JP2009112163A - 電動機制御装置，駆動装置およびハイブリッド駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 １次側コンデンサを小型，低コストにするとともに、コンバータの２次側電圧を円滑に制御し、１次側電圧のリップルは防止する。
【解決手段】 １次側コンデンサ２２は小容量ものとし、これによって回生時の１次側電圧Ｖｄｃにリップルを生じやすくなるので、力行時用には２次側コンデンサ２３の容量に適合して２次側電圧を迅速かつ円滑に制御するための大きい値の第１ゲインを定め、回生時用には１次側コンデンサの小容量に適合して１次側電圧のリップルを回避する小さい値の第２ゲインを定める。しかも、電動機群全体としての動作モードが「力行」か「回生」か判定して、「力行」と判定すると第１ゲインを選択し、「回生」と判定すると第２ゲインを選択して、コンバータ４０を、その出力電圧が目標電圧になるように、選択したゲインを用いてフィードバック制御する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、蓄電手段例えばバッテリに、１次側コンデンサを並列接続した１次側電源の電圧をコンバータで昇圧し、インバータを介して電動機に供給し、また、該電動機に外部から制動又は駆動トルクが加わることにより電動機が発電する電力を１次側電源に逆給電する電動機制御装置に関し、特に、前記コンバータの２次側電圧の制御に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）の駆動装置、および、該電動機に加えて燃料エンジンおよび該エンジンによって回転駆動される発電機（電動機または発電動機と言われることもある）を備えて、発電機出力で２次側コンデンサを充電するハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）の駆動装置に使用することができる。

特開２００３−３０９９９７号公報 特開２００７−１６６８７４号公報。

特許文献１は、ＥＶおよびＨＥＶの、上記インバータ，２次側コンデンサ，コンバータおよび１次側電源を用いる電動機制御を開示し、コンバータの出力電圧を目標電圧にフィードバック制御している。フィードバック制御にはＰＩ（比例，積分）制御を採用し、このＰＩ制御のゲイン（比例ゲインおよび積分ゲイン）は、コンバータの目標電圧と実出力電圧との誤差に応じて調整している。特許文献２も同様に、ＥＶおよびＨＥＶの、上記インバータ，２次側コンデンサ，コンバータおよび１次側電源を用いる電動機制御を開示し、コンバータの出力電圧を目標電圧にフィードバック制御している。特許文献２は、１次側電源に対する電力の出入りを検出する電圧センサおよび電流センサを備えて、１次側電源に対して電力が入る回生のときの該電力の変化を監視して、該変化が所定量より大きいとコンバータの出力電圧制御のフィードバックゲインを小さくしてコンバータの出力電圧制御動作を急峻動作から緩慢動作に切換える。

１次側電源の電力をコンバータで昇圧してインバータを介して電動機に給電する力行モードと、電動機が発生する電力をインバータおよびコンバータを介して１次側電源に逆給電する回生モードでは、１次側電源／コンバータ／インバータの間の給電ループの蓄，放電の動特性が異なるので、同一のフィードバックゲインを用いると、給電ループに、リップル電流（電流振動）もしくはスパイクを生じ易い。リップル電流が大きいと、フィードバック制御の精度が低下し不安定になりやすい。これは、電動機出力トルクを目標トルクに合わせるようにインバータの出力を制御するモータ制御の精度を低下させ不安定にするおそれがある。また、バッテリ寿命を短くする。

コンバータの１次側にはバッテリに並列接続された１次側コンデンサが、２次側には２次側コンデンサが接続されているが、例えば、ＥＶの場合は、電動機をバッテリ電力のみで駆動するので、高容量のバッテリが用いられ、これによって高速の充放電が可能であり、充放電時の１次側電圧の変動が小さいので、小容量の１次側コンデンサを用いることが出来る。２次側コンデンサは、インバータやコンバータ内昇圧回路のスイッチング素子によるスイッチングによる電圧変動を抑える。その容量は、モータ（インバータ）への給電電圧が変動しないように、また回生電力を効率よく蓄電するために、大容量にするのが好ましい。ＨＥＶの場合には、発電機の発電電力を２次側コンデンサに蓄積しかつモータ（インバータ）に給電ししかも給電電圧が変動しないように、２次側コンデンサを大容量にするのが好ましいが、１次側電源のバッテリは小容量でよく、また小容量の１次側コンデンサを用いることが出来る。そこで、ＥＶ，ＨＥＶのいずれでも、１次側コンデンサは、小容量かつ小型であって低コストのものとするのが好ましい。

ところがそうすると、１次側電源の電力を昇圧して大容量の２次側コンデンサを高速充電するに好適なフィードバックゲイン、すなわち力行用のフィードバックゲイン、は比較的に大きい値になる。このゲインを設定したコンバータの２次側電圧制御は、力行モードでは最適な制御結果をもたらすが、２次側コンデンサの蓄電電力で１次側電源を充電する回生モードでは、１次側コンデンサの容量が小さいため、１次側電源ラインにリップル電流が発生する。特許文献２は、１次側電源に対する電力の出入りを検出する電圧センサおよび電流センサを備えて、１次側電源に対して電力が入る回生のときの該電力の変化を監視して、該変化が所定量より大きいとコンバータの出力電圧制御のフィードバックゲインを小さくしてコンバータの出力電圧制御動作を急峻動作から緩慢動作に切換えるが、これは回生電力の急激な変化があるときのゲイン調整である。

