JP2010119245A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トルク指令値（電流指令値）が急峻に変化した場合においても、電流応答性の劣化を抑制でき、かつ、過変調領域でも安定で高い電流応答性を確保する。
【解決手段】非干渉制御器２２は、電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ^＊、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、モータ３６の角速度ωを用いてｄ軸干渉成分ｖｄ＿ｉ、ｑ軸干渉成分ｖｑ＿ｉを算出する。非干渉誤差補正器１８は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、角速度ωに応じて、相互干渉成分の誤差を算出して相互干渉成分を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は交流電動機の制御装置に関し、特に電流フィードバック制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御され、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧が交流電動機に印加される。

また、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、矩形波電圧制御の３つの制御モードを適宜切り替えて交流電動機を駆動する方法も提案されている。ここで、正弦波ＰＷＭ制御は、三角波比較ＰＷＭで電圧指令が三角波キャリアを超えない範囲の出力電圧での制御である。矩形波電圧制御は、１周期に１パルスを出力する理論上最大出力での制御である。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御を超えて矩形波電圧制御までの出力電圧での制御である。図８に、これら３つの制御モードにおけるインバータの出力電圧波形、変調率、主な特徴をまとめて示す。また、図９に、これら３つの制御モードの回転数及びトルクに応じた切替図を示す。低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御モード、高回転数域Ａ３では矩形波制御モードが用いられる。

一方、同期電動機のｄｑ軸のベクトル制御において、電流応答性を向上させるために、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値に応じた相互干渉成分を打ち消す非干渉制御が知られている。下記の特許文献１には、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値から相互干渉成分を計算することで、非干渉制御の動作を安定させることが開示されている。具体的には、
ｄ軸干渉成分＝電動機角速度ω×ｑ軸インダクタンスＬｑ×ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊
ｑ軸干渉成分＝−電動機角速度ω×ｄ軸インダクタンスＬｄ×ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＋ωφ
によりｄ軸及びｑ軸の干渉成分を算出する。また、下記の特許文献２には、ｄ軸電圧指令値を非干渉制御により補償する、ｑ軸干渉成分の演算に用いるｑ軸インダクタンスＬｑを以下の式で補正して算出することが開示されている。
非干渉成分の補正量α＝（ｄ軸積分項Ｓｄ−Ｉｄ×電動機巻線抵抗Ｒａ）／（ω×Ｉｑ）
補正後ｑ軸インダクタンスＬｑ’＝Ｌｑ＋α
さらに、特許文献３には、正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御、矩形波電圧制御の３つの制御モードを切り替えることが開示されている。

特開２００４−４０８６１号公報 特開２００６−３４０５３０号公報 特開２００８−１１６８２号公報

しかしながら、特許文献１の式で干渉成分を算出する場合、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが一定値である場合はともかく、突極型同期電動機のようにｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが電流振幅、位相により変化する場合には、相互干渉成分に誤差が生じてしまい、制御の応答性が改善しない問題がある。また、トルク指令値が急峻に変化した場合には、相互干渉成分はこれに比例して変化するが、比例積分制御の出力は電流偏差が生じた後にしか変化しないため電流応答性が改善されない問題もある。また、相互干渉成分と電流指令値と電流値偏差の比例積分制御では、電圧飽和した領域、すなわち三相電圧指令値の最大値が三角波波高値を超える過変調領域になると、相互干渉成分の誤差を補正できなくなり、ｄｑ軸電流指令値にｄｑ軸電流値が追従できず制御が破綻してしまう問題もある。

また、特許文献２の方式では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差を検出し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊の変動が予め定めた所定値より小さく、かつ、偏差の値が予め定めた所定値より小さい場合に、干渉成分の補正量αを算出しているが、この構成ではトルク指令を急峻に変化させたときに非干渉成分の補正量αがトルク指令の急峻な変化直後に更新されず、この領域では相互干渉成分に誤差が生じて電流応答性が向上しない問題がある。また、ｑ軸インダクタンスＬｑをαで補正した後にｑ軸インダクタンスＬｑ’を用いて非干渉制御を行うことで、ｄ軸干渉成分の誤差を補正することができるが、ｄ軸インダクタンスＬｄは補正しないためｄ軸干渉成分は誤差を含んだままであり、ｄ軸電流の応答性を改善することができない問題がある。また、ｑ軸インダクタンスのみ補正しており、電圧飽和した領域（三相電圧指令値の最大値が三角波波高値を超える過変調領域）になると、ｄ軸干渉成分の誤差を補正できなくなり、ｄ軸電流指令値にｄ軸電流が追従できず制御が破綻する問題がある。また、突極型同期電動機のようにｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑが電流振幅、位相により変化する場合、ｄ軸干渉成分に誤差が生じたままであって制御応答性が向上しない問題がある。さらに、モータ温度で磁石が作る磁束鎖交数は変化するが、上記のようなｑ軸インダクタンスＬｑの補正では磁束鎖交数の変化を補正することができない。

