JP5862125B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータを可変速駆動する電力変換装置の制御装置に係り、特にＤＣ−ＤＣコンバータとインバータとからなる電力変換装置の制御装置に関する。

電気車の動力源として、可変速範囲が広範囲である永久磁石同期モータが期待されている。また、永久磁石同期モータを可変速駆動するための電源としては、可変周波数電源であるインバータが一般的である。ここで、インバータに対して可変速範囲が広い永久磁石同期モータを負荷として接続した場合、永久磁石同期モータの誘起電圧がモータの回転速度に比例して上昇し、モータに誘起される逆起電圧に対してインバータの出力電圧が不足する可能性がある。このようにインバータの出力電圧が不足すると、インバータからモータに所望の電流を流すことができなくなるため、モータにおいて必要なトルクを発生することができなくなる可能性がある。そこで、従来、非同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）モードにてインバータを運転している領域では、最大トルク／電流制御や弱め磁束制御により、モータに誘起される逆起電圧に対するインバータの出力電圧のマージン不足の問題を回避する策が採られていた。ここで、非同期ＰＷＭモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。

最大トルク／電流制御および弱め磁束制御では、モータに流す電流を制御する。モータの電機子巻線（固定子巻線）に流れる電流は、ロータの永久磁石のＮ極の方向を向いたｄ軸に沿った成分であるｄ軸電流ｉ_ｄと、このｄ軸と直交するｑ軸に沿った成分であるｑ軸電流ｉ_ｑに分解することができる。ここで、ｑ軸電流ｉ_ｑはモータにおいてマグネットトルクの発生に寄与し、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑはリラクタンストルクの発生に寄与する。最大トルク／電流制御および弱め磁束制御では、このｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを成分とする電流ベクトルの制御を行う。

最大トルク／電流制御では、絶対値が同じである電流ベクトル群の中からトルクが最大となる電流ベクトルを選び、その最大のトルクとそのトルクが得られる電流ベクトルとを対応付けておく。そして、必要なトルクが与えられた場合に、そのトルクに対応付けられた電流ベクトルを求め、そのような電流ベクトルの成分であるｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモータに流すための電流位相制御を行う。この最大トルク／電流制御を行うことにより、必要なトルクを得るためにモータに流す電流を最小とし、モータに発生する銅損を最小にすることにより、モータの逆起電圧とインバータの出力電圧との間に設けるべきマージンを少なくすることができる。

また、弱め界磁制御は、負のｄ軸電流ｉ_ｄをモータの電機子巻線に流すことによりロータの回転によって電機子巻線に発生する逆起電圧を減らし、これによりｑ軸電流ｉ_ｑを増加させ、モータのトルクを増加させるものである。なお、弱め界磁制御および上述の最大トルク／電流制御は例えば非特許文献１に開示されている。

弱め界磁制御を行うことにより、モータの回転速度が高い領域におけるトルク不足の問題をある程度解決することができる。しかしながら、弱め界磁制御にも限界があり、モータの回転速度がある限度を越えると、非同期ＰＷＭモードにおいて弱め界磁制御を行っても、高速回転領域において所望のトルクが得られない問題が発生する。

そこで、制御装置におけるゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードから例えば１パルスの同期ＰＷＭモードへ切り替えるという制御が行われる場合がある。ここで、同期ＰＷＭモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。また、１パルスの同期ＰＷＭモードとは、電圧指令の１周期の間に１個のＰＷＭパルスを生成するモードである。この１パルス等の同期ＰＷＭモードに切り替えると、インバータからモータに高い基本波電圧を供給することができるので、高速回転領域におけるトルク不足の問題を解決することができる。

特開２００４−２０８４０９号公報

武田・松井・森本・本田共著「埋込永久磁石同期モータの設計と制御」オーム社，２００１．１０発行

ところで、同期ＰＷＭモードでは、例えばモータの逆起電圧に対してインバータの出力電圧が大きい場合に、モータに正のｄ軸電流が流れ、モータ内の磁束密度が高くなって、モータの損失（すなわち、トルクの発生に寄与しないインバータの出力）が増える場合があった。特許文献１は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータからインバータに直流電圧を与え、このインバータによりモータを駆動する車両用動力制御装置に関するものであるが、この車両用動力制御装置では、モータの消費電力に基づいて、モータの負荷が軽い低電力駆動時にＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比を低下させて回路損失を低減するようにしている。そこで、この特許文献１に従い、同期ＰＷＭモードでのインバータの運転時、モータの負荷が軽い場合に、インバータに直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比を低下させる方法を採ることが考えられる。しかし、同期ＰＷＭモードでのインバータの運転時、モータは高速回転しており、高い逆起電圧が発生している。従って、モータの負荷のみに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比を低下させると、インバータの出力電圧がモータの逆起電圧に対して不足し、必要なトルクが得られない問題が発生する。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、同期ＰＷＭモードでのインバータの運転時に、トルク不足の問題を発生させることなく、モータの損失の増加を回避し、モータ駆動システムの効率低下を抑えることができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的としている。

