JP2019088039A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】真値に近い電圧フィードバック値を生成し、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図る。
【解決手段】モータ制御装置１−１の位相補正器１０は、ＬＰＦ１１４の位相特性が反映された位相補正テーブル１１から、電気角速度ωｅに対応する位相補正角度Δθｅを読み出す。加算器１２は、電気角θｅに位相補正角度Δθｅを加算して補正後電気角θｅ’を求める。座標変換器１１５は、補正後電気角θｅ’に基づいて、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れを補償した真値に近くなる。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に、静止座標系の３相の電圧値を回転座標系の２相の電圧値に変換するモータ制御装置に関する。

従来、ｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令に基づいて、モータをベクトル制御するモータ制御装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。このモータ制御装置は、ｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を３相交流電圧指令に座標変換し、３相交流電圧指令に基づいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調制御）のゲート信号（ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭインバータは、ＰＷＭ信号に基づいて、電源から供給された直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧をモータへ供給する。

このようなモータ制御装置では、モータへ供給された３相交流電圧を検出する電圧検出器から電圧フィードバックを入力し、当該電圧フィードバックを用いて、すべり演算制御、定出力制御、速度推定、磁束オブザーバ等の様々な処理を行う。このため、電圧フィードバックは、モータ制御装置がモータ制御を行う際に基準となる重要なデータであるといえる。

図７は、従来のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。このモータ制御装置１００は、電気角速度算出器１１０、積分器１１１、座標変換器１１２，１１５、ＰＷＭ制御器１１３及びＬＰＦ（Low Pass Filter：ローパスフィルタ）１１４を備えている。

電気角速度算出器１１０は、モータ１０１の電気角速度ωｅを算出し、電気角速度ωｅを積分器１１１に出力する。例えば、モータ１０１が同期電動機である場合、電気角速度算出器１１０は、モータ１０１の回転を検出するエンコーダの出力信号を入力し、当該出力信号に基づいて、電気角速度ωｅを算出する。また、モータ１０１が誘導電動機である場合、電気角速度算出器１１０は、モータ１０１の回転を検出するエンコーダの出力信号を入力し、当該出力信号に基づいて回転周波数を算出し、回転周波数にすべり周波数を加算し、加算結果から電気角速度ωｅを求める。

さらに、前述の特許文献１に記載されているように、電気角速度算出器１１０は、座標変換器１１２が入力するｑ軸電圧指令Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、並びに座標変換器１１５が出力するｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに基づいて、電気角速度ωｅを算出する場合もある。

積分器１１１は、電気角速度算出器１１０から電気角速度ωｅを入力し、電気角速度ωｅを積分して電気角θｅを求める。そして、積分器１１１は、電気角θｅを座標変換器１１２，１１５に出力する。

座標変換器１１２は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を入力すると共に、積分器１１１から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１１２は、電気角θｅに基づいて、回転座標系の２相のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を、静止座標系の３相のＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊に座標変換する。座標変換器１１２は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊をＰＷＭ制御器１１３に出力する。

ＰＷＭ制御器１１３は、座標変換器１１２からＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊を入力すると共に、図示しないキャリア発生器からキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器１１３は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊の振幅とキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じて各相のＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ制御器１１３は、各相のＰＷＭ信号を図示しないＰＷＭインバータへ出力する。

これにより、図示しないＰＷＭインバータは、ＰＷＭ制御器１１３からの各相のＰＷＭ信号に従って、各相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。そして、ＰＷＭインバータは、図示しない電源から供給された直流電圧を３相交流電圧（Ｕ相出力電圧Ｖｕｏ、Ｖ相出力電圧Ｖｖｏ及びＷ相出力電圧Ｖｗｏ）に変換する。ＰＷＭインバータは、Ｕ相出力電圧Ｖｕｏ、Ｖ相出力電圧Ｖｖｏ及びＷ相出力電圧Ｖｗｏをモータ１０１へ供給する。

一方で、図示しないＰＷＭインバータとモータ１０１との間に設けられた図示しない電圧検出器は、ＰＷＭインバータからモータ１０１へ供給された３相交流電圧を検出する。そして、モータ制御装置１００は、図示しない電圧検出器により検出された３相交流電圧を、３相交流電圧フィードバック（Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏ）として入力する。

以下、説明の便宜のため、Ｕ相出力電圧Ｖｕｏ、Ｖ相出力電圧Ｖｖｏ及びＷ相出力電圧Ｖｗｏと、Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏとは、同じ記号を用いることとする。

