JP2009118544A - 電動機制御装置，電気自動車およびハイブリッド電気自動車 - Google Patents

Abstract

【課題】 サイドバンドノイズを低減ししかも電力損失は抑制する。
【解決手段】 電動機１０ｍと直流電源１８〜２３との間にインバータ１９ｍを介挿し、該インバータをＰＷＭパルスでスイッチングして、電動機と直流電源との間の電力のやり取りを制御するにおいて、電動機の、目標トルクＴ＊および回転速度ωが、サイドバンドノイズ抑制のために設定した第１領域Ａ，Ｂ内にあるときは、ＰＷＭパルスのキャリア周波数をサイドバンドノイズが少ない高周波数ｋ・ｆｃ：７．５ＫＨｚに定め、第１領域の外の第２領域あるときは、キャリア周波数を前記高周波数より低い、インバータのスイッチングロスを低くする低周波数ｆｃ：５ＫＨｚに定めて、電動機の出力トルクを目標トルクとするように、電動機のコイル電圧をＰＷＭ制御する。高周波数は、ｋ×ｆｃ，１＜ｋ＜２である。
【選択図】 図２

Description

本発明は、インバータから電動機に給電する電力をＰＷＭ制御する電動機制御装置に関し、特に、電圧制御モードとＰＷＭパルスのキャリア周波数の制御に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、該電動機に加えて燃料エンジンおよび該エンジンによって回転駆動される発電機（電動機または発電動機と言われることもある）を備えるハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。

特開平０７−３０３３０２号公報 特許第３８３７９８６号公報 特開２００４−２８９９８５号公報

特許文献１は、電動機に印加する３相電圧のうち、１相の電圧をハイレベルあるいはレベルに固定し、残りの２相をＰＷＭ制御する２相変調方式の電動機駆動を記載している。２相変調では電動機印加電圧波形に歪を生じ、これにより騒音，効率低下があるので、これを改善するための、該波形歪を小さくする制御方式を提示している。また、２相変調のＰＷＭ波形を作る段階での３角波のシフト量が０になると３相変調と変わらなくなるので、シフト量を０と指定することによって３相変調方式に切り換える２相／３相間切換え制御を示している。特許文献２は、電動機回転速度が比較的に低い領域では、ＰＷＭパルスのキャリア周波数が低いと高周波の耳障りな騒音が大きく、キャリア周波数を上げるとインバータでのスイッチング損失が多くなるので、これらを改善するために、電動機回転速度が比較的に低い領域ではキャリア周波数を上げ、電動機回転速度が高い領域ではキャリア周波数を下げるモータ制御装置を提示している。また、電動機回転速度が高い領域では矩形波通電し、低い領域では正弦波通電，部分正弦波通電又はオーバラップ通電をしている。特許文献３は、高い目標トルクかつ高速回転で、３相変調かつキャリア周波数は高値（７ＫＨｚ）とし、それ以外では２相変調かつキャリア周波数は低値（５ＫＨｚ）とするインバータ制御を記載し、２相変調と３相変調の選択およびキャリア周波数の切換えを説明し、図４〜図７には、２相変調かつキャリア周波数５ＫＨｚの電動機印加電圧波形、ならびに、３相変調かつ５ＫＨｚ，３相変調かつ７ＫＨｚ、および、２相変調かつ７ＫＨｚの電動機印加電圧波形を示し、また、図８には、２相変調，５ＫＨｚと３相変調，７ＫＨｚとの間の周波数切換えのヒステリシスを示している。

車速が２０ｍｐｈ（miles per hour）から５０ｍｐｈの付近（モータ速度領域では回転が２０００ｒｐｍから８０００ｒｐｍ，トルクが−１００Ｎｍから＋１００Ｎｍ）で走行中のサイドバンドノイズが、可聴周波数の騒音となり、問題である。車両のサイドバンドノイズを、インバータ制御にて低減する方法として、キャリア周波数を高くする方法が知られている。たとえば特許文献２は、低速領域でキャリア周波数を上げて騒音を下げる。一般的には、サイドバンドノイズ抑制のためのキャリア周波数の切換えのとき、変調方式（電圧制御モード）は変更されない。特許文献３は、２相変調，５ＫＨｚと３相変調，７ＫＨｚとの間の切換えをおこなっているが（図８，図９，段落００５９）、これはインバータ入力電圧の大きな降下による保護動作（運転停止）を抑制するものと説明されている。

サイドバンドノイズを低減するために、電圧変調モードはそのままでキャリア周波数を高くすると、インバータのスイッチングロスが増加し、インバータの過熱を生ずるおそれがある。また、電動機駆動の電力損失が増加する。特許文献３のように、２相変調，５ＫＨｚと３相変調，７ＫＨｚとの切換えを行うインバータ制御では、２相変調では３相全体としてのスイッチング回数が少なくしかも５ＫＨｚのキャリア周波数ではスイッチング回数がすくないので、スイッチングロスは少ないが、サイドバンドノイズが大きいので、２相変調，５ＫＨｚの運転では、電力損失は少ないがノイズが多いと見込まれる。３相変調では３相全体としてのスイッチング回数が多くしかも７ＫＨｚのキャリア周波数ではノイズは少ないがスイッチングロスが多いので、３相変調，７ＫＨｚの運転では、ノイズは少ないが電力損失が多いと見込まれる。そこで、ノイズ低減と電力損失低減との両立が望まれる。

