JP2018198500A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善回路の入力電流の同期制御に用いられる脈流電圧の波形を歪ませることなく、当該脈流電圧のノイズを除去する。【解決手段】電源装置１は、交流電圧Ｖａｃを全波整流する整流回路２０と、整流回路２０の出力側に設けられるＰＦＣ（力率改善）回路３０と、交流電圧Ｖａｃを全波整流した脈流電圧Ｖｐｕを出力する電圧変換回路４０と、マイコン３１とを備える。マイコン３１は、電圧変換回路４０から取得した脈流電圧Ｖｐｕを正弦波電圧Ｖｓｉｎに変換する処理を実行し、正弦波電圧Ｖｓｉｎに対してノイズを除去するフィルタ処理を施した正弦波電圧ＶＦｓｉｎを算出し、正弦波電圧ＶＦｓｉｎの絶対値をフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕとして算出する。マイコン３１は、整流回路３０からＰＦＣ回路３０に入力される入力電流の位相を、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの位相に同期させる。【選択図】図１

Description

本開示は、電源装置に関し、特に、力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路を備える電源装置に関する。

系統電源等から受ける交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力側に設けられた力率改善回路と、力率改善回路を制御する制御装置とを備える電源装置が知られている。制御装置は、力率改善回路の入力電流の位相を力率改善回路の入力電圧（交流電圧を全波整流した後の脈流電圧）の位相に同期させる同期制御を行なうことによって、力率改善回路の出力電力の力率を改善する。

このような電源装置について、たとえば特許第３８２９０８７号公報（特許文献１）には、力率改善回路の入力電流を正弦波電流にするアクティブフィルタを備えた構成が開示されている。

特許第３８２９０８７号公報

上記のような電源装置において、制御装置は、入力電流の同期制御を行なうために、交流電圧を全波整流した後の脈流電圧を取り込む。しかしながら、一般的に系統電源等から受ける交流電圧にはノイズが多く含まれており、したがって交流電圧を全波整流した後の脈流電圧にもノイズが多く含まれている。そのため、入力電流の同期制御を行なう際には、同期制御に用いられる脈流電圧に対してノイズを除去するフィルタ処理を施しておくことが望ましい。

しかしながら、正弦波状の交流電圧をゼロクロス点で折り返した脈流電圧の波形に対してフィルタ処理を施すと、フィルタ処理後の脈流電圧の波形が歪んでしまい、力率改善回路の入力電流を本来の脈流電圧に適切に同期させることができなくなることが懸念される。

本開示は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、力率改善回路の入力電流の同期制御に用いられる脈流電圧の波形を歪ませることなく、当該脈流電圧のノイズを除去することである。

（１） 本開示による電源装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力側に設けられる力率改善回路と、交流電圧を全波整流した第１脈流電圧を出力する出力回路と、出力回路から取得された第１脈流電圧を用いて、整流回路から力率改善回路に入力される入力電流を制御する制御装置とを備える。制御装置は、第１脈流電圧を第１正弦波電圧に変換する処理を実行し、第１正弦波電圧に対してノイズを除去するフィルタ処理を施した第２正弦波電圧を算出し、第２正弦波電圧の絶対値を第２脈流電圧として算出し、第２脈流電圧に同期するように入力電流を制御する。

上記構成によれば、フィルタ処理が、第１脈流電圧に対して直接施されるのではなく、第１脈流電圧を正弦波に変換した第１正弦波電圧に対して施される。そのため、フィルタ処理（ノイズ除去）による波形の歪みが抑制される。そして、フィルタ処理による波形の歪みが抑制された第２正弦波電圧の絶対値が第２脈流電圧として算出され、第２脈流電圧に同期するように力率改善回路の入力電流が制御される。その結果、力率改善回路の入力電流の同期制御に用いられる第２脈流電圧の波形を歪ませることなく、第２脈流電圧のノイズを除去することができる。

（２） ある実施の形態においては、フィルタ処理は、第１正弦波電圧の低周波成分を通過させ高周波成分を減衰させるローパスフィルタ処理と、ローパスフィルタ処理による位相の遅れを補償するハイパスフィルタ処理とを含む。