ＬＰＦ１１４は、Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏを入力し、これらの電圧フィードバックにＬＰＦ処理を施す。そして、ＬＰＦ１１４は、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを座標変換器１１５に出力する。

座標変換器１１５は、ＬＰＦ１１４からＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを入力すると共に、積分器１１１から電気角θｅを入力する。

座標変換器１１５は、電気角θｅに基づいて、静止座標系の３相のＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを、回転座標系の２相のｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。そして、座標変換器１１５は、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄを、図示しない構成部（すべり演算制御、定出力制御等の処理を行う構成部）に出力する。

図８（１）は、座標変換器１１２から出力されるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊において、Ｕ相とＶ相との間の電圧指令Ｖｕｖ＊の波形を示す図である。図８（１）から、座標変換器１１２から出力される電圧指令Ｖｕｖ＊の波形は、正弦波であることがわかる。

図８（２）は、ＰＷＭインバータから出力されるＵ相出力電圧Ｖｕｏ、Ｖ相出力電圧Ｖｖｏ及びＷ相出力電圧Ｖｗｏにおいて、Ｕ相とＶ相との間の出力電圧Ｖｕｖｏの波形を示す図である。図８（２）から、ＰＷＭインバータから出力される出力電圧Ｖｕｖｏの波形は、ＰＷＭインバータのスイッチング動作に伴い、チョッピングされた矩形波であることがわかる。

前述のとおり、図示しない電圧検出器は、Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏとして、図８（２）に示すような矩形波を検出する。このため、モータ制御装置１００は、ＬＰＦ１１４を用いて、Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏに含まれるスイッチング周波数成分をカットする。

図８（３）は、ＬＰＦ１１４から出力されるＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗにおいて、Ｕ相とＶ相との間の電圧フィードバックＶｕｖの波形を示す図である。図８（３）から、ＬＰＦ１１４から出力される電圧フィードバックＶｕｖの波形は、図８（２）に示した出力電圧Ｖｕｖｏからスイッチング周波数成分がカットされた波形であるが、図８（１）に示した電圧指令Ｖｕｖ＊の波形に比べ、正弦波上に、ＰＷＭインバータのスイッチング動作に伴って残存する細かな刻みが含まれることがわかる。

特開２００７−１０４７７７号公報

このように、モータ制御装置１００は、ＬＰＦ１１４を用いることで、電圧検出器により検出された３相交流電圧フィードバック（Ｕ相電圧フィードバックＶｕｏ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖｏ及びＷ相電圧フィードバックＶｗｏ）から、スイッチング周波数成分をカットする。

しかしながら、一般にＬＰＦ１１４はハードウェア回路にて構成されるため、ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックには、周波数に起因する位相遅れ及び振幅減衰（利得減衰）が存在する。

図９は、ＬＰＦ１１４の位相及び利得の特性例を示す図であり、ＬＰＦ１１４が２次バターワースＬＰＦである場合の特性を示す。横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は位相［°］及び利得［ｄＢ］であり、遮断周波数をｆc＝１ｋＨｚとする。

図９に示すように、ＬＰＦ１１４から出力される３相交流電圧フィードバックには、周波数に起因する位相遅れ及び振幅減衰が存在することがわかる。ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックに位相遅れ及び振幅減衰が存在する場合、座標変換器１１５により座標変換されるｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄの精度が低下する。

前述のとおり、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、すべり演算制御、定出力制御等のための基準データとして用いられるから、モータ１０１を駆動する際の制御精度及び制御の安定化に影響を与える重要なデータであるといえる。