本発明は、サイドバンドノイズを低減ししかも電力損失は抑制することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明においては、電動機(10m)と直流電源(18〜23)との間にインバータ(19m)を介挿し、該インバータをＰＷＭパルスでスイッチングして、電動機と直流電源との間の電力のやり取りを制御するにおいて、電動機の、目標トルク(TM*m)および回転速度(ωm)が、サイドバンドノイズ抑制のために設定した所定領域(A,B)内にあるときは、ＰＷＭパルスのキャリア周波数をサイドバンドノイズが少ない高周波数(7.5KHz)に定め、前記所定領域の外にあるときは、キャリア周波数を前記高周波数(7.5KHz)より低い、インバータのスイッチングロスを低くする低周波数(5KHz)に定めて、電動機の出力トルクを目標トルクとするように、電動機のコイル電圧すなわち相電圧をＰＷＭ制御する。これを実施する本発明の第１態様の電動機制御装置は、次の（１）項のものである。

（１）直流電源(18〜23,40)；
電動機(10m)と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御するインバータ(19m)；
電圧指示信号(VU*,VV*,VW*)に対応するデューティ比の、前記インバータをスイッチングするＰＷＭパルスを発生しインバータに出力するインバータ制御手段(50,20m)；
周波数制御信号(FRf)に対応して前記インバータ制御手段が発生するＰＷＭパルスのキャリア周波数を変更する周波数変更手段(46)；および、
前記電動機の目標トルク(T^*)および回転速度(ω)が、所定領域内にあるときは、前記キャリア周波数を高周波数(k・fc；7.5KHz)に定める周波数制御信号(FRf)を前記周波数変更手段(46)に与え、この切換えのとき前記電動機の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モード(A)に切換え；キャリア周波数が前記高周波数の場合に前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、前記キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数(fc；5KHz)に定める周波数制御信号(FRf)を前記周波数変更手段(46)に与え、３相変調モードへの切換え条件が成立していると３相変調モード(SVpwm)へ切換え；前記電動機の出力トルクを前記目標トルクとするための電圧指示信号(VU*,VV*,VW*)を前記インバータ制御手段に与える、モータ制御手段；
を備える電動機制御装置。

なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。

これによれば、高周波数(7.5KHz)に切換えることによりサイドバンドノイズを抑制することができ、また、高周波数(7.5KHz)への切換えと同時に２相変調モード(A)に切換えるので、スイッチングロスを抑制することができる。

（２）前記モータ制御手段(30m)は、キャリア周波数を前記低周波数から前記高周波数に切換えるとき、前記電圧制御モードが、２相変調モード(B)である場合は、高周波数に切り換えても２相変調モードを継続する；上記（１）に記載の電動機制御装置。

これによれば、２相変調モードの継続によりスイッチングロスはもともと少ないので、サイドバンドノイズを抑制するための高周波数への切換えがあっても、大きなスイッチングロスにはならない。

（３）前記低周波数をｆｃとすると、前記高周波数は、ｋ・ｆｃ，１＜ｋ＜２、である；上記（１）に記載の電動機制御装置。これによれば、電動機のコイル電流が高調波の歪によるコアロス（鉄損）とインバータスイッチングロスを低値に抑制ことが出来る。

（４）前記モータ制御手段(30m)は、前記直流電源がインバータに与える直流電圧(Vuc)に対する、電動機目標電圧(Vm^*)の比である変調比(Mi=Vm^*/Vuc)と、前記電動機の回転速度(ω)に基づいて、前記電圧制御モードを決定し；３相変調モードでキャリア周波数が前記高周波数となるとき又はキャリア周波数が前記高周波数で電圧制御モードを３相変調モードと決定したときには、該３相変調モードを２相変調モードに変更することにより、２相変調モードを実行する前記変調比と回転速度の領域を拡大する；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（５）前記所定領域は、第１領域(A+B)と、第１領域を含み第１領域より広い第２領域(図７の点線領域)とを含み；
前記モータ制御手段(30m)は、キャリア周波数が前記低周波数のときに、前記電動機の目標トルクおよび回転速度が第１領域内になると前記高周波数に切換え、キャリア周波数が前記高周波数のときに前記電動機の目標トルクおよび回転速度が第２領域の外になると前記低周波数に切換える；上記（１）に記載の電動機制御装置。

これによれば、前記所定領域外から内へ、またその逆への切換りが頻繁なときの電圧制御モードのハンチングを防止することが出来る。

（６）前記モータ制御手段(30m)は、キャリア周波数を前記低周波数から前記高周波数に、かつ電圧制御モードを３相変調から２相変調に切換える第１遷移のときは、該切換え前後のトルク段差を低減する第１トルク補正値を目標トルクに加え、その逆の切換えである第２遷移のときは、該切換えの前後のトルク段差を低減する第２トルク補正値を目標トルクに加えて補正し、前記電動機の出力トルクを前記補正した目標トルクとするための電圧指示信号を前記インバータ制御手段に与える；上記（５）に記載の電動機制御装置。

これによれば、第１領域に基いてキャリア周波数の低，高切換え要否を判定し、第１領域の外側の第２領域に基いてキャリア周波数の高，低切換え要否を判定することによるキャリア周波数の切換えヒステリシスに連動する、３相変調から２相変調への切換えによって生ずるトルク段差を低減することができる。また、２相変調から３相変調への切換えによって生ずるトルク段差を低減することができる。