本発明の目的は、トルク指令値（電流指令値）が急峻に変化した場合においても、電流応答性の劣化を抑制でき、かつ、過変調領域でも安定で高い電流応答性を確保できる装置を提供することにある。

本発明は、交流電動機を駆動するインバータと、前記インバータをスイッチング制御する制御手段であって、トルク指令値に応じたｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する制御手段とを有する交流電動機の制御装置であって、前記制御手段は、前記トルク指令値に応じたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成する生成手段と、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に応じた相互干渉成分を算出する干渉成分算出手段と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値との偏差、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値との偏差、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、前記交流電動機の角速度とに応じて、前記相互干渉成分の誤差を算出して前記相互干渉成分を補正する干渉成分誤差補正手段とを有することを特徴とする。

本発明の１つの実施形態では、前記干渉成分誤差補正手段は、積分制御により前記干渉成分誤差を補正する。

また、本発明の他の実施形態では、前記干渉成分誤差補正手段は、比例積分制御により前記干渉成分誤差を補正する。

また、本発明の他の実施形態では、さらに、前記トルク指令値の高調波成分を除去して前記生成手段に供給するローパスフィルタを有し、前記生成手段は、前記ローパスフィルタからのトルク指令値に応じて前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を生成する。

また、本発明の他の実施形態では、さらに、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値の高調波成分を除去して前記干渉成分算出手段及び前記干渉成分誤差補正手段に供給するローパスフィルタを有する。

また、本発明の他の実施形態では、さらに、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に応じ、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の位相と振幅の関数としてｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスをそれぞれ設定したマップを有し、前記干渉成分誤差補正手段は、前記マップにより設定された前記ｄ軸インダクタンス及び前記ｑ軸インダクタンスを用いて前記相互干渉成分の誤差を算出する。

また、本発明の他の実施形態では、前記干渉成分算出手段は、前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、設定された前記ｄ軸インダクタンス及び前記ｑ軸インダクタンス、前記交流電動機の角速度とに応じて前記相互干渉成分を算出する。

また、本発明の他の実施形態では、前記制御手段は、さらに、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に応じ、電圧指令が基準三角波のピーク値の範囲内である正弦波ＰＷＭ制御モードと、電圧指令が基準三角波のピーク値を超える過変調モードと、矩形波電圧制御モードを切り替えて前記インバータをスイッチング制御するモード切替手段を有する。

本発明によれば、トルク指令値（電流指令値）が急峻に変化した場合においても、電流応答性の劣化を抑制でき、かつ、過変調領域でも安定で高い電流応答性を確保できる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

図１に、本実施形態における制御装置の構成ブロック図を示す。ローパスフィルタ１０は、電子制御装置（ＥＣＵ：図示せず）にてアクセル開度やブレーキ踏み角に応じて生成されたトルク指令値Ｔ^＊から高周波ノイズを除去して電流指令生成部１２に出力する。

電流指令生成部１２は、ローパスフィルタ１０からのトルク指令値Ｔ^＊及び角速度ωに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成して非干渉誤差補正器１８に出力する。また、電流指令生成部１２は、生成したｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊をインダクタンスマップ１６に供給するとともに、非干渉制御器２２及び電流ＰＩ（比例積分）制御器２０にも供給する。

インダクタンスマップ１６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に応じて、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを算出するためのマップである。インダクタンスマップ１６を参照して得られた、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑは、非干渉制御器２２に供給される。

非干渉制御器２２は、従来技術と同様に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から相互干渉成分を演算する。すなわち、回転数計算器４０で算出された角速度ωが非干渉制御器２２に供給され、非干渉制御器２２は、角速度ω、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から、ｄ軸干渉成分ｖｄ＿ｉとｑ軸干渉成分ｖｑ＿ｉを算出する。ここで、φは磁束鎖交数である。