このように、ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックには位相遅れ及び振幅減衰が存在することから、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄである電圧フィードバック値の精度が低下してしまう。このため、従来のモータ制御装置１００では、モータ１０１を駆動する際の制御精度が低下し、制御の安定化の実現が困難であるという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、真値に近い電圧フィードバック値を生成し、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図ることが可能なモータ制御装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のモータ制御装置は、所定のｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令に基づいてモータを制御するモータ制御装置において、前記モータの電気角速度を算出する電気角速度算出器と、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度を積分し、前記モータの電気角を求める積分器と、前記積分器により求めた前記電気角に基づいて、前記ｑ軸電圧指令及び前記ｄ軸電圧指令を３相交流電圧指令に座標変換する第１の座標変換器と、前記第１の座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記モータへ供給する３相交流電圧を生成するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御器と、前記３相交流電圧を検出する電圧検出器から、前記３相交流電圧を３相交流電圧フィードバックとして入力し、当該３相交流電圧フィードバックにＬＰＦ処理を施すＬＰＦと、前記ＬＰＦの位相特性が反映され、電気角速度と位相補正角度とが対となって格納された位相補正テーブルを用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記位相補正角度を特定する位相補正器と、前記積分器により求めた前記電気角に、前記位相補正器により特定された前記位相補正角度を加算し、加算後電気角を出力する加算器と、前記加算器により出力された前記加算後電気角に基づいて、前記ＬＰＦによりＬＰＦ処理が施された前記３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバック及びｄ軸電圧フィードバックに座標変換する第２の座標変換器と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、さらに、前記ＬＰＦの利得特性が反映され、電気角速度と利得補正係数とが対となって格納された利得補正テーブルを用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記利得補正係数を特定する利得補正器と、前記ＬＰＦによりＬＰＦ処理が施された前記３相交流電圧フィードバックに、前記利得補正器により特定された前記利得補正係数を乗算し、乗算後３相交流電圧フィードバックを出力する乗算器と、を備え、前記第２の座標変換器が、前記加算器により出力された前記加算後電気角に基づいて、前記乗算器により出力された前記乗算後３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバック及びｄ軸電圧フィードバックに座標変換する、ことを特徴とする。

また、請求項３のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、前記位相補正器が、前記位相補正テーブルの代わりに、前記ＬＰＦの位相特性が反映され、電気角速度と位相補正角度との間の関係が定義された数式を用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記位相補正角度を特定する、ことを特徴とする。

また、請求項４のモータ制御装置は、請求項２に記載のモータ制御装置において、前記利得補正器が、前記ＬＰＦの利得特性が反映され、電気角速度と利得補正係数との間の関係が定義された数式を用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記利得補正係数を特定する、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、真値に近い電圧フィードバック値を生成することができ、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図ることが可能となる。

実施例１のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 実施例２のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 位相補正テーブルの構成例を示す図である。 利得補正テーブルの構成例を示す図である。 ＬＰＦの利得特性及び位相特性の例を示す図である。 図５の利得特性及び位相特性の例から得られた利得補正係数ｋ及び位相補正角度Δθｅを示す図である。 従来のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 （１）は、座標変換器から出力されるＵ相とＶ相との間の電圧指令Ｖｕｖ＊の波形を示す図である。（２）は、ＰＷＭインバータから出力されるＵ相とＶ相との間の出力電圧Ｖｕｖｏの波形を示す図である。（３）は、ＬＰＦから出力されるＬＰＦ処理後のＵ相とＶ相との間の電圧フィードバックＶｕｖの波形を示す図である。 ＬＰＦの位相及び利得の特性例を示す図である。 アクティブ型の１次ＬＰＦの構成例を示す図である。 アクティブ型の２次ＬＰＦの構成例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、ＬＰＦ１１４の特性を反映した位相補正テーブルを用いて電気角を補正し、補正後の電気角に基づいて、ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換することを特徴とする。

これにより、ＬＰＦ１１４にて生じる位相遅れを補償するための電気角を生成することができるから、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは真値に近くなる。したがって、ＬＰＦ１１４にて生じる位相遅れの影響を排除することができ、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図ることが可能となる。

また、本発明は、ＬＰＦ１１４の特性を反映した位相補正テーブルを用いて電気角を補正し、ＬＰＦ１１４の特性を反映した利得補正テーブルを用いてＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックを補正し、補正後の電気角に基づいて、補正後の３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換することを特徴とする。

これにより、ＬＰＦ１１４にて生じる位相遅れを補償するための電気角、及びＬＰＦ１１４にて生じる振幅減衰を補償するための３相交流電圧フィードバックを生成することができるから、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは真値に近くなる。したがって、ＬＰＦ１１４にて生じる位相遅れ及び振幅減衰の影響を排除することができ、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を一層図ることが可能となる。

〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。実施例１は、位相補正テーブルを用いて、ＬＰＦにて生じる位相遅れを補償するための電気角を生成し、当該電気角に基づいて、ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する例である。

図１は、実施例１のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。このモータ制御装置１−１は、電気角速度算出器１１０、積分器１１１、座標変換器１１２，１１５、ＰＷＭ制御器１１３、ＬＰＦ１１４、位相補正器１０及び加算器１２を備えている。位相補正器１０は、位相補正テーブル１１を備えている。