この発明は、直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、前記インバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するインバータ制御手段と、前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期ＰＷＭモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が０または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置を提供する。

この発明によれば、同期ＰＷＭモードにてインバータの運転を行っている場合に、モータに流すｄ軸電流が０または負になるように直流電圧発生手段からインバータに供給される直流電圧が制御されるので、トルク不足の問題を発生させることなく、モータの損失の増加を回避し、モータ駆動システムの効率低下を抑えることができる。

多くの電力変換装置の制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。従って、各種のモータを想定して、コンピュータを上記制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムを電力変換装置の制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。

この発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 同実施形態における負荷角とトルクの関係を示す図である。 同実施形態においてモータの逆起電圧がインバータの出力電圧よりも低く、かつ、モータが無負荷である場合の電圧ベクトル図である。 モータの逆起電圧がインバータの出力電圧よりも低く、かつ、モータに一定の負荷が与えられた場合の電圧ベクトル図である。 モータの逆起電圧がインバータの出力電圧と等しい場合の電圧ベクトル図である。 モータの永久磁石による電機子鎖交磁束よりも総合磁束が大きく、かつ、無負荷である場合のモータ内の磁束を示すベクトル図である。 モータの永久磁石による電機子鎖交磁束よりも総合磁束が大きく、かつ、軽負荷である場合のモータ内の磁束を示すベクトル図である。 モータの永久磁石による電機子鎖交磁束と総合磁束が等しく、かつ、負荷がモータに与えられている場合のモータ内の磁束を示すベクトル図である。 同実施形態においてモータの永久磁石による電機子鎖交磁束よりも総合磁束が大きい場合、永久磁石による電機子鎖交磁束と総合磁束とが等しい場合の各々についてモータの損失解析を行った結果を示す図である。 この発明の第２実施形態である制御装置の構成を示すブロック図である。 モータの永久磁石による電機子鎖交磁束と総合磁束が等しく、かつ、重負荷がモータに与えられている場合のモータ内の磁束およびモータに流れる電流を示すベクトル図である。 同実施形態の効果を示すベクトル図である。 この発明の第３実施形態である制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の第４実施形態である制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
図１はこの発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。このモータ駆動システムは、直流電圧発生手段を構成する直流電源１０およびＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、コンデンサ３０と、インバータ４０と、モータ５０と、本実施形態による制御装置１００とにより構成されている。

この例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、互いに直列接続された２個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、これらのＩＧＢＴに各々逆並列接続された２個のフライホイールダイオードと、昇圧リアクトルとにより構成された周知のＤＣ−ＤＣコンバータである。ここで、２個のＩＧＢＴのうちの一方と、昇圧リアクトルと、直流電源１０は直列接続されて閉ループをなしている。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、一方のＩＧＢＴのみをＯＮにして、昇圧リアクトルを含む閉ループに電流を流す動作と、この一方のＩＧＢＴをＯＦＦにするとともに他方のＩＧＢＴをＯＮにして、この昇圧リアクトルに流れていた電流を他方のＩＧＢＴと逆並列接続されたフライホイールダイオードを介してコンデンサ３０側に流す動作が交互に繰り返される。これにより直流電源１０の出力電圧を昇圧した直流中間電圧ｅ_ｄｃがコンデンサ３０に充電される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、２個のＩＧＢＴをＯＮさせる時間を調整することによりコンデンサ３０に充電させる直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御を行うことが可能である。

インバータ４０は、コンデンサ３０の充電電圧である直流中間電圧ｅ_ｄｃをモータ５０を駆動するための３相交流電圧に変換する手段である。このインバータ４０は、周知のインバータと同様、ＩＧＢＴおよびフライホイールダイオードの組を６組用いて構成されたブリッジ回路である。この例においてモータ５０は、永久磁石同期モータである。

本実施形態による制御装置１００は、電流検出部１０１と、回転数検出部１０２と、直流電圧検出部１０３と、インバータ制御部１１０と、非同期／同期判定部１２０と、コンバータ制御部１３０と、極数記憶部１４１と、逆起電圧記憶部１４２と、直流電圧指令演算部１４３と、比較部１４４とを有する。

電流検出部１０１は、インバータ４０からモータ５０の電機子巻線に供給されるＵ、Ｖ、Ｗの各相の交流電流を検出する装置である。回転数検出部１０２は、モータ５０のロータの単位時間当たりの回転数、すなわち、回転速度ｎを検出する装置である。直流電圧検出部１０３は、コンデンサ３０に充電された直流中間電圧ｅ_ｄｃを検出する装置である。

インバータ制御部１１０は、インバータ４０の各ＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を発生する装置である。さらに詳述すると、このインバータ制御部１１０は、外部から与えられるトルク指令等に基づき、モータ５０に供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令を発生し、この電圧指令とキャリアとを用いてパルス幅変調を行い、このパルス幅変調により得られるＰＷＭパルスをゲート信号としてインバータ４０の各ＩＧＢＴに供給する。