本発明は、１次側コンデンサを小型，低コストにし、しかも力行および回生のいずれにおいてもコンバータの２次側電圧を円滑に制御することを目的とする。具体的には、１次側コンデンサを小型，低コストにするとともに、コンバータ２次側電圧を円滑に制御し、１次側電流のリップルは防止することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明においては、力行時用には２次側コンデンサ容量に適合して２次側コンデンサの電圧すなわち２次側電圧を迅速かつ円滑に制御するための第１ゲインを定め、回生時用には１次側コンデンサの小容量に適合して１次側コンデンサの電圧すなわち１次側電流のリップルを回避する第２ゲインを定める。しかも、コンバータと１次側電源との間の給電が、後者から前者への給電となる「力行」か、その逆の「回生」か判定して、「力行」と判定すると第１ゲインを選択してコンバータを、その出力電圧が目標電圧になるように、第１ゲインを用いてフィードバック制御する。「回生」と判定すると第２ゲインを選択してコンバータを、その出力電圧が目標電圧になるように、第２ゲインを用いてフィードバック制御する。これを実施する本発明の第１態様の電動機制御装置は、次の（１）項のものである。

（１）電動機(10m,10g)に給電するインバータ(19m,19g)：
前記インバータの入力側に接続された２次側コンデンサ(23)；
蓄電手段(18)、および、該蓄電手段に並列接続された、前記２次側コンデンサよりも小容量の１次側コンデンサ(22)を含む１次側電源(18,22)；
該１次側電源(18,22)の電力を昇圧して前記２次側コンデンサに給電する昇圧給電手段(41,42,45)、および、前記２次側コンデンサの電力を前記１次側電源に逆給電する回生給電手段(43)、を含むコンバータ(40)；
前記電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて該電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように前記インバータの出力を制御するモータ制御手段(30m,20m;30g,20g)；
前記コンバータと１次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段(図２の37,38,図４の21〜23,図５の3a〜8a,図６の37〜39)，前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記２次側コンデンサの容量に対応する値の第１ゲイン(kpf,kif)を、回生と判定しているときには前記１次側コンデンサの容量に対応する値の第２ゲイン(kpr,kir)を選択するゲイン選択手段(図3,4,5,7の、7,7a〜7c)，前記出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)を導出する目標電圧決定手段(31,32)、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段(MPU,60)、を含むコンバータ制御手段(30v)；および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ(20v)；を備える。

なお、理解を容易にするために括弧内には、図面に示し後述する実施例の対応要素の符号もしくは対応事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。

これによれば、１次側コンデンサ(22)は小容量であるので、小型，低コストの１次側コンデンサを用いることが出来る。電動機が「力行」モードで動作していると、モード判定手段が「力行」と判定し、ゲイン選択手段が２次側コンデンサ(23)の容量に対応する値の第１ゲイン(kpf,kif)を選択し、目標電圧決定手段(31,32)が前記電動機の出力目標トルク又は出力トルクおよび回転速度に対応した、２次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)を導出し、コンバータ制御手段(30v)が、第１ゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、算出された目標電圧とするための、コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を出力する。これにより、「力行」モードにおいては、インバータを介して電動機に給電する２次側コンデンサの電圧すなわちコンバータの２次側電圧が、迅速かつ円滑に制御される。電動機が「回生」モードで動作していると、モード判定手段が「回生」と判定し、ゲイン選択手段が１次側コンデンサ(22)の容量に対応する値の第２ゲイン(kpr,kir)を選択し、コンバータ制御手段(30v)が、第２ゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、電圧制御信号を出力する。これにより、「回生」モードにおいては、フィードバック制御によって１次側電源に回生する電力の変化は比較的に緩やかであって、１次側電圧にスパイクや大きなリップルを生じない。

（２）２次側コンデンサの容量は１次側コンデンサの容量より大きく、第２ゲインは第１ゲインより小さい；上記（１）に記載の電動機制御装置。

すなわち、１次側コンデンサは小容量ものとして小型低コストとし、これによって回生時の１次側電流にリップルを生じやすくなるので、力行時用には２次側コンデンサの大容量に適合して２次側コンデンサの電圧すなわち２次側電圧を迅速かつ円滑に制御するための大きい値の第１ゲインを定め、回生時用には１次側コンデンサの小容量に適合して１次側コンデンサの電圧すなわち１次側電流のリップルを回避する小さい値の第２ゲインを定める。

（３）前記コンバータは、１次側電源の正極に一端が接続されたリアクトル(41)，該リアクトルの他端と１次側電源の負極の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子(42)，２次側コンデンサの正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子(43)、および、各素子に並列に接続された各ダイオード(44,45)を含み；前記コンバータ制御手段(30v)が発生する電圧制御信号は、前記昇圧用スイッチング素子をオン，オフする昇圧用ＰＷＭパルスおよび前記回生用スイッチング素子をオン，オフする回生用ＰＷＭパルスを含む；上記（１）に記載の電動機制御装置。これによれば、インバータの構成が簡素であり、しかも、昇圧用および回生用のスイッチング素子のオン／オフをＰＷＭによって制御することにより、比較的に精細に昇圧および回生の電力を制御することが出来る。

（４）前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間を流れる電流(iuc)の方向が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する（図２，３）；上記（１）に記載の電動機制御装置。比較的に簡単に力行／回生を判定できる。

（５）前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力(Wuc)の給電が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する（図４）；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（６）前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力(Wuc)の給電が、０を含む所定小範囲内のときは「中間」と、該所定小範囲を外れて前者から後者であるときは「力行」と、後者から前者であるときは「回生」と判定し；前記ゲイン選択手段は、前記「中間」のときには、第１ゲイン(kpf,kif)よりも小さく第２ゲイン(kpr,kir)よりも大きい第３ゲイン(kpa,kia)を選択する（図４）；上記（２）に記載の電動機制御装置。これによれば、「力行」と「回生」の切換りのときの２値的なゲイン変化量が緩和され、前記所定小範囲内での「力行」と「回生」との切換り過程でのゲイン変化がなめらかになって、２次側電圧(Vuc)のフィードバック制御の安定性と信頼性が向上する。第３ゲインを、第１ゲインと第２ゲインを用いる補間演算で算出することにより、「力行」と「回生」との切換り過程でのゲイン変化がより円滑になって、２次側電圧(Vuc)のフィードバック制御の安定性と信頼性が更に向上する。