非干渉誤差補正器１８は、干渉成分の誤差を補正するブロックである。回転数計算器４０で算出された角速度ωが非干渉誤差補正器１８に供給される。また、インダクタンスマップ１６を参照して得られたｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが非干渉誤差補正器１８に供給される。さらに、３相／ｄｑ軸変換器４８にて算出されたｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑをローパスフィルタ１４で高周波成分を除去して得られるｉｄ＿ｌｐｆ及びｉｑ＿ｌｐｆが供給される。非干渉誤差補正器１８は、これらを用いて干渉成分の誤差を補正する。具体的には、ｄ軸干渉成分の誤差は−ω×Ｌｑ×（Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆ）であり、ｑ軸干渉成分の誤差はω×Ｌｄ×（Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆ）である。なお、ローパスフィルタ１４を用いるのは、ｄ軸の電流値Ｉｄ及びｑ軸の電流値Ｉｑには検出ノイズの他に高次高調波（６次や１２次であり、過変調領域では高次成分が増大する）が含まれているからである。また、これらのｄ軸干渉成分の誤差及びｑ軸干渉成分の誤差をそのまま用いてもよいが、予期しない電流指令変動の場合にも非干渉誤差補正制御が破綻しないように、積分制御したものを補正値とするのが望ましい。非干渉誤差補正器１８は、算出したｑ軸干渉誤差補正電圧ｖｑ＿ｃ及びｄ軸干渉誤差補正電圧ｖｄ＿ｃを加算器２４、２６に出力する。

電流ＰＩ制御器２０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差（Ｉｄ^＊−Ｉｄ）及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＋とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^＊−Ｉｑ）に応じて所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行ってｄ軸電圧指令値（ｄ軸比例積分電圧）ｖｄ＿ｐｉ及びｑ軸電圧指令値（ｑ軸比例積分電圧）ｖｑ＿ｐｉを出力する。

加算器２４は、非干渉制御器２２からのｖｑ＿ｉと非干渉誤差補正器１８からのｖｑ＿ｃと電流ＰＩ制御器２０からのｖｄ＿ｐｉとを加算することでｄ軸電圧指令値ｖｄを算出し電圧振幅リニア補正器２８に出力する。

加算器２６は、非干渉制御器２２からのｖｄ＿ｉと非干渉誤差補正器１８からのｖｄ＿ｃと電流ＰＩ制御器２０からのｖｑ＿ｐｉとを加算することでｑ軸電圧指令値ｖｑを算出して電圧振幅リニア補正器２８に出力する。

電圧振幅リニア補正器２８は、加算器２４からのｄ軸電圧指令値ｖｄ＿ｉとｑ軸電圧指令値ｖｑ＿ｉを線形補償してそれぞれｖｄ＿ｌ、ｖｑ＿ｌとしてｄｑ軸／３相変換器３０に出力する。電圧振幅リニア補正器２８は、正弦波ＰＷＭ制御時にはｄｑ軸電圧指令の振幅を補正せず、過変調ＰＷＭ制御時において電圧指令値と出力電圧が等しくなるように電圧指令値を補正する。

ｄｑ軸／３相変換器３０は、レゾルバ３５からの回転位置（回転角度）θを基準として電圧指令値ｖｄ＿ｌ、ｖｑ＿ｌを３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換してＰＷＭ発生器３２に出力する。

ＰＷＭ発生器３２は、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと三角波とを比較することで３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの振幅に対応するパルス幅を有するスイッチング指令を生成してインバータ３４に出力する。ここで、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが基準となる三角波のピーク値よりも大きくなると、三角波の周期よりも長いパルス幅を有するスイッチング指令が生成される（過変調制御モード）。

インバータ３４は、ＰＷＭ発生器３２からのスイッチング指令に応じてモータ３６を駆動する。

電圧振幅計算器４４は、加算器２４、２６からのｖｄ、ｖｑに基づいて線間電圧振幅ｖａｍｐを算出する。具体的には、
ｖａｍｐ＝｜ｖｄ｜・ｃｏｓφｖ＋｜ｖｑ｜・ｓｉｎφｖ
φｖ＝ｔａｎ^−１（ｖｑ／ｖｄ）
により算出する。また、電圧位相（電圧指令位相）φｖを算出する。電圧振幅計算器４４は、算出した線間電圧振幅ｖａｍｐを電圧振幅リニア補正器２８及び制御モード判定器４６に出力する。また、電圧位相を同期ＰＷＭ位相制御器４２に出力する。