インバータ制御部１１０は、ゲート信号の生成モードとして、非同期ＰＷＭモードと１パルスの同期ＰＷＭモードとを有する。上述したように、非同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。また、同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。以下、これらの各モードにおけるインバータ制御部１１０の動作の概略について説明する。

まず、非同期ＰＷＭモードについて説明する。永久磁石同期モータであるモータ５０のロータに発生するトルクＴは式（１）により与えられる。

この式（１）において、Ｐ_ｎは極対数、Ψ_ｍはロータの永久磁石によって発生され、電機子巻線と鎖交する磁束、ｉ_ｄはｄ軸電流、ｉ_ｑはｑ軸電流、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンスである。また、式（１）において、第１項は永久磁石の作る磁束により発生するマグネットトルク、第２項はリラクタンストルクである。

非同期ＰＷＭモードにおいて、インバータ制御部１１０は、トルク指令値に対応したトルクの得られる電流がインバータ４０からモータ５０に供給されるようにインバータ４０に与えるゲート信号を制御する。その際、モータ５０の端子電圧に対してインバータ４０の出力電圧に余裕がある場合には電流値が最小となるようにｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを制御し、モータ５０の端子電圧に対してインバータ４０の出力電圧が低い場合には、弱め界磁制御を行う。

次に同期ＰＷＭモードについて説明する。ここでは、一例として１パルスの同期ＰＷＭモードについて説明する。

定常状態において、モータ５０の電機子巻線に与えられる交流電圧をｄ軸方向の成分であるｄ軸電圧ｖ_ｄとｑ軸方向の成分であるｑ軸電圧ｖ_ｑに分解すると、これらのｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑは式（２）および式（３）により与えられる。

上記式（２）および（３）において、Ｒ_ａはモータ５０の電機子巻線の巻線抵抗、ωはモータ５０の回転速度により決まる電気角速度である。

また、モータ５０の端子電圧ｖ_ｍｔとｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑとの関係は次式に示すものとなる。

ここで、巻線抵抗が十分に小さい（Ｒ_ａ≒０）と仮定し、ｖ_ｄ＝−Ｖ_ａ・ｓｉｎδ、ｖ_ｑ＝Ｖ_ａ・ｃｏｓδを式（２）、式（３）に代入し、式（２）、式（３）をｉ_ｄ、ｉ_ｑについて解いて、式（１）に代入すると、式（５）が得られる。ただし、Ｖ_ａはインバータ４０の出力電圧、δは負荷角、すなわち、モータ５０内に発生する総合磁束Ψ_０の向きとロータの永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍの向きとがなす角度である。

１パルスの同期ＰＷＭモードにおいて、インバータ制御部１１０は、電圧指令と同じ周波数を有する一定の矩形波電圧Ｖ_ａをインバータ４０に出力させる。コンデンサ３０に充電されるインバータ直流電圧をｅ_ｄｃとすると、このインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａは、式（６）により与えられる。

１パルスの同期ＰＷＭモードでは、上記式（５）における電圧Ｖ_ａが一定となるため、モータ５０に発生するトルクＴは負荷角δに依存する。図２は、式（５）における負荷角δとトルクの関係を示すものである。負荷角δが正の領域は、モータ５０において力行（モータとしての動作）が行われている領域である。負荷角δが負の領域は、モータ５０において回生（発電機としての動作）が行われている領域である。
以上が非同期ＰＷＭモードおよび１パルスの同期ＰＷＭモードの動作の概略である。

インバータ制御部１１０は、例えば回転数検出部１０２により検出されるモータ５０の回転速度等に基づき、ゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードから１パルスの同期ＰＷＭモードへ、または１パルスの同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへと切り替える。非同期／同期判定部１２０は、このインバータ制御部１１０のゲート信号の生成モードが非同期ＰＷＭモードであるか同期ＰＷＭモードであるかを判定する装置である。

コンバータ制御部１３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０からインバータ４０に供給する直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御する装置である。本実施形態では、インバータ制御部１１０が１パルスの同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間において、コンバータ制御部１３０により直流中間電圧ｅ_ｄｃを適切に制御することによりモータ駆動システムの効率低下を抑制する。以下では、本実施形態における直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御に関する理解を容易にするため、直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御の説明に先立って、インバータ制御部１１０が１パルスの同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している場合におけるモータ駆動システムの効率について説明する。

まず、インバータ４０からモータ５０に供給される電流は、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａとの大小関係に依存する。図３は、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅがインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａより低い場合において、モータ５０が無負荷の状態、すなわち、モータ５０の負荷角δが０である状態における電圧ベクトル図を示している。ただし、ここではモータ５０の電機子の巻線抵抗による電圧降下を無視している。図３に示すように、モータ５０の電機子には、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａとの差に応じて、ｄ軸電流ｉ_ｄが流れる。また、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅがインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａより低い場合のｄ軸電流ｉ_ｄの極性は正となる。

