JP5686110B2 - 交流電機駆動システムの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの如き交流電機を駆動するシステムの制御装置に係り、更に詳細には電源電圧を交流電圧に変換して交流電機へ出力するインバータを含む交流電機駆動システムの制御装置に係る。

交流電機駆動システムの一つとして、電源と、コンバータと、コンバータによる昇圧後の電源電圧を交流電圧に変換して交流電機へ出力するインバータとを含む交流電機駆動システムは広く利用されている。また、交流電機駆動システムの制御方式としてＰＷＭ制御方式が広く利用されており、この制御方式に於いては、交流電機を駆動するためのＰＷＭ制御のデューティ比が演算され、該デューティ比に基づいてインバータが制御される。

ＰＷＭ制御のデューティ比は、交流電機に要求される出力に基づいて演算され、またコンバータによる昇圧後の電源電圧の変動に起因して交流電機の出力が変動しないよう、昇圧後の電源電圧に基づいて修正される。例えば下記の特許文献１には、インバータに於けるＰＷＭ制御のデューティ比が昇圧後の電源電圧の指令値に基づいて修正されるよう構成された交流モータ駆動システムの制御装置が記載されている。

特開２００６−３２００３９号公報

〔発明が解決しようとする課題〕
昇圧後の電源電圧の実際の値はその指令値と一致しない場合がある。そのため上記公開公報に記載された制御装置に於いては、コンバータによる昇圧後の電源電圧の変動に起因する交流モータの出力の変動を効果的に抑制することができない場合がある。

また、上記公開公報に記載された制御装置に於ける上述の問題を解消すべく、昇圧後の電源電圧を検出し、その検出値に基づいてインバータに於けるＰＷＭ制御のデューティ比を修正することが考えられる。しかし、デューティ比が検出値に基づいて修正される場合には、例えば昇圧後の電源電圧の実際の値が比較的高い周波数にて大きく変動するような状況に於いて、交流モータの出力の変動が却って大きくなってしまう。

更に、デューティ比が検出値に基づいて修正される場合に交流モータの出力の変動が却って大きくなることを防止すべく、インバータに於けるＰＷＭ制御の周期を高くすることが考えられる。しかし、その場合にはインバータに於けるスイッチング素子のスイッチングの頻度が高くなるため、スイッチング損失や発熱量が高くなるという新たな問題が発生する。

本発明は、コンバータによる昇圧後の電源電圧を交流電圧に変換して交流電機へ出力するインバータを含む交流電機駆動システムの制御に於ける上述の如き問題に鑑みてなされたものである。そして本発明の主要な課題は、スイッチング損失や発熱量の増大を招来することなく、コンバータによる昇圧後の電源電圧の変動に起因する交流電機の出力の変動を効果的に抑制することである。
〔課題を解決するための手段及び発明の効果〕

上述の主要な課題は、本発明によれば、請求項１の構成、即ち、電源と、コンバータと、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧を交流電圧に変換して交流電機へ出力するインバータとを含む交流電機駆動システムの制御装置であって、前記交流電機の目標出力に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を演算し、該デューティ比に基づいて前記インバータを制御する交流電機駆動システムの制御装置に於いて、昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動しているときには、前記コンバータに対する指令値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正し、昇圧後の電源電圧が前記予め設定された周波数範囲内にて前記基準振幅以上に亘り変動していないときには、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正する、ことを特徴とする交流電機駆動システムの制御装置によって達成される。

上記の構成によれば、昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動しているときには、コンバータに対する指令値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比が修正される。従って昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて大きく変動しているときにも、昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比が修正される場合に比して、交流電機の出力の変動が却って大きくなることを効果的に抑制することができる。

また、上記の構成によれば、昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動していないときには、コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比が修正される。従って昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて大きく変動していないときには、昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正し、昇圧後の電源電圧の変動に起因する交流電機の出力の変動を効果的に抑制することができる。

更に、上記の構成によれば、インバータに於けるＰＷＭ制御の周期を高くする必要がない。従ってインバータに於けるスイッチング素子のスイッチングの頻度が高くなること、及びこれに起因するスイッチング損失や発熱量が高くなることを効果的に防止することができる。