電気角速度算出器１１０、積分器１１１、座標変換器１１２，１１５、ＰＷＭ制御器１１３及びＬＰＦ１１４は、図７に示した構成部と同じである。電気角速度算出器１１０は、電気角速度ωｅを積分器１１１及び位相補正器１０に出力する。

座標変換器１１２は、以下の式にて、電気角θｅに基づいて、回転座標系の２相のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を、静止座標系の３相のＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊に座標変換する。

図３は、位相補正テーブル１１の構成例を示す図である。この位相補正テーブル１１は、ＬＰＦ１１４の周波数に対する位相特性が反映されたテーブルであり、電気角速度ωｅと位相補正角度Δθｅとが対となって予め格納されている。

ＬＰＦ１１４の周波数に対する位相特性は既知であり、ＬＰＦ１１４の周波数に起因する位相遅れの量も既知である。角速度ωと周波数ｆとの間にはω＝２πｆの関係がある。したがって、ユーザは、既知であるＬＰＦ１１４の周波数に対する位相特性に従って、電気角速度ωｅと位相補正角度Δθｅとの間の関係を定めることができ、位相補正テーブル１１を構成することができる。

位相補正テーブル１１の位相補正角度Δθｅは、ＬＰＦ１１４にて生じるＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗの位相遅れを０°に補正するための角度である。例えば図９に示した位相特性を有するＬＰＦ１１４を用いた場合、遮断周波数ｆc＝１ｋＨｚのときの位相は−９０°であるから、位相補正テーブル１１には、電気角速度ωｅ＝２πｆc＝６２８３ｒａｄ／ｓに対応して、位相補正角度Δθｅ＝９０°が格納されている。

図１に戻って、位相補正器１０は、電気角速度算出器１１０から電気角速度ωｅを入力し、位相補正テーブル１１から、電気角速度ωｅに対応する位相補正角度Δθｅを読み出す。そして、位相補正器１０は、位相補正角度Δθｅを加算器１２に出力する。

尚、位相補正器１０は、位相補正テーブル１１を用いる代わりに、電気角速度ωｅと位相補正角度Δθｅとの間の関係が定義された数式を用いて、電気角速度ωｅに対応する位相補正角度Δθｅを算出するようにしてもよい。

加算器１２は、積分器１１１から電気角θｅを入力すると共に、位相補正器１０から位相補正角度Δθｅを入力し、電気角θｅに位相補正角度Δθｅを加算し、補正後電気角（加算後電気角）θｅ’を求める。そして、加算器１２は、補正後電気角θｅ’を座標変換器１１５に出力する。

座標変換器１１５は、ＬＰＦ１１４からＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを入力すると共に、加算器１２から補正後電気角θｅ’を入力する。

座標変換器１１５は、補正後電気角θｅ’に基づいて、静止座標系の３相のＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを、回転座標系の２相のｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。

これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れを補償した値となる。

ここで、座標変換器１１５は、以下の式にて座標変換を行う。

以上のように、実施例１のモータ制御装置１−１によれば、位相補正器１０は、ＬＰＦ１１４の位相特性が反映された位相補正テーブル１１を用いて、電気角速度ωｅに対応する位相補正角度Δθｅを特定する。加算器１２は、電気角θｅに位相補正角度Δθｅを加算して補正後電気角θｅ’を求める。

座標変換器１１５は、補正後電気角θｅ’に基づいて、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。

これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れを補償した真値に近くなる。そして、すべり演算制御、定出力制御等の処理は、真値に近いｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄを用いて行われる。したがって、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図ることが可能となる。

実施例１は、特に、使用周波数帯域において位相遅れが生じやすく、振幅減衰が生じ難い高次のＬＰＦ１１４に適用することができる。例えば図９において、周波数が３００Ｈｚ以下の領域を使用周波数帯域とした場合、使用周波数帯域では、位相遅れは生じるが、利得は変化せず一定であるから、振幅減衰は生じ難い。

モータ制御装置１−１は、このようなＬＰＦ１１４を用いた場合、位相補正テーブル１１を用いて電気角θｅを補正し、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れのみを補償したｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄを生成する。これにより、位相遅れを補償するだけで、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を図ることが可能となる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例２は、利得補正テーブルを用いて、ＬＰＦにて生じる振幅減衰を補償するためのＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックを生成し、位相補正テーブルを用いて生成した電気角に基づいて、当該３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバック及びｄ軸電圧フィードバックに座標変換する例である。

