JP2015096019A - マトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧指令を補正することなく転流制御による出力電圧誤差を精度よく抑制することができるマトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法を提供すること。
【解決手段】実施形態に係るマトリクスコンバータは、指令生成部と、転流制御部とを備える。指令生成部は、ＰＷＭ制御のパルス幅を規定する制御指令を電圧指令に基づいて生成する。転流制御部は、制御指令に基づき、所定の転流方式でスイッチング素子を制御して転流制御を行う。指令生成部は、転流制御によって生じる出力電圧の誤差を低減するように、電圧指令から求められるパルス幅を補正して制御指令を生成する補正部を備える。
【選択図】図１７

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法に関する。

マトリクスコンバータは、交流電源の各相と負荷の各相とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これらの双方向スイッチを制御して交流電源の各相電圧を直接スイッチングすることで負荷へ任意の電圧・周波数を出力する。

かかるマトリクスコンバータは、負荷に接続する交流電源の相を双方向スイッチにより切り替える際に、双方向スイッチを構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを所定の順序で個別にオン／オフ制御する転流制御を行う。かかる転流制御によって、交流電源の線間短絡やマトリクスコンバータの出力開放などが防止されるが、出力電圧に誤差が生じる。

そこで、交流電源の線間電圧に基づいて電圧指令を補正することで出力電圧の誤差を補償する技術が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特開２００４−７９２９号公報 特開２００７−８２２８６号公報

しかしながら、出力電圧の誤差を補償する従来の技術では、交流電源の線間電圧に基づいて電圧指令を補正することから、電圧指令を補正する補正部が必要であり、また、線間電圧の検出精度によっては出力電圧誤差を精度よく抑制できないおそれがある。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、電圧指令を補正することなく転流制御による出力電圧誤差を精度よく抑制することができるマトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部と、指令生成部と、転流制御部とを備える。前記電力変換部は、複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられる。前記指令生成部は、ＰＷＭ制御のパルス幅を規定する制御指令を電圧指令に基づいて生成する。前記転流制御部は、前記制御指令に基づき、所定の転流方式で前記スイッチング素子を制御して転流制御を行う。前記指令生成部は、前記転流制御によって生じる出力電圧の誤差を低減するように、前記電圧指令から求められる前記パルス幅を補正して前記制御指令を生成する補正部を備える。

実施形態の一態様によれば、電圧指令を補正することなく転流制御による出力電圧誤差を精度よく抑制することができるマトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法を提供することができる。

図１は、実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図３は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図４は、出力電圧空間ベクトルの一例を示す図である。 図５は、出力電圧指令と空間ベクトルとの対応例を示す図である。 図６は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図７は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令と出力相電圧とキャリア波との関係を示す図である。 図８は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図９は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令と出力相電圧とキャリア波との関係を示す図である。 図１０は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電圧転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図１１は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電圧転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図１２は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合のスイッチングパターンの一例を示す図（その１）である。 図１３は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合のスイッチングパターンの一例を示す図（その２）である。 図１４は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合のスイッチングパターンの一例を示す図（その１）である。 図１５は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合のスイッチングパターンの一例を示す図（その２）である。 図１６は、３相変調法におけるキャリア波と出力相電圧との関係の一例を示す図である。 図１７は、ＰＷＭ指令生成部の構成の一例を示す図である。 図１８は、補償量算出部により実行される補償量算出処理の一例を示すフローチャートである。 図１９は、キャリア波と補正量算出周期との関係例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［１．マトリクスコンバータの構成］
図１は、実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と負荷３との間に設けられる。負荷３は、例えば、交流電動機や発電機である。以下においては、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。

マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗと、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４とを備える。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力する。

電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳｗと総称する場合がある）を備える。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

図２は、双方向スイッチＳｗの構成例を示す図である。図２に示すように、双方向スイッチＳｗは、スイッチング素子ＳｗａとダイオードＤａの直列接続回路と、スイッチング素子ＳｗｂとダイオードＤｂとの直列接続回路とを有し、これらの直列接続回路は逆並列接続される。図２においては、入力相電圧をＶｉと表記し、出力相電圧をＶｏと表記している。

なお、双方向スイッチＳｗは、複数のスイッチング素子を有して導通方向を制御可能な構成であればよく、図２に示す構成に限定されない。例えば、図２に示す例では、ダイオードＤａ、Ｄｂのカソード同士が接続されているが、双方向スイッチＳｗは、ダイオードＤａ、Ｄｂのカソード同士が接続されない構成でもよい。

また、スイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。なお、スイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが逆素子ＩＧＢＴの場合、ダイオードＤａ、Ｄｂを設けなくてもよい。

図１に戻って、マトリクスコンバータ１の説明を続ける。ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられる。このＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒを含み、双方向スイッチＳｗのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。