上記構成によれば、第１正弦波電圧に対するフィルタ処理として、高周波ノイズ成分を減衰させるローパスフィルタ処理と、ローパスフィルタ処理による位相の遅れを補償するハイパスフィルタ処理とが施される。これにより、フィルタ処理後の第２正弦波電圧を、ノイズが除去され、かつ位相の遅れが補償された波形とすることができる。

（３） ある実施の形態においては、制御装置は、第２脈流電圧の振幅に基づいて入力電流の大きさを決定する。制御装置は、第１脈流電圧または第２脈流電圧の実効値を算出し、予め定められた基準電圧と第１脈流電圧または第２脈流電圧の実効値との比に基づいて、第２脈流電圧の振幅の変動が抑制されるように第１脈流電圧または第２脈流電圧を補正する。

上記構成によれば、基準電圧（たとえば交流電圧の定格実効電圧）と第１脈流電圧または第２脈流電圧の実効値との比に基づいて、第２脈流電圧の振幅の変動が抑制されるように第１脈流電圧または第２脈流電圧が補正される。そのため、系統電源等から受ける交流電圧の実効値の変動に伴なって第１脈流電圧の実効値が変動しても、その影響が第２脈流電圧の振幅に及ぶことが抑制され、第２脈流電圧の振幅に基づいて決定される入力電流の大きさの変動も抑制される。その結果、交流電圧の実効値が変動しても、力率改善回路の入力電流の大きさ（振幅）の変動を適切に抑制することができる。

電源装置の全体構成の一例を模式的に示す図である。 マイコンの処理手順の一例を示すフローチャート（その１）である。 フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕ、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ、およびインダクタ電流ＩＬの波形の一例を示す図である。 脈流電圧Ｖｐｕの波形（実線）と、脈流電圧Ｖｐｕの波形のままローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧波形（一点鎖線）との一例を示す図である。 脈流電圧Ｖｐｕから生成される正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）と、正弦波電圧Ｖｓｉｎをローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧波形（一点鎖線）と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧をさらにハイパスフィルタ（ＨＰＦ）に通した後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎ（二点鎖線）との一例を示す図である。 マイコンの処理手順の一例を示すフローチャート（その２）である。 マイコンの処理手順の一例を示すフローチャート（その３）である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、本実施の形態による電源装置１の全体構成の一例を模式的に示す図である。電源装置１は、交流線Ａ１，Ａ２を介して交流電源（商用の系統電源等）１０に接続されるとともに、正極線Ｐ３を介して負荷５０に接続される。電源装置１は、交流電源１０から入力される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に出力する。負荷５０は、たとえば給湯器などに用いられるポンプを駆動するための直流モータである。

以下では、交流電源１０から電源装置１に入力される交流電圧を「入力電圧Ｖａｃ」とも記載し、電源装置１から負荷５０に出力される直流電圧を「出力電圧Ｖｄｃ」とも記載する。

電源装置１は、整流回路２０と、ＰＦＣ回路（力率改善回路）３０と、マイコン（制御装置）３１と、電圧変換回路（出力回路）４０とを備える。整流回路２０の入力側は、交流線Ａ１，Ａ２を介して交流電源１０に接続され、整流回路２０の出力側は、正極線Ｐ１および負極線Ｎを介してＰＦＣ回路３０に接続される。

整流回路２０は、ダイオードブリッジによって構成され、複数のダイオードを含む。整流回路２０は、交流電源１０から入力される交流を全波整流してＰＦＣ回路３０に出力する。整流回路２０から出力される電力の波形は、正弦波状の交流波形がゼロクロス点で折り返されて生成される、片極性の脈流電圧波形となる。

ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０を通過した後の電力の力率を改善するための回路である。ＰＦＣ回路３０は、インダクタＬと、スイッチング素子ＳＷと、ダイオードＤと、キャパシタＣと、駆動回路３２と、電流センサ３４と、電圧センサ３５とを含む。