図２は、実施例２のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。このモータ制御装置１−２は、電気角速度算出器１１０、積分器１１１、座標変換器１１２，１１５、ＰＷＭ制御器１１３、ＬＰＦ１１４、位相補正器１０、加算器１２、利得補正器１３及び乗算器１５−１，１５−２，１５−３を備えている。位相補正器１０は、位相補正テーブル１１を備え、利得補正器１３は、利得補正テーブル１４を備えている。

電気角速度算出器１１０、積分器１１１、座標変換器１１２、ＰＷＭ制御器１１３、ＬＰＦ１１４、位相補正器１０及び加算器１２は、図１及び図７に示した構成部と同じである。

電気角速度算出器１１０は、電気角速度ωｅを積分器１１１、位相補正器１０及び利得補正器１３に出力する。ＬＰＦ１１４は、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕを乗算器１５−１に出力し、Ｖ相電圧フィードバックＶｖを乗算器１５−２に出力し、Ｗ相電圧フィードバックＶｗを乗算器１５−３に出力する。

図４は、利得補正テーブル１４の構成例を示す図である。この利得補正テーブル１４は、ＬＰＦ１１４の周波数に対する利得特性が反映されたテーブルであり、電気角速度ωｅと利得補正係数ｋとが対となって予め格納されている。

ＬＰＦ１１４の周波数に対する利得特性は既知であり、ＬＰＦ１１４の周波数に起因する振幅減衰量も既知である。したがって、ユーザは、既知であるＬＰＦ１１４の周波数に対する利得特性に従って、電気角速度ωｅと利得補正係数ｋとの間の関係を定めることができ、利得補正テーブル１４を構成することができる。利得補正テーブル１４の利得補正係数ｋは、ＬＰＦ１１４にて生じるＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗの振幅減衰を０に補正するための係数である。

図２に戻って、利得補正器１３は、電気角速度算出器１１０から電気角速度ωｅを入力し、利得補正テーブル１４から、電気角速度ωｅに対応する利得補正係数ｋを読み出す。そして、利得補正器１３は、利得補正係数ｋを乗算器１５−１，１５−２，１５−３に出力する。

尚、利得補正器１３は、利得補正テーブル１４を用いることなく、電気角速度ωｅと利得補正係数ｋとの間の関係が定義された数式を用いて、電気角速度ωｅに対応する利得補正係数ｋを算出するようにしてもよい。

乗算器１５−１は、ＬＰＦ１１４からＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕを入力すると共に、利得補正器１３から利得補正係数ｋを入力する。そして、乗算器１５−１は、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕに利得補正係数ｋを乗算し、補正後（乗算後）のＵ相電圧フィードバックＶｕ’を座標変換器１１５に出力する。

これにより、補正後のＵ相電圧フィードバックＶｕ’は、ＬＰＦ１１４にて生じた振幅減衰を補償した値となる。

乗算器１５−２は、ＬＰＦ１１４からＬＰＦ処理後のＶ相電圧フィードバックＶｖを入力すると共に、利得補正器１３から利得補正係数ｋを入力する。そして、乗算器１５−２は、ＬＰＦ処理後のＶ相電圧フィードバックＶｖに利得補正係数ｋを乗算し、補正後のＶ相電圧フィードバックＶｖ’を座標変換器１１５に出力する。

これにより、補正後のＶ相電圧フィードバックＶｖ’は、ＬＰＦ１１４にて生じた振幅減衰を補償した値となる。

乗算器１５−３は、ＬＰＦ１１４からＬＰＦ処理後のＷ相電圧フィードバックＶｗを入力すると共に、利得補正器１３から利得補正係数ｋを入力する。そして、乗算器１５−３は、ＬＰＦ処理後のＷ相電圧フィードバックＶｗに利得補正係数ｋを乗算し、補正後のＷ相電圧フィードバックＶｗ’を座標変換器１１５に出力する。

これにより、補正後のＷ相電圧フィードバックＶｗ’は、ＬＰＦ１１４にて生じた振幅減衰を補償した値となる。

座標変換器１１５は、乗算器１５−１，１５−２，１５−３から補正後のＵ相電圧フィードバックＶｕ’、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ’及びＷ相電圧フィードバックＶｗ’を入力すると共に、加算器１２から補正後電気角θｅ’を入力する。