（７）前記所定領域は、サイドバンドノイズ抑制対象の領域であり；前記高周波数は、サイドバンドノイズを低減する周波数である；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（８）前記低周波数は、前記インバータのスイッチングロスを低減する周波数である；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（９）上記（１）乃至（８）のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータ(19m)によって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機(10m)；を備える駆動装置。これによれば、たとえばＥＶに搭載した駆動装置において、上記（１）項に記述した作用効果が得られる。

（１０）直流電源(18〜23,40)；
車輪を駆動する第１電動機(10m)；
燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機(10g);
第１電動機と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御する第１インバータ(19m)；
第２電動機と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御する第２インバータ(19g)；
第１電圧指示信号(VU*,VV*,VW*)に対応するデューティ比の、第１インバータをスイッチングする第１ＰＷＭパルスを発生し第１インバータに出力する第１インバータ制御手段(50,20m)；
第２電圧指示信号に対応するデューティ比の、第２インバータをスイッチングする第２ＰＷＭパルスを発生し第２インバータに出力する第２インバータ制御手段；
第１周波数制御信号(FRf)に対応して第１インバータ制御手段が発生する第１ＰＷＭパルスの第１キャリア周波数を変更する第１周波数変更手段(46)；
第２周波数制御信号に対応して第２インバータ制御手段が発生する第２ＰＷＭパルスの第２キャリア周波数を変更する第２周波数変更手段；
第１電動機(10m)の目標トルクおよび回転速度が、第１所定領域内にあるときは、第１キャリア周波数を高周波数に定める第１周波数制御信号(FRf)を前記周波数変更手段(46)に与え、この切換えのとき第１電動機(10m)の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モード(A)に切換え；第１キャリア周波数が前記高周波数の場合に前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、第１キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数に定める第１周波数制御信号(FRf)を第１周波数変更手段(46)に与え、３相変調モードへの切換え条件が成立していると３相変調モード(SVpwm)へ切換え；第１電動機(10m)の出力トルクを前記目標トルクとするための第１電圧指示信号(VU*,VV*,VW*)を第１インバータ制御手段(50,20m)に与える、第１モータ制御手段(30m)；および、
第２電動機(10g)の目標トルクおよび回転速度が所定領域内にあるときは、第２キャリア周波数を高周波数に定める第２周波数制御信号を前記周波数変更手段に与え、この切換えのとき第２電動機の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モードに切換え；第２キャリア周波数が前記高周波数の場合に前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、第２キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数に定める第２周波数制御信号を第２周波数変更手段に与え、３相変調モードへの切換え条件が成立していると３相変調モードへ切換え；第２電動機の出力トルクを前記目標トルクとするための第２電圧指示信号を第２インバータ制御手段に与える、第２モータ制御手段(30g)；を備えるハイブリッド駆動装置。これによれば、例えばＨＥＶに搭載した駆動装置において、上記（１）項に記述した作用効果が得られる。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０ｍには、電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ２２が接続されて、バッテリ１８と共に１次側直流電源を構成する。電圧センサ２１が、１次側コンデンサ２２の電圧（車両上バッテリ１８の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０ｍ，３０ｇに与える。この実施例では、電圧センサ２１に、分圧抵抗を用いた。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ４０のリアクトル４１の一端が接続されている。

コンバータ４０には更に、該リアクトル４１の他端と１次側直流電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ４２，２次側コンデンサ２３の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ４３、および、各半導体スイッチ４２，４３に並列に接続された各ダイオード４４，４５がある。

昇圧用半導体スイッチ４２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１８，２２）からリアクトル４１を介してスイッチ４２に電流がながれ、これによりリアクトル４１が蓄電し、スイッチ４２がオフ（非導通）に切換るとリアクトル４１がダイオード４５を通して２次側コンデンサ２３に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２３を充電する。スイッチ４２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２３の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２３が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル４１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１８，２２からコンバータ４０を介して２次側コンデンサ２３に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。

回生用半導体スイッチ４３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２３の蓄積電力が、スイッチ４３およびリアクトル４１を通して、１次側直流電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ４３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２３からコンバータ４０を介して１次側直流電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。

電圧型インバータ１９ｍは、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２３の直流電圧（コンバータ４０の出力電圧すなわち２次側電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０ｍの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍが流れ、電気モータ１０ｍのロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１９ｍの入力ラインである、コンバータ４０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２３が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ２２の容量は、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４ｍ〜１６ｍが装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

図２に、モータ制御装置３０ｍの機能構成を示す。モータ制御装置３０ｍは、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０ｍ，電流センサ１４ｍ〜１６ｍ，レゾルバ１７ｍ，１次側電圧センサ２１，２次側電圧センサ２４および２次側電流センサ２５との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。なお、図１に示す２次側電圧センサ２４は、２次側電圧Ｖｕｃ（２次側コンデンサ２３）を検出してそれを表す電圧信号Ｖｕｃをモータ制御装置３０ｍ，３０ｇに与える。

図２を参照すると、レゾルバ１７ｍが与える回転角信号ＳＧθｍに基づいて、モータ制御装置３０ｍ内のマイコンが、電気モータ１０ｍのロータの回転角度（磁極位置）θｍおよび回転速度（角速度）ωｍを算出する。

なお、正確にいうと、電気モータ１０ｍのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θｍは磁極位置を意味する。回転速度ωｍは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、「出力演算」３５において、電気モータ１０ｍのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４ｍ〜１６ｍの電流検出信号ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄｍ，ｉｑｍに変換する。

