JP6458761B2

JP6458761B2 - 自動車

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Publication number: JP6458761B2
Application number: JP2016091159A
Authority: JP
Inventors: 敏洋山本; 山田　堅滋; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2016-04-28
Filing date: 2016-04-28
Publication date: 2019-01-30
Anticipated expiration: 2036-04-28
Also published as: JP2017200378A; US10093199B2; CN107342722B; CN107342722A; US20170313206A1

Description

本発明は、自動車に関し、詳しくは、モータとインバータとバッテリとを備える自動車に関する。

従来、この種の自動車としては、電動機と、複数のスイッチング素子のスイッチングによって電動機を駆動するインバータ回路を有する電力変換装置と、を備えるものにおいて、電動機の電気１周期のパルス数と、電動機のトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、に基づいて複数のスイッチング素子のパルス信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この自動車では、パルス数と変調率と電圧位相とに基づいて電力変換装置および電動機の電力損失が最小となるようにパルス信号を生成することにより、電力変換装置および電動機を有する駆動システム全体の損失の低減を図っている。

特開２０１３−１６２６６０号公報

上述の自動車では、電動機の目標動作点が略一定のときには、パルス信号におけるスイッチング角、即ち、電動機の相電圧（インバータ回路の複数のスイッチング素子のうち対応する相のスイッチング素子のオンオフ）を切り替える角度が略一定となる。このため、高調波における特定の次数の成分が比較的大きくなり、電磁騒音が比較的大きくなることがある。

本発明の自動車は、電磁騒音が大きくなるのを抑制することを主目的とする。

本発明の自動車は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の自動車は、
走行用のモータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記モータと電力をやりとりするバッテリと、
前記モータのトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、前記モータの電気角の所定周期のパルス数と、に基づくスイッチング角および該スイッチング角でのスイッチングパターンに基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える自動車であって、
前記制御装置は、前記モータの回転数の単位時間当たりの変化量である回転数変化率および前記トルク指令の単位時間当たりの変化量であるトルク指令変化率が何れも値０を含む所定範囲内のときには、周期的に、前記スイッチング角を変化させる、
ことを要旨とする。

この本発明の自動車では、モータのトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、モータの電気角の所定周期のパルス数と、に基づくスイッチング角およびスイッチング角でのスイッチングパターンに基づいて複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。そして、モータの回転数の単位時間当たりの変化量である回転数変化率およびトルク指令の単位時間当たりの変化量であるトルク指令変化率が何れも値０を含む所定範囲内のときには、周期的に、スイッチング角を変化させる。これにより、高調波の各次数成分を分散させて、高調波における特定の次数の成分が他の次数の成分に対して突出する程度を小さくすることができる。この結果、電磁騒音が大きくなるのを抑制することができる。ここで、「スイッチング角」は、モータの各相の相電圧（複数のスイッチング素子のうち対応する相のスイッチング素子のオンオフ）を切り替える角度を意味する。「スイッチングパターン」は、複数のスイッチング素子のオンオフの組み合わせを意味する。

こうした本発明の自動車において、前記制御装置は、前記回転数変化率および前記トルク指令変化率が何れも前記所定範囲内のときには、周期的に、前記パルス数を変化させることによって、前記スイッチング角を変化させる、ものとしてもよい。こうすれば、パルス数を変化させることによってスイッチング角を変化させて、高調波の各次数成分を分散させることができる。

また、本発明の自動車において、前記制御装置は、前記変調率と、前記電圧位相と、前記パルス数と、前記モータの鉄損を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプと高調波を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプとを含む複数のタイプから選択した選択タイプと、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成し、更に、前記制御装置は、前記回転数変化率および前記トルク指令変化率が何れも前記所定範囲内のときには、周期的に、前記パルス数と前記選択タイプとのうちの少なくとも１つを変化させることによって、前記スイッチング角を変化させる、ものとしてもよい。こうすれば、パルス数や選択タイプを変化させることによってスイッチング角を変化させて、高調波の各次数成分を分散させることができる。そして、パルス数および選択タイプを共に変化させれば、高調波における各次数成分をより分散させることができる。