制御モード判定器４６は、システム電圧（コンデンサ電圧）ＶＨに対する線間電圧ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを算出し、この変調率Ｋｍｄに応じて正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードと矩形波電圧制御モードのいずれかを選択する。正弦波ＰＷＭ制御モードでは正弦波状の電圧指令値と搬送波（三角波）との電圧比較に従って制御するものであり、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。基本波成分振幅はインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。過変調ＰＷＭ制御モードでは、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で正弦波ＰＷＭ制御と同様の制御を行うものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。矩形波電圧制御モードでは、一定期間内で、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をモータに印加するもので、変調率は０．７８まで高められる。選択結果のｔｃ＿ｍｏｄｅは同期ＰＷＭ判定器３８に供給される。

同期ＰＷＭ判定器３８は、選択結果ｔｃ＿ｍｏｄｅに基づいて過変調ＰＷＭ制御を行うための同期数Ｎ＿ＳＹＮＣを算出して電圧振幅リニア補正器２８及び同期ＰＷＭ位相制御器４２に出力する。

同期ＰＷＭ位相制御器４２は、同期数Ｎ＿ＳＹＮＣ、及びレゾルバ３５からの回転位置θ、並びに電圧位相φｖに応じて過変調ＰＷＭ制御において同期ＰＷＭの三角波と電気指令値の位相を制御すべく、キャリア周波数ｆｃをＰＷＭ発生器３２に出力する。なお、矩形波電圧制御モードでは、電圧位相φｖに従って３相電圧指令値（矩形波パルス）ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを発生し、ＰＷＭ発生器３２は、これら矩形波のｖｕ、ｖｖ、ｖｗに従ってスイッチング指令をインバータ３４に出力する。その結果、電圧位相φｖに従った矩形波パルスがモータ３６の各相電圧として印加される。矩形波電圧制御モードでは、トルクのフィードバック制御によりモータトルク制御を行うことができる。但し、矩形波制御モードではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるため、モータ印加電圧の振幅及び位相を操作量とできるＰＷＭ制御モードと比較してその制御応答性は低い。

図２に、非干渉制御器２２の構成を示す。非干渉制御器２２は、既述したようにｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分を演算する。具体的には、非干渉制御器２２は、乗算器２２ａ、２２ｄ、２２ｃ、２２ｅ、２２ｆ及び加算器２２ｂを有する。

乗算器２２ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸インダクタンスＬｄとを乗算し、Ｉｄ^＊×Ｌｄを出力する。

加算器２２ｂは、Ｉｄ^＊×Ｌｄと磁束鎖交数φを加算してＩｄ^＊×Ｌｄ＋φを出力する。

乗算器２２ｃは、加算器２２ｂの出力に角速度ωを乗算し、ｄ軸干渉成分ｖｄ＿ｉ
として出力する。すなわち、
ｖｄ＿ｉ＝ω（Ｉｄ^＊×Ｌｄ＋φ）
である。

乗算器２２ｄは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸インダクタンスＬｑとを乗算し、Ｉｑ^＊×Ｌｑを出力する。

乗算器２２ｅは、乗算器２２ｄからの出力にマイナスを乗じて−Ｉｑ^＊×Ｌｑを出力する。

乗算器２２ｆは、乗算器２２ｅからの出力に角速度ωを乗じてｑ軸干渉成分ｖｑ＿ｉとして出力する。すなわち、
ｖｑ＿ｉ＝−ω×Ｌｑ^＊×Ｌｑ
である。

図３に、非干渉誤差補正器１８の構成を示す。非干渉誤差補正器１８は、差分器１８ａ、１８ｅ、乗算器１８ｂ、１８ｃ、１８ｆ、１８ｇ、積分制御器１８ｄ、１８ｈを有する。

差分器１８ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流値Ｉｄ＿ｌｐｆ（図では簡易的にＩｄと記す）との差分を演算し、Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆを出力する。

乗算器１８ｂは、差分器１８ａからの出力にｄ軸インダクタンスＬｄを乗じ、Ｌｄ×（Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆ）を出力する。

乗算器１８ｃは、乗算器１８ｂからの出力に角速度ωを乗じ、ω×Ｌｄ×（Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆ）を出力する。