また本発明によれば、上述の主要な課題を効果的に達成すべく、昇圧後の電源電圧についての前記コンバータに対する指令値が存在しない動作モード及び前記コンバータに対する指令値が正確ではなくなる動作モードを予め設定された所定のモードとして、前記交流電機駆動システムが前記所定のモードにて動作しているときには、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正するよう構成される（請求項２の構成）。

上記の構成によれば、交流電機駆動システムが所定のモードにて動作しているときには、コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比が修正される。従ってコンバータに対する指令値が存在しない動作モードやコンバータに対する指令値が正確ではなくなる動作モードに於いて、昇圧後の電源電圧に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を適正に修正することができなくなることを確実に回避することができる。

また本発明によれば、上述の主要な課題を効果的に達成すべく、前記インバータは複数のアームを有し、各アームは互いに直列に接続された上アーム及び下アームを有し、前記所定のモードは前記上アームのオン制御モードを含んでいるよう構成される（請求項３の構成）。

上記の構成によれば、上アームがオン制御モードにあるときには、昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正することができる。よってコンバータに対する指令値が存在しない状況に於いて、昇圧後の電源電圧に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を適正に修正することができなくなることを確実に回避することができる。

また本発明によれば、上述の主要な課題を効果的に達成すべく、前記交流電機駆動システムは、前記電源と前記コンバータとの間に設けられた第一の平滑コンデンサと、前記コンバータと前記インバータとの間に設けられた第二の平滑コンデンサとを有し、前記所定のモードは前記第一及び第二の平滑コンデンサより電荷を放出するディスチャージモードを含んでいるよう構成される（請求項４の構成）。

上記の構成によれば、交流電機駆動システムの動作モードが第一及び第二の平滑コンデンサより電荷を放出するディスチャージモードであるときには、コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比が修正される。従ってコンバータに対する指令値が正確ではなくなる動作モードに於いて、昇圧後の電源電圧に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を適正に修正することができなくなることを確実に回避することができる。

また本発明によれば、上述の主要な課題を効果的に達成すべく、前記コンバータに対する指令値と前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値との偏差が基準値よりも大きいときには、前記コンバータに対する指令値を低減補正した値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正するよう構成される（請求項５の構成）。

上記の構成によれば、コンバータに対する指令値と昇圧後の電源電圧の検出値との偏差が基準値よりも大きいときには、ＰＷＭ制御のデューティ比の修正量を低減することができる。よってコンバータに対する指令値と昇圧後の電源電圧の検出値との偏差が基準値よりも大きい状況に於いて、ＰＷＭ制御のデューティ比の修正量が過大になることに起因して交流電機の出力にサージが発生する虞れを効果的に低減することができる。

また本発明によれば、上述の主要な課題を効果的に達成すべく、ＰＷＭ制御のデューティ比を修正するための前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値は、検出手段により検出された昇圧後の電源電圧をフィルタ処理した値であるよう構成される（請求項６の構成）。

上記の構成によれば、ＰＷＭ制御のデューティ比を修正するための昇圧後の電源電圧の検出値は、検出手段により検出された昇圧後の電源電圧をフィルタ処理した値である。よって昇圧後の電源電圧の変動が大きくはなく、ＰＷＭ制御のデューティ比が昇圧後の電源電圧の検出値に応じて修正されるべき状況に於いて、昇圧後の電源電圧の変動に起因して交流電機の出力の変動が大きくなる虞れを低減することができる。

交流モータ駆動システムに適用された本発明による交流電機駆動システムの制御装置の一つの実施形態を示す概略構成図である。 実施形態に於いて制御装置によって実行される正弦波ＰＷＭ制御方式による制御ブロック図である。 軸電圧指令値から相電圧指令値への変換に際しシステム電圧ＶＨを反映させるための参照値ＶＨｒｅｆを設定する制御ルーチンを示すフローチャートである。 参照値ＶＨｒｅｆを設定する制御ルーチンの変形例を示すフローチャートである。