さらに、本発明の自動車において、前記制御装置は、周期的に、高調波における含有率の突出する次数が異なるように前記スイッチング角を変化させる、ものとしてもよい。こうすれば、高調波における各次数成分をより効果的に分散させることができる。

加えて、本発明の自動車において、前記制御装置は、前記スイッチング角を変化させる周期を可変とする、ものとしてもよい。こうすれば、高調波における各次数成分をより分散させることができる。

本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。モータ３２のＵ相のＰＷＭ信号の一例を示す説明図である。パルスパターン設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。複数のテーブルＴｐｃの一例を示す説明図である。パルスパターンＰＰと高調波における各次数の含有率との関係の一例を示す説明図である。パルスパターンＰＰの変化としてパルス数Ｎｐを変化させずにパルスタイプＰＴを変化させるときのＵ相のＰＷＭ信号の変化の様子の一例を示す説明図である。変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対して、ソース側とシンク側になるように、２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれ、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」，トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧系電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧系電力ライン４２と低電圧系電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧系電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧系電力ライン４２および低電圧系電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧系電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧系電力ライン４４の電力を電圧の昇圧を伴って高電圧系電力ライン４２に供給したり、高電圧系電力ライン４２の電力を電圧の降圧を伴って低電圧系電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍ，モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧ＶＢ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流ＩＢも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧系電力ライン４２）の電圧ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧系電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰも挙げることができる。また、車速センサ６８からの車速ＶＳも挙げることができる。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号，昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流ＩＢの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速ＶＳとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行する。正弦波ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御であり、過変調制御は、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御であり、矩形波制御は、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御である。正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．６１となり、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．７１となる。変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、正弦波ＰＷＭ制御を実行できる変調率Ｒｍの領域を大きくするために、重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするものとした。また、矩形波制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行するものとした。以下、正弦波ＰＷＭ制御について説明する。なお、過変調制御や矩形波制御については本発明の中核をなさないことから、詳細な説明は省略する。

正弦波ＰＷＭ制御として、実施例では、電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐと所定周期（例えば、モータ３２の電気角θｅの半周期や１周期など）のパルス数Ｎｐとに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なうものとした。この場合、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成したり電圧や電流の高調波（特に、モータ３２の回転６次や回転１２次などの低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成したりすることにより、モータ３２の鉄損を低減したり高調波を低減したりすることができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、正弦波ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号を生成する際の動作について説明する。図２は、実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。

ＰＷＭ信号生成ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊などのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力するものとした。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御によって設定された値を入力するものとした。

こうしてデータを入力すると、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１１０）。続いて、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１２）。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック項と、ｄ軸，ｑ軸の各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する（ステップＳ１１４）。

こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いて電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐを設定する（ステップＳ１１６）。ここで、変調率Ｒｍは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して得ることができる。電圧位相θｐは、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。

次に、モータ３２の回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊からなる目標動作点と変調率Ｒｍとに基づいて、パルスパターンＰＰの基本パターンとしての基本パルスパターンＰＰｔｍｐを設定し（ステップＳ１２０）、設定した基本パルスパターンＰＰｔｍｐに基づいて、後述のパルスパターン設定ルーチンによってパルスパターンＰＰを設定する（ステップＳ１３０）。

ここで、パルスパターンＰＰは、ＰＷＭ制御におけるパルスタイプＰＴとパルス数Ｎｐとの組み合わせである。実施例では、パルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭａと、電圧や電流の高調波（特に、低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭｂと、を用いるものとした。基本パルスパターンＰＰｔｍｐは、実施例では、モータ３２の目標動作点および変調率Ｒｍと基本パルスパターンＰＰｔｍｐとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の目標動作点および変調率Ｒｍが与えられると、このマップに適用して、基本パルスパターンＰＰｔｍｐを設定するものとした。実施例では、発明者が行なった実験結果や解析結果に基づいて、以下のように、基本パルスパターンＰＰｔｍｐのパルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐを設定するものとした。パルスタイプＰＴについては、モータ３２をより良好に駆動できるように（鉄損や高調波の低減をより適切に図るために）、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的小さい領域ではタイプＰＷＭａとし、トルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的大きい領域ではタイプＰＷＭｂとするものとした。パルス数Ｎｐについては、モータ３２およびインバータ３４のトータル損失の低減を図るために、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して少なくするものとした。なお、パルス数Ｎｐとしては、例えば、値５〜値１５程度を用いるものとした。