ここで、非同期ＰＷＭモードでは、インバータ制御部１１０は、所望のトルクを得るのに必要な電流がインバータ４０からモータ５０に供給されるようにインバータ４０を制御し、かつ、その際にモータ５０の端子電圧ｖ_ｍｔに対してインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａに余裕がある場合には電流値が最小となるようにｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを制御する。従って、非同期ＰＷＭモードにおいて、モータ５０が無負荷であり、必要なトルクが０であれば、インバータ４０からモータ５０に供給される電流はほぼ０となり、インバータ４０において損失は発生しない。

しかし、同期ＰＷＭモードでの運転時には、図３に示すように、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅがインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａより低い場合にトルクに寄与しない電流がインバータ４０からモータ５０に流れ、インバータ４０において損失が発生する。同時に、モータ５０にも電流が流れるため、モータ５０の電機子巻線において銅損が発生する。また、ｄ軸電流ｉ_ｄが正の場合、増磁効果が生じ、この結果、電機子の磁束密度が高くなり、電機子の鉄損が増加するという問題がある。

図４は、モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅがインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａより低い場合において，一定の負荷がモータ５０に与えられた場合の電圧ベクトル図を示す。前掲式（６）から明らかなようにインバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃが一定ならば、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａも一定であり、出力電圧Ｖ_ａは半径一定の円弧を描いて推移する。図４に示す例では、モータ５０に負荷が与えられることによりｑ軸電流ｉ_ｑがモータ５０に流れるものの、依然としてモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅに対してインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａが過剰であるため、ｄ軸電流ｉ_ｄは正のままである。この状態でも、前述の増磁効果が生ずるため、電機子の鉄損が増加するという問題がある。

しかし、図３に示す状態から、図４に示す状態を経て、さらにモータ５０の負荷が大きくなり、負荷角δが大きくなると、やがてモータ５０のｄ軸電流ｉ_ｄは０を経由して負に変化する。

図５はモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅがインバータ出力電圧Ｖ_ａと等しい場合の電圧ベクトル図を示している。モータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅとインバータ出力電圧Ｖ_ａが等しい場合、無負荷状態のモータ５０には電流はほとんど流れず、モータ５０の負荷が大きくなるとｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑが流れ、その際にｄ軸電流ｉ_ｄは必ず負となる。よって、モータ５０において増磁効果は生じず、電機子の鉄損の増加を抑制することができる。

そこで、本実施形態では、同期ＰＷＭモードにおいてモータ５０の鉄損が増加するのを防ぐため、モータ５０に流れるｄ軸電流ｉ_ｄが０または負になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０からインバータ４０に供給する直流中間電圧ｅｄｃの制御をコンバータ制御部１３０に行わせる。このｄ軸電流ｉ_ｄが０または負になる直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値の算出方法に関しては各種の方法が考えられるが、本実施形態では、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａがモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅと等しくなるインバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を直流電圧指令値演算部１４３が演算する。

以下、本実施形態において行われる直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御について説明する。まず、前掲式（６）において、Ｖ_ａ＝ｖ_ｍｅとし、ｅ_ｄｃについて解くと式（７）が得られる。

図１において、制御装置１００の極数記憶部１４１、逆起電圧記憶部１４２および直流電圧指令値演算部１４３は、モータ５０の現在の逆起電圧ｖ_ｍｅを求め、この逆起電圧ｖ_ｍｅを用いて、上記式（７）に従って、直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出する手段を構成している。さらに詳述すると、逆起電圧記憶部１４２は、例えば基底周波数ｆ_ｂａｓｅと基底周波数におけるモータ５０の逆起電圧ｖ_ｅｍｆを記憶している。ここで、基底周波数ｆ_ｂａｓｅは、モータ５０が最大トルクを低下させることなく動作可能なモータ５０の回転速度の最大値をモータ５０の逆起電圧の周波数に換算したものである。また、極数記憶部１４１は、モータ５０におけるロータの磁極対数Ｐを記憶している。

直流電圧指令値演算部１４３は、まず、極数記憶部１４１に記憶された磁極対数Ｐと、回転数検出部１０２により検出されるモータ５０の回転速度ｎとに基づき、モータ５０の逆起電圧の現在の周波数ｆを式（８）に従って算出する。

次に、直流電圧指令値演算部１４３は、モータ５０の現在の逆起電圧ｖ_ｍｅを次式（９）により算出する。

そして、直流電圧指令値演算部１４３は、このようにして算出した逆起電圧ｖ_ｍｅを前掲式（７）に代入することにより直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出するのである。すなわち、直流電圧指令値演算部１４３は、次の式（１０）に従い、直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を決定する。

比較部１４４は、この直流電圧指令値演算部１４３により算出される直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値と、直流電圧検出部１０３により検出される直流中間電圧ｅ_ｄｃの電圧値とを比較して両者の差分を算出し、コンバータ制御部１３０に供給する。

そして、コンバータ制御部１３０は、直流電圧検出部１０３により検出される直流中間電圧ｅ_ｄｃの電圧値が直流電圧指令値演算部１４３により算出される指令値よりも大きい場合には直流中間電圧ｅ_ｄｃを低下させ、直流電圧検出部１０３により検出される直流中間電圧ｅ_ｄｃの電圧値が直流電圧指令値演算部１４３により算出される指令値よりも小さい場合には直流中間電圧ｅｄｃを上昇させるためのＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御を行うのである。