入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を検出する。具体的には、入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧の瞬時値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。

出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して出力相電流Ｉｏと記載する場合がある。

制御部１４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂを生成する。駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂを駆動信号Ｓｇと総称する場合がある。

駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａは、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａのゲートにそれぞれ入力される。駆動信号Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂは、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗを構成するスイッチング素子Ｓｗｂのゲートにそれぞれ入力される。以下、制御部１４について具体的に説明する。

［２．制御部１４の構成］
図３は、制御部１４の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部１４は、パラメータ記憶部３０と、電圧指令演算部３１と、ＰＷＭ指令生成部３２と、転流制御部３３とを有する。

制御部１４は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。マイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、パラメータ記憶部３０、電圧指令演算部３１、ＰＷＭ指令生成部３２および転流制御部３３として機能する。なお、制御部１４は、プログラムを用いずにハードウェアのみで構成されることがある。

パラメータ記憶部３０は、例えば、変調法パラメータＰｍ、キャリア周波数設定パラメータＰｆ、転流時間パラメータＴｄ１〜Ｔｄ３、および、転流法設定パラメータＰｔを記憶する。これらの情報は、例えば、利用者や設置者からマトリクスコンバータ１の入力部（図示せず）を介して入力された情報である。

電圧指令演算部３１は、例えば、周波数指令ｆ^*および出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、所定の制御周期で、各出力相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*（以下、これらを出力電圧指令Ｖｏ^*と記載する場合がある）を生成して出力する。周波数指令ｆ^*は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の指令である。

ＰＷＭ指令生成部３２は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*などに基づき、キャリア波Ｓｃを用いて、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のパルス幅を規定するＰＷＭ制御指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を生成する。

具体的には、ＰＷＭ指令生成部３２は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさが大きい順に入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎとし、キャリア波の半周期毎に空間ベクトル法を用いて、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づき、ＰＷＭ制御指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を生成する。なお、以下において、ＰＷＭ制御指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*（以下、これらをＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*と記載する場合がある）をＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*と総称する場合がある。

ＰＷＭ指令生成部３２は、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*の演算に用いる出力電圧指令Ｖｏ^*をキャリア波Ｓｃの山または谷のタイミングで切り替える。例えば、キャリア波Ｓｃの周期Ｔｓｃが出力電圧指令Ｖｏ^*の２倍の周期である場合、ＰＷＭ指令生成部３２は、キャリア波Ｓｃの２周期毎に、キャリア波Ｓｃの山または谷のタイミングでＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*の演算に用いる出力電圧指令Ｖｏ^*を切り替える。

ここで、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相について、最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとし、出力電圧空間ベクトルは図４のように表すことができる。図４は、出力電圧空間ベクトルの一例を示す図である。

図４において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の出力相のうちいずれか一つが最大電圧相Ｐに接続され、残りが最小電圧相Ｎに接続されている状態を、ベクトル表現を用いて「ａベクトル」と表記する。また、出力相のうちいずれか一つが最小電圧相Ｎに接続され、残りが最大電圧相Ｐに接続されている状態を、ベクトル表現を用いて「ｂベクトル」と表記する。例えば、Ｕ相が最大電圧相Ｐに接続され、Ｖ相およびＷ相が最小電圧相Ｎに接続されている場合、ＰＮＮと表記し、「ａベクトル」である。同様に、ＮＰＮ、ＮＮＰは「ａベクトル」である。また、ＰＰＮ、ＰＮＰ、ＮＰＰは「ｂベクトル」である。

また、出力相のうち一部が中間電圧相Ｍに接続されている状態を、ベクトル表現を用いて「ａｐベクトル」、「ａｎベクトル」、「ｂｐベクトル」、「ｂｎベクトル」で表記する。例えば、「ａｐベクトル」は、出力相のうちいずれか１つが最大電圧相Ｐ、残りが中間電圧相Ｍに接続されている状態を示すベクトルである。「ａｎベクトル」は、出力相のうちいずれか１つが中間電圧相Ｍに、残りが最小電圧相Ｎに接続された状態を示すベクトルである。「ｂｐベクトル」は、出力相のうちいずれか２つが最大電圧相Ｐ、残りが中間電圧相Ｍに接続されている状態を示すベクトルである。また、「ｂｎベクトル」は、出力相のうちいずれか２つが中間電圧相Ｍ、残りが最小電圧相Ｎに接続されている状態を示すベクトルである。なお、ａ＝ａｐ＋ａｎ、ｂ＝ｂｐ＋ｂｎである。

また、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ異なる入力相に接続されている状態を、ベクトル表現を用いて「ｃｍベクトル」で表記する。また、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がすべて同一の入力相に接続されている状態を、「ｏｎベクトル」、「ｏｍベクトル」または「ｏｐベクトル」で表記する。「ｏｎベクトル」は、出力相の全てが最小電圧相Ｎに接続された状態を示すベクトルである。「ｏｍベクトル」は、出力相の全てが中間電圧相Ｍに接続された状態を示すベクトルである。「ｏｐベクトル」は、出力相の全てが最大電圧相Ｐに接続された状態を示すベクトルである。

