JP2019009968A - 多相電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２ｎ＋１次高調波を抑制することができる多相電動機駆動装置を提供する。【解決手段】多相電動機１と、単相インバータ２１、・・・２Nと、制御装置３とで構成する。単相インバータ２１は、電流検出器５１と、制御装置６を具備する。制御装置６は、電流指令演算手段６１と、仮想余弦波生成手段と、実電流と仮想余弦波を２軸変換する第１の直交回転座標変換手段と、電流指令演算手段の出力の２軸の電流指令に、フィードバックとして得られた２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行って主電圧指令を出力する主電流制御手段と、実電流の２ｎ＋１次高調波成分を検出する２ｎ＋１次高調波検出手段と、この検出値の各々が最小となるように電流制御を行い、その出力を直交座標逆変換手段で変換して補助電圧指令を出力する高調波電流制御手段とを有し、単相インバータの出力電圧が、主電圧指令に補助電圧指令を加算した値となるよう制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、複数台の単相インバータで多相電動機を可変速駆動する多相電動機駆動装置に関する。

多相電動機は、各巻線の相互間が電気的に絶縁されており、単相インバータを各巻線に接続して可変電圧可変周波数の交流電力を供給することで可変速駆動する。各々の単相インバータに用いる電流制御手法は、電動機の各巻線に流れる実電流をフィードバックし、交流の電流指令と実電流との偏差を電流制御器にて比例積分制御等の電流制御を行ない、電圧指令を得ることで実現する。

しかしながら、電流指令が交流であるため定常的に電流指令と実電流の間に位相誤差と振幅誤差が発生する。このため、実電流の振幅と等しい振幅を持ち、実電流と直交する位相を持つ仮想余弦波と実電流を直交座標変換し、得られた２軸の電流指令を用いて電流制御を行うことにより、位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。

特開２０１５−１２６５８５号公報（全体）

特許文献１に示された手法によれば、位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置が実現可能である。しかしながら、多相電動機駆動装置は単相インバータを複数台用いているので、使用するスイッチング素子のデッドタイムにバラツキがあり、最大のデッドタイムを有するスイッチング素子を使用したインバータにおいては、インバータの出力電流に少なからず奇数次の高調波が重畳される。そして、低次の高調波を含む波形で多相電動機を駆動すると、振動や騒音が大きくなる問題がある。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、位相誤差と振幅誤差を抑制可能で、かつ低次の高調波を抑制することができる多相電動機駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の多相電動機駆動装置は、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機と、前記各巻線に各々接続され、交流電力を出力する複数台の単相インバータと、前記単相インバータに電流振幅指令を与える速度制御装置から構成され、前記単相インバータは、前記巻線に流れる実電流を検出する電流検出器と、前記電流振幅指令に基づいて巻線に流す電流を制御する制御装置を具備し、前記制御装置は、前記電流振幅指令を制御Ｄ軸及び制御Ｑ軸の２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、前記電流振幅指令または前記実電流の振幅と等しく、且つ前記電流振幅指令または前記実電流と直交する位相を持つ仮想余弦波を生成する仮想余弦波生成手段と、前記実電流と前記仮想余弦波を用いて直交回転座標変換する第１の直交回転座標変換手段と、前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令に、前記第１の直交回転座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行って主電圧指令を出力する主電流制御手段と、ｎを任意の整数と定義したとき、前記実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波成分を基本波の２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影した２軸の直交成分として検出する２ｎ＋１次高調波検出手段と、この２ｎ＋１次高調波検出手段で検出された２軸の検出値の各々が最小となるように電流制御を行い、その出力を第１の直交座標逆変換手段で変換して２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令を出力する高調波電流制御手段とを有し、前記第１の直交回転座標変換手段及び前記第１の直交座標逆変換手段の基準位相は、前記多相電動機の各巻線の位相差に応じて、各々の前記単相インバータで個別にシフトした位相角を用いると共に、前記単相インバータの出力電圧が、前記主電圧指令に前記２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令を加算した値となるよう制御することを特徴としている。