同期ＰＷＭモードでは、このようにインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａがモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅに一致するようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０からインバータ４０に供給される直流中間電圧ｅ_ｄｃが制御される。その結果、モータ５０に流れるｄ軸電流ｉ_ｄが０または負となる。従って、同期ＰＷＭモードでの運転時、モータ５０に損失が増加するのを防止することができ、モータ駆動システムの効率低下を抑制することができる。

以上の説明では、同期ＰＷＭモードにおいてモータ５０に流れるｄ軸電流ｉ_ｄがモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａとの大小関係に依存することに着目した。そして、出力電圧Ｖ_ａが逆起電圧ｖ_ｍｅと一致するように直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御する観点から、ｄ軸電流ｉ_ｄを０または負とするための直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値の算出式（１０）を導出した。しかし、これとは別の観点からｄ軸電流ｉ_ｄを０または負とするための直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値の算出式（１０）を導出することができる。以下では、同期ＰＷＭモードにおいてモータ５０に流れるｄ軸電流ｉ_ｄがモータ５０の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０との大小関係に依存することに着目する。そして、Ψ_ｍ＝Ψ_０となるように直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御する観点から、ｄ軸電流ｉ_ｄを０または負とするための直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値の算出式（１０）を導出する。

まず、モータ５０の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０との大小関係により、どのように電流がモータ５０に流れるかを説明する。

永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍは、基底周波数ｆ_ｂａｓｅと基底周波数における逆起電圧ｖ_ｅｍｆとから式（１１）により算出することができる。ここで、周波数と逆起電圧は比例関係にあるので、記憶すべき周波数と逆起電圧は基底周波数のものでなくとも良い。

一方、総合磁束Ψ_０は、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａとその角速度ωとから式（１２）により算出することができる。

ここで、角速度ωは式（１３）により表される。

この式（１３）における周波数ｆは、前掲式（８）により算出可能である。

図６は、Ψ_ｍ＜Ψ_０であり、かつ、無負荷、すなわち、負荷角δ＝０における磁束のベクトル図を示す。図６に示すように、無負荷であってもΨ_ｍ＜Ψ_０の条件下ではｄ軸電流ｉ_ｄが流れ、さらにｄ軸電流ｉ_ｄは正であるので強め磁束となる。図７に、Ψ_ｍ＜Ψ_０であり、かつ、軽負荷の状態における磁束のベクトル図を示す。負荷角δが大きくなるとｑ軸電流ｉ_ｑが流れ始める。しかし、ｄ軸電流ｉ_ｄは正のまま推移する。図８はΨ_ｍ＝Ψ_０であり、かつ、負荷がモータ５０に与えられている場合の磁束のベクトル図を示す。この場合、どのような負荷がモータ５０に与えられてもｄ軸電流ｉ_ｄが正になることはない。いうまでもなく、負荷が０、すなわち負荷角δ＝０ならば、理論的にはモータ５０に電流は流れない。
以上より、Ψ_ｍ＝Ψ_０となるようにインバータ４０に与える直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御すれば、モータ５０の損失増加を招くことはない。

図９に、Ψ_ｍ＜Ψ_０およびΨ_ｍ＝Ψ_０の各条件において、モータ５０の損失解析を行った結果を示す。ただし、この損失解析では、モータ５０のｄ軸インダクタンスＬ_ｄは０．８８ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑは２．０８ｍＨとした。また、両条件において、Ψ_ｍ＝０．１８Ｗｂとした。また、前者の条件ではΨ_０＝０．２０Ｗｂとし、後者の条件ではΨ_０＝０．１８Ｗｂとし、いずれの条件でもモータの負荷率は５０％とした。

また、上記２条件の各々について、式（５）より負荷角δを算出し、式（２）、式（３）よりｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを求めた結果を表１に示す。

この表１にも示すように、Ψ_ｍ＜Ψ_０の条件ではｄ軸電流ｉ_ｄは正となり、Ψ_ｍ＝Ψ_０の条件ではｄ軸電流ｉ_ｄは負となる。

図９に示すように、Ψ_０＝０．２０Ｗｂの条件では、Ψ_０＝０．１８Ｗｂの条件に比べて、特に固定子の損失増加が顕著である。これは、表１にも示すように、Ψ_０＝０．２０Ｗｂではｄ軸電流ｉ_ｄが正の方向に流れて強め磁束となるため、固定子の磁束密度が高まり、損失が増加したからであると考えられる。Ψ_０＝０．１８Ｗｂとした場合、Ψ_０＝０．２０Ｗｂとした場合に比べて、モータ５０全体の損失は約１３％低下した。

次にインバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃの決定方法について説明する。まず、Ψ_ｍ＝Ψ_０とするためには、前掲式（１１）および（１２）より次式が成立する必要がある。