図５は、出力電圧指令Ｖｏ^*と空間ベクトルとの対応例を示す図である。ＰＷＭ指令生成部３２は、図５に示されるように、出力電圧指令Ｖｏ^*の「ａベクトル成分Ｖａ」と「ｂベクトル成分Ｖｂ」を、「ａベクトル」、「ａｐベクトル」、「ａｎベクトル」、「ｂベクトル」、「ｂｐベクトル」、「ｂｎベクトル」、「ｃｍベクトル」、「ｏｐベクトル」、「ｏｍベクトル」および「ｏｎベクトル」の中から選択される複数の出力ベクトルの組み合わせによるスイッチングパターンによってＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成して出力する。

転流制御部３３は、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*が変化した場合に、負荷３に接続する交流電源２の相を双方向スイッチＳｗにより切り替える転流制御を実行して駆動信号Ｓｇを生成する。

転流制御部３３は、複数のステップを有する転流パターンによって転流制御を行うが、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*の変化に対して出力相電圧Ｖｏを実際に切り替えるステップは、出力相電圧Ｖｏを低くする場合と高くする場合とで異なる。そのため、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*と実際の出力相電圧Ｖｏとの間で誤差が生じるおそれがある。そこで、ＰＷＭ指令生成部３２は、転流制御部３３の転流制御によって生じる出力相電圧Ｖｏの誤差を低減するように、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*で規定されたパルス幅を補正する誤差補償を行う。

ＰＷＭ指令生成部３２による誤差補償は、転流法の種別や電力変換の変調法の種別に応じて行われる。以下、転流法、変調方式、誤差補償を順に具体的に説明する。

［３．転流制御法］
転流制御部３３が実行する転流法として、例えば、電流転流法と電圧転流法とがある。転流制御部３３は、パラメータ記憶部３０に記憶された転流法設定パラメータＰｔに基づき、電流転流法および電圧転流法の一方を選択し、選択した転流法に従った転流制御を行う。例えば、転流制御部３３は、Ｐｔ＝０の場合、電流転流法を選択し、Ｐｔ＝１の場合、電圧転流法を選択する。

［３．１．電流転流法］
電流転流法は、出力相毎に、出力相電流Ｉｏの極性に応じた転流パターンにより実行される転流法である。ここでは、転流制御部３３が実行する電流転流法の一例として、４ステップ電流転流法について説明する。

４ステップ電流転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、出力相電流Ｉｏの極性に応じて、次の第１〜第４ステップからなる転流パターンで転流制御が行われる。
第１ステップ： 切り替え元の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子のうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が逆極性のスイッチング素子をオフにする。
第２ステップ： 切り替え先の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子のうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が同極性のスイッチング素子をオンにする。
第３ステップ： 切り替え元の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子のうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が同極性のスイッチング素子をオフにする。
第４ステップ： 切り替え先の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子のうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が逆極性のスイッチング素子をオンにする。

図６は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。スイッチング素子Ｓｗ１ｐ、Ｓｗ１ｎは、それぞれ切り替え元の双方向スイッチＳｗのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂである。スイッチング素子Ｓｗ２ｐ、Ｓｗ２ｎは、それぞれ切り替え先の双方向スイッチＳｗのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂである。ｖ１、ｖ２は入力相電圧Ｖｉであり、ｖ１＞ｖ２の関係を有する。

図６に示すように、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。一方、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。

図７は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*と出力相電圧Ｖｏとキャリア波Ｓｃとの関係を示す図である。図７に示すように、出力相電圧Ｖｏは、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*が指定する入力相電圧Ｖｉの切り替わりタイミングで切り替わらない。

すなわち、タイミングｔａ１、ｔａ２から第３ステップの実行タイミングで出力相電圧Ｖｏが切り替わり、タイミングｔａ３、ｔａ４から第２ステップの実行タイミングで出力相電圧Ｖｏが切り替わる。したがって、キャリア波Ｓｃの１周期Ｔｓｃにおいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*に対して（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃの誤差が出力相電圧Ｖｏに生じる。

一方、Ｉｏ＜０の場合、出力相に出力される入力相電圧Ｖｉが切り替わるタイミングがＩｏ＞０の場合と異なる。図８は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。

図８に示すように、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。一方、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。

図９は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*と出力相電圧Ｖｏとキャリア波Ｓｃとの関係を示す図である。図９に示すように、Ｉｏ＞０の場合と同様に、Ｉｏ＜０の場合では、出力相電圧Ｖｏは、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*が指定する入力相電圧Ｖｉの切り替わりタイミングで切り替わらない。