本発明によれば、位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置を提供できる。

本発明の実施例１に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図。 多相電動機の誘起電圧と電流の位相関係を説明する図。 実施例１における電流ベクトルの位相関係を示す図。 制御Ｄ軸、制御Ｑ軸で回転座標変換した場合の電流ベクトルの位相関係を示す図。 本発明の実施例２に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図。 本発明の実施例３に係る多相電動機駆動装置の高調波抑制補助電圧指令発生回路のブロック構成図。 本発明の実施例４に係る多相電動機駆動装置の高調波抑制補助電圧指令発生回路のブロック構成図。

以下、この発明の実施例を、図面を参照して説明する。

図１は実施例１に係る多相電動機駆動装置の全体を示すブロック構成図である。多相電動機１は、各相を構成する複数個の巻線を備えており、各巻線の相互間が電気的に絶縁されている。これらの、各々の巻線に単相インバータ２１、２２、・・・２Nの出力を接続して交流電力を供給することによって多相電動機１が駆動される。本実施例では、多相電動機１の界磁を永久磁石型として説明しているが、電磁石型であっても励磁の磁極方向を永久磁石型の磁石方向に置き換えれば実現可能である。

共通に設けられた速度制御装置３は、多相電動機１が、図示されない上位制御装置から送信され、時間的に変化する速度指令に応じた回転速度となるように電流振幅指令を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに送る。そして各単相インバータ２１、２２、・・・２Nは、電流振幅指令に応じた交流電流を多相電動機１の巻線に流す。多相電動機１の軸に取り付けた回転角度検出器４によって機械角を検出し、速度制御装置３に入力する。この機械角を速度検出回路３１で微分することによって実速度を演算する。そして減算器３２によって、速度指令と実速度との速度偏差を求め、速度制御器３３に入力する。速度制御器においては、速度偏差が最小となるように比例積分制御などを行なって、電流振幅指令を出力する。電気角演算回路３４では、多相電動機１の極数に応じて機械角から電気角を演算し、この電気角を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに出力する。また、電流位相演算回路３５は、電流振幅指令またはそのトルク成分に応じて最適な多相電動機１の巻線電流の電流進み角を演算し、この電流進み角を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに出力する。多相電動機１の端子電圧と巻線電流と力率を所望の値とするため、誘起電圧位相に対して電流進み角を変化させることができる。

次に各単相インバータ２１、２２、・・・２Nの内部構成について説明する。複数台の単相インバータは基本的に同一構成であるので、単相インバータ２１についての説明を行う。単相インバータ２１はインバータ主回路５と制御装置６とで構成される。インバータ主回路５は直流電圧をスイッチング素子のブリッジ回路で交流に変換して出力し、多相電動機１の対応する巻線を駆動する。インバータ主回路５の出力には電流検出器５１が設けられ、この検出電流は制御装置６に与えられる。

以下、制御装置６の内部構成について説明する。制御装置６は後述する高調波抑制補助電圧指令発生回路９１を備えている。速度制御装置３から与えられた電流振幅指令は電流指令演算器６１に入力される。電流指令演算器６１では、この電流振幅指令を、電流進み角を基準位相として真Ｄ軸方向のＤ軸電流指令と、これとは直交する成分である真Ｑ軸方向のＱ軸電流指令に直交回転座標上に展開する。すなわち、この電流振幅指令を真Ｑ軸から電流進み角分位相の進んだ電流指令ベクトルと見做し、その電流指令ベクトルを真Ｄ軸と真Ｑ軸に投影する。ここでは、多相電動機１の界磁極である永久磁石の磁束ベクトルの方向を真Ｄ軸、それと直交する界磁極による誘起電圧ベクトルの方向を真Ｑ軸としている。すなわち、多相電動機１の巻線に流す電流のベクトル方向は真Ｑ軸より電流進み角だけ位相を進めた方向となる。この位相関係を図２及び図３に示す。図２は、（ａ）に誘起電圧波形を、（ｂ）にその位相を、（ｃ）に電流波形を、そして（Ｄ）に電流位相を示している。これにより、誘起電圧位相に対し、電流位相は電流進み角分だけ進んだ位相となっていることが分かる。これをＤＱ直交回転座標で表わすと図３が得られる。すなわち、Ｑ軸電流と同相の誘起電圧に対し、電流指令ベクトルは電流進み角分だけ位相が進んでいる。尚、図３に示すベクトル図は、以下に説明するように指令通りに制御された実運転状態も示しているので、この場合電流指令ベクトルは、実電流も示す意味で単に電流ベクトルと呼称する。