（７）前記モード判定手段は、電動機の出力目標トルク又は出力トルクと回転速度から推定した該電動機の電力(Wma,Wga)が、力行電力であるときは「力行」と、回生電力のときには「回生」と判定する（図５）；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（８）前記モード判定手段は、前記１次側電源の電圧変化(dV)が下降(負)であるときは「力行」と、その逆（正）のときには「回生」と判定する（図６，７）；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（９）前記インバータ(19m,19g)は、第１電動機(10m)に給電する第１インバータ(19m)および第２電動機(10g)に給電する第２インバータ(19g)を含み；前記モータ制御手段(30m,20m;30g,20g)は、第１インバータの出力を制御する第１モータ制御手段(30m,20m)および第２インバータの出力を制御する第２モータ制御手段(30g,20g)を含み；前記目標電圧決定手段(31,32)は、第１電動機(10m)の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第１目標電圧(Vuc*m)および第２電動機(10g)の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第２目標電圧(Vuc*g)を導出して、高い方の目標電圧を前記２次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)とする；上記（１）乃至（８）のいずれか１つに記載の電動機制御装置。これはＨＥＶに適合するものである。

（１０）上記（１）乃至（８）のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機(10m)；を備える駆動装置。これは、例えばＥＶに搭載して上記（１）項に記述した作用効果を得ることができる。

（１１）車輪を駆動する第１電動機(10m)；
燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機(10g);
第１電動機(10m)に給電する第１インバータ(19m)；
第２電動機(10g)に給電する第２インバータ(19g)；
第１又は第２電動機を力行駆動するために前記インバータが電動機に電力を給電するときにはインバータに直流電力を放電し、第１又は第２電動機がインバータに回生出力する電力をインバータから受けて蓄電する、第１および第２インバータが共通に接続された２次側コンデンサ(23)；
蓄電池であるバッテリ(18)およびそれに並列接続された１次側コンデンサ(22)を含む１次側電源(18,22)；
該１次側電源(18,22)の電力を昇圧して前記２次側コンデンサに給電する昇圧給電手段(41,42,45)、および、前記２次側コンデンサの電力を前記１次側電源に逆給電する回生給電手段(43)、を含むコンバータ(40)；
第１電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて第１電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第１インバータの出力を制御する第１モータ制御手段(30m,20m)；
第２電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて第２電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第２インバータの出力を制御する第２モータ制御手段(30g,20g)；
前記コンバータと１次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段(図２の37,38,図４の21〜23,図５の3a〜8a,図６の37〜39)，前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記２次側コンデンサの容量に対応する値の第１ゲイン(kpf,kif)を、回生と判定しているときには前記１次側コンデンサの容量に対応し第１ゲインよりも小さい値の第２ゲイン(kpr,kir)を選択するゲイン選択手段(図3,4,5,7の、7,7a〜7c)，第１電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの第１目標電圧(Vuc*m)を導出し、第２電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの第２目標電圧(Vuc*g)を導出し、両目標電圧の高い方を目標電圧(Vuc*)に決定する目標電圧決定手段(31,32)、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧(Vuc*)とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段(MPU,60)、を含むコンバータ制御手段(30v)；および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ(20v)；を備えるハイブリッド駆動装置。

これは、例えばＨＥＶに搭載して、上記（１）項に記述した作用効果を得ることができる。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０ｍには、電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ２２が接続されて、バッテリ１８と共に１次側電源を構成する。電圧センサ２１が、１次側コンデンサ２２の電圧（車両上バッテリ１８の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０ｍ，ｇに与える。この実施例では、電圧センサ２１に、分圧抵抗を用いた。１次側電源の正極（＋ライン）には、コンバータ４０のリアクトル４１の一端が接続されている。

コンバータ４０には更に、該リアクトル４１の他端と１次側電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ４２，２次側コンデンサ２３の正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ４３、および、各半導体スイッチ４２，４３に並列に接続された各ダイオード４４，４５がある。

昇圧用半導体スイッチ４２をオン（導通）にすると１次側電源（１８，２２）からリアクトル４１を介してスイッチ４２に電流が流れ、これによりリアクトル４１が蓄電し、スイッチ４２がオフ（非導通）に切換るとリアクトル４１がダイオード４５を通して２次側コンデンサ２３に高圧放電する。すなわち１次側電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２３を充電する。スイッチ４２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２３の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２３が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル４１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側電源１８，２２からコンバータ４０を介して２次側コンデンサ２３に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。

回生用半導体スイッチ４３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２３の蓄積電力が、スイッチ４３およびリアクトル４１を通して、１次側電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ４３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２３からコンバータ４０を介して１次側電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することが出来る。

電圧型インバータ１９ｍは、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２３の直流電圧（コンバータ４０の出力電圧すなわち２次側電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０ｍの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍが流れ、電気モータ１０ｍのロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１９ｍの入力ラインである、コンバータ４０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２３が接続されている。

これに対して１次側電源を構成する１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ２２の容量は、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。

電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４ｍ〜１６ｍが装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

モータ制御装置３０ｍは、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０ｍ，電流センサ１４ｍ〜１６ｍ，レゾルバ１７ｍ，１次側電圧センサ２１，２次側電圧センサ２４および１次側電流センサ２５との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。なお、２次側電圧センサ２４は、２次側電圧Ｖｕｃ（２次側コンデンサ２３）を検出してそれを表す電圧信号Ｖｕｃをモータ制御装置３０ｍ，３０ｇに与える。

レゾルバ１７ｍが与える回転角信号ＳＧθｍに基づいて、モータ制御装置３０ｍ内のマイコンが、電気モータ１０ｍのロータの回転角度（磁極位置）θｍおよび回転速度（角速度）ωｍを算出する。