すなわち、タイミングｔａ１、ｔａ２から第２ステップの実行タイミングで出力相電圧Ｖｏが切り替わり、タイミングｔａ３、ｔａ４から第３ステップの実行タイミングで出力相電圧Ｖｏが切り替わる。したがって、キャリア波Ｓｃの１周期Ｔｓｃにおいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*に対して−（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃの誤差が出力相電圧Ｖｏに生じる。

このように電流転流法による転流制御では、出力相電圧Ｖｏの変化のタイミングが電圧上昇の場合（ｖ２→ｖ１）と電圧下降の場合（ｖ１→ｖ２）とで異なる。そのため、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*に対する出力相電圧Ｖｏに誤差（以下、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒと記載する）が生じ、また、出力相電流Ｉｏの極性に応じて、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒの極性も異なる。

［３．２．電圧転流法］
電圧転流法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係に応じた転流パターンにより実行される転流法である。ここでは、転流制御部３３が実行する電圧転流法の一例として、４ステップ電圧転流法について説明する。

４ステップ電圧転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係に応じて次の第１〜第４ステップからなる転流パターンで転流制御が行われる。かかる４ステップ電圧転流法の転流パターンは、出力相電流Ｉｏの極性に依存しない転流パターンである。
第１ステップ： 切り替え先の逆バイアスされるスイッチング素子をオンにする。
第２ステップ： 切り替え元の逆バイアスされるスイッチング素子をオフにする。
第３ステップ： 切り替え先の順バイアスされるスイッチング素子をオンにする。
第４ステップ： 切り替え元の順バイアスされるスイッチング素子をオフにする。

なお、スイッチング素子Ｓｗａにおいては、転流制御直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を逆バイアスといい、転流制御直前で入力側電圧の方が高い状態を順バイアスというものとする。また、スイッチング素子Ｓｗｂにおいては、転流制御直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を順バイアスといい、転流制御直前で入力側電圧の方が高い状態を逆バイアスというものとする。

図１０および図１１は、４ステップ電圧転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。スイッチング素子Ｓｗ１ｐ、Ｓｗ１ｎ、Ｓｗ２ｐ、Ｓｗ２ｎ、電圧ｖ１、ｖ２は、図６および図８と同様である。

図１０に示すように、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。一方、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。したがって、電圧転流法でＩｏ＞０の場合の出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒは、電流転流法におけるＩｏ＜０の場合（図９参照）と同様であり、−（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃである。

図１１に示すように、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。一方、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。したがって、電圧転流法でＩｏ＜０の場合の出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒは、電流転流法におけるＩｏ＞０の場合（図７参照）と同様であり、（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃである。

このように電圧転流法による転流制御においても、出力相電圧Ｖｏの変化のタイミングが電圧上昇の場合（ｖ２→ｖ１）と電圧下降の場合（ｖ１→ｖ２）とで異なる。そのため、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*に対する出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒが生じ、また、出力相電流Ｉｏの極性に応じて、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒの極性も異なる。また、出力相電流Ｉｏの極性に対し、電圧転流法と電流転流法とで出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒの極性が異なる。

［４．電力変換の変調方式］
ＰＷＭ指令生成部３２が実行する電力変換の変調方式として、例えば、２相変調法と３相変調法がある。ＰＷＭ指令生成部３２は、パラメータ記憶部３０に記憶された変調法パラメータＰｍに基づき、２相変調法および３相変調法の一方を選択し、選択した変調法に従ったＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成する。例えば、ＰＷＭ指令生成部３２は、Ｐｍ＝０の場合、２相変調法を選択し、Ｐｍ＝１の場合、３相変調法を選択する。なお、以下においては、Ｖｕ＞Ｖｖ＞Ｖｗの関係にある場合の例を説明する。

［４．１．２相変調法］
２相変調法は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のうち１つの出力相は基準電圧Ｅｂａｓｅに固定し、残りの２つの出力相はＥｐ、Ｅｍ、Ｅｎを切り替えて出力させる方式である。かかる２相変調法では、基準電圧Ｅｂａｓｅと入力相電圧Ｖｉの位相によってスイッチングパターンが異なる。ＰＷＭ指令生成部３２は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔのうち絶対値が最も大きな入力相電圧Ｖｉを基準電圧Ｅｂａｓｅとする。

図１２〜図１５は、２相変調法におけるキャリア波Ｓｃ、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗおよび基準電圧Ｅｂａｓｅとの関係を示す図である。図１２および図１３は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合のスイッチングパターンの一例を示しており、図１４および図１５は、Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合のスイッチングパターンの一例を示している。