以下に添付の図を参照しつつ、本発明を好ましい実施形態について詳細に説明する。

図１は交流モータ駆動システムに適用された本発明による交流電機駆動システムの制御装置の一つの実施形態を示す概略構成図である。

図１に於いて、符号１００は交流モータ駆動システムを全体的に示している。駆動システム１００は、直流電源Ｂと、昇降圧コンバータ１０と、コンバータによる昇圧後の電源電圧を交流電圧に変換するインバータ１２とを含み、インバータ１２は交流電圧を交流電機としての交流モータＭへ出力し、これを駆動する。

直流電源Ｂは、任意の電池であってよく、例えばニッケル水素又はリチウムイオン等の二次電池や燃料電池、或いは両者の組合せであってよい。特に、駆動システム１００がハイブリッド自動車又は電気自動車に搭載される場合には、直流電源Ｂは蓄電可能な電池であることが好ましい。

交流モータＭは、例えばハイブリッド自動車又は電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。また、交流モータＭは、エンジンにて駆動されることにより発電する電動発電機として機能するよう構成されてもよい。更に、交流モータＭは、エンジンに対して電動機として動作し、例えばエンジン始動を行ない得るようハイブリッド自動車に組み込まれてもよい。

直流電源Ｂの正極端子及び負極端子にはそれぞれ電力線１４及びアース線１６の一端が接続されている。電力線１４及びアース線１６にはそれぞれシステムリレーＳＲ１、ＳＲ２が設けられており、システムリレーＳＲ１、ＳＲ２とコンバータ１０との間にて電力線１４とアース線１６との間には第一の平滑コンデンサＣ１が設けられている。

システムリレーＳＲ１、ＳＲ２は制御装置３０からの信号ＳＥによりオン・オフされる。具体的には、システムリレーＳＲ１、ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。

昇降圧コンバータ１０は、電力線１４に設けられたリアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対しそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２とを含んでいる。電力力用半導体スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１は、電力線１４の他端と電力線１８の一端との間に設けられ、電力力用半導体スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２は、電力線１４の他端とアース線１６との間に設けられている。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフは、それぞれ制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１及びＳ２によって制御される。

本実施形態に於いて、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、電力用バイポーラトランジスタ等であってよい。

インバータ１２は、電力線１８の他端とアース線１６の他端との間に設けられ、Ｕ相アーム２０と、Ｖ相アーム２２と、Ｗ相アーム２４とからなっている。各相アームは、電力線１８とアース線１６との間に直列接続されたスイッチング素子を有している。Ｕ相アーム２０は、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４を有し、Ｖ相アーム２２は、スイッチング素子Ｑ５及びＱ６を有し、Ｗ相アーム２４は、スイッチング素子Ｑ７及びＱ８を有している。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対しそれぞれダイオードＤ３〜Ｄ８が逆並列接続されている。

スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７及びＤ３、Ｄ５、Ｄ７はそれぞれＵ相アーム２０、Ｖ相アーム２２、Ｗ相アーム２４の上アームを構成している。また、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８及びＤ４、Ｄ６、Ｄ８はそれぞれＵ相アーム２０、Ｖ相アーム２２、Ｗ相アーム２４の下アームを構成している。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、それぞれ制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルの各相端に接続されている。即ち、交流モータＭは、三相の永久磁石モータであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三つのコイルの一端が中点に共通接続されている。更に、各相コイルの他端は、各相アーム２０〜２４の一対のスイッチング素子の中間点、即ち、上アームと下アームとの間に接続されている。

昇降圧コンバータ１０は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧し、昇圧後の直流電圧をインバータ１２へ供給する（本明細書に於いては、インバータ１２へ供給されるこの直流電圧を必要に応じて「システム電圧」と称する）。具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間及びＱ２のオン期間が交互に与えられ、電圧の昇圧比は、これらのオン期間の比に応じた値になる。

昇降圧コンバータ１０とインバータ１２との間にて電力線１８とアース線１６との間には、第二の平滑コンデンサＣ２が設けられている。平滑コンデンサＣ２は、昇圧動作時には、昇降圧コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、平滑化された直流電圧をインバータ１２へ供給する。

また、昇降圧コンバータ１０は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ２を介してインバータ１２から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂへ出力し、これにより直流電源Ｂを充電する。具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に与えられ、電圧の降圧比は、上記オン期間のデューティ比に応じた値になる。