積分器１８ｄは、乗算器１８ｃからの出力を積分ゲインＫｉで積分（１／ｓ）してｖｄ＿ｃとして出力する。すなわち、
ｖｄ＿ｃ＝Ｋｉ／ｓ・｛ω×Ｌｄ×（Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆ）｝
である。

差分器１８ｅは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流値Ｉｑ＿ｌｐｆ（図では簡易的にＩｑと記す）との差分を演算し、Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆを出力する。

乗算器１８ｆは、差分器１８ｅからの出力にｑ軸インダクタンスＬｑを乗じ、Ｌｑ×（Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆ）を出力する。

乗算器１８ｇは、乗算器１８ｆからの出力に角速度ω及び−１を乗じ、−ω×Ｌｑ×（Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆ）を出力する。

積分器１８ｈは、乗算器１８ｇからの出力を積分ゲインＫｉで積分（１／ｓ）してｖｑ＿ｃとして出力する。すなわち、
ｖｑ＿ｃ＝Ｋｉ／ｓ・｛−ω×Ｌｑ×（Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆ）｝
である。

図２及び図３におけるｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑは、いずれもインダクタンスマップ１６により設定される。

図４に、インダクタンスマップ１６の一例を示す。インダクタンスマップ１６は、入力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に対し、対応するｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを出力するためのテーブルである。テーブルは、入力値と出力値を規定したものであり、関数として規定することもできる。図では、関数としてマップを規定している。上のグラフはｄ軸インダクタンスのマップであり、下のグラフはｑ軸インダクタンスのマップである。両マップにおいて、横軸は電流指令位相φ＝ｔａｎ^−１（Ｉｑ^＊／Ｉｄ^＊）であり、実線、破線、一点鎖線はそれぞれ異なる電流値を示す。

このように、本実施形態では、非干渉誤差補正器１８を設け、ｄ軸干渉誤差補正電圧ｖｄ＿ｃとｑ軸干渉成分誤差補正電圧Ｖｑ＿ｃをそれぞれ、
ｖｄ＿ｃ＝Ｋｉ／ｓ・｛ω×Ｌｄ×（Ｉｄ^＊−Ｉｄ＿ｌｐｆ）｝
ｖｑ＿ｃ＝Ｋｉ／ｓ・｛−ω×Ｌｑ×（Ｉｑ^＊−Ｉｑ＿ｌｐｆ）｝
により算出し、これらの補正電圧を用いて、加算器２４、２６にて、
ｖｄ＝ｖｄ＿ｐｉ＋ｖｑ＿ｉ＋ｖｑ＿ｃ
ｖｑ＝ｖｑ＿ｐｉ＋ｖｄ＿ｉ＋Ｖｄ＿ｃ
により干渉成分誤差を補正してｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する。インダクタンスとモータ角速度と電流偏差を積分制御して得られた非干渉成分誤差補正電圧を加算することで、トルク指令値（電流指令値）が急峻に変化した場合でも電流制御性の劣化を抑制することができる。また、トルク指令値をローパスフィルタ１０を介して電流指令生成部１２に供給することで、ｄｑ軸電流指令値が急峻に変化しないように制御しており、非干渉制御及び非干渉誤差補正制御の出力が急変せず、安定に動作できる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の変更が可能である。

例えば、本実施形態では、ｄｑ軸電流指令値の急減を抑制するためにトルク指令値Ｔ^＊に対してローパスフィルタ１０をかけているが、このローパスフィルタ１０の代わりに電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊にローパスフィルタをかけて非干渉誤差補正器１８に供給してもよい。

図５に、この場合の構成を示す。トルク指令値Ｔ^＊はそのまま（ローパスフィルタ１０をかけることなく）電流指令生成部１２に供給される。電流指令生成部１２と非干渉誤差補正器１８との間にローパスフィルタ１３が設けられる。電流指令生成部１２からの電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊はローパスフィルタ１３に供給され、高調波成分が除去される。

また、本実施形態では、インダクタンスマップ１６を設け、電流指令値及び電流指令位相に応じたｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスを設定して非干渉制御器２２に供給して干渉成分電圧を算出し、かつ、非干渉誤差補正器１８で干渉成分誤差補正電圧を算出しているが、インダクタンスマップ１６を用いなくてもよい。

図６に、この場合の構成を示す。非干渉制御器２２は、ローパスフィルタ１０からのトルク指令値Ｔ^＊と、回転数計算器４０からの角速度ωとから、予め試験して得られたマップを用いてｄ軸干渉成分ｖｄ、ｑ軸干渉成分ｖｑを直接算出して出力する。−ω×Ｌｑ×Ｉｑ^＊、ω×（Ｌｄ×Ｉｄ^＊×φ）を計算しておいた結果をマップとして保持してもよい。