また、図１２および図１４に示すスイッチングパターンは、一方の出力相に出力する入力相電圧を連続して切り替えた後、他方の出力相に出力する入力相電圧を連続して切り替えるスイッチングパターンである。図１３および図１５に示すスイッチングパターンは、一方の出力相に出力する入力相電圧と他方の出力相に出力する入力相電圧とを交互に切り替えるスイッチングパターンである。ＰＷＭ指令生成部３２は、入力相電圧Ｖｉの位相に基づき、図１２および図１４に示すスイッチングパターンと図１３および図１５に示すスイッチングパターンとを切り替える。

このように、２相変調法では、基準電圧Ｅｂａｓｅと入力相電圧Ｖｉの位相によって４つのスイッチングパターンが存在する。

［４．２．３相変調法］
３相変調法は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のいずれの出力相もＥｐ、Ｅｍ、Ｅｎを切り替えて出力する方式である。かかる３相変調法では、スイッチングパターンが単一である。

図１６は、３相変調法におけるキャリア波Ｓｃと出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係の一例を示す図である。図１６に示すように、３相変調法では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれに入力相電圧ＶｉがＥｐ→Ｅｍ→Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐと変化するＰＷＭパルス電圧が電力変換部１０から出力される。なお、図１６に示す例では、Ｉｏ＞０の場合の電流転流法による転流制御の状態を示している。

［５．タイミングの調整］
上述したように、２相変調法の場合には、基準電圧Ｅｂａｓｅと入力相電圧Ｖｉの位相によってスイッチングパターンが異なり、転流法の種別および出力相電流Ｉｏの極性に応じて出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒが異なる。

そこで、ＰＷＭ指令生成部３２は、転流法の種別および出力相電流Ｉｏの極性に応じて出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを補償する補償量を算出する。出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒは、転流制御による出力相電圧Ｖｏの下降と上昇とのタイミング差に比例することから、ＰＷＭ指令生成部３２は、転流制御による出力相電圧Ｖｏの下降と上昇とのタイミング差に対応する補償量を算出する。ＰＷＭ指令生成部３２は、かかる補償量を用いてスイッチングパターンに応じた補正を行って転流制御の開始タイミングを調整し、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを低減する。

図１７は、ＰＷＭ指令生成部３２の構成の一例を示す図である。図１７に示すように、ＰＷＭ指令生成部３２は、パルス幅演算部４１と、補正部４２とを備える。

パルス幅演算部４１は、出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*のうち最大値をＶｍａｘ、中間値をＶｍｉｄ、最小値をＶｍｉｎとすると、ａベクトル成分Ｖａおよびｂベクトル成分Ｖｂ（図５参照）を、例えば、以下の式（１）、（２）に基づいて求める。
｜Ｖａ｜＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ ・・・（１）
｜Ｖｂ｜＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ ・・・（２）

また、パルス幅演算部４１は、基準電圧ＥｂａｓｅがＥｐの場合、例えば、下記式（３）に基づいて電流分配率αを求め、例えば、基準電圧ＥｂａｓｅがＥｎの場合、下記式（４）に基づいて電流分配率αを求める。下記式（３）、（４）においては、入力電流指令Ｉｒ^*、Iｓ^*、Iｔ^*のうち、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎに対応する相の電流指令値をそれぞれＩｐ、Ｉｍ、Ｉｎとしている。
α＝Ｉｍ／Ｉｎ ・・・（３）
α＝Ｉｍ／Ｉｐ ・・・（４）

入力電流指令Ｉｒ^*、Iｓ^*、Iｔ^*は、制御部１４の入力電力制御器（図示せず）において、例えば、正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率指令とに基づいて生成される。かかる入力電流指令Ｉｒ^*、Iｓ^*、Iｔ^*により、アンバランス電圧の影響が相殺され、かつ、入力電流の力率が任意の値に制御される。

パルス幅演算部４１は、パラメータ記憶部３０に記憶された変調法パラメータＰｍが２相変調を示す場合、下記表１に示すように、４通りのスイッチングパターンから１つのスイッチングパターンを選択する。具体的には、パルス幅演算部４１は、基準電圧Ｅｂａｓｅが入力相電圧Ｅｐ、Ｅｎのいずれであるか、および、入力相電圧Ｖｉの位相状態が｜Ｖｂ｜−α｜Ｖａ｜≧０を満たすか否かに基づき、スイッチングパターンを選択する。パルス幅演算部４１は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づき、選択したスイッチングパターンを構成する各出力ベクトルの比率を求める。

パルス幅演算部４１は、例えば、パターン番号が「１」であるスイッチングパターンを選択した場合、キャリア波Ｓｃの谷から山までのキャリア半周期において、「ｏｐベクトル」、「ｂｐベクトル」、「ｂベクトル」、「ｃｍベクトル」および「ａベクトル」の比率をそれぞれ示すＴｏｐ、Ｔｂｐ、Ｔｂ、Ｔｃｍ、Ｔａを求める。