図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ^*ｍをモータ制御装置３０ｍのマイコンに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ^*ｍを算出し、該車両要求トルクＴＯ^*ｍに対応してモータ目標トルクＴＭ^*ｍを発生して、マイコンに与える。マイコンは、電気モータ１０ｍの回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、加算３３において、モータ目標トルクＴＭ^*ｍに、後述するトルク補正値を加え、そしてトルク指令制限３４によって、２次側電圧Ｖｕｃおよび回転速度ωｍに対応する制限トルクＴＭ^*ｍmaxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、加算３３によって補正した目標トルクＴＭ^*ｍがＴＭ^*ｍmaxを超えていると、ＴＭ^*ｍmaxを目標トルクＴ^*ｍに定める。ＴＭ^*ｍmax以下のときには、加算３３によって補正したモータ目標トルクＴＭ^*ｍを目標トルクＴ^*ｍに定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ^*ｍが出力演算３５に与えられる。

なお、制限トルクテーブルは、２次側電圧Ｖｕｃの変動範囲および回転速度ωｍ範囲内の電圧Ｖｕｃと速度ωｍの各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０ｍに生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ^*ｍmaxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコン内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ^*ｍmaxは、２次側電圧Ｖｕｃが高いほど大きく、２次側電圧Ｖｕｃが低いほど小さい。また、回転速度ωｍが低いほど大きく、高いほど小さい。

上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ^*ｍmaxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。

１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωｍおよびモータ目標トルクＴ^*ｍに対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ^*ｍを発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。

ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍの位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０ｍの付勢を行うことにより、目標トルクＴ^*ｍを電気モータ１０ｍが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。

本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を現す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を現すものである。

第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ^*ｍに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと与えられる目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ただし、電気モータ１０ｍの回転速度ωｍが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ１９ｍからコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍの定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ^*ｍを出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算により生成して、ｄ軸電流指令を算出し、ｑ軸電流指令を算出する。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、弱め界磁電流演算４１が算出する。その内容は後に説明する。

マイコンＭＰＡは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ^*ｍに対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を算出する：
ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ ・・・（１）

ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。

第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ^*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行う。すなわち、電流偏差δｉｄに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉを算出し、電圧降下Ｖｚｄｐ，Ｖｚｄｉを加算して、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ ・・・（２）
を算出する。また、出力演算３５は、回転速度ω及びｑ軸電流ｉｑを読み込み、回転速度ω、ｑ軸電流ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（３）
を算出するとともに、前記電圧降下Ｖｚｄから誘起電圧ｅｄを減算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ−ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（４）
を算出する。さらに出力演算３５は、電流偏差δｉｑに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉを算出し、電圧降下Ｖｚｑｐ，Ｖｚｑｉを加算して、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
を算出する。さらに出力演算３５は、回転速度ω，逆起電圧定数ＭＩｆ，ｄ軸電流ｉｄおよびｄ軸上のインダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（５）
を算出するとともに、電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（６）
を算出する。

次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３６にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ^*及びｖｑ^*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換する。これは、電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７を介してＰＷＭパルス発生器５０に送る。電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７の２相変調３８で３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生器５０に送る。電圧モードが、全相を矩形波通電とする１ｐｕｌｓｅモードであるときには、変調３７の１ｐｕｌｓｅ変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生器５０に与える。

ＰＷＭパルス発生器５０は、３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、キャリアクロック発生器４７が与える低周波数（５ＫＨｚ）又は高周波数（７．５ＫＨｚ）のクロックに同期した該周波数（キャリア周波数）のＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに変換して、図１に示されるドライブ回路２０ｍに出力する。ドライブ回路２０ｍは、ＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９ｍのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ^*，ＶＶ^*およびＶＷ^*が印加され、相電流ｉＵｍ，ｉＶｍおよびＩＷｍが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。１ｐｕｌｓｅ変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。

弱め界磁電流演算４１は、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和判定指標ｍｉ
ｍｉ＝√（ｖｄ^*2＋ｖｑ^*2）／Ｖｕｃ ・・・（７）
を算出し、電圧飽和判定指標ｍｉから、インバータ１９ｍの最大出力電圧を表す閾値を比較値Ｖmax
Ｖmax＝ｋｖ・Ｖｕｃ ・・・（８）
としたときの定数ｋｖを減算して電圧飽和算定値ΔＶ
ΔＶ＝ｍｉ−ｋｖ ・・・（９）
を算出し、界磁調整代を算出する。

界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。

「２相／３相変換」３６は、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ＊を算出する。Ｖｍ＊＝√（Ｖｄ＊²＋Ｖｑ＊²）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ＊と２次側コンデンサ２３の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２４の電圧検出値）とから、変調制御４２の変調比算出４３が、変調比Ｍｉ
Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃ ・・・（１０）
を算出する。キャリア周波数＆変調モード決定４４が、電動機１０ｍの目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、キャリア周波数および変調モードを決定する。決定したキャリア周波数の出力をキャリアクロック発生器４７に指示し、決定した変調モードに応じて、該変調モードの目標電圧の出力を、変調３７の中の選択４０に指示する。また、決定したキャリア周波数および変調モードをトルク誤差補正４６に与える。