この式（１４）をＶ_ａについて解くと、式（１５）が得られる。

式（６）をｅ_ｄｃについて解いて、この式（１４）のＶ_ａを代入すると、次式が得られる。

式（８）を式（１２）に代入することにより得られるωをこの式（１５）に代入して整理すると、上述した式（１０）が得られる。

以上のように、本実施形態による直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御方法は、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａが逆起電圧ｖ_ｍｅと一致するように直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御する方法であると同時に、モータ５０の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍがインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０と等しくなるように直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御する方法であるということができる。そして、本実施形態による直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御方法によれば、同期ＰＷＭモードでの運転時にモータ５０に流れるｄ軸電流ｉ_ｄを０または負とし、モータ５０における損失の増加を防止することができる。

＜第２実施形態＞
図１０は、この発明の第２実施形態であるインバータの制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。本実施形態における制御装置１００Ａでは、上記第１実施形態による制御装置１００（図１参照）のインバータ制御部１１０および直流電圧指令値演算部１４３がインバータ制御部１１０Ａおよび直流電圧指令値演算部１４３Ａに置き換えられている。なお、図１０では、図面が煩雑になるのを防止するため、前掲図１における電流検出部１０１、直流電圧検出部１０３および非同期／同期判定部１２０に相当するものの図示が省略されている。

本実施形態において、インバータ制御部１１０Ａは、ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１と、インダクタンス記憶部１１２と、総合磁束演算部１１３とを有する。本実施形態において、直流電圧指令値演算部１４３Ａは、このインバータ制御部１１０Ａの総合磁束演算部１１３と協働して直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を演算する。

上記第１実施形態のように、モータ５０の電機子鎖交磁束Ψ_ｍとインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０とが等しくなるように直流中間電圧ｅ_ｄｃを制御すると、重負荷の場合に、図１１に示すように負荷角δが大きくなるに従ってｄ軸電流ｉ_ｄが過大になり、インバータ５０の出力電流が増加する。本実施形態はこの点に関して上記第１実施形態を改良したものである。

本実施形態では、インバータ制御部１１０Ａの総合磁束演算部１１３が、図１２に例示するように、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑが適切な電流値となるようなモータ５０の総合磁束Ψ_０を求め、その総合磁束Ψ_０を得るためのインバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を直流電圧指令値演算部１４３Ａが演算する。

さらに詳述すると次の通りである。ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１は、トルク指令に基づき、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを決定する。その際、予めテーブルとしてデータを有しても良く、または常時ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑを演算しても良い。

好ましい態様において、ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１は、非特許文献１の２３〜２４ページに記載された最大トルク／電流制御によりｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを決定する。

より具体的には、この態様では、各種のトルクについて、そのトルクを発生させることができるｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑの各成分からなる電流ベクトルのうち絶対値が最小となる電流ベクトルを求める。そして、各トルクに対応付けて、そのトルクを発生させることができる絶対値が最小の電流ベクトルのｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを定義したテーブルを作成し、ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１に予め記憶させるのである。そして、ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１は、このテーブルから、トルク指令に対応したｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを読み出して総合磁束演算部１１３に出力するのである。

インダクタンス記憶部１１２には、モータ５０のｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑとが記憶されている。また、直流電圧指令値演算部１４３Ａは、逆起電圧記憶部１４２に記憶された基底周波数ｆ_ｂａｓｅおよびこの基底周波数におけるモータ５０の逆起電圧ｖ_ｅｍｆに基づき、前掲式（１１）に従って、モータ５０における永久磁石の電機子鎖交磁束Ψ_ｍを算出し、この電機子鎖交磁束Ψ_ｍを総合磁束演算部１１３に通知する。

総合磁束演算部１１３は、ｄ軸電流ｑ軸電流決定部１１１により決定されたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑと、インダクタンス記憶部１１２に記憶されたｄ軸インダクタンスＬ_ｄおよびｑ軸インダクタンスＬ_ｑと、直流電圧指令値演算部１４３Ａにより算出された電機子鎖交磁束Ψ_ｍとを用いて次式に従って総合磁束Ψ_０を算出する。そして、総合磁束演算部１１３は、算出した総合磁束Ψ_０を直流電圧指令値演算部１４３Ａに通知する。なお、式（１７）が成立することは図８からも明らかである。

直流電圧指令値演算部１４３Ａは、総合磁束演算部１１３により算出された総合磁束Ψ_０の得られる直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を演算する。具体的には次の通りである。まず、前掲式（１２）をインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａについて解くと、次式が得られる。

次に、前掲式（６）をｅ_ｄｃについて解いて、この式（１８）のＶ_ａを代入すると、次式が得られる。

そこで、直流電圧指令値演算部１４３Ａは、総合磁束演算部１１３により算出された総合磁束Ψ_０と、回転数検出部１０２により検出された回転速度ｎと、極数記憶部１４２に記憶された磁極対数Ｐとから、上記式（１９）に従い、直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出する。そして、コンバータ制御部１３０は、インバータ４０に供給される直流中間電圧ｅ_ｄｃをこの指令値に一致させるためのコンバータ２０の制御を行うのである。