また、パルス幅演算部４１は、変調法パラメータＰｍが３相変調を示す場合、以下表２に示すスイッチングパターンを選択し、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づき、選択したスイッチングパターンを構成する各出力ベクトルの比率を求める。

パルス幅演算部４１は、選択したスイッチングパターンを構成する各出力ベクトルの比率およびパターン番号を規定する制御情報Ｔｒｕ、Ｔｒｖ、Ｔｒｗを生成して補正部４２へ出力する。各出力ベクトルの比率に基づき電力変換部１０から出力されるＰＷＭパルス電圧のパルス幅が設定される。

補正部４２は、補償量算出部４３と、パルス幅調整部４４とを備える。補償量算出部４３は、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを補償する補償量を演算する。具体的には、補償量算出部４３は、転流法の種別、出力相電流Ｉｏの極性、転流時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、および、補正量算出周期Ｔｃ内におけるキャリア波Ｓｃの山谷回数に基づいて、補償量Ｔｃｐ（ｍａｘ）、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｎ）を算出する。

Ｔｃｐ（ｍａｘ）は、最大出力電圧相に対する補償量であり、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）は、中間出力電圧相に対する補償量であり、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）は、最小出力電圧相に対する補償量である。最大出力電圧相はＶｍａｘに対応する出力相であり、中間出力電圧相はＶｍｉｄに対応する出力相であり、最小出力電圧相はＶｍｉｎに対応する出力相である。なお、以下において、Ｔｃｐ（ｍａｘ）、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）およびＴｃｐ（ｍｉｎ）を総称してＴｃｐ（ｏ）とする。また、補正量算出周期Ｔｃ内におけるキャリア波Ｓｃの山の回数、谷の回数、山と谷の回数をそれぞれＣｙ、Ｃｔ、Ｃｙｔとする。

補正量算出周期Ｔｃは、電圧指令演算部３１による出力電圧指令Ｖｏ^*の演算周期と同じであり、したがって、出力電圧指令Ｖｏ^*の演算周期毎に、補償量Ｔｃｐ（ｏ）が算出される。そのため、補償量Ｔｃｐ（ｏ）の精度を向上させることができる。なお、補正量算出周期Ｔｃは、出力電圧指令Ｖｏ^*の演算周期の１／ｎ（ｎは自然数）であってもよい。

ここで、補償量算出部４３により実行される補償量算出処理の一例について図１８を参照して具体的に説明する。図１８は、補償量算出部４３により実行される補償量算出処理の一例を示すフローチャートである。かかる補償量算出処理は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の出力相毎に実行される。

図１８に示すように、補償量算出部４３は、パラメータ記憶部３０に記憶された転流法設定パラメータＰｔに基づき、転流法が電流転流法か否かを判定する（ステップＳｔ１）。

転流法が電流転流法であると判定すると（ステップＳｔ１；Ｙｅｓ）、補償量算出部４３は、出力相電流Ｉｏの極性が正か否かを判定する（ステップＳｔ２）。例えば、Ｕ相の補償量算出処理の場合、出力相電流Ｉｕの極性が正か否かを判定する。

また、ステップＳｔ１において、転流法が電流転流法ではなく電圧転流法であると判定すると（ステップＳｔ１；Ｎｏ）、補償量算出部４３は、ステップＳｔ２の処理と同様に、出力相電流Ｉｏの極性が正か否かを判定する（ステップＳｔ３）。

ステップＳｔ２において、出力相電流Ｉｏの極性が正である場合（ステップＳｔ２；Ｙｅｓ）、または、出力相電流Ｉｏの極性が正でない場合（ステップＳｔ３；Ｎｏ）、補償量算出部４３は、第１補償量算出処理を実行する（ステップＳｔ４）。ステップＳｔ４において、補償量算出部４３は、例えば、下記式（５）を用いて、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求める第１補償量算出処理を実行する。

一方、ステップＳｔ２において、出力相電流Ｉｏの極性が正でない場合（ステップＳｔ２；Ｎｏ）、または、出力相電流Ｉｏの極性が正である場合（ステップＳｔ３；Ｙｅｓ）、補償量算出部４３は、第２補償量算出処理を実行する（ステップＳｔ５）。ステップＳｔ５において、補償量算出部４３は、例えば、下記式（６）を用いて、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求める第２補償量算出処理を実行する。