インダクタＬは、正極線Ｐ１，Ｐ２間に配置される、昇圧用のコイルである。スイッチング素子ＳＷは、正極線Ｐ２と負極線Ｎとの間に配置される、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）などである。インダクタＬおよびスイッチング素子ＳＷは、昇圧チョッパ回路として機能する。

ダイオードＤは、正極線Ｐ２から正極線Ｐ３に向かう方向を順方向として、正極線Ｐ２と正極線Ｐ３との間に配置される。キャパシタＣは、正極線Ｐ３と負極線Ｎとの間に配置され、ＰＦＣ回路３０の出力を平滑化する。

電流センサ３４は、スイッチング素子ＳＷと負極線Ｎとを接続する接続線Ｎ１を流れる電流を検出する。スイッチング素子ＳＷがオン状態であるとき、インダクタＬを流れる電流（整流回路２０からＰＦＣ回路３０に入力される入力電流）は、スイッチング素子ＳＷを通って負極線Ｎに流れるため、電流センサ３４の検出値はインダクタＬを流れる電流を示す値となる。以下では、電流センサ３４の検出値を「インダクタ電流ＩＬ」とも記載する。

電圧センサ３５は、正極線Ｐ３と負極線Ｎと間の電圧を「出力電圧Ｖｄｃ」として検出する。

電圧変換回路４０は、交流線Ａ１，Ａ２に接続されるとともに、マイコン３１に接続される。電圧変換回路４０は、複数のダイオードＤ１，Ｄ２と、複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを含む。電圧変換回路４０は、交流電源１０から交流線Ａ１，Ａ２に印加される入力電圧Ｖａｃを全波整流し、マイコン３１に出力する。

電圧変換回路４０からマイコン３１に出力される電圧の波形は、正弦波状の入力電圧Ｖａｃの波形がゼロクロス点で折り返されて生成される、片極性の脈流電圧波形となる。以下では、電圧変換回路４０からマイコン３１に出力される電圧（入力電圧Ｖａｃが電圧変換回路４０によって全波整流された後の電圧）を「脈流電圧Ｖｐｕ」とも記載する。

マイコン３１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、入出力バッファ等を含んで構成される。なお、図１においてはマイコン３１がＰＦＣ回路３０の内部に設けられる例が示されるが、マイコン３１はＰＦＣ回路３０の外部に設けられてもよい。

マイコン３１は、電圧変換回路４０、電流センサ３４および電圧センサ３５に接続される。マイコン３１には、電圧変換回路４０からの脈流電圧Ｖｐｕ、電流センサ３４からのインダクタ電流ＩＬ、電圧センサ３５からの出力電圧Ｖｄｃが入力される。マイコン３１は、これらの電圧を用いてスイッチング素子ＳＷを駆動（オンオフ）するための制御信号を生成し、生成した制御信号を駆動回路３２に出力する。駆動回路３２は、マイコン３１からの制御信号に従ってスイッチング素子ＳＷを駆動（オンオフ）する。

＜力率改善制御（同期制御）および定電圧制御＞
マイコン３１は、インダクタＬを流れる電流（ＰＦＣ回路３０の入力電流）の位相を脈流電圧Ｖｐｕの位相に同期させることによって力率を改善する「力率改善制御（同期制御）」を行なう。さらに、マイコン３１は、力率改善制御（同期制御）を行ないつつ、ＰＦＣ回路３０の出力電圧Ｖｄｃが予め定められた目標電圧ＶｄｃｔａｇとなるようにインダクタＬを流れる電流の大きさ（振幅）をフィードバック制御する「定電圧制御」を行なう。これらの制御は、マイコン３１がスイッチング素子ＳＷの駆動を制御することによって実現される。

図２は、マイコン３１が力率改善制御および定電圧制御を実行する際の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートは、所定周期で繰り返し実行される。