続いて、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍと電圧位相θｐとに基づいてスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとを設定し（ステップＳ１４０）、設定したスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとに基づいてＰＷＭ信号を生成して（ステップＳ１５０）、本ルーチンを終了する。

ここで、スイッチング角θｓは、モータ３２の各相の相電圧（トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する相のトランジスタのオンオフ、例えばＵ相についてはトランジスタＴ１１，Ｔ１４のオンオフ）を切り替える角度である。

また、スイッチングパターンＶは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを示すパターンであり、パターンＶ０〜Ｖ７を用いるものとした。なお、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせでなくトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを用いるのは、通常、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する上アームと下アームとを同時にオンとすることはなく、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせを省略しても差し支えないためである。パターンＶ０〜Ｖ７は以下の通りである。
パターンＶ０：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオフ
パターンＶ１：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオフでトランジスタＴ１３がオン
パターンＶ２：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオフでトランジスタＴ１２がオン
パターンＶ３：トランジスタＴ１１がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオン
パターンＶ４：トランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオフ
パターンＶ５：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオンでトランジスタＴ１２がオフ
パターンＶ６：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオンでトランジスタＴ１３がオフ
パターンＶ７：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３が全てオン

さらに、モータ３２のＵ相（トランジスタＴ１１）のＰＷＭ信号の一例を図３に示す。こうしてＰＷＭ信号を生成すると、生成したＰＷＭ信号を用いてインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。即ち、モータ３２のスイッチング角θｓで、スイッチング角θｓに対応するスイッチングパターンＶとなるようにトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。こうした制御により、パルスタイプＰＴ（ＰＷＭａまたはＰＷＭｂ）およびパルス数ＮｐからなるパルスパターンＰＰに応じて、モータ３２の鉄損を低減したり電圧や電流の高調波を低減したりすることができる。

次に、パルスパターンＰＰを設定する処理（図２のＰＷＭ信号生成ルーチンのステップＳ１３０の処理）について説明する。実施例では、図４のパルスパターン設定ルーチンによってパルスパターンＰＰを設定するものとした。パルスパターン設定ルーチンでは、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の回転数Ｎｍの単位時間当たりの変化量である回転数変化率ΔＮｍおよびトルク指令Ｔｍ＊の単位時間当たりの変化量であるトルク指令変化率ΔＴｍ＊を計算し（ステップＳ２００）、計算したモータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値を閾値ΔＮｍｒｅｆと比較すると共に（ステップＳ２０２）、モータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値を閾値ΔＴｍｒｅｆと比較する（ステップＳ２０４）。ここで、閾値ΔＮｍｒｅｆ，ΔＴｍｒｅｆは、モータ３２の目標動作点（回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊）が略一定であるか否かを判定するために用いられる閾値である。

ステップＳ２０２でモータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆよりも大きいときや、ステップＳ２０４でモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆよりも大きいときには、モータ３２の目標動作点は略一定でないと判断し、基本パルスパターンＰＰｔｍｐをパルスパターンＰＰに設定して（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了する。