このように、補償量算出部４３は、転流法の種別、出力相電流Ｉｏおよび補正量算出周期Ｔｃ内のキャリア波Ｓｃの山谷回数に基づいて出力相毎の補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求める。補償量算出部４３は、例えば、キャリア周波数設定パラメータＰｆに基づいて、Ｃｙ、Ｃｔ、Ｃｙｔを求める。例えば、図１９に示すように、Ｐｆ＝０の場合、Ｔｃ＝Ｔｓｃ／２、Ｃｙ＝０、Ｃｔ＝１、Ｃｙｔ＝１またはＴｃ＝Ｔｓｃ／２、Ｃｙ＝１、Ｃｔ＝０、Ｃｙｔ＝１である。Ｐｆ＝１の場合、Ｔｃ＝Ｔｓｃ、Ｃｙ＝１、Ｃｔ＝１、Ｃｙｔ＝２である。Ｐｆ＝２の場合、Ｔｃ＝３Ｔｓｃ／２、Ｃｙ＝１、Ｃｔ＝２、Ｃｙｔ＝３またはＴｃ＝３Ｔｓｃ／２、Ｃｙ＝２、Ｃｔ＝１、Ｃｙｔ＝３である。図１９は、キャリア波Ｓｃと補正量算出周期Ｔｃとの関係例を示す図である。

また、パルス幅調整部４４は、パルス幅演算部４１によって選択されるスイッチングパターンに基づいて、パルス幅演算部４１から出力される制御情報Ｔｒｕ、Ｔｒｖ、Ｔｒｗを補正する。なお、後述する“Ｔｃｐ（ｏ）×２ｆｓ”は、キャリア波Ｓｃに応じた補償量であり、パルス幅調整部４４に代えて補償量算出部４３によって“Ｔｃｐ（ｏ）×２ｆｓ”を算出することもできる。

具体的には、パルス幅調整部４４は、Ｐｍ＝０であり、かつ、選択したスイッチングパターンのパターン番号が「１」である場合、下記式（７）を用いて、例えば、図１２に示す時刻ｔ１１〜ｔ１５にそれぞれ対応するタイミングＴ１〜Ｔ５を演算する。Ｔｃｐ（ｏ）×２ｆｓは、キャリア半周期における補償量の比率である。パルス幅調整部４４は、キャリア周波数設定パラメータＰｆに応じたｆｓと、Ｔｃｐ（ｏ）とに基づいて、タイミングＴ１〜Ｔ５を演算する。図１２に示すように、最小出力電圧相が連続して変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）に基づきタイミングＴ１、Ｔ２が演算され、その後、中間出力電圧相が連続して変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に基づきタイミングＴ３、Ｔ４が演算される。また、残りのキャリア半周期に関しても、同様に補正量を用いてタイミングが演算される。

また、パルス幅調整部４４は、Ｐｍ＝０であり、かつ、選択したスイッチングパターンのパターン番号が「２」である場合、下記式（８）を用いて、例えば、図１３に示す時刻ｔ１１〜ｔ１５にそれぞれ対応するタイミングＴ１〜Ｔ５を演算する。図１３に示すように、最小出力電圧相と中間出力電圧相とが交互に変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）に基づきタイミングＴ１、Ｔ３が演算され、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に基づきタイミングＴ２、Ｔ４が演算される。また、残りのキャリア半周期に関しても、同様に補正量を用いてタイミングが演算される。

また、パルス幅調整部４４は、Ｐｍ＝０であり、かつ、選択したスイッチングパターンのパターン番号が「３」である場合、下記式（９）を用いて、例えば、図１４に示す時刻ｔ１１〜ｔ１５にそれぞれ対応するタイミングＴ１〜Ｔ５を演算する。図１４に示すように、中間出力電圧相が連続して変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に基づきタイミングＴ１、Ｔ２が演算され、その後、最大出力電圧相が連続して変化するため、Ｔｃｐ（ｍａｘ）に基づきタイミングＴ３、Ｔ４が演算される。また、残りのキャリア半周期に関しても、同様に補正量を用いてタイミングが演算される。

また、パルス幅調整部４４は、Ｐｍ＝０であり、かつ、選択したスイッチングパターンのパターン番号が「４」である場合、下記式（１０）を用いて、例えば、図１５に示す時刻ｔ１１〜ｔ１５にそれぞれ対応するタイミングＴ１〜Ｔ５を演算する。図１５に示すように、中間出力電圧相と最大出力電圧相とが交互に変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に基づきタイミングＴ１、Ｔ３が演算され、Ｔｃｐ（ｍａｘ）に基づきタイミングＴ２、Ｔ４が演算される。また、残りのキャリア半周期に関しても、同様に補正量を用いてタイミングが演算される。

また、パルス幅調整部４４は、Ｐｍ＝１である場合、下記式（１１）を用いて図１６に示す時刻ｔ１１〜ｔ１７にそれぞれ対応するタイミングＴ１〜Ｔ７を演算する。図１６に示すように、最小出力電圧相、中間出力電圧相および最大出力電圧相が順に変化するため、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）に基づきタイミングＴ１、Ｔ４が演算され、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に基づきタイミングＴ２、Ｔ５が演算され、Ｔｃｐ（ｍａｘ）に基づきタイミングＴ３、Ｔ６が演算される。また、残りのキャリア半周期に関しても、同様に補正量を用いてタイミングが演算される。