なお、正確にいうと、電気モータ１０ｍのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θｍは磁極位置を意味する。回転速度ωｍは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、電気モータ１０ｍのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４ｍ〜１６ｍの電流検出信号ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄｍ，ｉｑｍに変換する。

図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ^*ｍをモータ制御装置３０ｍのマイコンに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ^*ｍを算出し、該車両要求トルクＴＯ^*ｍに対応してモータ目標トルクＴＭ^*を発生して、マイコンに与える。マイコンは、電気モータ１０ｍの回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、トルク指令制限演算によって、２次側電圧Ｖｕｃおよび回転速度ωｍに対応する制限トルクＴＭ^*ｍmaxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、メインコントローラが与えたモータ目標トルクＴＭ^*ｍがＴＭ^*ｍmaxを超えていると、ＴＭ^*ｍmaxを目標トルクＴ^*ｍに定める。ＴＭ^*ｍmax以下のときには、メインコントローラが与えたモータ目標トルクＴＭ^*ｍを目標トルクＴ^*ｍに定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ^*ｍが高効率トルク曲線テーブルに与えられる。

なお、制限トルクテーブルは、２次側電圧Ｖｕｃの変動範囲および回転速度ωｍ範囲内の電圧Ｖｕｃと速度ωｍの各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０ｍに生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ^*ｍmaxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコン内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ^*ｍmaxは、２次側電圧Ｖｕｃが高いほど大きく、２次側電圧Ｖｕｃが低いほど小さい。また、回転速度ωｍが低いほど大きく、高いほど小さい。

上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ^*ｍmaxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。

１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωｍおよびモータ目標トルクＴ^*ｍに対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ^*ｍを発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。

ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍの位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０ｍの付勢を行うことにより、目標トルクＴ^*ｍを電気モータ１０ｍが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。

本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を現す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を現すものである。

第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ^*ｍに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと与えられる目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ただし、電気モータ１０ｍの回転速度ωｍが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ１９ｍからコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍの定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ^*ｍを出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算により生成して、ｄ軸電流指令を算出し、ｑ軸電流指令を算出する。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄの算出は、後に説明する。

すなわちマイコンは、ｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ^*ｍに対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を算出する：
ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ ・・・（１）

ｑ軸電流指令の算出では、第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。

第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ^*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、出力演算にて、ｄ軸目標電流ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行う。すなわち、電流偏差δｉｄに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉを算出し、電圧降下Ｖｚｄｐ，Ｖｚｄｉを加算して、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ ・・・（２）
を算出する。また、出力演算３７は、回転速度ω及びｑ軸電流ｉｑを読み込み、回転速度ω、ｑ軸電流ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（３）
を算出するとともに、前記電圧降下Ｖｚｄから誘起電圧ｅｄを減算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ−ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（４）
を算出する。さらに出力演算３７は、電流偏差δｉｑに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉを算出し、電圧降下Ｖｚｑｐ，Ｖｚｑｉを加算して、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
を算出する。さらに出力演算３７は、回転速度ω，逆起電圧定数ＭＩｆ，ｄ軸電流ｉｄおよびｄ軸上のインダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（５）
を算出するとともに、電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（６）
を算出する。

次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ^*及びｖｑ^*を、２相／３相変換に従って固定座標上の目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換してＰＷＭパルス発生器５０に送る。ＰＷＭパルス発生器５０は、３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を、それら各値の電圧を出力するためのＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに変換して、図１に示されるドライブ回路２０ｍに出力する。ドライブ回路２０ｍは、ＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９ｍのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ^*，ＶＶ^*およびＶＷ^*が印加され、相電流ｉＵｍ，ｉＶｍおよびＩＷｍが流れる。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは更に、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和判定指標ｍｉ
ｍｉ＝√（ｖｄ^*2＋ｖｑ^*2）／Ｖｕｃ ・・・（７）
を算出し、減算器５８に送る。減算器５８は、電圧飽和判定指標ｍｉから、インバータ１９ｍの最大出力電圧を表す閾値を比較値Ｖmax
Ｖmax＝ｋ・Ｖｕｃ ・・・（８）
としたときの定数ｋｖを減算して電圧飽和算定値ΔＶ
ΔＶ＝ｍｉ−ｋｖ ・・・（９）
を算出し、界磁調整代を算出する。

界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。以上、車輪を回転駆動する電気モータ１０ｍの動作を制御するモータ制御装置３０ｍの制御機能を説明した。

一方、車両上エンジンによって回転駆動される電動機１０ｇは発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機１０ｇは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ（力行）であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機（回生）である。この電動機１０ｇの力行および回生を制御するモータ制御装置３０ｇの機能および動作は、モータ制御装置３０ｍのものと同様であり、また、電動機１０ｇに給電するインバータ１９ｇの構成および動作は、インバータ１９ｍと同様である。

エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクＴＭ^*ｇが与えられ、モータ制御装置３０ｇは、モータ制御装置３０ｍの上述の制御動作と同様な制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクＴＭ^*ｇを、発電（回生）用の負値に切り換える。これによりモータ制御装置３０ｇは、電動機１０ｇの出力トルクが、負値の目標トルク（エンジンの目標負荷）となるように、インバータ１９ｇを制御する。この内容（出力制御演算）も、モータ制御装置３０ｍの上述の出力制御演算と同様である。

前述のように、コンバータ４０の出力電圧である２次側電圧Ｖｕｃ（２次側コンデンサ２３の電圧）は、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇ内のトルク指令制限演算に用いられると共に、弱め界磁電流Δｉｄ，Δｉｑの算出にも用いられる。この２次側電圧Ｖｕｃは、１次側電源１８，２２の電力容量で達成可能な２次側電圧最高値以下において、目標トルクＴＭ^*ｍ，ＴＭ^*ｇおよび回転速度に対応して、目標トルクが大きいと高くまた回転速度が高いと高く、２次側電圧Ｖｕｃを調整するのが好ましい。この２次側電圧Ｖｕｃの調整をコンバータ制御装置３０ｖが実行する。