ステップＳ２０２でモータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つステップＳ２０４でモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、モータ３２の目標動作点が略一定であると判断し、モータ３２の目標動作点が略一定であるとの判断開始直後であるか否かを判定する（ステップＳ２２０）。そして、判断開始直後であると判定されたときには、基本パルスパターンＰＰｔｍｐに基づいて複数のテーブルＴｐｃのうちの１つを選択テーブルＳＴとして設定し（ステップＳ２３０）、選択テーブルＳＴに適用する番号ｋに値１を設定し（ステップＳ２４０）、番号ｋを選択テーブルＳＴに適用してパルスパターンＰＰおよび継続カウンタＣｃｎ１を設定する（ステップＳ２５０）。なお、ステップＳ２２０でモータ３２の目標動作点が略一定であるとの判断開始直後でないと判定されたときには、ステップＳ２３０〜Ｓ２５０の処理を実行しない。

ここで、各テーブルＴｐｃは、番号ｋとパルスパターンＰＰと継続カウンタＣｃｎ１との関係を定めたテーブルであり、各基本パルスパターンＰＰｔｍｐに対して定められている。各テーブルＴｐｃの一例を図５に示す。図５（ａ）は、基本パルスパターンＰＰｔｍｐがパターンＡのときのテーブルＴｐｃであり、図５（ｂ）は、基本パルスパターンＰＰｔｍｐがパターンＣのときのテーブルＴｐｃである。なお、図５のパターンＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、モータ３２やインバータ３４などの仕様に基づいて適宜設定することができる。例えば、パターンＡは、パルスタイプＰＴがタイプＰＷＭａでパルス数Ｎｐが値７であり、パターンＢは、パルスタイプＰＴがタイプＰＷＭｂでパルス数Ｎｐが値９であり、・・・であるものとすることができる。実施例では、各テーブルＴｐｃで用いるパルスパターンＰＰの組み合わせとしては、図６のパルスパターンＰＰと高調波における各次数の含有率との関係に示すように、高調波における含有率の大きい（突出する）次数が異なる組み合わせを用いるものとした。

継続カウンタＣｃｎ１は、各テーブルＴｐｃにおいて対応するパルスパターンＰＰ（番号ｋが同一のパルスパターンＰＰ）を継続する回転量（電気角θｅでの回転量）θｅｃｎに対応するカウンタであり、この回転量θｅｃｎを６０°で除した値を用いるものとした。なお、電気角θｅでの６０°は、モータ３２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうちのいずれかの相電圧（擬似的な交流電圧）がゼロクロスする間隔（回転量）を意味する。

次に、現在のパルスパターンＰＰでの経過カウンタＣｃｎを入力する（ステップＳ２６０）。ここで、経過カウンタＣｃｎは、パルスパターンＰＰが変更されたときに値０にリセットされると共に現在のパルスパターンＰＰで電気角θｅがＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうちのいずれかの相電圧（擬似的な交流電圧）がゼロクロスする６０°毎の電気角（例えば、０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°）を跨ぐ毎に値１ずつインクリメントされるカウンタである。

こうして経過カウンタＣｃｎを入力すると、経過カウンタＣｃｎを継続カウンタＣｃｎ１と比較する（ステップＳ２７０）。そして、経過カウンタＣｃｎが継続カウンタＣｃｎ以下のときには、現在のパルスパターンＰＰおよび継続カウンタＣｃｎ１を保持して（ステップＳ２８０）、本ルーチンを終了する。一方、経過カウンタＣｃｎが継続カウンタＣｃｎ１よりも大きいときには、番号ｋを値１だけインクリメントして更新し（ステップＳ２９０）、更新後の番号ｋを選択テーブルＳＴに適用してパルスパターンＰＰおよび継続カウンタＣｃｎ１を設定（更新）して（ステップＳ３００）、本ルーチンを終了する。なお、上述したように、経過カウンタＣｃｎは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちのいずれかの相電圧がゼロクロスする６０°毎の電気角を跨ぐ毎に値１ずつインクリメントされ、継続カウンタＣｃｎは、６０°の倍数であるから、モータ３２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうちのいずれかの相電圧がゼロクロスするタイミングでパルスパターンＰＰひいてはスイッチング角θｓを切り替えることになる。これにより、パルスパターンＰＰひいてはスイッチング角θｓを切り替える際にモータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

このようにしてパルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴ，パルス数Ｎｐ）を変化させると、スイッチング角θｓを変化させることになる。具体的には、以下の通りである。なお、モータ３２の電気角θｅの１周期におけるスイッチング回数Ｎは、パルスパターンＰＰのパルス数Ｎｐと値２（各パルスの立ち上がりおよび立ち下がり）と値３（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）との積となる。パルスパターンＰＰの変化としてパルス数Ｎｐを変化させずにパルスタイプＰＴを変化させるとときには、スイッチング回数Ｎを変化させずに、スイッチング角θｓ［１］〜θｓ［Ｎ］を変化させることになる。また、パルスパターンＰＰの変化としてパルス数Ｎｐを変化させるときには、パルスタイプＰＴを変化させるときもさせないときも、スイッチング回数Ｎを変化させて、モータ３２のスイッチング角θｓ［１］〜θｓ［Ｎ］を変化させることになる。パルスパターンＰＰの変化としてパルス数Ｎｐを変化させずにパルスタイプＰＴを変化させるときのＵ相のＰＷＭ信号の変化の様子の一例を図７に示す。図７では、上側と下側とを交互に変化させるときの様子を示す。

このようにして、モータ３２のスイッチング角θｓ［１］〜θｓ［Ｎ］を変化させることにより、高調波における含有率の大きい（突出する）次数を変化させることができる。この結果、高調波における特定の次数の成分が他の次数の成分に対して突出する程度を小さくすることができ、電磁騒音が大きくなるのを抑制することができる。そして、パルスパターンＰＰの変化としてパルス数ＮｐおよびパルスタイプＰＴを共に変化させる場合には、パルス数ＮｐとパルスタイプＰＴとのうちの１つだけを変化させる場合に比して、高調波における各次数成分をより分散させることができ、電磁騒音が大きくなるのをより抑制することができる。さらに、各テーブルＴｐｃ（選択テーブルＳＴ）のパルスパターンＰＰの組み合わせとして高調波における含有率の大きい（突出する）次数が異なる組み合わせを用いるものとしたから、高調波における含有率の大きい（突出する）次数が異なるようにスイッチング角θｓを変化させることができ、高調波における各次数成分をより効果的に分散させることができ、電磁騒音が大きくなるのをより効果的に抑制することができる。加えて、パルスパターンＰＰを変化させる周期（継続カウンタＣｃｎ１）も可変とすることにより、この周期を一定とするものに比して、高調波における各次数成分をより効果的に分散させることができ、電磁騒音が大きくなるのをより効果的に抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０では、モータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、周期的に、パルスパターンＰＰの変化としてパルスタイプＰＴやパルス数Ｎｐを変化させることによって、スイッチング角θｓを変化させる。これにより、高調波の各次数成分を分散させて、高調波における特定の次数の成分が他の次数の成分に対して突出する程度を小さくすることができる。この結果、電磁騒音が大きくなるのを抑制することができる。しかも、パルスパターンＰＰひいてはスイッチング角θｓを変化させる周期（継続カウンタＣｃｎ１）も可変とする。これにより、高調波における各次数成分をより分散させて、特定の次数の成分が他の次数の成分に対して突出する程度をより小さくすることができる。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、周期的に、パルスパターンＰＰの変化としてパルスタイプＰＴやパルス数Ｎｐを変化させることによって、スイッチング角θｓを変化させるものとした。しかし、パルスタイプＰＴとパルス数Ｎｐとのうちの１つだけを変化させることによってスイッチング角θｓを変化させるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、パルスパターンＰＰひいてはスイッチング角θｓを変化させる周期（継続カウンタＣｃｎ１）を可変とするものとした。しかし、この周期を一定とするものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、経過カウンタＣｃｎが継続カウンタＣｃｎ１を超えると、値１だけインクリメントされた番号ｋを選択テーブルＳＴに適用してパルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴ，パルス数Ｎｐ）および継続カウンタＣｃｎ１を更新すると共に経過カウンタＣｃｎを値０にリセットするものとした。しかし、複数のテーブルＴｐｃ（選択テーブルＳＴ）を用いずに、経過カウンタＣｃｎが継続カウンタＣｃｎ１を超えると、ランダムに、パルスパターンＰＰおよび継続カウンタＣｃｎ１を更新すると共に経過カウンタＣｃｎを値０にリセットするものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭａと、電圧や電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭｂと、の２つのタイプを用いるものとした。しかし、パルスタイプＰＴとして、３つ以上のパルスタイプＰＴを用いるものとしてもよい。この場合、例えば、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２の銅損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２のトルクリプルを低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，インバータ３４の損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２およびインバータ３４のトータル損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電圧の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプなどを用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、１つのタイプだけを用いるものとしてもよい。この場合、パルスパターンＰＰとしては、パルス数Ｎｐだけに応じたパターンを設定すればよい。したがって、モータ３２の回転数変化率ΔＮｍの絶対値が閾値ΔＮｍｒｅｆ以下で且つモータ３２のトルク指令変化率ΔＴｍ＊の絶対値が閾値ΔＴｍｒｅｆ以下のときには、パルス数Ｎｐを変化させることによってスイッチング角θｓを変化させればよい。