パルス幅調整部４４は、出力相毎に求めたタイミングＴ１〜Ｔ５（Ｔ１〜Ｔ７）に基づいて、出力相に出力する入力相電圧Ｖｉを指定するＰＷＭ制御指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を生成し、生成したＰＷＭ制御指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を転流制御部３３へ出力する。

このように、ＰＷＭ指令生成部３２（指令生成部の一例）は、転流制御によって生じる出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを低減するように、出力電圧指令Ｖｏ^*から求められるＰＷＭパル電圧のパルス幅を補正してＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成する補正部４２を備える。そのため、実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、出力電圧指令Ｖｏ^*を補正することなく転流制御による出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを精度よく抑制することができる。

上述した実施形態では、ＰＷＭ指令生成部３２において、空間ベクトル法を用いてＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成する例を説明したが、三角波比較法を用いてＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成することもできる。この場合も同様に、補正部４２は、転流制御によって生じる出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒに対応する補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求め、当該補償量Ｔｃｐ（ｏ）に基づき、出力電圧指令Ｖｏ^*から求められるＰＷＭパルス電圧のパルス幅を補正してＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*を生成する。これにより、出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を補正することなく転流制御による出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを精度よく抑制することができる。

なお、ＰＷＭ指令生成部３２は、利用者や設置者からマトリクスコンバータ１の入力部（図示せず）を介して入力された情報に基づき、空間ベクトル法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*の生成と、三角波比較法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１^*の生成とを選択して実行することができる。

また、上述した実施形態では、２つの転流法から１つの転流法を選択する例を示したが、制御部１４は、変調法パラメータＰｍに基づき、３つ以上の転流法から１つの転流法を選択することもできる。

また、上述した実施形態では、パルス幅演算部４１から出力される制御情報Ｔｒｕ、Ｔｒｖ、Ｔｒｗは、各ベクトルの比率を規定するものとして説明したが、パルス幅演算部４１は、図１５に示す補正前の時刻ｔ１１〜ｔ１５にそれぞれ対応するタイミングを規定した制御情報Ｔｒｕ、Ｔｒｖ、Ｔｒｗを生成することもできる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ マトリクスコンバータ
２ 交流電源
３ 負荷
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ 出力電流検出部
１４ 制御部
３０ パラメータ記憶部
３１ 電圧指令演算部
３２ ＰＷＭ指令生成部
３３ 転流制御部
４１ パルス幅演算部
４２ 補正部
４３ 補償量算出部
４４ パルス幅調整部
Ｓｗａ、Ｓｗｂ スイッチング素子

Claims (7)

1. 複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
   ＰＷＭ制御のパルス幅を規定する制御指令を電圧指令に基づいて生成する指令生成部と、
   前記制御指令に基づき、所定の転流方式で前記スイッチング素子を制御して転流制御を行う転流制御部と、を備え、
   前記指令生成部は、
   前記転流制御によって生じる出力電圧の誤差を低減するように、前記電圧指令から求められる前記パルス幅を補正して前記制御指令を生成する補正部を備える
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
2. 前記補正部は、
   前記転流制御による出力電圧の下降と上昇とのタイミング差に対応する補償量を求め、当該補償量に基づき、前記パルス幅を補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
3. 前記補正部は、
   前記電力変換部からの出力電流の極性に基づき、前記補償量を求める
   ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
4. 前記補正部は、
   前記転流方式の種別に基づき、前記補償量を求める
   ことを特徴とする請求項２または３に記載のマトリクスコンバータ。
5. 前記補正部は、
   前記制御指令の変化毎の前記補償量を算出する補償量算出部と、
   前記補償量算出部によって算出された前記補償量により前記パルス幅を調整する調整部と、を備える
   ことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
6. 前記指令生成部は、
   所定のキャリア波を用いて前記制御指令を算出し、
   前記転流制御部は、
   前記制御指令が変化した場合に前記転流制御を行い、
   前記補償量算出部は、
   前記キャリア波の周波数、および、前記補償量の算出周期内における前記キャリア波の山谷回数に基づいて、前記補償量を算出する
   ことを特徴とする請求項５に記載のマトリクスコンバータ。
7. ＰＷＭ制御のパルス幅を規定する制御指令を電圧指令に基づいて生成する生成工程と、
   交流電源の各相と負荷の各相との間に接続される複数の双方向スイッチにそれぞれ含まれ導通方向を制御可能な複数のスイッチング素子を、前記制御指令に基づき、所定の転流方式で制御して転流制御を行う転流制御工程と、を含み、
   前記生成工程は、
   前記転流制御によって生じる出力電圧の誤差を低減するように、前記電圧指令から求められる前記パルス幅を補正して前記制御指令を生成する
   ことを特徴とする出力電圧誤差の補償方法。

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