インバータ１２は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８にそれぞれ応答するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣ２から供給される昇圧後の直流電圧を適切な交流のモータ印加電圧に変換する。特に、交流モータＭのトルク指令値が正である場合には、交流モータＭが正のトルクを出力するように平滑コンデンサＣ２からの昇圧後の直流電圧を適切な交流のモータ印加電圧に変換する。また、インバータ１２は、交流モータＭのトルク指令値が零である場令には、交流モータＭの出力が零になるように平滑コンデンサＣ２からの昇圧後の直流電圧を適切な交流のモータ印加電圧に変換する。従って、交流モータＭは、トルク指令値によって指定された零又は正のトルクを発生するように駆動される。

更に、モータ駆動システム１００がハイブリッド自動車又は電気自動車に搭載され、車両が回生制動される場合には、交流モータＭのトルク指令値は負に設定される。この場合には、インバータ１２は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答するスイッチング動作により、交流モータＭが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ２を介して昇降圧コンバータ１０へ供給する。回生制動とは、車両の運動エネルギーの一部を電気エネルギーに変換することによる制動である。具体的には、運転者によるブレーキ操作が行われた場合に摩擦制動力に加えて回生発電による制動力を発生させる制動や、ブレーキ操作は行われないがアクセルペダルがオフされた場合に回生発電によって車両を減速（又は加速を中止）させることが含まれる。

なお、モータ駆動システム１００の回生制動時の動作は本発明の要旨をなすものではないので、回生制動時の動作の詳細な説明を省略する。

直流電源Ｂには電圧センサ３２が設けられており、電圧センサ３２は、検出した直流電源Ｂの電圧Ｖｂを示す信号を制御装置３０へ出力する。また平滑コンデンサＣ２にはその両端間の電圧（システム電圧）を検出する電圧センサ３４が設けられており、電圧センサ３４は、検出した電圧、即ち、昇降圧コンバータ１０による昇圧後の電源電圧ＶＨを示す信号を制御装置３０へ出力する。

インバータ１２と交流モータＭとの間の電力線には電流センサ３６が設けられている。電流センサ３６は、交流モータＭに流れるモータ電流を検出し、検出したモータ電流を示す信号を制御装置３０へ出力する。なお、三つの電力線に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示されている如く、電流センサ３６は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗ)を検出するように配置されていればよい。

交流モータＭにはそのロータ回転角θを検出する回転角センサ（レゾルバ）３８が設けられており、回転角センサ３８は、交流モータＭのロータ回転角θを示す信号を制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、回転角θに基づき交流モータＭの回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０には外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍも入力される。制御装置３０は、トルク指令値、各センサによって検出された電源電圧Ｖｂ、システム電圧ＶＨ、モータ電流ｉｖ、ｉｖ、回転角θに基づいて、交流モータＭがトルク指令値に対応するトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１０及びインバータ１２を制御する。即ち、制御装置３０は、昇降圧コンバータ１０及びインバータ１２を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成し、昇降圧コンバータ１０及びインバータ１２へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成して昇降圧コンバータ１２へ出力する。更に、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン・オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御されインバータ１２に於いて実行される電力変換について詳細に説明する。インバータ１４に於ける電力変換は、正弦波ＰＷＭ制御方式により制御される。

正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームに於けるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

交流モータＭでは、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１０による昇圧電圧、即ち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１０による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

従って、正弦波ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクが目標値であるトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御される。なお、交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍは、図には示されていないＥＣＵによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より算出される。

図２は、制御装置３０によって実行される正弦波ＰＷＭ制御方式による制御ブロック図である。なお、図２に示された制御ブロック図の制御は、制御装置３０によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現される。

図２に示されている如く、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０、２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含んでいる。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ３８によって検出される交流モータＭの回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ３６によって検出されたｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｖに基づいてｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを算出する。

回転数演算部２３０は、回転角センサ３８から入力される交流モータＭの回転角θに基づいて、交流モータＭの回転数Ｎｍｔを演算する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）及びｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭの回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。システム電圧ＶＨが変動してもその変動が交流モータＭの出力トルクに影響しないよう、軸電圧指令値から相電圧指令値への変換に際しては、後に詳細に説明する如く、システム電圧ＶＨの参照値ＶＨｒｅｆが反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によってスイッチング制御されることにより、交流モータＭがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応するトルクを出力するための交流電圧が交流モータＭに印加される。