図２に、コンバータ制御装置３０ｖの機能構成を示す。コンバータ制御装置３０ｖも、本実施例では、マイコンＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、図示しないインターフェイス（信号処理回路）およびＰＷＭパルス発生器６０を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

図２に示す「第１目標電圧演算」３１は、電気モータ１０ｍの目標トルクと回転速度ωｍの各値の組合せに対応付けた、該組み合わせでインバータ１９ｍを高効率で制御精度良く使用するための目標電圧を格納した第１ルックアップテーブルを主体とし、車両走行制御システムのメインコントローラから与えられた目標トルクＴＭ^*ｍとモータ制御装置３０ｍが算出して与える回転速度ωｍとの組合せに割り当てられている目標電圧を第１ルックアップテーブルから読み出して、第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍとする。「第２目標電圧演算」３２は、電動機１０ｇの目標トルクと回転速度ωｇの各値の組合せに対応付けた、該組み合わせでインバータ１９ｇを高効率で制御精度良く使用するための目標電圧を格納した第２ルックアップテーブルを主体とし、メインコントローラから与えられた目標トルクＴＭ^*ｇとモータ制御装置３０ｇが算出して与える回転速度ωｇとの組合せに割り当てられている目標電圧を第２ルックアップテーブルから読み出して、第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇとする。そして「比較」３３によって、第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの内、高い値を目標電圧Ｖｕｃ＊と決定する。そして、減算３４によって、目標電圧Ｖｕｃ＊に対する実電圧Ｖｕｃの偏差「Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ」を算出する。なお、実電圧Ｖｕｃは、２次電圧センサ２４の検出電圧である。

本発明の実施例では、定常運転状態では、一つのコンバータ４０に、２つの電動機１０ｍ，１０ｇのそれぞれが接続されたインバータ１９ｍ，１９ｇを接続しており、一方の電動機１０ｇで発電（回生）しつつ、他方の電動機１０ｍで電力を消費（力行）する。したがって、コンバータ４０から電動機１０ｍ，１０ｇを見ると、一方の電動機１０ｍは力行運転、他方の電動機１０ｇは回生運転であり、電動機１０ｍ，１０ｇそれぞれが力行運転か回生運転かと、コンバータ４０が１次側電源（１８，２２）に対して力行（電力消費）か回生（給電）かとは、一意的に対応しない。そこで本発明の実施例では、コンバータ制御装置３０ｖは、コンバータ４０と１次側電源（１８，２２）との間の給電が後者から前者への給電となる場合を「力行」と、その逆であると「回生」と判定する。すなわち、コンバータ制御装置３０ｖは、電動機１０ｍ（インバータ１９ｍ）および１０ｇ（インバータ１９ｇ）を一群とみて、群全体として運転モードが「力行」か「回生」かを判定する。これは第１実施例および後述の他の実施例のすべてに共通する。

そして第１実施例では、「平均」３７によって、２次電流センサ２５の検出電流値と、過去数回分の検出電流値との平均値ｉｕｃａを算出して、「比較」３８によって、平均値ｉｕｃａを、０以上であると低レベルＬ（力行）、０未満であると高レベルＨ（回生）と２値化する。この場合、平均値ｉｕｃａが０以上であることは、２次コンデンサ２３からインバータ１９ｍ又は１９ｇへの給電（力行）を意味し、平均値ｉｕｃａが０未満であることは、インバータ１９ｍ又は１９ｇから２次コンデンサ２３への給電（回生）を意味する。「比較」３８の結果がＬ（力行）であると選択スイッチ５６が力行用のＰ項第１ゲインｋｐｆを選択し、選択スイッチ５７が力行用のＩ項第１ゲインを選択する。しかしＨ（回生）であったときには、選択スイッチ５６が回生用のＰ項第２ゲインｋｐｒを選択し、選択スイッチ５７が回生用のＩ項第２ゲインを選択する。

なお、力行用の第１ゲインｋｐｆ，ｋｉｆの値は、２次側コンデンサ２３の容量が比較的に大きいので、これに合わせた大きな値であるが、回生用の第２ゲインｋｐｒ，ｋｉｒは、１次側コンデンサ２２の容量が比較的に小さく、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さいので、これに合わせた小さな値である。

前記偏差「Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ」は、「ＰＩ演算」５０に与えられ、「ＰＩ演算」５０が、ＰＩ制御値を、Ｌ（力行）のときには、
ｋｐｆ・（Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ）＋ｋｉｆ・Σ（Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ）・・・（１０）
と、Ｈ（回生）のときには、
ｋｐｒ・（Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ）＋ｋｉｒ・Σ（Ｖｕｃ＊−Ｖｕｃ）・・・（１１）
と算出する。「加算」３５が、このＰＩ制御値に、「除算」３６が算出した電圧比Ｖｄｃ／Ｖｕｃ＊を加えた、Ｌ（力行）のときには、
Ｐｖｃ＝ｋｐｆ・(Vuc*-Vuc)＋ｋｉｆ・Σ(Vuc*-Vuc)＋Vdc／Vuc* ・・・（１２）
を、Ｈ（回生）のときには、
Ｐｖｃ＝ｋｐｒ・(Vuc*-Vuc)＋ｋｉｒ・Σ(Vuc*-Vuc)＋Vdc／Vuc* ・・・（１３）
を、表す制御信号Ｐｖｃを生成してＰＷＭパルス発生器６０に与える。ＰＷＭパルス発生器６０は、制御信号Ｐｖｃを、コンバータ４０の半導体スイッチ４２，４３をオン，オフ駆動するＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒに変換して、ドライブ回路２０ｖに出力する。ドライブ回路２０ｖが、信号Ｐｖｆ，Ｐｖｒに基づいて半導体スイッチ４２，４３をオン，オフする。