電流指令演算器６１の出力であるＤ軸電流指令とＱ軸電流指令は、夫々減算器６２Ａと減算器６２Ｂに与えられる。減算器６２Ａと減算器６２Ｂにおいて、直交座標変換器６７から夫々低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂを介して与えられるＤ軸電流及びＱ軸電流とが、Ｄ軸電流指令とＱ軸電流指令から夫々減算され、その各々の偏差がＤ軸電流制御器６３Ａ及びＱ軸電流制御器６３Ｂに夫々与えられる。Ｄ軸電流制御器６３Ａ及びＱ軸電流制御器６３Ｂにおいては、夫々の入力偏差が最小となるように個別に比例積分制御等を行い、Ｄ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令を夫々出力し直交座標逆変換器６４に与える。直交座標逆変換器６４においては、与えられたＤ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令を、ＤＱ位相θを基準位相として直交座標逆変換を行い、得られた主電圧指令を、加算器６５を介してＰＷＭ回路６６に入力する。この場合、以下に説明するように直交座標変換器６７のＡ軸に入力した実電流を同一のＤＱ位相θを用いて逆変換を行っているので、この電圧指令は実電流と同位相のＡ軸分のみとなる。ＰＷＭ回路６６では、例えば電圧指令と三角波キャリアとの比較によるパルス幅変調を行ない、ゲートパルス信号を生成してインバータ主回路５に送り、単相インバータ２１の出力電圧を制御する。加算器６５の他方の入力には高調波抑制補助電圧指令発生回路９１内の直交座標逆変換器８０の出力が、（２ｎ＋１）次高調波抑制補正指令として与えられているが、この詳細は後述する。ここで、ｎは任意の整数である。尚、以降（２ｎ＋１）は括弧を省略して２ｎ＋１と記載する。

ここで、直交座標変換について簡単に説明する。直交座標変換器６７は、入力端子としてＡ及びＢ、出力端子としてＤとＱを有し、ＤＱ位相θを基準位相として、以下の（１）及び（２）式によって直交固定座標から直交回転座標への座標変換（ＤＱ変換）を行なう。

Ｄ＝Ａcosθ＋Ｂsinθ （１）
Ｑ＝−Ａsinθ＋Ｂcosθ （２）
そして、直交座標逆変換器６４は同じＤＱ位相θを基準位相として、以下の（３）及び（４）式によって直交回転座標から直交固定座標への座標変換（逆ＤＱ変換）を行なう。

Ａ＝Ｄcosθ−Ｑsinθ （３）
Ｂ＝Ｄsinθ＋Ｑcosθ （４）
また、ＤＱ位相θは以下のように決める。

まず、多相電動機１の各巻線の電気的な位相は、多相電動機１の設計に応じて一定の位相差を有しているため、各巻線すなわち各相に通電すべき電流の位相は、相毎にこの位相差分だけずれた波形となる。例えば相数が２０の典型的な多相電動機の場合、位相差＝３６０／２０＝１８度となり、１８度ずつ位相をずらした電流を各相に通電すればよいことになる。従って、速度制御装置３の電気角演算回路３４から与えられた電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められた単相インバータ２１特有の補正位相を加算器６９によって加算することにより誘起電圧位相を求め、これを基準のＤＱ位相とする。ただし、この実施例１の場合、加算器７１によって誘起電圧位相をπだけ進めて基準のＤＱ位相θとしている。これは一般的な３相インバータのＤＱ変換に用いる演算手法と符号を合わせるためである。

次に、直交座標変換器６７の入力について説明する。直交座標変換器６７のＡ端子には電流検出器５１で検出された交流量である実電流が与えられる。そして直交座標変換器６７のＢ端子には、この実電流の指令値である電流指令ベクトルと大きさが等しく直交する位相を有する電流を与える。このため、加算器７１の出力であるＤＱ位相θに対し、加算器７２によって電流進み角を加算し、その余弦（ｃｏｓ）を余弦演算器７３でとり、その出力を、電流指令演算器６１の出力であるＤ軸電流指令及びＱ軸電流指令から振幅演算器７４によって得られる電流指令振幅と乗算器７５によって掛け合わせることによって仮想余弦波を生成する。仮想余弦波は、電流指令ベクトルの振幅と等しく、且つ電流指令ベクトルの位相と直交するように求めるようにすれば、上位装置から入力される電流振幅指令を用いるなど他の演算手法でも良い。また、実電流の振幅と位相の情報を用いて仮想余弦波を生成しても構わない。理想的には実電流の振幅と位相を用いる方がよいが、単相交流電流値から振幅と位相の情報を抽出するには、相応の複雑な演算処理が必要になる。良好に制御できている定常状態においては、電流指令ベクトルの振幅と位相で十分代用できるため、電流指令ベクトルを用いる構成とした方が現実的であると言える。このようにして生成された仮想余弦波は直交座標変換器６７のＢ端子に入力される。