座標変換器１１５は、補正後電気角θｅ’に基づいて、静止座標系の３相の補正後のＵ相電圧フィードバックＶｕ’、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ’及びＷ相電圧フィードバックＶｗ’を、回転座標系の２相のｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。

これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れ及び振幅減衰を補償した値となる。

以上のように、実施例２のモータ制御装置１−２によれば、利得補正器１３は、ＬＰＦ１１４の利得特性が反映された利得補正テーブル１４を用いて、電気角速度ωｅに対応する利得補正係数ｋを特定する。乗算器１５−１，１５−２，１５−３は、ＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗに利得補正係数ｋを乗算し、補正後のＵ相電圧フィードバックＶｕ’、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ’及びＷ相電圧フィードバックＶｗ’を求める。

座標変換器１１５は、加算器１２により求めた補正後電気角θｅ’に基づいて、補正後のＵ相電圧フィードバックＶｕ’、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ’及びＷ相電圧フィードバックＶｗ’を、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄに座標変換する。

これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れ及び振幅減衰を補償した真値に近くなる。そして、すべり演算制御、定出力制御等の処理は、真値に近いｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄを用いて行われる。したがって、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を一層図ることが可能となる。

実施例２は、特に、使用周波数帯域において位相遅れ及び振幅減衰が生じ易い低次のＬＰＦ１１４に適用することができる。モータ制御装置１−２は、このようなＬＰＦ１１４を用いた場合、位相補正テーブル１１を用いて電気角θｅを補正すると共に、利得補正テーブル１４を用いてＬＰＦ処理後のＵ相電圧フィードバックＶｕ、Ｖ相電圧フィードバックＶｖ及びＷ相電圧フィードバックＶｗを補正する。そして、モータ制御装置１−２は、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れ及び振幅減衰を補償したｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄを生成する。これにより、位相遅れ及び振幅減衰を補償することで、モータ駆動の制御精度及び安定性の向上を一層図ることが可能となる。

〔具体例〕
次に、ＬＰＦ１１４が１次ＬＰＦである場合、及び２次ＬＰＦである場合について具体的に説明する。以下、各周波数成分における正弦波の振幅を利得という。

図１０は、アクティブ型の１次ＬＰＦの構成例を示す図である。この１次ＬＰＦの遮断角周波数ωcは、ωc＝１／ＣＲで表される。Ｃは静電容量、Ｒは抵抗値を示す。また、ＤＣ利得Ｇ₀＝１として、１次ＬＰＦの伝達関数は以下の式にて表される。

したがって、１次ＬＰＦの場合の利得｜Ｇ（ｊω）｜及び位相θは、以下の式にて表される。

図１１は、アクティブ型の２次ＬＰＦの構成例を示す図である。この２次ＬＰＦの遮断角周波数ωcは、ωc＝１／√（Ｃ₁Ｒ₁Ｃ₂Ｒ₂）で表され、減衰比ζは、ζ＝（１／２ωcＣ₁）（１／Ｒ₁＋１／Ｒ₂）で表される。Ｃ₁，Ｃ₂は静電容量、Ｒ₁，Ｒ₂は抵抗値を示す。

また、２次ＬＰＦの伝達関数は以下の式にて表される。

したがって、２次ＬＰＦの場合の利得｜Ｇ（ｊω）｜及び位相θは、以下の式にて表される。

また、ＬＰＦ１１４が２次ＬＰＦであって、通過帯域の利得がフラットなバターワースフィルタである場合（以下、２次バターワースＬＰＦという。）、減衰比ζは以下の式にて表される。

したがって、２次バターワースＬＰＦである場合の利得｜Ｇ（ｊω）｜及び位相θは、以下の式にて表される。

ここで、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数をｆsw＝５ｋＨｚ、ＬＰＦ１１４の遮断周波数をｆc＝１ｋＨｚに設定するものとする。遮断角周波数ωcは、以下の式にて算出される。

図５は、ＬＰＦ１１４の利得特性及び位相特性の例を示す図であり、ＬＰＦ１１４が１次ＬＰＦの場合及び２次バターワースＬＰＦの場合を示している。ＰＷＭインバータの回転周波数ｆｅ（＝ωｅ／２π）を最大３００Ｈｚまでとした場合（使用回転周波数帯域を３００Ｈｚまでとした場合）を想定する。