まず、マイコン３１は、電圧変換回路４０から脈流電圧Ｖｐｕを取得する（ステップＳ１０）。

次いで、マイコン３１は、ステップＳ１０で取得された脈流電圧Ｖｐｕのフィルタ処理を行なう（ステップＳ２０）。一般的に、交流電源１０からの入力電圧Ｖａｃにはノイズが多く含まれており、したがって、入力電圧Ｖａｃを全波整流した後の脈流電圧Ｖｐｕにもノイズが多く含まれていることが懸念される。そこで、本実施の形態によるマイコン３１は、誤作動防止の観点から、ステップＳ１０で取得された脈流電圧Ｖｐｕを含む脈流電圧Ｖｐｕの波形に対して、ノイズを除去するためのフィルタ処理（ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）処理およびハイパスフィルタ（ＨＰＦ：Hi Pass Filter）処理）を施すことによって、「フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕ」を算出する。なお、フィルタ処理の詳細については後ほど説明する。

次いで、マイコン３１は、変数Ａを算出する（ステップＳ３０）。変数Ａは、後述のステップＳ４０において目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの算出に用いられるパラメータである。マイコン３１は、出力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃｔａｇとなるようにフィードバック制御を行なうことによって、変数Ａを算出する。

たとえば、マイコン３１は、変数Ａを下記の式（１）に従って算出する。
Ａ＝［ΔＶ×Ｋｐ］＋［Σ（ΔＶ×Ｋｉ）］ …（１）
式（１）において、「ΔＶ」は目標電圧Ｖｄｃｔａｇと出力電圧Ｖｄｃとの電圧偏差（＝Ｖｄｃｔａｇ−Ｖｄｃ）であり、「Ｋｐ」は比例制御ゲインであり、「Ｋｉ」は積分制御ゲインである。式（１）に従って変数Ａを設定することによって、電圧偏差ΔＶを低減するためのフィードバック制御が実現される。このフィードバック制御が上述の「定電圧制御」に相当する。

なお、変数Ａを算出するためのフィードバック制御は、必ずしも図２のフローチャートが実行される毎（所定周期毎）に実行する必要はなく、たとえば脈流電圧１波毎（ゼロクロス毎）に実行するようにしてもよい。

次いで、マイコン３１は、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇを下記の式（２）に従って算出する（ステップＳ４０）。

ＩＬｔａｇ＝［ＶＦｐｕ］×［Ａ］ …（２）
式（２）において、「ＶＦｐｕ」はステップＳ２０で算出されたフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕであり、「Ａ」はステップＳ３０で算出された変数Ａである。なお、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇは、基本的には０以上の値に設定されるため、式（２）で算出される目標インダクタ電流ＩＬｔａｇが負の値である場合には、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇは「０」に設定される。

目標インダクタ電流ＩＬｔａｇが上記のように算出されることによって、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの位相はフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの位相に同期されるとともに、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさ（振幅）は出力電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃｔａｇに近づけるような値に調整される。

次いで、マイコン３１は、ステップＳ５０〜Ｓ５８において、インダクタＬを流れる電流が目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに近づくように、スイッチング素子ＳＷを駆動（オンオフ）する。

具体的には、マイコン３１は、スイッチング素子ＳＷがオフ状態であるか否かを判定する（ステップＳ５０）。スイッチング素子ＳＷがオフ状態である場合（ステップＳ５０においてＹＥＳ）、マイコン３１は、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングであるか否かを判定する（ステップＳ５２）。本実施の形態においては、スイッチング素子ＳＷを一定周期毎（たとえば十数μｓ程度毎）にオンする。したがって、マイコン３１は、スイッチング素子ＳＷを前回オフ状態からオン状態に切り替えたタイミングから一定時間が経過している場合に、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングであると判定する。

スイッチング素子ＳＷのオンタイミングである場合（ステップＳ５２においてＹＥＳ）、マイコン３１は、スイッチング素子ＳＷをオフ状態からオン状態に切り替える（ステップＳ５４）。スイッチング素子ＳＷのオンタイミングでない場合（ステップＳ５２においてＮＯ）、マイコン３１は、ステップＳ５４の処理をスキップしてリターンへと処理を移す。