トルク誤差補正４６は、キャリア周波数を低周波数ｆｃから高周波数ｋ・ｆｃに、かつ電圧制御モードを３相変調から２相変調に切換える第１遷移のときは、第１遷移用のルックアップテーブル（Ｄｐｗｍ，ｋ・ｆｃ用）から、電動機１０ｍの現在の目標トルクＴ＊および回転速度ωに割り付けられた、切換え前後のトルク段差を低減する第１トルク補正値を読み出して加算３３でトルク指令値ＴＭ＊ｍに加える。その逆の切換えである第２遷移（ｋ・ｆｃ，２相変調からｆｃ，３相変調への遷移）のときは、第２遷移用のルックアップテーブル（ＳＶｐｗｍ，ｆｃ用）から、電動機１０ｍの現在の目標トルクＴ＊および回転速度ωに割り付けられた、切換え前後のトルク段差を低減する第２トルク補正値を読み出して加算３３でトルク指令値ＴＭ＊ｍに加える。このような補正をしたときは再度、トルク指令制限３４〜２相／３相変換３６を実行して、変調３７から、キャリア周波数＆変調モード決定４４が決定している変調モードの各相目標電圧を出力する。なお、第１遷移又は第２遷移があってから、上記再度のトルク指令制限３４〜２相／３相変換３６の演算を終えるまでは、各相目標電圧の切換えは保留している。

図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵの他に、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。

図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生器５０およびキャリアクロック発生器４７ならびにドライブ回路２０ｍの初期化をおこなって、電動機１０ｍを駆動するインバータ１９ｍを停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号またはデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ^*ｍ，電流センサ１４ｍ〜１６ｍが検出した各相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ，レゾルバ１７ｍの回転角信号ＳＧ θｍ、および、電圧センサ２１，２４の検出電圧Ｖｄｃ，Ｖｕｃをデジタル変換により読込む。

なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。

次にマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*，読込んだ直流電圧Ｖｕｃおよび算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*がＴＭ^*maxを超えていると、ＴＭ^*maxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ^*max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*を目標トルクＴ^*に定める（４）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（５）。この機能を図２上には、電流帰還３１として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（６）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算４１として示した。

「出力演算」（７）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（７）で算出したｄ−ｑ軸の電圧目標値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する（８）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ＊も算出する。つぎの「変調制御」（９）で、変調比Ｍｉを算出し、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊および回転速度ωに基いて、キャリア周波数および変調モードを決定する。

図４に、「変調制御」（９）の内容を示す。ここでは、変調比Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃを算出し（２１）、電動機１０ｍの目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、キャリア周波数および変調モードを決定する（２２）。「キャリア周波数＆変調モード決定」（２２）の内容は、図６〜図９を参照して後述する。決定したキャリア周波数が現在出力中のキャリア周波数と異なり、低周波数ｆｃ（５ＫＨｚ）から高周波数ｋ・ｆｃ（７．５ＫＨｚ；本実施例ではｋ＝１．５）の切換えになる場合は、該切換えによる出力トルク段差を小さくするための、現在の目標トルクおよび回転速度に割り当てられた補正値を、２相変調，高周波数用（Ｄｐｗｍ，ｋ・ｆｃ用）のルックアップテーブルから読み出し（２４）、読み出した出した補正値分、トルク指令値ＴＭ＊を補正し（２６）、補正したトルク指令値に基づき、ステップ６〜８を再実行して３相変調モードの各相目標電圧（瞬時値）ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を再計算する（２７）。決定したキャリア周波数が現在出力中のキャリア周波数と異なり、高周波数ｋ・ｆｃ（７．５ＫＨｚ）から低周波数ｆｃ（５ＫＨｚ）の切換えになる場合は、該切換えによる出力トルク段差を小さくするための、現在の目標トルクおよび回転速度に割り当てられた補正値を、３相変調，低周波数用（ＳＶｐｗｍ，ｆｃ用）のルックアップテーブルから読み出し（２５）、読み出した出した補正値分、トルク指令値ＴＭ＊を補正し（２６）、補正したトルク指令値に基づき、ステップ６〜８を再実行して３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を再計算する（２７）。

図３を再度参照する。次の「出力更新」（１０）では、変調制御（９）で決定した変調モードの各相目標電圧をＰＷＭパルス発生器５０に出力し、また決定したキャリア周波数の出力をキャリアクロック発生器４７に指示する。次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１１）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１３）。

図５を参照する。前記「キャリア周波数＆変調モードの決定」（２２）では、現在の変調モードがＳＶｐｗｍ（３相変調モード，低周波数ｆｃ）であると、目標トルクおよび回転速度が、キャリア周波数を高周波数ｋ・ｆｃにすべき第１領域（高周波数への切換え領域）内のＡ（図７〜図９）にあるかを検索して（４２）、第１領域内のＡにあると、キャリア周波数を高周波数ｋ・ｆｃと決定し、これに合わせて、電圧制御モードを３相変調（ＳＶｐｗｍ）から２相変調に切換える（４３）。Ａの外であったときは、低周波数ｆｃのまま３相変調から２相変調に切換える条件が成立しているか検索して（４４）、成立していると、低周波数ｆｃのまま３相変調から２相変調（Ｄｐｗｍ）に切換える（４５）。