ＬＰＦ１１４に入力する波形の周波数ｆがスイッチング周波数ｆsw＝５０００Ｈｚのときの利得｜Ｇ（ｊω）｜は、１次ＬＰＦでは０．１９６であり、２次バターワースＬＰＦでは０．０４０である。したがって、周波数ｆがスイッチング周波数ｆsw＝５０００Ｈｚ以上のときの利得｜Ｇ（ｊω）｜は、１次ＬＰＦでは約８０％以上減衰し、２次バターワースＬＰＦでは９６％以上減衰することがわかる。

一方、ＰＷＭインバータの使用最大回転周波数である回転周波数ｆｅ＝３００Ｈｚの場合、１次ＬＰＦでは利得｜Ｇ（ｊω）｜＝０．９５８、位相θ＝−１６．７であり、２次バターワースＬＰＦでは利得｜Ｇ（ｊω）｜＝０．９９６、位相θ＝−２５．０である。したがって、ＬＰＦ１１４に入力する波形の周波数ｆがＰＷＭインバータの使用最大回転周波数である回転周波数ｆｅ＝３００Ｈｚのとき、１次ＬＰＦでは利得｜Ｇ（ｊω）｜が４．２％減衰し、位相θが１６．７°遅れることがわかる。また、２次バターワースＬＰＦでは、利得が０．４％減衰し、位相θが２５．０°遅れることがわかる。

ここで、ユーザは、図５に示した利得特性から、ＬＰＦ１１４にて生じる利得減衰を０に補正するための利得補正係数ｋを計算することができる。また、ユーザは、図５に示した位相特性から、ＬＰＦ１１４にて生じる位相遅れを０に補正するための位相補正角度Δθｅを計算することができる。

図６は、図５の利得特性及び位相特性の例から得られた利得補正係数ｋ及び位相補正角度Δθｅを示す図であり、ＬＰＦ１１４にて生じる利得減衰及び位相遅れを０にするための利得補正係数ｋ及び位相補正角度Δθｅを示している。

ＬＰＦ１１４が１次ＬＰＦである場合、回転周波数ｆｅに対応する電気角速度ωｅ＝２πｆｅと、図６のα１に示す利得補正係数ｋとが対のデータとして、図４に示した利得補正テーブル１４に格納される。また、回転周波数ｆｅに対応する電気角速度ωｅ＝２πｆｅと、図６のβ１に示す位相補正角度Δθｅとが対のデータとして、図３に示した位相補正テーブル１１に格納される。

一方、ＬＰＦ１１４が２次バターワースＬＰＦである場合、回転周波数ｆｅに対応する電気角速度ωｅ＝２πｆｅと、図６のα２に示す利得補正係数ｋとが対のデータとして、図４に示した利得補正テーブル１４に格納される。また、回転周波数ｆｅに対応する電気角速度ωｅ＝２πｆｅと、図６のβ２に示す位相補正角度Δθｅとが対のデータとして、図３に示した位相補正テーブル１１に格納される。

このように、図６に示したデータが格納された位相補正テーブル１１を用いることで、電気角θｅに対し、位相補正テーブル１１から読み出された位相補正角度Δθｅが加算されて補正後電気角θｅ’が求められる。そして、補正後電気角θｅ’に基づいて、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄが得られる。これにより、ｑ軸電圧フィードバックＶｑ及びｄ軸電圧フィードバックＶｄは、ＬＰＦ１１４にて生じた位相遅れを補償したデータとなる。

また、図６に示したデータが格納された利得補正テーブル１４を用いることで、ＬＰＦ処理後の３相交流電圧フィードバックに対し、利得補正テーブル１４から読み出された利得補正係数ｋが乗算され、補正後の３相交流電圧フィードバックが求められる。これにより、補正後の３相交流電圧フィードバックは、ＬＰＦ１１４にて生じた利得減衰を補償したデータとなる。

尚、ＬＰＦ１１４が２次バターワースＬＰＦである場合、図５に示したように、ＰＷＭインバータの使用最大回転周波数である回転周波数ｆｅ＝３００Ｈｚまでの使用回転周波数帯域において、利得｜Ｇ（ｊω）｜はほぼ１である。この場合、ＬＰＦ１１４にて生じる利得減衰を考慮する必要はない。したがって、ＬＰＦ１１４が２次バターワースＬＰＦである場合は、利得補正テーブル１４を用いる必要はなく、位相補正テーブル１１のみを用いる図１に示した実施例１が適用される。