これにより、２次側コンデンサ２３の電圧（２次側電圧）が目標値Ｖｕｃ＊になるように、コンバータの半導体スイッチ４２，４３がＰＷＭパルスによってオン，オフ駆動される。これら、力行用の半導体スイッチ４２と回生用の半導体スイッチ４３は、前者のオン期間に後者はオフ、前者のオフ期間に後者がオンとなるように、相補的にスイッチングされる。

図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。

図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するコンバータ制御ＶＭＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生器６０ならびにドライブ回路２０ｖの初期化をおこなって、停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラあるいはモータ制御装置３０ｍ，３０ｇからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタにコンバータ制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号またはデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ^*ｍ，第２目標トルクＴＭ^*ｇを読込み、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇが与える回転速度ωｍ，ωｇおよび各センサ２１，２４，２５が検出しているバッテリ電圧Ｖｄｃ，２次側電圧Ｖｕｃ，１次側電流ｉｕｃをデジタル変換により読込む。

なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。

次にマイコンＭＰＵは、読込んだ第１目標トルクＴＭ^*ｍおよび回転速度ωｍの組合せに割り当てられている第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍを第１ルックアップテーブルから読み出し（３）、また、第２目標トルクＴＭ^*ｇおよび回転速度ωｇの組合せに割り当てられている第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇを第２ルックアップテーブルから読み出す（４）。これらの機能を図２上には、「第１目標電圧演算」３１および「第２目標電圧演算」３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの内の高い方を目標電圧Ｖｕｃ＊に決定する（５）。そして１次側電流ｉｕｃの、過去数回の検出値との平均値ｉｕｃａを算出する（６）。

次にマイコンＭＰＵは、「ＰＩゲイン選択」７に進んで、１次側電流の平均値ｉｕｃａが０以上（力行）であると、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第１ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第１ゲインｋｉｆを選択する（８，９）。１次側電流の平均値ｉｕｃａが０未満（回生）であったときには、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第２ゲインｋｐｒを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第２ゲインｋｉｒを選択する（８，１０）。これらの機能を図２上には、ＰＩ演算５０の中のスイッチ５６，５７で示した。そして、平均値ｉｕｃａが０以上（力行）であると上記（１２）式で表す演算により、平均値ｉｕｃａが０未満（回生）であると上記（１３）式で表す演算により、制御出力Ｐｖｃを算出して（１１）、ＰＷＭパルス発生器６０に出力する（１２）。そして、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１３）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、メインコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでコンバータ４０の半導体スイッチ４２，４３をオフに拘束し、コンバータ４０の制御を停止する（１４，１５）。

上述の２次側コンデンサ２３は、モータの力行運転に必要な電力を十分に供給できるように、また大きな回生電力を蓄電できるように、比較的に大容量のものとしている。この容量に合わせて、回生用のフィードバックゲイン（第１ゲイン：Ｐ項ゲインｋｐｆとＩ項ゲインｋｉｆ）を大きく定めている。これにより、２次側コンデンサ２３の容量が大きいことによるフィードバック制御の遅れがない。仮に、２次側コンデンサ２３の容量に対して、回生用のフィードバックゲインが過小であると、フィードバック制御の遅れにより２次側電圧Ｖｕｃに、目標電圧Ｖｕｃ＊を大きく超えるオーバシュートや、目標電圧Ｖｕｃ＊にかなり満たないアンダーシュートを生じやすいが、本実施態様の２次電圧制御によれば、このような問題を生じない。

また、車上装備をコンパクトにしかつ装備コストを低減するために、１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストのものを用いており、容量が小さく、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。仮に、回生時にも力行時の第１ゲインを用いてフィードバック制御すると、エラーフィードバック量（ＰＩ演算値）が、１次側コンデンサ２２の容量に対して過大になるので、１次側コンデンサ２２がコンバータ４０から戻される瞬時回生電力を速やかに吸収できず、１次側電流にリップル又はスパイクを生じてしまうが、本実施態様の２次電圧制御によれば、このような問題を生じない。すなわち、回生時のフィードバックゲインである第２ゲインが、１次側コンデンサ２２の容量に対応した小さい値であるので、エラーフィードバック量（ＰＩ演算値）が小さく、コンバータ４０から戻される瞬時回生電力が小さいので、１次側コンデンサ２２が十分に吸収する。すなわち１次側に電流スパイクや電流リップルを生じない。

第２実施例のハードウエアは、上述の第１実施例のものと同様であるが、第２実施例では、コンバータ制御装置４０のマイコンＭＰＵが実行するコンバータ制御ＶＭＣの、ＰＩゲイン選択７の内容に変更がある。

図４に、第２実施例の「ＰＩゲイン選択」７ａの内容を示す。この実施例では、ステップ６で１次側電流の平均値ｉｕｃａを算出するとマイコンＭＰＵは、２次側電力Ｗｕｃ＝ｉｕｃａ×Ｖｕｃを算出する。Ｖｕｃは、２次側電圧センサ２５が検出した２次側電圧である。次にマイコンＭＰＵは、２次側電力Ｗｕｃが、力行と回生の切換りの中間領域と定めた境界Ｗｕｃ＝０を中心とする小範囲領域の上限値（力行側境界）５ｋｗ以上であると、第１実施例と同様に、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第１ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第１ゲインｋｉｆを選択する（２２，９）。２次側電力Ｗｕｃが、前記中間領域の下限値（回生側境界）−５ｋｗ以下であると、第１実施例と同様に、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第２ゲインｋｐｒを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第２ゲインｋｉｒを選択する（２３，１０）。