上述の如く、軸電圧指令値Ｖｄ♯、Ｖｑ♯から相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗへの変換に際しシステム電圧ＶＨの参照値ＶＨｒｅｆが反映され、変換後の各相の電圧指令値と所定の搬送波との比較に基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。よってインバータ１２に於けるＰＷＭ制御のデューティ比は、交流モータＭのトルク指令値が達成されるよう相電圧指令値に基づいて演算されると共に、システム電圧の変動が交流モータＭの出力トルクに影響しないよう、参照値ＶＨｒｅｆに基づいて修正される。

図２に示されている如く、実施形態の交流モータ駆動システム１００の制御装置３０には、更に、ＶＨ指令値生成部３１０と、ＰＷＭ信号生成部３６０と、参照値設定部３７０とが設けられている。

ＶＨ指令値生成部３１０は、交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍ及び回転数Ｎｍｔに応じて、システム電圧ＶＨの制御指令値ＶＨ♯（以下、電圧指令値ＶＨ♯とも称する）を生成する。

ＰＷＭ信号生成部３６０は、電圧センサ３２によって検出された電源電圧Ｖｂ及び現在の電圧指令値ＶＨ♯に基づき、コンバータ１０の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯と一致するように、所定のＰＷＭ制御方式に従ってスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。

この構成により、交流モータＭの出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、モータ電流（ｉｄ、ｉｑ）のフィードバック制御が行われる。

システム電圧の参照値設定部３７０は、図３に示されたフローチャートに従って、座標変換部２５０に於ける軸電圧指令値から相電圧指令値への変換に際しシステム電圧ＶＨを反映させるための参照値ＶＨｒｅｆを設定し、設定したシステム電圧の参照値ＶＨｒｅｆを座標変換部２５０へ出力する。座標変換部２５０は入力されるシステム電圧ＶＨの参照値ＶＨｒｅｆに基づいてシステム電圧の変動の影響が低減されるよう軸電圧指令値から相電圧指令値への変換を行う。

図３に示されている如く、まずステップ１００より制御が開始され、ステップ１１０に於いては、駆動システム１００が平滑コンデンサＣ１及びＣ２より電荷を放出するディスチャージ動作中であるか否かの判別が行われる。そして肯定判別が行われたときには制御はステップ１７０へ進み、否定判別が行われたときには制御はステップ１２０へ進む。

ステップ１２０に於いては、インバータ１２の何れかの上アームがオン中であるか否かの判別、即ち、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７の何れかがオンであるか否かの判別が行われる。そして肯定判別が行われたときには制御はステップ１７０へ進み、否定判別が行われたときには制御はステップ１３０へ進む。

ステップ１３０に於いては、電圧指令値ＶＨ♯とシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄとの偏差ΔＶＨが基準値α（例えば電圧指令値ＶＨ♯の１０％）よりも大きいか否かの判別が行われる。そして肯定判別が行われたときにはステップ１４０に於いて、βを例えば電圧指令値ＶＨ♯の１０％の値として、参照値ＶＨｒｅｆがβにて低減補正された後の電圧指令値「ＶＨ♯−β」に設定され、否定判別が行われたときには制御はステップ１５０へ進む。

ステップ１５０に於いては、システム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄの変動が閾値よりも大きいか否かの判別が行われる。そして肯定判別が行われたときには制御はステップ１６０へ進み、否定判別が行われたときには制御はステップ１７０へ進む。この場合、システム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄが予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動しているときに、検出値ＶＨｄの変動が閾値よりも大きいと判別されてよい。

なお、上記周波数範囲及び基準振幅は、参照値ＶＨｒｅｆが検出値ＶＨｄ又はそのフィルタ処理値ＶＨｄｆに設定される場合に、システム電圧の変動に起因して交流モータの出力トルクの変動が大きくなる周波数範囲及び振幅として例えば実験的に求められてよい。