次に２ｎ＋１次高調波抑制制御について説明する。直交座標変換器６７の出力であるＤ軸電流とＱ軸電流は高調波抑制補助電圧指令発生回路９１に入力される。低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂの出力も高調波抑制補助電圧指令発生回路９１に入力される。また加算器７１の出力であるＤＱ位相θも高調波抑制補助電圧指令発生回路９１に入力される。直交座標変換器６７の出力であるＤ軸電流とＱ軸電流は、実電流を直交変換しているので、２ｎ＋１次高調波等による変動分を含んでいる。この変動分は高調波抑制補助電圧指令発生回路９１内で夫々低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂの入出力間の差分を夫々減算器７６Ａ、７６Ｂによって演算することによって求められる。そしてこの夫々の変動分を直交座標変換器７７の入力端子Ａ及びＢに与える。そして直交座標変換器７７は、ＤＱ位相θを入力とする２次ＤＱ位相演算器８１の出力で直交座標系へＤＱ変換を行う。ここで２次ＤＱ位相演算器８１は入力されたＤＱ位相θを２ｎ倍にして基準位相として直交座標変換器７７に出力している。以上の構成によって、直交座標変換器７７の出力は実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影したＤ軸成分及びＱ軸成分となる。ここで、２次ＤＱ位相演算器８１の出力が２ｎ＋１倍でなく２ｎ倍となっている理由は、（１）式及び（２）式のＤＱ変換によって、基本波成分は直流分となるように、各周波数成分の次数は１次下がり、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波成分は、直交座標変換器６７による変換後は基本波の２ｎ倍の周波数成分となっているからである。

直交座標変換器７７の出力である２ｎ＋１次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分各々と０との差分を夫々減算器７８Ａ、７８Ｂで求め、これらの差分が最小となるように夫々高調波電流制御器７９Ａ及び７９Ｂで比例積分制御等を行い、Ｄ軸電圧補正指令及びＱ軸電圧補正指令を夫々出力し直交座標逆変換器８０に与える。そして直交座標逆変換器８０は、ＤＱ位相θを入力とする２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２の出力で固定座標系へＤＱ逆変換を行う。ここで２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２は入力されたＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にして基準位相として直交座標変換器８０に出力している。そして、直交座標逆変換器８０の出力を高調波抑制補正指令として加算器６５に与える。このように構成すれば、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波成分を抑制制御することが可能となる。

以上述べた実施例１の構成において、多相電動機１が同期電動機の場合は、定常状態においては多相電動機１の回転位相と同期した実電流が各巻線に流れる。多相電動機１が誘導電動機であっても、電動機の回転周波数にすべり周波数を加算して得られる一次側周波数を積分して回転角度を得ることにより、この角度が通電すべき電流の位相角となるため、本実施例と同様の構成により制御することが可能である。また本実施例の電流位相は電流指令ベクトルの位相を用いているが、実電流の位相誤差や変動を補正して求めた位相であっても良い。

また。この実施例１においては、電流指令演算器６１に与える基準位相を電流進み角とした。そして、この場合直交座標変換器６７及び直交座標逆変換器６４の基準位相であるＤＱ位相を誘起電圧位相とすることによって、図３に示したように電流指令ベクトルを真Ｄ軸と真Ｑ軸に展開し、これらの２軸に対して所謂フィードバック電流制御を行うことが可能となった。