このような制御が行われることにより、同期ＰＷＭモードでの運転時、図１２に例示するように、適切なｑ軸電流ｉ_ｑと、０または負である適切なｄ軸電流ｉ_ｄとがモータ５０に流れる。従って、本実施形態によれば、重負荷時にｄ軸電流ｉ_ｄが過剰に大きくなるのを防止しつつ、モータ５０の鉄損の増加を防止することができる。

＜第３実施形態＞
図１３は、この発明の第３実施形態であるインバータの制御装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。本実施形態における制御装置１００Ｂでは、上記第２実施形態による制御装置１００Ａ（図１０参照）のインバータ制御部１１０Ａおよび直流電圧指令値演算部１４３Ａがインバータ制御部１１０Ｂおよび直流電圧指令値演算部１４３Ｂに置き換えられている。なお、図１３では、図１０と同様、図面が煩雑になるのを防止するため、電流検出部１０１、直流電圧検出部１０３および非同期／同期判定部１２０に相当するものの図示が省略されている。

インバータ制御部１１０Ｂでは、上記第２実施形態のインバータ制御部１１０Ａにおける総合磁束演算部１１３が端子電圧演算部１１４に置き換えられている。この端子電圧演算部１１４は、上記式（１７）に従って、総合磁束Ψ_０を算出し、この総合磁束Ψ_０にモータ５０の角速度ωを乗算して、総合磁束Ψ_０の得られるモータ５０の端子電圧ｖ_ｍｔを算出する。ここで、角速度ωは、極数記憶部１４１に記憶されたモータ５０のロータの磁極対数Ｐと回転数検出部１０２により検出されるモータ５０の回転速度ｎとから、上記式（８）および（１３）に従って算出される。

このような算出方法の代わりに、次のような方法に従ってモータ５０の端子電圧ｖ_ｍｔを算出してもよい。すなわち、永久磁石の電機子鎖交磁束Ψ_０の代わりにモータ５０の逆起電圧と角速度を用い、図５のベクトル図に示すように、次式に従って端子電圧ｖ_ｍｔを算出するのである。

ここで、逆起電圧ｖ_ｍｅは、モータ５０の回転速度に比例するので、逆起電圧記憶部１４２に記憶された基底周波数ｆ_ｂａｓｅおよび基底周波数における逆起電圧ｖ_ｅｍｆと、回転数検出部１０２により検出される現在のモータ５０の回転速度ｎとに基づき算出することができる。

直流電圧指令値演算部１４３Ｂは、モータ５０の端子電圧ｖ_ｍｔを端子電圧演算部１１４により算出された端子電圧ｖ_ｍｔとするための直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を次式に従って演算する。

本実施形態においても上記第２実施形態と同様な効果が得られる。

＜第４実施形態＞
図１４はこの発明の第４実施形態である制御装置１００Ｃを備えたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。なお、この図において、上記第１実施形態（図１）の構成要素と対応する要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態における制御装置１００Ｃは、電流値演算部１５１と、基準電流記憶部１５２とを有する。ここで、電流値演算部１５１は、電流検出部１０１により検出されるＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流の大きさ、例えばこれらの各電流の振幅を平均した電流値を出力する装置である。基準電流記憶部１５２は、各種のトルクに対応付けて基準電流値を定義したテーブルを記憶している。このテーブルにおいて各トルクに対応した基準電流値は、例えば上述した最大トルク／電流制御を行うための電流値、すなわち、そのトルクを発生させることができるｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑからなる電流ベクトルのうち絶対値が最小である電流ベクトルの絶対値である。

直流電圧指令値演算部１４３Ｃは、電流値演算部１５１により算出される電流値が基準電流記憶部１５２に記憶された基準電流値以下である場合には、上記第１実施形態と同様、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａを逆起電圧ｖｍｅに一致させるための直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値またはインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０をモータ５０の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍに一致させる直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出し、比較部１４４に供給する。

これに対し、電流値演算部１５１により算出される電流値が基準電流記憶部１５２に記憶された基準電流値を越えた場合、本実施形態では次のような制御を行う。まず、図５によると、上記第１実施形態において説明したインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａを逆起電圧ｖ_ｍｅに一致させる制御が行われている状況において、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａを現状よりも大きくすると、ｄ軸電流ｉ_ｄが低下することが分かる。また、図８によると、上記第１実施形態において説明したインバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０をモータ５０の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍに一致させる制御が行われている状況において、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによる総合磁束Ψ_０を現状よりも大きくすると、ｄ軸電流ｉ_ｄが低下することが分かる。そこで、本実施形態における直流電圧指令値演算部１４３Ｃは、電流値演算部１５１により算出される電流値が基準電流記憶部１５２に記憶された基準電流値を越えた場合、算出した直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値よりも大きな指令値を比較部１４４に供給してインバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃを高くし、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａをモータ５０の逆起電圧ｖ_ｍｅより大きくし、または総合磁束Ψ_０を永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍより大きくしてｄ軸電流ｉ_ｄを低下させ、インバータ４０の出力電流を低減する。