現在の変調モードがＤｐｗｍ（２相変調モード，低周波数ｆｃ）であると、目標トルクおよび回転速度が、キャリア周波数を高周波数ｋ・ｆｃにすべき第１領域内のＢ（図７〜図９）にあるかを検索して（４６）、Ｂにあると、キャリア周波数を高周波数ｋ・ｆｃと決定する（４７）。電圧制御モードは、２相変調モードを継続する。Ｂの外であったときは、低周波数ｆｃのまま２相変調から３相変調（ＳＶｐｗｍ）に切換える条件が成立しているか検索して（４８）、成立していると、低周波数ｆｃのまま２相変調（Ｄｐｗｍ）から３相変調（ＳＶｐｗｍ）に切換える（４９）。３相変調（ＳＶｐｗｍ）に切換える条件が不成立であると、電圧制御モードを１ｐｕｌｓｅとすべき条件が成立しているか検索して（５０）、成立していると１ｐｕｌｓｅに切換える（５１）。

次に図６も参照する。現在の変調モードがＡ又はＢ（２相変調モード，高周波数ｋ・ｆｃ）であると、電圧制御モードを１ｐｕｌｓｅとすべき条件が成立しているか検索して（５２）、成立していると１ｐｕｌｓｅに切換える（５３）。１ｐｕｌｓｅとすべき条件が不成立であると、目標トルクと回転速度が、第１領域の外側の、図７〜図９に点線で示す第２領域の外（低周波数への切換え領域：高周波数解除領域）にあるかを検索し（５４）、第２領域の外であると、高周波解除要であるので、更に、３相変調領域であるかを検索して（５５）、そうであると、３相変調モードおよび低周波数ｆｃ（ＳＶｐｗｍ）を設定する（５６）。３相変調領域でないと、２相変調モードおよび低周波数（Ｄｐｗｍ）を設定する（５７）。

現在の変調モードが１ｐｕｌｓｅであると（５８）、キャリア周波数を高周波数とすべき条件が成立しているか検索し（５９）、成立していると、キャリア周波数を高周波数ｋ・ｆｃと決定し、これに連動して電圧制御モードを２相変調モード（Ａ又はＢ）を設定する（６０）。高周波数とすべき条件が不成立であると、２相変調，低周波数ｆｃ（Ｄｐｗｍ）とすべき条件が成立しているか検索して（６１）、成立していると、２相変調，低周波数ｆｃ（Ｄｐｗｍ）を設定する（６２）。

図７，図８および図９にはそれぞれ、電圧センサ２５で検出する、コンバータ４０の２次側電圧Ｖｕｃが２２０Ｖ，３００Ｖおよび４００Ｖの場合の、上述の領域区分「ＳＶｐｗｍ」（３相変調，低周波数ｆｃ），「Ａ，Ｂ」（２相変調，高周波数ｋ・ｆｃ），「Ｄｐｗｍ」（２相変調，低周波数ｆｃ）および「１ｐｕｌｓｅ」（全相矩形波通電）、を示す。「Ａ」は、サイドバンドノイズ低減のための、キャリア周波数の低周波数ｆｃから高周波数ｋ・ｆｃへの切換えに伴い、同一周波数（ｆｃ）であるならば３相変調を採用する領域であるが、高周波数への切換えによるスイッチングロスを低減するために、２相変調とする領域である。「Ｂ」は、スイッチングロス低減のために２相変調とする領域を、サイドバンドノイズ低減のために、キャリア周波数を低周波数ｆｃから高周波数ｋ・ｆｃへ切換える領域である。

図５および図６に示す、キャリア周波数の低／高切換えおよび高／低切換えの参照値（閾値）、ならびに、変調モードの切換えの参照値は、いずれも、２次側電圧Ｖｕｃの範囲区分毎に、参照データテーブル（ＬＵＴ：ルックアップテーブル）としてマイコンＭＰＵ内のメモリに格納しており、マイコンＭＰＵは、図５および図６に示す「キャリア周波数＆変調モード決定」（２２）を実行するときのＶｕｃ値に対応付けられているＬＵＴから上記参照値を読み出して使用する。

ところで、領域Ａ，Ｂにおいてサイドバンドノイズを抑制するために採用する高周波数ｋ・ｆｃのｋは、１＜ｋ＜２とするのが好ましい。ｋ≦１ではサイドバンドノイズの抑制効果はなく、ｋ＞２では、スイッチングロスが大きくなる。本実施例では、ｋ＝１．５を採用して、高周波数を７．５ＫＨｚとした。

高周波数をｋ＝１．５とすると、図１０に示すように、サイドバンドノイズを抑制するために高周波数ｋ・ｆｃとする領域Ａ，Ｂにおいて、電動機１０ｍとインバータ１９ｍ（１０ｇと１９ｇも同様）の電力損失の合計すなわち総合損失が、高周波数を採用しないで全域低周波数ｆｃ（５ＫＨｚ）とする参考例と同程度になる。すなわち、「Ａ」領域では、高周波数ｋ・ｆｃにすることにより、電動機１０ｍの鉄損（コアロス）が比較的に低い回転速度域で上昇するが、インバータ１９ｍのスイッチングロスが、３相変調から２相変調への変更により低下するので、総合損失は格別に上昇しない。「Ｂ」領域は、２相変調モードを維持したままキャリア周波数を高く切換えるので、インバータ１９ｍのスイッチングロスは増えるが、鉄損が低下するので、総合損失は格別に上昇しない。

このように、本発明によれば、総合損失の格別な上昇を生じない。Ａ，Ｂ領域をいずれも高周波数ｋ・ｆｃにするので、サイドバンドノイズが抑制される。すなわち、本発明は、電動機駆動の電力損失を格別に大きくすることなく、サイドバンドノイズを抑制することができる。