２次側電力Ｗｕｃが、前記中間領域内（−５ｋｗを超え５ｋｗ未満）であると、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第３ゲインｋｐａを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第３ゲインｋｉａを選択する（２３，２４）。第２ゲイン＜第３ゲイン＜第２ゲインである。すなわち、
ｋｐｒ＜ｋｐａ＜ｋｐｆ
ｋｉｒ＜ｋｉａ＜ｋｉｆ
である。第２実施例のその他の処理は、上述の第１実施例と同一である。なお、第２実施例では、
ｋｐａ＝（ｋｐｒ＋ｋｐｆ）／２
ｋｉａ＝（ｋｉｒ＋ｋｉｆ）／２
に定めているが、ｋｐａは、中間領域の上，下限値５ｋｗ，−５ｋｗ，算出電力ｗｕｃおよび中間領域の上側，下側領域に適用する第１ゲイン，第２ゲインを用いる線形補間演算によって算出することも出来る。そうすると、力行と回生の切換り領域での制御ゲインの変化がより一層滑らかになるので、前記中間領域を比較的に広く設定する場合には、このような線形補間を用いる。

第３実施例のハードウエアも、上述の第１実施例のものと同様であるが、第３実施例では、コンバータ制御装置４０のマイコンＭＰＵが実行するコンバータ制御ＶＭＣの、目標電圧算出３からＰＩゲイン選択７までの処理に変更がある。

図５に、第３実施例の「第１目標電圧算出」３ａから「ＰＩゲイン選択」７ｂの内容を示す。この実施例では、第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍを算出するときに、電気モータ１０ｍの目標トルクと回転速度の組合せに割り当てられている第１推定電力Ｗｍａ（＋が力行／−が回生）をルックアップテーブルより読み出す（３ａ）。同様に、第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇを算出するときに、電動機１０ｇの目標トルクと回転速度の組合せに割り当てられている第２推定電力Ｗｇａ（＋が力行／−が回生）をルックアップテーブルより読み出す（３ｂ）。そして「目標電圧決定」５を経て「ＰＩゲイン選択」７ｂに進み、そこで第１推定電力Ｗｍａと第２推定電力Ｗｇａとの和 Ｗｍａ＋Ｗｇａ の正（力行），負（回生）に対応して、正（力行）であると、第１実施例と同様に、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第１ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第１ゲインｋｉｆを選択する（８ａ，９）。負（回生）であると、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第２ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第２ゲインｋｉｆを選択する（８ａ，１０）。

第３実施例のその他の処理は、上述の第１実施例と同一である。なお、第３実施例においても第２実施例と同様に、力行と回生の切換りの境界 Ｗｍａ＋Ｗｇａ＝０ を中心とする小範囲領域を中間領域と定めて、線形補間演算により、該中間領域では第３ゲインを算出して、これに基づいて２次側電圧をフィードバック制御することも出来る。この点は、上述の第１実施例についても同様である。

第４実施例のハードウエアも、上述の第１実施例のものと同様であるが、第４実施例のマイコンＭＰＵは、１次側電源１８，２２の電圧変化すなわち１次側電圧の変化を監視して、１次側電圧の変化が負（電圧下降）であると力行と、正（電圧上昇）であると回生と判定する。

図６に、第４実施例のマイコンＭＰＵの機能構成を示す。「平均」３７において、電圧センサ２１が検出した１次側電圧Ｖｄｃと過去数回の検出値との平均値Ｖｄｃａを算出し、１次側電圧Ｖｄｃの変化量 ｄＶ＝Ｖｄｃａｐ−Ｖｄｃａ を算出する。Ｖｄｃａｐは前回算出した平均値である。ｄＶが正であると、１次側電圧Ｖｄｃは降下中（力行中）、負であると上昇中（回生中）である。「比較」３８において、ｄＶが０以上であると低レベルＬ（力行）、ｄＶが０未満であると高レベルＨ（回生）の力行／回生判定信号を発生する。その他の機能構成は、図２に示す第１実施例のものと同様である。

図７には、第４実施例の「目標電圧決定」５の次の「１次電圧の平均値演算」６ａから「ＰＩゲイン選択」７ｃまでの処理を示す。「目標電圧決定」５で目標２次電圧Ｖｕｃ＊を算出するとマイコンＭＰＵは、上述のように１次側電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃａを算出し（６ａ）、その変化量ｄＶを算出して、今回の平均値Ｖｄｃａを、前回平均値Ｖｄｃａｐとして保存する（３１）。つぎに「ＰＩゲイン選択」７ｃに進んで、変化量ｄＶの正（力行），負（回生）に対応して、正（力行）であると、第１実施例と同様に、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第１ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第１ゲインｋｉｆを選択する（８ｂ，９）。負（回生）であると、比例Ｐ項のゲインにＰ項の第２ゲインｋｐｆを選択し、積分Ｉ項のゲインにＩ項の第２ゲインｋｉｆを選択する（８ｂ，１０）。

第４実施例のその他の処理は、上述の第１実施例と同一である。なお、第４実施例においても第２実施例と同様に、力行と回生の切換りの境界 ｄＶ＝０ を中心とする小範囲領域を中間領域と定めて、線形補間演算により、該中間領域では第３ゲインを算出して、これに基づいて２次側電圧をフィードバック制御することも出来る。

上述の第１〜第４実施例のいずれにおいても、ＥＶ車の場合には、電動機１０ｇ，インバータ１９ｇおよびモータ制御装置３０ｇが存在しないので、コンバータ制御装置３０ｖによる力行か回生かの判定を省略して、モータ制御装置３０ｍにおける、電動機１０ｍが力行か判定かの判定結果をモータ制御装置３０ｍからコンバータ制御装置３０ｖに与えるようにしてもよい。すなわちモータ制御装置３０ｍでの力行か回生かの判定結果を、コンバータ制御装置３０ｖで利用するようにしてもよい。