スイッチング素子ＳＷがオフ状態でない場合（ステップＳ５０においてＮＯ）、すなわちスイッチング素子ＳＷがオン状態である場合、マイコン３１は、インダクタ電流ＩＬ（電流センサ３４の検出値）がステップＳ４０において算出された目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ以上であるか否かを判定する（ステップＳ５６）。

インダクタ電流ＩＬが目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ以上である場合（ステップＳ５６においてＹＥＳ）、マイコン３１は、スイッチング素子ＳＷをオン状態からオフ状態に切り替える（ステップＳ５８）。このように、ＩＬ≧ＩＬｔａｇでスイッチング素子ＳＷをオン状態からオフ状態に切り替える機能は、「トリップ機能」とも称される。

なお、インダクタ電流ＩＬが目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ以上でない場合（ステップＳ５６においてＮＯ）、マイコン３１は、ステップＳ５８の処理をスキップしてリターンへと処理を移す。

図３は、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕ、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ、およびインダクタ電流ＩＬの波形の一例を示す図である。図３において、横軸は時間を示し、縦軸の上段は電圧（フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕ）を示し、縦軸の下段は電流（目標インダクタ電流ＩＬｔａｇおよびインダクタ電流ＩＬ）を示す。

フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕは、正弦波状の交流電圧をゼロクロス点で折り返されて生成される脈流波形となる。

目標インダクタ電流ＩＬｔａｇは、上述の式（２）に示したようにフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕと変数Ａとの積である。そのため、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの波形は、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕに同期した波形となる。

スイッチング素子ＳＷのオンタイミングとなってスイッチング素子ＳＷがオンされると、インダクタ電流ＩＬ（電流センサ３４の検出値）は上昇する。インダクタ電流ＩＬが目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに達すると、スイッチング素子ＳＷがオフされ、インダクタ電流ＩＬが低下する。その後、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングとなってスイッチング素子ＳＷが再びオンされると、インダクタ電流ＩＬは再び上昇する。このような処理が繰り返されることによって、インダクタ電流ＩＬの波形は、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに近い波形となり、脈流電圧ＶＦｐｕに同期した波形となる。これにより力率の改善が図られる。

＜脈流電圧Ｖｐｕのフィルタ処理＞
上述のように、本実施の形態によるマイコン３１は、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇを算出する際に、脈流電圧Ｖｐｕの波形にフィルタ処理（ＬＰＦおよびＨＰＦ）を施すことによって、脈流電圧Ｖｐｕに含まれるノイズを除去する。

しかしながら、正弦波状の交流電圧の波形をゼロクロス点で折り返した脈流電圧Ｖｐｕの波形に対して直接フィルタ処理を施すと、フィルタ処理後の脈流電圧波形が歪んでしまい、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇをフィルタ処理前の脈流電圧Ｖｐｕ（本来同期させるべき脈流電圧）に適切に同期させることができなくなることが懸念される。

図４は、脈流電圧Ｖｐｕの波形（実線）と、脈流電圧Ｖｐｕの波形のままローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧波形（一点鎖線）との一例を示す図である。図４から理解できるように、ＬＰＦ後の電圧波形（一点鎖線）は、ＬＰＦ前の脈流電圧Ｖｐｕ（実線）に比べて歪んでしまう（なまってしまう）。

このような問題を回避するために、本実施の形態によるマイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕに対して直接フィルタ処理を施すのではなく、脈流電圧Ｖｐｕを正弦波電圧Ｖｓｉｎに一旦変換し、正弦波電圧Ｖｓｉｎに対してフィルタ処理（ＬＰＦおよびＨＰＦ）を施した後に、再び脈流電圧の波形に戻す。このようにすることで、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの算出に用いられる脈流電圧の波形を歪ませることなくノイズを除去することができる。

なお、正弦波状の入力電圧Ｖａｃの波形をマイコン３１に直接取り込むための専用の回路（ハードウェア）を追加することも考えられるが、そのような回路の構成は非常に複雑になり部品点数が増加してしまうことが想定される。しかしながら、本実施の形態においては、正弦波電圧Ｖｓｉｎをマイコン３１の演算処理（ソフトウェア処理）によって生成するため、部品点数の増加が抑制される。