１，１００ モータ制御装置
１０ 位相補正器
１１ 位相補正テーブル
１２ 加算器
１３ 利得補正器
１４ 利得補正テーブル
１５ 乗算器
１０１ モータ
１１０ 電気角速度算出器
１１１ 積分器
１１２，１１５ 座標変換器
１１３ ＰＷＭ制御器
１１４ ＬＰＦ
Ｖｑ＊ ｑ軸電圧指令
Ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令
Ｖｑ ｑ軸電圧フィードバック
Ｖｄ ｄ軸電圧フィードバック
Ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令
Ｖｕｖ＊ Ｕ相とＶ相との間の電圧指令
Ｖｕｖｏ Ｕ相とＶ相との間の出力電圧
Ｖｕｏ Ｕ相出力電圧、Ｕ相電圧フィードバック
Ｖｖｏ Ｖ相出力電圧、Ｖ相電圧フィードバック
Ｖｗｏ Ｗ相出力電圧、Ｗ相電圧フィードバック
Ｖｕｖ Ｕ相とＶ相との間の電圧フィードバック
Ｖｕ ＬＰＦ後のＵ相フィードバック
Ｖｖ ＬＰＦ後のＶ相フィードバック
Ｖｗ ＬＰＦ後のＷ相フィードバック
Ｖｕ’ 補正後のＵ相フィードバック
Ｖｖ’ 補正後のＶ相フィードバック
Ｖｗ’ 補正後のＷ相フィードバック
ωｅ 電気角速度
θｅ 電気角
Δθｅ 位相補正角度
θｅ’ 補正後電気角（加算後電気角）
ｆｅ 回転周波数（＝ωｅ／２π）
ｋ 利得補正係数
ｆ 周波数
θ 位相
ω 角速度
Ｇ₀ ＤＣ利得
｜Ｇ（ｊω）｜ 利得
ｆc 遮断周波数
ｆsw スイッチング周波数
ωc 遮断角周波数
ζ 減衰比

Claims (4)

1. 所定のｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令に基づいてモータを制御するモータ制御装置において、
   前記モータの電気角速度を算出する電気角速度算出器と、
   前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度を積分し、前記モータの電気角を求める積分器と、
   前記積分器により求めた前記電気角に基づいて、前記ｑ軸電圧指令及び前記ｄ軸電圧指令を３相交流電圧指令に座標変換する第１の座標変換器と、
   前記第１の座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令に基づいて、前記モータへ供給する３相交流電圧を生成するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御器と、
   前記３相交流電圧を検出する電圧検出器から、前記３相交流電圧を３相交流電圧フィードバックとして入力し、当該３相交流電圧フィードバックにＬＰＦ処理を施すＬＰＦと、
   前記ＬＰＦの位相特性が反映され、電気角速度と位相補正角度とが対となって格納された位相補正テーブルを用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記位相補正角度を特定する位相補正器と、
   前記積分器により求めた前記電気角に、前記位相補正器により特定された前記位相補正角度を加算し、加算後電気角を出力する加算器と、
   前記加算器により出力された前記加算後電気角に基づいて、前記ＬＰＦによりＬＰＦ処理が施された前記３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバック及びｄ軸電圧フィードバックに座標変換する第２の座標変換器と、
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   さらに、前記ＬＰＦの利得特性が反映され、電気角速度と利得補正係数とが対となって格納された利得補正テーブルを用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記利得補正係数を特定する利得補正器と、
   前記ＬＰＦによりＬＰＦ処理が施された前記３相交流電圧フィードバックに、前記利得補正器により特定された前記利得補正係数を乗算し、乗算後３相交流電圧フィードバックを出力する乗算器と、を備え、
   前記第２の座標変換器は、
   前記加算器により出力された前記加算後電気角に基づいて、前記乗算器により出力された前記乗算後３相交流電圧フィードバックをｑ軸電圧フィードバック及びｄ軸電圧フィードバックに座標変換する、ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相補正器は、
   前記位相補正テーブルの代わりに、前記ＬＰＦの位相特性が反映され、電気角速度と位相補正角度との間の関係が定義された数式を用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記位相補正角度を特定する、ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記利得補正器は、
   前記ＬＰＦの利得特性が反映され、電気角速度と利得補正係数との間の関係が定義された数式を用いて、前記電気角速度算出器により算出された前記電気角速度に対応する前記利得補正係数を特定する、ことを特徴とするモータ制御装置。