図４は、一般化された制御Ｄ軸と制御Ｑ軸の概念を導入し、この制御ＤＱ軸が真のＤＱ軸に対して回転位相補正角分進んだ位相となっている場合の電流ベクトルの位相関係を示したものである。電流進み角は真Ｑ軸からの電流ベクトルの進み角であるので、この場合電流指令演算器６１に与える基準位相は電流進み角から回転位相補正角を減算した位相角となる。そしてこの位相角で電流指令ベクトルを制御Ｄ軸と制御Ｑ軸上に展開してＤ軸電流指令とＱ軸電流指令を求める。フィードバック側の電流位相をこれらと合わせる為、直交座標変換器６８及び直交座標逆変換器６６に与える基準位相であるＤＱ位相を、与えられた共通の電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められた個別にシフトした位相角を加算した誘起電圧位相に、更に回転位相補正角を加算した値とする。このようにして、真Ｄ軸と真Ｑ軸とは回転位相補正角分ずれたＤＱ軸による制御が可能となる。実施例１は、制御ＤＱ軸と真のＤＱ軸が一致した場合である。

この実施例１によれば、直交座標変換器７７の出力である２ｎ＋１次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分は直流量であるため、電流指令ベクトルに対する実電流の位相誤差と振幅誤差は発生しない。位相誤差を抑制できると電流指令ベクトルどおりの実電流を流すことができるため、２ｎ＋１次高調波電流を低減し電流波形を改善できる。また、各単相インバータで個別にＤＱ変換するため、全単相インバータの内、何台か停止しても残りの単相インバータで安定した電流制御を行うことにより、運転を継続できる。また、電流制御を各単相インバータ個別で行うため、装置を簡略化できる。

図１の回路はｎ＝１とすれば、３次高調波電流を低減し出力電流波形を改善することができる。また、図１の回路はｎ＝２とすれば、５次高調波電流を低減し出力電流波形を改善することができる。

図５は本発明の実施例２に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、２ｎ＋１次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分を求めるのに、基本波のＤ軸電流及びＱ軸電流から求めることはせず、実電流と仮想正弦波の差分から求めるようにした点である。

図５において、電流検出器５１により検出された実電流と実電流と同相の乗算器８５の出力である仮想正弦波は高調波抑制補助電圧指令発生回路９２に入力される。また加算器７１の出力であるＤＱ位相θも高調波抑制補助電圧指令発生回路９２に入力される。

高調波抑制補助電圧指令発生回路９２内で、減算器８６は電流検出器５１により検出された実電流から、実電流と同相の乗算器８５の出力である仮想正弦波を減算して差分を求めている。仮想正弦波は、加算器７２の出力の正弦（ｓｉｎ）を正弦演算器８４でとり、その出力を振幅演算器７４によって得られる電流指令振幅と乗算器８５によって掛け合わせることによって得ている。そしてその差分を直交座標変換器８７の入力端子Ａに与える。

直交座標変換器８７の入力端子Ｂ端子は０を与える。そして直交座標変換器８７は、ＤＱ位相θを入力とする２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２の出力で直交座標系へＤＱ変換を行う。ここで２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２は入力されたＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にして基準位相として直交座標変換器８０に出力している。そして得られたＤ軸及びＱ軸出力を夫々低域通過フィルタ８８Ａ及び８８Ｂを介して直流成分のみを得るようにすれば、低域通過フィルタ８８Ａ及び８８Ｂの出力は実施例１の場合と同様、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影したＤ軸成分及びＱ軸成分となる。以降の制御は実施例１と同一であるので説明は省略する。尚、仮想正弦波を作成するには、図５の構成に限らず、例えば乗算器７５の出力である仮想余弦波を演算によって位相シフトするようにしても良い。

図５の回路はｎ＝１とすれば、３次高調波電流を低減し出力電流波形を改善することができる。また、図５の回路はｎ＝２とすれば、５次高調波電流を低減し出力電流波形を改善することができる。

以下本発明の実施例３に係る電力変換装置を、図６及び図１を参照して説明する。図６は本発明の実施例３に係る電力変換装置の高調波抑制補助電圧指令発生回路の回路構成図である。この実施例３は、図１において、高調波抑制補助電圧指令発生回路９１を高調波抑制補助電圧指令発生回路９１Ａに置き換え、複数の２ｎ＋１次高調波を同時に抑制する実施例である。