ステップ１６０に於いては、参照値ＶＨｒｅｆが電圧指令値ＶＨ♯に設定され、ステップ１７０に於いては、参照値ＶＨｒｅｆがシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄをフィルタ処理した値ＶＨｄｆに設定される。なお、フィルタ処理はシステム電圧ＶＨの変動を低減した値を求めるものである限り、任意のフィルタ処理であってよい。

上述の如く、昇圧後の電源電圧であるシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄが予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動しているときには、ステップ１６０に於いて参照値ＶＨｒｅｆが電圧指令値ＶＨ♯に設定される。すなわち、システム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄの変動が閾値よりも大きいときには、インバータ１２に於けるＰＷＭ制御のデューティ比がコンバータ１０に対する電圧指令値ＶＨ♯に基づいて修正される。

従ってシステム電圧ＶＨの変動が大きく、ＰＷＭ制御のデューティ比がシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄに基づいて修正されると交流モータＭの出力トルクが却って大きく変動する状況に於いて、交流モータＭの出力トルクの変動を低減することができる。

また、システム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄが予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動していないときには、ステップ１７０に於いて参照値ＶＨｒｅｆがシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄをフィルタ処理した値ＶＨｄｆに設定される。すなわち、システム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄの変動が閾値以下であるときには、インバータ１２に於けるＰＷＭ制御のデューティ比がシステム電圧検出値ＶＨｄのフィルタ処理値ＶＨｄｆに基づいて修正される。

従ってシステム電圧ＶＨの変動が大きくはなく、ＰＷＭ制御のデューティ比が昇圧後の電源電圧の検出値に応じて修正されるべき状況に於いて、システム電圧ＶＨの変動に起因して交流モータＭの出力トルクの変動が大きくなる虞れを低減することができる。

また、参照値ＶＨｒｅｆがシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄではなく、検出値ＶＨｄをフィルタ処理した値ＶＨｄｆに設定される。従って参照値ＶＨｒｅｆがシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄに設定される場合に比して、インバータ１４の制御周期を低くし、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング頻度を低減し、スイッチング損失や発熱量が高くなることを効果的に抑制することができる。

また、上述の実施形態によれば、駆動システム１００が平滑コンデンサＣ１及びＣ２より電荷を放出するディスチャージ動作中であるときや、インバータ１２の何れかの上アームがオン中であるにも、ステップ１７０が実行される。従って昇圧後の電源電圧についてのコンバータ１０に対する電圧指令値ＶＨ♯が存在しない動作モード時や、コンバータ１０に対する電圧指令値ＶＨ♯が正確ではなくなる動作モード時にも、ＰＷＭ制御のデューティ比をできるだけシステム電圧ＶＨに基づいて修正することができる。

更に、上述の実施形態によれば、電圧指令値ＶＨ♯とシステム電圧ＶＨの検出値ＶＨｄとの偏差ΔＶＨが基準値αよりも大きいときには、ステップ１４０に於いて参照値ＶＨｒｅｆがβにて低減補正された後の電圧指令値「ＶＨ♯−β」に設定される。従ってＰＷＭ制御のデューティ比がその下限制限値に到達しているような状況に於いて、参照値ＶＨｒｅｆが電圧指令値ＶＨ♯に設定されることにより交流モータＭの出力トルクにサージが発生することを効果的に抑制することができる。

特に、上述の実施形態によれば、基準値α及び低減補正量βは例えば電圧指令値ＶＨ♯の１０％の値として電圧指令値ＶＨ♯に応じて可変設定される。従ってこらの値が一定である場合に比して、交流モータＭの出力トルクが急変することを適正に抑制することができる。

以上に於いては本発明を特定の実施形態について詳細に説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内にて他の種々の実施形態が可能であることは当業者にとって明らかであろう。

例えば上述の実施形態に於いては、交流電機は三相交流モータであるが、交流電機はコンバータによる昇圧後の電源電圧がインバータにより交流電圧に変換され、その交流電圧により駆動される限り任意の交流電機であってよい。

また上述の実施形態に於いては、インバータに於ける電力変換のシステム電圧の参照値ＶＨｒｅｆは、図３に示されたフローチャートに従って設定されるようになっているが、図４に示されたフローチャートに従って設定されるよう修正されてもよい。なお、図４に於いては、図３に於いて付されたステップ番号と同一のステップ番号が付されている。