図５は、脈流電圧Ｖｐｕから生成される正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）と、正弦波電圧Ｖｓｉｎをローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧波形（一点鎖線）と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通した後の電圧をさらにハイパスフィルタ（ＨＰＦ）に通した後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎ（二点鎖線）との一例を示す図である。

図５から理解できるように、ＬＰＦ後の電圧波形（一点鎖線）は、ＬＰＦ前の正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）に比べてほとんど歪んでいない。

ＬＰＦ後の電圧波形（一点鎖線）は、ＬＰＦ前の正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）に対して位相遅れ（ずれ）が生じている。ＬＰＦ後の位相遅れは、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を通すことによって補償される。すなわち、ＨＰＦ後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎ（二点鎖線）は、ＬＰＦ前の正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）の位相とほぼ同じになる。

この点を踏まえ、本実施の形態によるマイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕに対するフィルタ処理として、高周波ノイズ成分を減衰させるローパスフィルタ処理と、ローパスフィルタ処理による位相遅れを補償するハイパスフィルタ処理とを行なう。これにより、フィルタ処理後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎを、ノイズが除去され、かつＬＰＦによる位相遅れが補償された波形（正弦波電圧Ｖｓｉｎの位相とほぼ同じ位相の波形）とすることができる。なお、フィルタ処理後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎ（二点鎖線）は、フィルタ処理前の正弦波電圧Ｖｓｉｎ（実線）に対して減衰するが、この減衰分はゲインをかけることによって補正することができる。

図６は、マイコン３１が脈流電圧Ｖｐｕのフィルタ処理（図２のステップＳ２０の処理）を実行する際の処理手順の一例を示すフローチャートである。

まず、マイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕがゼロクロスした（０ボルトに低下した）か否かを判定する（ステップＳ２１）。たとえば、マイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕが所定値（たとえば数ボルト程度）未満に低下してから０ボルトになるまでの判定時間を予め記憶しておき、脈流電圧Ｖｐｕが所定値未満に低下してから判定時間を経過した時に脈流電圧Ｖｐｕがゼロクロスしたと判定する。

脈流電圧Ｖｐｕがゼロクロスした場合（ステップＳ２１においてＹＥＳ）、マイコン３１は、後述のステップＳ２３において脈流電圧Ｖｐｕに掛けられる「符号」を切り替える（ステップＳ２２）。この「符号」は、正（＋）および負（−）のどちらかに設定される。マイコン３１は、これまでの符号が正（＋）である場合には以降の符号を負（−）に切り替え、これまでの符号が負（−）である場合には以降の符号を正（＋）に切り替える。その後、マイコン３１は、ステップＳ２３に処理を移す。

なお、脈流電圧Ｖｐｕがゼロクロスしていない場合（ステップＳ２１においてＮＯ）、マイコン３１は、ステップＳ２２（符号切替）を行なうことなく、ステップＳ２３に処理を移す。

次いで、マイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕに「符号」をかけた値を、正弦波電圧Ｖｓｉｎとして算出する（ステップＳ２３）。

次いで、マイコン３１は、ステップＳ２３において算出された正弦波電圧Ｖｓｉｎに対してフィルタ処理を施して、フィルタ処理後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎを算出する（ステップＳ２４）。上述したように、マイコン３１は、フィルタ処理として、ローパスフィルタ処理と、ハイパスフィルタ処理とを行なう（図５参照）。

次いで、マイコン３１は、ステップＳ２４において算出されたフィルタ処理後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎの絶対値を、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕとして算出する（ステップＳ２５）。

以上のように、本実施の形態によるマイコン３１は、インダクタ電流ＩＬの位相を脈流電圧Ｖｐｕの位相に同期させる同期制御を行なう際、脈流電圧Ｖｐｕのフィルタ処理を行なうことによって、脈流電圧Ｖｐｕのノイズを除去する。

マイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕのフィルタ処理を行なうにあたり、脈流電圧Ｖｐｕに対して直接フィルタ処理を施すのではなく、脈流電圧Ｖｐｕを正弦波電圧Ｖｓｉｎに一旦変換し、正弦波電圧Ｖｓｉｎに対してフィルタ処理を施す。そのため、脈流電圧Ｖｐｕに対して直接フィルタ処理を施す場合に比べて、フィルタ処理による波形の歪みが抑制される。そして、マイコン３１は、フィルタ処理後の正弦波電圧ＶＦｓｉｎの絶対値をフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕとして算出する。その結果、インダクタ電流ＩＬの同期制御に用いられる脈流電圧ＶＦｐｕの波形を歪ませることなく、脈流電圧ＶＦｐｕのノイズを除去することができる。

＜変形例＞
上述の実施の形態による電源装置１において、交流電源１０から入力される入力電圧Ｖａｃが不安定な環境下では、入力電圧Ｖａｃの変動によって目標インダクタ電流ＩＬｔａｇが変動してしまうことが懸念される。

具体的には、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇはフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕと変数Ａとの積で算出される（上述の式（２）参照）。すなわち、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさ（振幅）は、脈流電圧ＶＦｐｕの振幅に基づいて決定される。そのため、入力電圧Ｖａｃの実効値が定格実効電圧（たとえば１００ボルト）から変動すると、脈流電圧ＶＦｐｕの振幅が変動し、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさも変動し得る。この影響で、ＰＦＣ回路３０の出力電圧Ｖｄｃが変動すると、負荷５０の耐圧を超えてしまうことが懸念される。

上記の点に鑑み、本変形例によるマイコン３１は、電圧変換回路４０からの脈流電圧Ｖｐｕの実効値（以下「脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓ」ともいう）を逐次算出し、予め定められた基準電圧Ｖｒｅｆ（たとえば入力電圧Ｖａｃの定格実効値である１００ボルト）と脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓとの比に基づいて脈流電圧Ｖｐｕを補正することによって、脈流電圧ＶＦｐｕの振幅を抑制する。

図７は、本変形例によるマイコン３１が力率改善制御および定電圧制御を実行する際の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートは、上述の図２に示すフローチャートに対して、ステップＳ１１およびステップＳ１２の処理を追加したものである。その他のステップ（上述の図２に示したステップと同じ番号を付しているステップ）については、既に説明したため詳細な説明はここでは繰り返さない。

マイコン３１は、脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓを取得する（ステップＳ１１）。なお、脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓは、別途、マイコン３１によって所定のサンプリング周期Ｔ毎に算出されてメモリに記憶されている。

たとえば、脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓは下記の式（３）に従って算出される。
Ｖｐｕ＿ｍｒｓ＝√｛Σ（Ｖｐｕ）^２／Ｔ｝ …（３）
式（３）において、「Ｔ」は、脈流電圧Ｖｐｕの波形のサンプリング周期である。「Σ（Ｖｐｕ）^２」は、直近のサンプリング周期Ｔ分の脈流電圧Ｖｐｕの瞬時値の２乗値を、サンプリング周期Ｔ分だけ積算した値である。「√｛Σ（Ｖｐｕ）^２／Ｔ｝」は、「Σ（Ｖｐｕ）^２／Ｔ」の平方根を表わす。

なお、脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓの算出周期（サンプリング周期Ｔ）は、脈流電圧Ｖｐｕの１波分制御が遅れても大きな問題が生じないのであれば、脈流電圧Ｖｐｕの１波分とすることができる。

次いで、マイコン３１は、ステップＳ１０で取得された脈流電圧Ｖｐｕを、ステップＳ１１で取得された脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓを用いて補正する（ステップＳ１２）。具体的には、マイコン３１は、脈流電圧Ｖｐｕを下記の式（４）に従って補正する。