本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図１に示すコンバータ制御装置３０ｖの機能構成の概要を示すブロック図である。 図２に示すマイコンＭＰＵの、コンバータ制御の概要を示すフローチャートである。 第２実施例の「ＰＩゲイン選択」７ａの内容を示すフローチャートである。 第３実施例の「ＰＩゲイン選択」７ｂと、これを行うための関連する処理の概要を示すフローチャートである。 第４実施例のコンバータ制御装置３０ｖａの機能構成の概要を示すブロック図である。 図６に示すマイコンＭＰＵの、「ＰＩゲイン選択」７ｃと、これを行うための関連する処理の概要を示すフローチャートである。

符号の説明

１０ｍ，１０ｇ：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４ｍ〜１６ｍ：電流センサ
１７ｍ，１７ｇ：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：１次側電圧センサ
２２：１次側コンデンサ
２３：２次側コンデンサ
２４：２次側電圧センサ
２５：１次側電流センサ
３４：減算
３５：加算
４１：リアクトル
４２：スイッチング素子（昇圧用）
４３：スイッチング素子（降圧用）
４４，４５：ダイオード
５１：力行用Ｐ項ゲイン乗算
５２：回生用Ｐ項ゲイン乗算
５３：積分
５４：力行用Ｉ項ゲイン乗算
５５：回生用Ｉ項ゲイン乗算
５６，５７：選択
５８：加算
ωｍ，ωｇ：回転速度
Ｖｄｃ：１次側電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次側電圧（昇圧電圧）

Claims (11)

1. 電動機に給電するインバータ：
   前記インバータの入力側に接続された２次側コンデンサ；
   蓄電手段、および、該蓄電手段に並列接続された、前記２次側コンデンサよりも小容量の１次側コンデンサ、を含む１次側電源；
   該１次側電源の電力を昇圧して前記２次側コンデンサに給電する昇圧給電手段、および、前記２次側コンデンサの電力を前記１次側電源に逆給電する回生給電手段、を含むコンバータ；
   前記電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧に基づいて該電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように前記インバータの出力を制御するモータ制御手段；
   前記コンバータと１次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段，前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記２次側コンデンサの容量に対応する値の第１ゲインを、回生と判定しているときには前記１次側コンデンサの容量に対応する値の第２ゲインを選択するゲイン選択手段，前記出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの目標電圧を導出する目標電圧決定手段、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段、を含むコンバータ制御手段；および、
   前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ；を備える電動機制御装置。
2. ２次側コンデンサの容量は１次側コンデンサの容量より大きく、第２ゲインは第１ゲインより小さい；請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記コンバータは、１次側電源の正極に一端が接続されたリアクトル，該リアクトルの他端と１次側電源の負極の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子，２次側コンデンサの正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子、および、各素子に並列に接続された各ダイオードを含み；前記コンバータ制御手段が発生する電圧制御信号は、前記昇圧用スイッチング素子をオン，オフする昇圧用ＰＷＭパルスおよび前記回生用スイッチング素子をオン，オフする回生用ＰＷＭパルスを含む；請求項１に記載の電動機制御装置。
4. 前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間を流れる電流の方向が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する；請求項１に記載の電動機制御装置。
5. 前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力の給電が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する；請求項１に記載の電動機制御装置。
6. 前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力の給電が、０を含む所定小範囲内のときは「中間」と、該所定小範囲を外れて前者から後者であるときは「力行」と、後者から前者であるときは「回生」と判定し；前記ゲイン選択手段は、前記「中間」のときには、第１ゲインよりも小さく第２ゲインよりも大きい第３ゲインを選択する；請求項２に記載の電動機制御装置。
7. 前記モード判定手段は、電動機の出力目標トルク又は出力トルクと回転速度から推定した該電動機の電力が、力行電力であるときは「力行」と、回生電力のときには「回生」と判定する；請求項１に記載の電動機制御装置。
8. 前記モード判定手段は、前記１次側電源の電圧変化が下降であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する；請求項１に記載の電動機制御装置。
9. 前記インバータは、第１電動機に給電する第１インバータおよび第２電動機に給電する第２インバータを含み；前記モータ制御手段は、第１インバータの出力を制御する第１モータ制御手段および第２インバータの出力を制御する第２モータ制御手段を含み；前記目標電圧決定手段は、第１電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第１目標電圧および第２電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第２目標電圧を導出して、高い方の目標電圧を前記２次側コンデンサの目標電圧とする；請求項１乃至８のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
10. 請求項１乃至８のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
11. 車輪を駆動する第１電動機；
    燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機;
    第１電動機に給電する第１インバータ；
    第２電動機に給電する第２インバータ；
    第１又は第２電動機を力行駆動するために前記インバータが電動機に電力を給電するときにはインバータに直流電力を放電し、第１又は第２電動機がインバータに回生出力する電力をインバータから受けて蓄電する、第１および第２インバータが共通に接続された２次側コンデンサ；
    蓄電池であるバッテリおよびそれに並列接続された１次側コンデンサを含む１次側電源；
    該１次側電源の電力を昇圧して前記２次側コンデンサに給電する昇圧給電手段、および、前記２次側コンデンサの電力を前記１次側電源に逆給電する回生給電手段、を含むコンバータ；
    第１電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧に基づいて第１電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第１インバータの出力を制御する第１モータ制御手段；
    第２電動機の出力目標トルク，回転速度および前記２次側コンデンサの電圧に基づいて第２電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第２インバータの出力を制御する第２モータ制御手段；
    前記コンバータと１次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段，前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記２次側コンデンサの容量に対応する値の第１ゲインを、回生と判定しているときには前記１次側コンデンサの容量に対応し第１ゲインよりも小さい値の第２ゲインを選択するゲイン選択手段，第１電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの第１目標電圧を導出し、第２電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記２次側コンデンサの第２目標電圧を導出し、両目標電圧の高い方を目標電圧に決定する目標電圧決定手段、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段、を含むコンバータ制御手段；および、
    前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ；を備えるハイブリッド駆動装置。

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