また上述の実施形態に於いては、インバータに於ける電力変換は、正弦波ＰＷＭ制御方式により制御されるようになっているが、状況に応じて例えば可変調ＰＷＭ制御方式の如き他の制御方式により制御されるようされるよう修正されてもよい。

１０…コンバータ、１２…インバータ、１４，１８…電力線、１６…アース線、２０…Ｕ相アーム、２２…Ｖ相アーム、２４…Ｗ相アーム、３０…制御装置、３２，３４…電圧センサ、３６…電流センサ、３８…回転角センサ、１００…交流モータ駆動システム、２００…ＰＷＭ制御ブロック、２１０…電流指令生成部、２６０…ＰＷＭ信号生成部（インバータ）、２７０…制御モード判定部、３１０…制御モード判定部、ＶＨ指令値生成部、３２０…ＶＨ指令値修正部、３５０…ＰＷＭ信号生成部（コンバータ）、３７０…参照値設定部、
Ｂ…直流電源、Ｃ１，Ｃ２…平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード（逆並列ダイオード）、ｉｄ…ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ…ｄ軸電流指令値、ｉｑ…ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ…ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ…モータ電流（三相電流）、Ｌ１…リアクトル、Ｍ…交流モータ、Ｎｍｔ…モータ回転数、Ｑ１〜Ｑ８…電力用スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８…スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２…システムリレー、Ｔｑｃｏｍ…トルク指令値、Ｖｂ…直流電圧、Ｖｄ…ｄ軸電圧、Ｖｄ♯…ｄ軸電圧指令値、ＶＨ…システム電圧（インバータ入力電圧）、ＶＨ♯…システム電圧指令値、Ｖｑ…ｑ軸電圧、Ｖｑ♯…ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…各相電圧指令値、ΔＩｄ…ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ…ｑ軸電流偏差、θ…ロータ回転角

Claims (6)

1. 電源と、コンバータと、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧を交流電圧に変換して交流電機へ出力するインバータとを含む交流電機駆動システムの制御装置であって、前記交流電機の目標出力に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を演算し、該デューティ比に基づいて前記インバータを制御する交流電機駆動システムの制御装置に於いて、
   昇圧後の電源電圧が予め設定された周波数範囲内にて基準振幅以上に亘り変動しているときには、前記コンバータに対する指令値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正し、
   昇圧後の電源電圧が前記予め設定された周波数範囲内にて前記基準振幅以上に亘り変動していないときには、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正する、
   ことを特徴とする交流電機駆動システムの制御装置。
2. 昇圧後の電源電圧についての前記コンバータに対する指令値が存在しない動作モード及び前記コンバータに対する指令値が正確ではなくなる動作モードを予め設定された所定のモードとして、前記交流電機駆動システムが前記所定のモードにて動作しているときには、前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正することを特徴とする請求項１に記載の交流電機駆動システムの制御装置。
3. 前記インバータは複数のアームを有し、各アームは互いに直列に接続された上アーム及び下アームを有し、前記所定のモードは前記上アームのオン制御モードを含んでいることを特徴とする請求項２に記載の交流電機駆動システムの制御装置。
4. 前記交流電機駆動システムは、前記電源と前記コンバータとの間に設けられた第一の平滑コンデンサと、前記コンバータと前記インバータとの間に設けられた第二の平滑コンデンサとを有し、前記所定のモードは前記第一及び第二の平滑コンデンサより電荷を放出するディスチャージモードを含んでいることを特徴とする請求項２に記載の交流電機駆動システムの制御装置。
5. 前記コンバータに対する指令値と前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値との偏差が基準値よりも大きいときには、前記コンバータに対する指令値を低減補正した値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を修正することを特徴とする請求項２乃至４の何れか一つに記載の交流電機駆動システムの制御装置。
6. ＰＷＭ制御のデューティ比を修正するための前記コンバータによる昇圧後の電源電圧の検出値は、検出手段により検出された昇圧後の電源電圧をフィルタ処理した値であることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一つに記載の交流電機駆動システムの制御装置。

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