直交座標変換器６７の出力であるＤ軸電流は低域通過フィルタ６８Ａの出力と、またＱ軸電流は低域通過フィルタ６８Ｂの出力との差分が夫々減算器７６Ａ、７６Ｂで演算され、高調波抑制制御回路９３１、９３２、・・・、９３Ｎの各々に設けられた直交座標変換器７７に並列に与えられる。また、加算器７１の出力であるＤＱ位相θも高調波抑制制御回路９３１、９３２、・・・、９３Ｎに並列に与えられる。ここで、高調波抑制制御回路９３１、９３２、・・・、９３Ｎは、図１の高調波抑制補助電圧指令発生回路９１から減算器７６Ａ及び減算器７６Ｂを除いた回路と基本的に同一であるのでその詳細な説明は省略する。高調波抑制制御回路９３１はＤＱ位相θを２次ＤＱ位相演算器８１１及び３次ＤＱ位相演算器８２１に与え、その各々の出力を夫々直交座標変換器７７、直交座標逆変換器８０に与える。高調波抑制制御回路９３２はＤＱ位相θを４次ＤＱ位相演算器８１２及び５次ＤＱ位相演算器８２２に与え、その各々の出力を夫々直交座標変換器７７、直交座標逆変換器８０に与える。そして、高調波抑制制御回路９３ＮはＤＱ位相θを２ｎ次ＤＱ位相演算器８１Ｎ及び（２ｎ＋１）次ＤＱ位相演算器８２Ｎに与え、その出力を夫々直交座標変換器７７、直交座標逆変換器８０に与える。ここで高調波抑制制御回路９３Ｎにおけるｎは、本実施例では３以上を想定している。

高調波抑制制御回路９３１、９３２、・・・、９３Ｎの各々の出力は加算器９４で加算され、加算器６５に高調波抑制補助電圧指令として与えられる。このように高調波抑制補助電圧指令発生回路９１Ａを構成すれば、高調波抑制制御回路９３１で３次の高調波を抑制し、高調波抑制制御回路９３２で５次の高調波を抑制し、高調波抑制制御回路９３Ｎで（２ｎ＋１）次の高調波を抑制することができる。このことから、高調波抑制制御回路を複数並列に用いて、その合成出力を高調波抑制補助電圧指令とすれば、任意の複数の（２ｎ＋１）次の高調波を抑制することが可能となる。

以下本発明の実施例４に係る電力変換装置を、図７及び図５を参照して説明する。図７は本発明の実施例４に係る電力変換装置の高調波抑制補助電圧指令発生回路の回路構成図である。この実施例４は、図５において、高調波抑制補助電圧指令発生回路９２を高調波抑制補助電圧指令発生回路９２Ａに置き換え、複数の（２ｎ＋１）次の高調波を同時に抑制する実施例である。

電流検出器５１の出力である実電流帰還と乗算器８５の出力である理想正弦波の差分が減算器８６で演算され、高調波抑制制御回路９５１、９５２、・・・、９５Ｎの各々に設けられた直交座標変換器８７に並列に与えられる。また、加算器７１の出力であるＤＱ位相θも高調波抑制制御回路９５１、９５２、・・・、９５Ｎに並列に与えられる。ここで、高調波抑制制御回路９５１、９５２、・・・、９５Ｎは、図５の高調波抑制補助電圧指令発生回路９２から減算器８６を除いた回路と基本的に同一であるのでその詳細な説明は省略する。高調波抑制制御回路９５１はＤＱ位相θを３次ＤＱ位相演算器８３１に与え、その出力を直交座標変換器８７及び直交座標逆変換器８０に与える。高調波抑制制御回路９５２はＤＱ位相θを５次ＤＱ位相演算器８３２に与え、その出力を直交座標変換器８７及び直交座標逆変換器８０に与える。そして、高調波抑制制御回路９５ＮはＤＱ位相θを２ｎ次ＤＱ位相演算器８３Ｎに与え、その出力を直交座標変換器８７及び直交座標逆変換器８０に与える。ここで高調波抑制制御回路９３Ｎにおけるｎは、本実施例では３以上を想定している。

高調波抑制制御回路９５１、９５２、・・・、９５Ｎの各々の出力は加算器９４で加算され、加算器６５に高調波抑制補助電圧指令として与えられる。このように高調波抑制補助電圧指令発生回路９２Ａを構成すれば、実施例３の場合と同様、高調波抑制制御回路９５１で３次の高調波を抑制し、高調波抑制制御回路９５２で５次の高調波を抑制し、高調波抑制制御回路９５Ｎで（２ｎ＋１）次の高調波を抑制することができる。