以上、車輪を回転駆動する電気モータ１０ｍの動作を制御するモータ制御装置３０ｍの制御機能を説明した。

図１を再度参照する。車両上エンジンによって回転駆動される電動機１０ｇは、発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機１０ｇは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ（力行）であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機（回生）である。この電動機１０ｇを制御するモータ制御装置３０ｇの機能および動作は、モータ制御装置３０ｍのものと同様であり、また、電動機１０ｇに給電するインバータ１９ｇの構成および動作は、インバータ１９ｍと同様である。モータ制御装置３０ｇの構成および機能は、モータ制御装置３０ｍと同様である。

モータ制御装置３０ｇに、エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクＴＭ^*ｇが与えられ、モータ制御装置３０ｇは、モータ制御装置３０ｍの上述の制御動作と同様な制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクＴＭ^*ｇを、発電（回生）用の負値に切換える。これによりモータ制御装置３０ｇは、電動機１０ｇの出力トルクが、負値の目標トルク（エンジンの目標負荷）となるように、インバータ１９ｇを制御する。この内容（出力制御演算）も、モータ制御装置３０ｍの上述の出力制御演算と同様である。

前述のように、コンバータ４０の出力電圧である２次側電圧Ｖｕｃ（２次側コンデンサ２３の電圧）は、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇ内のトルク指令制限演算に用いられると共に、弱め界磁電流Δｉｄ，Δｉｑの算出にも用いられる。この２次側電圧Ｖｕｃは、１次側直流電源１８，２２の電力容量で達成可能な２次側電圧最高値以下において、目標トルクＴＭ^*ｍ，ＴＭ^*ｇおよび回転速度に対応して、目標トルクが大きいと高くまた回転速度が高いと高く、２次側電圧Ｖｕｃを調整するのが好ましい。この２次側電圧Ｖｕｃの調整をコンバータ制御装置３０ｖが実行する。

コンバータ制御装置３０ｖも、本実施例では、マイコンを主体とする電子制御装置であり、マイコンと、図示しないインターフェイス（信号処理回路）およびＰＷＭパルス発生器を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

コンバータ制御装置３０ｖは、モータ制御装置３０ｍが与える２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｍ（第１の２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｍ）およびモータ制御装置３０ｇが与える２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｇ（第２の２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｇ）を読み込み、また、各センサ２１，２４が検出しているバッテリ電圧Ｖｄｃ，２次電圧Ｖｕｃをデジタル変換により読込む。つぎに、第１の２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと第２の２次側目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの内の高い方を目標電圧Ｖｕｃ＊に決定して、電圧センサ２４が検出する電圧Ｖｕｃが目標電圧Ｖｕｃ＊になるように、昇圧用スイッチング素子４２のオン／オフを制御するＰＷＭ信号Ｐｖｆおよび回生用（降圧用）スイッチング素子４３のオン／オフを制御するＰＷＭ信号Ｐｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに与える。ドライブ回路２０ｖが、ＰＷＭ信号Ｐｖｆ，Ｐｖｒに基づいて半導体スイッチ４２，４３をオン，オフする。昇圧が必要なときにはコンバータ４０の昇圧用スイッチング素子４２のオン／オフをＰＷＭ制御し、降圧が必要なときにはコンバータ４０の回生用スイッチング素子４３のオン／オフをＰＷＭ制御する。これら、昇圧用半導体スイッチ４２と回生用半導体スイッチ４３は、前者のオン期間に後者はオフ、前者のオフ期間に後者がオンとなるように、相補的にスイッチングされる。

本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図１に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成の概要を示すブロック図である。 図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。 図３に示す「変調制御」９の内容を示すフローチャートである。 図４に示す「キャリア周波数＆変調モード決定」（２２）の内容の前半を示すフローチャートである。 図４に示す「キャリア周波数＆変調モード決定」（２２）の内容の後半を示すフローチャートである。 電動機１０ｍの目標トルクと回転速度とを座標軸とする、高キャリア周波数とする第１領域（Ａ＋Ｂ）および高キャリア周波数を解除する領域境界（点線）ならびに変調モード領域を示すグラフである。コンバータ４０の２次側電圧Ｖｕｃが２２０Ｖに適用されるものである。 高キャリア周波数とする第１領域（Ａ＋Ｂ）および高キャリア周波数を解除する領域境界（点線）ならびに変調モード領域を示すグラフである。コンバータ４０の２次側電圧Ｖｕｃが３００Ｖに適用されるものである。 高キャリア周波数とする第１領域（Ａ＋Ｂ）および高キャリア周波数を解除する領域境界（点線）ならびに変調モード領域を示すグラフである。コンバータ４０の２次側電圧Ｖｕｃが４００Ｖに適用されるものである。 図１に示す電動機１０ｍとインバータ１９ｍの電力損失をあわせた損失を示すグラフである。

符号の説明

１０ｍ，１０ｇ：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４ｍ〜１６ｍ：電流センサ
１７ｍ，１７ｇ：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：１次側電圧センサ
２２：１次側コンデンサ
２３：２次側コンデンサ
２４：２次側電圧センサ
２５：２次側電流センサ
３４：減算
３５：加算
４１：リアクトル
４２：スイッチング素子（昇圧用）
４３：スイッチング素子（降圧用）
４４，４５：ダイオード
ωｍ，ωｇ：回転速度
Ｖｄｃ：１次側電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次側電圧（昇圧電圧）

Claims (10)