補正後Ｖｐｕ＝Ｖｐｕ×（Ｖｒｅｆ／Ｖｐｕ＿ｍｒｓ） …（４）
式（４）において、左辺の「補正後Ｖｐｕ」は補正後の脈流電圧Ｖｐｕであり、右辺の「Ｖｐｕ」はステップＳ１０で取得された補正前の脈流電圧Ｖｐｕである。「Ｖｒｅｆ」は上述の基準電圧（たとえば入力電圧Ｖａｃの定格実効値である１００ボルト）であり、「Ｖｐｕ＿ｍｒｓ」はステップＳ１１で取得された脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓである。したがって、「Ｖｒｅｆ／Ｖｐｕ＿ｍｒｓ」は、基準電圧Ｖｒｅｆと脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓとの比である。式（４）に従って算出される補正後の脈流電圧Ｖｐｕは、入力電圧Ｖａｃの実効値が変動しても、その影響をほぼ受けない値となる。

そして、マイコン３１は、ステップＳ１２において算出された補正後の脈流電圧Ｖｐｕを用いて、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕを算出する（ステップＳ２０）。そのため、入力電圧Ｖａｃの実効値が変動しても、その影響がフィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの振幅に及ぶことが抑制される。これにより、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの振幅に基づいて決定される目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさ（振幅）の変動も抑制される。その結果、入力電圧Ｖａｃの実効値が変動しても、インダクタ電流ＩＬ（ＰＦＣ回路３０の入力電流）の大きさ（振幅）の変動を適切に抑制することができる。

なお、上述の例では基準電圧Ｖｒｅｆと脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓとの比に基づいて補正する対象をフィルタ処理前の脈流電圧Ｖｐｕとしているが、補正する対象を、フィルタ処理前の脈流電圧Ｖｐｕではなく、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕとするようにしてもよい。

また、脈流電圧Ｖｐｕまたは脈流電圧ＶＦｐｕの補正に用いる実効値としては、フィルタ処理前の脈流電圧Ｖｐｕの実効値（脈流電圧実効値Ｖｐｕ＿ｍｒｓ）を用いてもよいし、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの実効値を用いてもよい。特に、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕはノイズが除去された値であるため、フィルタ処理後の脈流電圧ＶＦｐｕの実効値を用いる場合には、フィルタ処理前の脈流電圧Ｖｐｕの実効値を用いる場合に比べて、より精度のよい補正を行なうことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電源装置、１０ 交流電源、２０ 整流回路、３０ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）、３１ マイコン、３２ 駆動回路、３４ 電流センサ、３５ 電圧センサ、４０ 電圧変換回路、５０ 負荷、Ａ１，Ａ２ 交流線、Ｃ キャパシタ、Ｄ ダイオード、Ｌ インダクタ、Ｎ 負極線、Ｎ１ 接続線、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 正極線、ＳＷ スイッチング素子。

Claims (3)

1. 交流電圧を全波整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力側に設けられる力率改善回路と、
   前記交流電圧を全波整流した第１脈流電圧を出力する出力回路と、
   前記出力回路から取得された前記第１脈流電圧を用いて、前記整流回路から前記力率改善回路に入力される入力電流を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記第１脈流電圧を第１正弦波電圧に変換する処理を実行し、
   前記第１正弦波電圧に対してノイズを除去するフィルタ処理を施した第２正弦波電圧を算出し、
   前記第２正弦波電圧の絶対値を第２脈流電圧として算出し、
   前記第２脈流電圧に同期するように前記入力電流を制御する、電源装置。
2. 前記フィルタ処理は、前記第１正弦波電圧の低周波成分を通過させ高周波成分を減衰させるローパスフィルタ処理と、前記ローパスフィルタ処理による位相の遅れを補償するハイパスフィルタ処理とを含む、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御装置は、前記第２脈流電圧の振幅に基づいて前記入力電流の大きさを決定し、
   前記制御装置は、
   前記第１脈流電圧または前記第２脈流電圧の実効値を算出し、
   予め定められた基準電圧と前記第１脈流電圧または前記第２脈流電圧の実効値との比に基づいて、前記第２脈流電圧の振幅の変動が抑制されるように前記第１脈流電圧または前記第２脈流電圧を補正する、請求項１または２に記載の電源装置。

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