非干渉誤差補正器１８は、Ｌｄ、Ｌｑを定数として既述した式により干渉成分誤差補正値を算出して出力する。

さらに、本実施形態では、非干渉誤差補正器１８で積分制御しているが、比例積分制御してもよい。

図７に、この場合の非干渉誤差補正器１８の構成を示す。図３の構成に加え、比例ゲインがＫｐの乗算器１８ｉ、１８ｊが付加され、その出力をそれぞれ積分器１８ｄ、１８ｈからの出力に加算器１８ｍ、１８ｎで加算する。

また、本実施形態では、非干渉制御器２２においてインダクタンスマップ１６により設定されたｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを用いて相互干渉成分を算出しているが、非干渉誤差補正器１８によりｄｑ軸電圧指令値を補正できるのであるから、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスをある固定値として用いてもよい。

以上説明したように、本実施形態では、ｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分を打ち消すために相互干渉成分を算出して出力するとともに、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスが変化するような場合においても、干渉成分の誤差を補正することで制御応答性の劣化を抑制することができる。

実施形態の全体構成図である。 図１における非干渉制御器の構成図である。 図１における非干渉誤差補正器の構成図である。 図１におけるインダクタンスマップの説明図である。 他の実施形態の全体構成図である。 さらに他の実施形態の構成図である。 非干渉誤差補正器の他の構成図である。 各制御モードの説明図である。 各制御モードの切替説明図である。

符号の説明

１０ ローパスフィルタ、１２ 電流指令生成部、１３ ローパスフィルタ、１６ インダクタンスマップ、１８ 非干渉誤差補正器、２２ 非干渉制御器、３２ ＰＷＭ発生器、３４ インバータ、３６ モータ。

Claims (9)

1. 交流電動機を駆動するインバータと、
   前記インバータをスイッチング制御する制御手段であって、トルク指令値に応じたｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する制御手段と、
   を有する交流電動機の制御装置であって、
   前記制御手段は、
   前記トルク指令値に応じたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成する生成手段と、
   前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に応じた相互干渉成分を算出する干渉成分算出手段と、
   前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値との偏差、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値との偏差、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、前記交流電動機の角速度とに応じて、前記相互干渉成分の誤差を算出して前記相互干渉成分を補正する干渉成分誤差補正手段と、
   を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１記載の装置において、
   前記干渉成分誤差補正手段は、積分制御により前記干渉成分誤差を補正することを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１記載の装置において、
   前記干渉成分誤差補正手段は、比例積分制御により前記干渉成分誤差を補正することを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項１記載の装置において、さらに、
   前記トルク指令値の高調波成分を除去して前記生成手段に供給するローパスフィルタと、
   を有し、前記生成手段は、前記ローパスフィルタからのトルク指令値に応じて前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を生成することを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 請求項１記載の装置において、さらに、
   前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値の高調波成分を除去して前記干渉成分算出手段及び前記干渉成分誤差補正手段に供給するローパスフィルタ
   を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。
6. 請求項１記載の装置において、さらに、
   前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に応じ、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の位相と振幅の関数としてｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスをそれぞれ設定したマップ
   を有し、前記干渉成分誤差補正手段は、前記マップにより設定された前記ｄ軸インダクタンス及び前記ｑ軸インダクタンスを用いて前記相互干渉成分の誤差を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
7. 請求項６記載の装置において、
   前記干渉成分算出手段は、前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、前記マップにより設定された前記ｄ軸インダクタンス及び前記ｑ軸インダクタンス、前記交流電動機の角速度とに応じて前記相互干渉成分を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
8. 請求項１記載の装置において、
   前記干渉成分算出手段は、前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、設定された前記ｄ軸インダクタンス及び前記ｑ軸インダクタンス、前記交流電動機の角速度とに応じて前記相互干渉成分を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の装置において、
   前記制御手段は、さらに、
   前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に応じ、電圧指令が基準三角波のピーク値の範囲内である正弦波ＰＷＭ制御モードと、電圧指令が基準三角波のピーク値を超える過変調モードと、矩形波電圧制御モードを切り替えて前記インバータをスイッチング制御するモード切替手段
   を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。

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