1. 直流電源；
   電動機と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御するインバータ；
   電圧指示信号に対応するデューティ比の、前記インバータをスイッチングするＰＷＭパルスを発生しインバータに出力するインバータ制御手段；
   周波数制御信号に対応して前記インバータ制御手段が発生するＰＷＭパルスのキャリア周波数を変更する周波数変更手段；および、
   前記電動機の目標トルクおよび回転速度が、所定領域内にあるときは、前記キャリア周波数を高周波数に定める周波数制御信号を前記周波数変更手段に与え、この切換えのとき前記電動機の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モードに切換え；前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、前記キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数に定める周波数制御信号を前記周波数変更手段に与え；前記電動機の出力トルクを前記目標トルクとするための電圧指示信号を前記インバータ制御手段に与える、モータ制御手段；
   を備える電動機制御装置。
2. 前記モータ制御手段は、キャリア周波数を前記低周波数から前記高周波数に切換えるとき、前記電圧制御モードが、２相変調モードである場合は、高周波数に切り換えても２相変調モードを継続する；請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記低周波数をｆｃとすると、前記高周波数は、ｋ・ｆｃ，１＜ｋ＜２、である；請求項１に記載の電動機制御装置。
4. 前記モータ制御手段は、前記直流電源がインバータに与える直流電圧に対する、電動機目標電圧の比である変調比と、前記電動機の回転速度に基づいて、前記電圧制御モードを決定し；３相変調モードでキャリア周波数が前記高周波数となるとき又はキャリア周波数が前記高周波数で電圧制御モードを３相変調モードと決定したときには、該３相変調モードを２相変調モードに変更することにより、２相変調モードを実行する前記変調比と回転速度の領域を拡大する；請求項１に記載の電動機制御装置。
5. 前記所定領域は、第１領域と、第１領域を含み第１領域より広い第２領域とを含み；
   前記モータ制御手段は、キャリア周波数が前記低周波数のときに、前記電動機の目標トルクおよび回転速度が第１領域内になると前記高周波数に切換え、キャリア周波数が前記高周波数のときに前記電動機の目標トルクおよび回転速度が第２領域の外になると前記低周波数に切換える；請求項１に記載の電動機制御装置。
6. 前記モータ制御手段は、キャリア周波数を前記低周波数から前記高周波数に、かつ電圧制御モードを３相変調から２相変調に切換える第１遷移のときは、該切換え前後のトルク段差を低減する第１トルク補正値を目標トルクに加え、その逆の切換えである第２遷移のときは、該切換えの前後のトルク段差を低減する第２トルク補正値を目標トルクに加えて補正し、前記電動機の出力トルクを前記補正した目標トルクとするための電圧指示信号を前記インバータ制御手段に与える；請求項５に記載の電動機制御装置。
7. 前記所定領域は、サイドバンドノイズ抑制対象の領域であり；前記高周波数は、サイドバンドノイズを低減する周波数である；請求項１に記載の電動機制御装置。
8. 前記低周波数は、前記インバータのスイッチングロスを低減する周波数である；請求項１に記載の電動機制御装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
10. 直流電源；
    車輪を駆動する第１電動機；
    燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機;
    第１電動機と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御する第１インバータ；
    第２電動機と前記直流電源との間に介挿され、両者間の電力のやり取りを制御する第２インバータ；
    第１電圧指示信号に対応するデューティ比の、第１インバータをスイッチングする第１ＰＷＭパルスを発生し第１インバータに出力する第１インバータ制御手段；
    第２電圧指示信号に対応するデューティ比の、第２インバータをスイッチングする第２ＰＷＭパルスを発生し第２インバータに出力する第２インバータ制御手段；
    第１周波数制御信号に対応して第１インバータ制御手段が発生する第１ＰＷＭパルスの第１キャリア周波数を変更する第１周波数変更手段；
    第２周波数制御信号に対応して第２インバータ制御手段が発生する第２ＰＷＭパルスの第２キャリア周波数を変更する第２周波数変更手段；
    第１電動機の目標トルクおよび回転速度が、第１所定領域内にあるときは、第１キャリア周波数を高周波数に定める第１周波数制御信号を前記周波数変更手段に与え、この切換えのとき第１電動機の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モードに切換え；第１キャリア周波数が前記高周波数の場合に前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、第１キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数に定める第１周波数制御信号を第１周波数変更手段に与え、３相変調モードへの切換え条件が成立していると３相変調モードへ切換え；第１電動機の出力トルクを前記目標トルクとするための第１電圧指示信号を第１インバータ制御手段に与える、第１モータ制御手段；および、
    第２電動機の目標トルクおよび回転速度が、第２所定領域内にあるときは、第２キャリア周波数を高周波数に定める第２周波数制御信号を前記周波数変更手段に与え、この切換えのとき第２電動機の３相の電圧を制御する電圧制御モードが、３相の各相電圧をそれぞれＰＷＭにより制御する３相変調モードである場合は、２相はＰＷＭにより制御するが１相はＰＷＭスイッチングを停止する２相変調モードに切換え；第２キャリア周波数が前記高周波数の場合に前記目標トルクおよび回転速度が前記所定領域の外にあるときは、第２キャリア周波数を前記高周波数より低い低周波数に定める第２周波数制御信号を第２周波数変更手段に与え、３相変調モードへの切換え条件が成立していると３相変調モードへ切換え；第２電動機の出力トルクを前記目標トルクとするための第２電圧指示信号を第２インバータ制御手段に与える、第２モータ制御手段；を備えるハイブリッド駆動装置。

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