状態が切り替えられるのみであるため、本来、中性点電圧の１回の変動幅を「Ｖｄｃ／３」程度に制限することができるものである。しかし、ＰＷＭ処理による操作状態に代えて短絡処理を取り入れることで、中性点電圧の１回の変動幅が３倍程度に増大する。このため、コモンモードノイズが大きくなる傾向にある。

なお、図８においては、ゼロベクトルＶ０期間における中性点電圧が「０Ｖ」でないが、これは、インピーダンスネットワークＩＮの低電位側の端子の電位が、グランド電位よりも低いことによる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）２相変調処理を用いたＰＷＭ処理によってインバータＩＶの操作状態を設定して且つ、これによって設定されるゼロベクトルＶ７期間において、短絡処理を実行した。ここで２相変調処理を用いることで、モータジェネレータ１０に対する出力電圧を指令電圧とするうえでモータジェネレータ１０への出力電圧をゼロとすることが要求される期間を、モータジェネレータ１０の全相が高電位側に接続される期間とすることができる。そして、この期間に短絡処理を実行することで、短絡状態とする処理を行う期間を十分に確保しつつも、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

（２）キャリアとして、三角波形状のものを用いた。これにより、同時に複数の相でスイッチング素子が切り替わることを回避することができるため、コモンモードノイズをいっそう低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記実施形態では、キャリアを、その値の漸増速度及び漸減速度が互いに等しい三角波形状のものとしたが、これに限らない。例えば鋸波であってもよい。ただし、鋸波を用いた場合には、同時に複数相においてスイッチング状態が切り替わる現象が生じるため、コモンモードノイズ低減の観点からは、漸増速度及び漸減速度がいずれも規定値以下である三角波形状とすることが望ましい。

・上記実施形態では、指令電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの更新周期をキャリアの１周期として且つ、更新タイミングをキャリアの谷としたがこれに限らない。例えば更新周期をキャリア周期よりも十分短くしてもよい。また、更新タイミングをキャリアの山としてもよい。

・上記実施形態では、電圧センサ３８の検出値を、インバータＩＶの入力電圧(インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧)として利用して２相変調処理を行ったが、これに限らない。例えば、短絡処理時間に基づき、インピーダンスネットワークＩＮの出力電圧を推定することで、この推定値を用いて２相変調処理を実行してもよい。

・インピーダンスネットワークＩＮとしては、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば、上記非特許文献１のＦｉｇ．３．４に記載されているように、先の図１に示したものにいくつかのダイオード及びコンデンサを追加接続した構成であってもよい。

・回転機に指令電圧を印加するための処理としては、指令電圧に基づきキャリアを変調するＰＷＭ処理に限らない。例えば、特開平１０−４６９６号公報等に例示されているいわゆる空間ベクトル変調処理等であってもよい。この場合であっても、ゼロベクトルＶ０の出現を回避するような設定とすることで、ゼロベクトルＶ７期間を拡大することができると考えられ、ひいてはコモンモードノイズを抑制しつつも短絡処理期間を十分に確保することができる。

・多相回転機としては、３相回転機に限らない。例えば５相回転機であってもよい。

・ハイブリッド車に限らず、例えば電気自動車の電力変換回路に本発明を適用してもよい。更に、電力変換回路としては、回転機が１個接続されるものに限らず、複数個接続されるものであってもよい。また、給電手段としては、２次電池に限らず、例えば１次電池等であってもよい。

一実施形態にかかるシステム構成図。 電圧ベクトルを示す図。 ３相変調方式における電圧ベクトルの推移例を模式的に示すタイムチャート。 ２相変調処理の手法を示すタイムチャート。 ２相変調処理の手順を示す流れ図。 ２相変調処理の効果を示すタイムチャート。 ２相変調処理の効果を示すタイムチャート。 本実施形態の効果を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ（給電手段の一実施形態）、ＩＶ…インバータ、ＩＮ…インピーダンスネットワーク、Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ…スイッチング素子。

Claims (6)

1. 多相回転機及び給電手段間に接続されて且つ、前記多相回転機を高電位側及び低電位側のそれぞれに接続する高電位側のスイッチング素子及び低電位側のスイッチング素子の直列接続体を前記多相回転機の各相毎に備える電力変換回路に適用され、前記直列接続体を短絡状態とするように前記スイッチング素子をオン操作する処理を行う電力変換回路の制御装置において、
   前記多相回転機の全相が低電位側と接続される期間をゼロとするようにして前記スイッチング素子の操作状態を設定する設定手段と、
   前記設定手段によって前記多相回転機の全相が高電位側に接続される操作状態が設定される状況下、前記スイッチング素子の実際の操作状態を前記設定手段による操作状態から変更して前記短絡状態とする処理を行う短絡処理手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
2. 前記電力変換回路は、前記直列接続体を短絡状態とすることで前記給電手段の電圧を昇圧するものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記電力変換回路は、前記高電位側のスイッチング素子及び前記給電手段の正極端子間に接続されるインダクタ及び前記低電位側のスイッチング素子及び前記給電手段の負極端子間に接続されるインダクタからなる一対のインダクタと、前記一対のインダクタのそれぞれについて、当該インダクタ及び前記スイッチング素子間と他方のインダクタ及び前記給電手段間との間に接続されるキャパシタとを備えて構成されるインピーダンスネットワークを備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換回路の制御装置。
4. 前記設定手段は、前記多相回転機の各相に対する指令電圧同士の相対的な大小関係を保持しつつ前記指令電圧のうちの最大のものを前記直列接続体への印加電圧によって実現可能な最大値へとシフトさせるシフト手段を備え、該シフトされた後の指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき前記設定を行うものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記キャリアは、三角波形状のものであることを特徴とする請求項４記載の電力変換回路の制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、
   前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換制御システム。

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