実施例の電気自動車２０では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、昇圧コンバータ４０を設けないものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２とインバータ３４とバッテリ３６とを備える構成とした。しかし、図８の変形例のハイブリッド自動車１２０に示すように、モータ３２とインバータ３４とに加えて、エンジン１２２とプラネタリギヤ１２４とモータ１３２とインバータ１３４とを備える構成としてもよい。ここで、プラネタリギヤ１２４のサンギヤにはモータ１３２が接続され、キャリヤにはエンジン１２２が接続され、リングギヤには駆動軸２６およびモータ３２が接続されている。インバータ１３４は、モータ１３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２に接続されている。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、自動車の製造産業などに利用可能である。

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２，１３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ電流センサ、３４，１３４インバータ、３６バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ電圧センサ、４０昇圧コンバータ、４２高電圧系電力ライン、４４低電圧系電力ライン、４６，４８コンデンサ、５０電子制御ユニット、５２ＣＰＵ、５４ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、１２０ハイブリッド自動車、１２２エンジン、１２４プラネタリギヤ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ダイオード、Ｌリアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２トランジスタ。

Claims

走行用のモータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記モータと電力をやりとりするバッテリと、
前記モータのトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、前記モータの電気角の所定周期のパルス数と、に基づくスイッチング角および該スイッチング角でのスイッチングパターンに基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える自動車であって、
前記制御装置は、前記モータの回転数の単位時間当たりの変化量である回転数変化率および前記トルク指令の単位時間当たりの変化量であるトルク指令変化率が何れも値０を含む所定範囲内のときには、周期的に、前記パルス数を変化させることによって、前記スイッチング角を変化させる、
自動車。
走行用のモータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記モータと電力をやりとりするバッテリと、
前記モータのトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、前記モータの電気角の所定周期のパルス数と、に基づくスイッチング角および該スイッチング角でのスイッチングパターンに基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える自動車であって、
前記制御装置は、前記変調率と、前記電圧位相と、前記パルス数と、前記モータの鉄損を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプと高調波を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプとを含む複数のタイプから選択した選択タイプと、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成し、
更に、前記制御装置は、前記モータの回転数の単位時間当たりの変化量である回転数変化率および前記トルク指令の単位時間当たりの変化量であるトルク指令変化率が何れも値０を含む所定範囲内のときには、周期的に、前記パルス数と前記選択タイプとのうちの少なくとも１つを変化させることによって、前記スイッチング角を変化させる、
自動車。
請求項１または２記載の自動車であって、
前記制御装置は、周期的に、高調波における含有率の突出する次数が異なるように前記スイッチング角を変化させる、
自動車。
請求項１ないし３のいずれか１つの請求項に記載の自動車であって、
前記制御装置は、前記スイッチング角を変化させる周期を可変とする、
自動車。