以上、実施例１乃至実施例４について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

例えば、図１及び図５において、直交座標逆変換器６４の出力である電圧指令には（３）式に示したＡ軸成分を使用し、これに呼応して直交座標変換器６７には、実電流をＡ軸成分として入力し、仮想余弦波をＢ軸成分として入力しているが、電圧指令に（４）式に示すＢ軸成分を使用し、直交座標変換器６７のＢ軸成分に実電流を、Ａ軸成分に仮想余弦波を入力する構成も可能である。要は、実電流を制御する軸に直交する軸の成分として仮想余弦波を電流応答として入力すればよい。なお、「仮想余弦波」と記載したが、余弦波／正弦波の違いは、単に位相関係の違いであり上記位相関係に整合する位相で仮想波を作れるのであれば、その演算に余弦（cos演算）／正弦（sin演算）のどちらを用いるかは任意である。

また電流進み角、回転位相補正角は何れも正の値として説明したが、何れかが負であっても両者が負であっても良い。

また、実施例２及び実施例４において、実電流と同相、同振幅の仮想正弦波を用いて２ｎ＋１次ＤＱ変換して２ｎ＋１次高調波のＤＱ成分を導出したが、実電流そのものをフィルタリングすることによって２ｎ＋１次高調波を導出することも可能である。また、実施例１及び実施例３において、直交座標変換器６７の出力から高域通過フィルタで２ｎ＋１次高調波を抽出することも可能である。しかし、この何れの場合も交流量をフィルタリングすることになるので、位相ズレによる誤差が発生し、検出精度が低下するので注意が必要である。

本願の実施例１乃至実施例４においては、全て直流量と交流量を分離抽出するフィルタリングを行っているので、基本波の周波数（運転速度に対応）が変化しても誤差は生じ難い。しかしながら、運転速度が低い領域では、２ｎ＋１次高調波の周波数も低周波となる。このため、実施例１、２において、運転速度の低下に応じて低域通過フィルタのカットオフ周波数を低下させるようにしても良い。

更に、図１における電流指令演算器６１は制御装置６の内部に設ける構成としたが、共通に設けられた速度制御装置３の内部に設け、Ｄ軸電流指令及びＱ軸電流指令を単相インバータ２１に与える構成としても良い。

１ 多相電動機
２１、２２、・・・２Ｎ 単相インバータ
３ 速度制御装置
４ 回転角度検出器
５ インバータ主回路
６ 制御装置
３１ 速度検出回路
３２ 減算器
３３ 速度制御器
３４ 電気角演算回路
３５ 電流位相演算回路
５１ 電流検出器
６１ 電流指令演算器
６２Ａ、６２Ｂ 減算器
６３Ａ Ｄ軸電流制御器
６３Ｂ Ｑ軸電流制御器
６４ 直交座標逆変換器
６５ 加算器
６６ ＰＷＭ回路
６７ 直交座標変換器
６８Ａ、６８Ｂ 低域通過フィルタ
６９ 加算器
７０ 相間位相差補正回路
７１ 加算器
７２ 加算器
７３ 余弦演算器
７４ 振幅演算器
７５ 乗算器
７６Ａ、７６Ｂ 減算器
７７ 直交座標変換器
７８Ａ、７８Ｂ 減算器
７９Ａ、７９Ｂ 高調波電流制御器
８０ 直交座標逆変換器
８１、８１Ｎ ２ｎ次ＤＱ位相演算器
８１１ ２次ＤＱ位相演算器
８１２ ４次ＤＱ位相演算器
８２、８３、８２Ｎ、８３Ｎ ２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器
８２１、８３１ ３次ＤＱ位相演算器
８２２、８３２ ５次ＤＱ位相演算器
８４ 正弦演算器
８５ 乗算器
８６ 減算器
８７ 直交座標変換器
８８Ａ、８８Ｂ 低域通過フィルタ
９１、９１Ａ 高調波抑制補助電圧指令発生回路
９２、９２Ａ 高調波抑制補助電圧指令発生回路
９３１、９３２、９３Ｎ 高調波抑制制御回路
９５１、９５２、９５Ｎ 高調波抑制制御回路

Claims (7)

1. 互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機と、
   前記各巻線に各々接続され、交流電力を出力する複数台の単相インバータと、
   前記単相インバータに電流振幅指令を与える速度制御装置から構成され、
   前記単相インバータは、
   前記巻線に流れる実電流を検出する電流検出器と、
   前記電流振幅指令に基づいて巻線に流す電流を制御する制御装置を具備し、
   前記制御装置は、
   前記電流振幅指令を制御Ｄ軸及び制御Ｑ軸の２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、
   前記電流振幅指令または前記実電流の振幅と等しく、且つ前記電流振幅指令または前記実電流と直交する位相を持つ仮想余弦波を生成する仮想余弦波生成手段と、
   前記実電流と前記仮想余弦波を用いて直交回転座標変換する第１の直交回転座標変換手段と、
   前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令に、前記第１の直交回転座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行って主電圧指令を出力する主電流制御手段と、
   ｎを任意の整数と定義したとき、前記実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波成分を基本波の２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影した２軸の直交成分として検出する２ｎ＋１次高調波検出手段と、
   この２ｎ＋１次高調波検出手段で検出された２軸の検出値の各々が最小となるように電流制御を行い、その出力を第１の直交座標逆変換手段で変換して２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令を出力する高調波電流制御手段と
   を有し、
   前記第１の直交回転座標変換手段及び前記第１の直交座標逆変換手段の基準位相は、
   前記多相電動機の各巻線の位相差に応じて、各々の前記単相インバータで個別にシフトした位相角を用いると共に、
   前記単相インバータの出力電圧が、前記主電圧指令に前記２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令を加算した値となるよう制御することを特徴とする多相電動機駆動装置。
2. 前記直交回転座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分の各々を、低域通過フィルタを介して前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令と比較するようにし、
   前記２ｎ＋１次高調波検出手段は、
   前記各々の低域通過フィルタの入力と出力の差分を第２の直交回転座標変換手段に与え、その出力を検出するようにし、前記第２の直交回転座標変換手段は、前記第１直交回転座標変換手段と同一の基準位相で且つ基本波の２ｎ倍の周波数で直交回転座標変換を行うことを特徴とする請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
3. 前記電流振幅指令または前記実電流の振幅と等しく、且つ前記電流振幅指令または前記実電流と同相の仮想正弦波を生成する仮想正弦波生成手段を更に有し、
   前記２ｎ＋１次高調波検出手段は、
   前記実電流と前記仮想正弦波の差分を第３の直交回転座標変換手段に与え、その２軸の出力の各々に第２の低域通過フィルタを介して検出するようにし、
   前記第３直交回転座標変換手段は、前記第１の直交回転座標変換手段と同一の基準位相で且つ基本波の２ｎ＋１倍の周波数で直交回転座標変換を行うことを特徴とする請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
4. 互いにｎの値が異なる前記２ｎ＋１次高調波検出手段を複数個設けると共に、これらの複数個の２ｎ＋１次高調波検出手段の各々に対応して２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令を出力する前記高調波電流制御手段を複数個設け、前記単相インバータの出力電圧が、前記主電圧指令に前記複数個の２ｎ＋１次高調波抑制補助電圧指令の合成値を加算した値となるよう制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
5. 多相電動機と回転同期した界磁極の方向を真Ｄ軸、それと直交し界磁極による誘起電圧の方向を真Ｑ軸とし、前記真Ｑ軸からの電流ベクトルの進み角を電流進み角としたとき、
   前記直交回転座標変換手段の基準位相は、
   前記多相電動機に設けられた回転角度検出器によって検出された回転角度を電気角に換算した値に前記個別にシフトした位相角を加算し、更に回転位相補正角を加算して得るようにし、
   前記電流指令演算手段の基準位相は、前記電流進み角から前記回転位相補正角を減算して得ることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
6. 前記仮想余弦波生成手段は、
   前記多相電動機に設けられた回転角度検出器によって検出された回転角度を電気角に換算した値に前記個別にシフトした位相角を加算し、更に前記電流進み角を加算した位相を有し、前記実電流または前記電流振幅指令の振幅を有する余弦波を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
7. 前記多相電動機の速度を検出する速度検出手段を有し、
   前記上位制御装置は、
   与えられた速度指令と前記速度検出手段によって得られた速度の偏差が最小となるように前記電流振幅指令を出力するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。