従って、本実施形態によれば、同期ＰＷＭモードでの運転時、電流値演算部１５１により算出される電流値が基準電流値以下である場合には、ｄ軸電流ｉ_ｄが０または負となるように直流中間電圧ｅ_ｄｃの制御が行われ、モータ５０の損失の増加が防止される。また、同期ＰＷＭモードでの運転時、電流値演算部１５１により算出される電流値が基準電流値を越える場合には、直流中間電圧ｅ_ｄｃを増加させてｄ軸電流ｉ_ｄを減少させる制御が行われるため、高負荷時にモータ５０に過剰な電流が流れるのを防止することができる。

また、本実施形態において、直流電圧指令値演算部１４３Ｃは、インバータ４０の直流中間電圧ｅ_ｄｃの上限値を記憶している。この上限値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０やインバータ４０のスイッチング素子およびコンデンサ３０の耐圧の上限に基づいて決定される。そして、直流電圧指令値演算部１４３Ｃは、直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値が上限値を越える場合に、指令値を上限値と等しくして、モータ５０のトルク制御を行う。

従って、本実施形態によれば、直流中間電圧ｅ_ｄｃが上限値を越えるのを防止して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０やインバータ４０のスイッチング素子およびコンデンサ３０を保護することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の第１〜第４実施形態について説明したが、これら以外にも、この発明には他の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）上記第１実施形態において説明したインバータの出力電圧がモータの逆起電圧に等しくなるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法と、上記第２実施形態において説明したモータに所望の電流が流れるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法と、上記第４実施形態において説明したモータに流れる電流が基準電流を越えた場合にインバータに与える直流電圧の指令値を現状より増加させる方法を併用してもよい。例えばモータの回転速度ｎに基づいていずれの方法によりインバータに与える直流電圧を制御するかを切り替えても良いし、トルク指令により切り替えても良い。トルク指令によって切り替える場合、たとえば軽負荷領域ではインバータの出力電圧がモータの逆起電圧に等しくなるようにインバータに与える直流電圧を制御し、重負荷領域では、モータに所望の電流が流れるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法等が考えられる。

（２）上記各実施形態では、直流電源と昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータによりインバータに対して直流電圧を供給する直流電圧発生手段を構成したが、直流電源の出力電圧が十分に高い場合には降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータや昇降圧コンバータを用いてもよい。また、交流を直流に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ（ＰＷＭ整流器）を直流電圧発生手段として用いても良い。

（３）上記各実施形態では、インバータ制御部にトルク指令を与えたが、速度指令を与え、速度指令値と実際の速度との偏差からトルク指令を得るようにしても良い。

（４）上記各実施形態では、インバータからモータに供給される３相電流を検出したが、必ずしも３相全部を検出する必要はなく、２相を検出し，残りの１相は演算により求めても良い。

（５）回転数検出部を備える代わりに回転数予測部を備えても良い。

（６）上記第１実施形態では、上記式（１０）を利用して、モータ５０に発生する逆起電圧ｖ_ｍｅと、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａの基本波成分が等しくなる直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出した。しかし、これ以外の方法により当該直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出してもよい。また、上記第１実施形態では、上記式（１０）を利用して、インバータ４０の出力電圧Ｖ_ａによりモータ５０に生成させる総合磁束Ψ_０とモータ５０における永久磁石による電機子鎖交磁束Ψ_ｍとが等しくなる直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出した。しかし、これ以外の方法により当該直流中間電圧ｅ_ｄｃの指令値を算出してもよい。

（７）上記各実施形態では、同期ＰＷＭモードとして１パルスの同期ＰＷＭモードを採用したが、インバータの出力電圧の負荷角を制御してトルク制御を実施する場合、３パルス等の同期ＰＷＭモードを採用してもよい。

（８）多くの電力変換装置の制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。そこで、各種のモータを想定して、コンピュータを本発明による制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。例えば上記第１実施形態（図１）において、インバータ制御部１１０、非同期／同期判定部１２０、コンバータ制御部１３０、直流電圧指令値演算部１４３、比較部１４４の実体は、プロセッサがプログラムに従って実行する演算処理である。そこで、各種のモータ５０を想定してこのプログラムを作成し、制御装置のメモリにインストールするのである。その際、極数記憶部１４１等の各種の記憶部に記憶させるパラメータは、プログラム自体に持たせてもよく、あるいは不揮発性メモリ等に記憶させたものをプログラムに読み込ませるようにしてもよい。上記第１実施形態以外の各実施形態をプログラムとして実現する場合も同様である。

１０……直流電源、２０……ＤＣ−ＤＣコンバータ、３０……コンデンサ、４０……インバータ、５０……モータ、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ……制御装置、１０１……電流検出部、１０２……回転数検出部、１０３……直流電圧検出部、１１０，１１０Ａ……インバータ制御部、１２０……非同期／同期判定部、１３０……コンバータ制御部、１４１……極数記憶部、１４２……逆起電圧記憶部、１４３，１４３Ａ，１４３Ｂ，１４３Ｃ……直流電圧指令演算部、１４４……比較部、１１１……ｄ軸電流ｑ軸電流決定部、１１２……インダクタンス記憶部、１１３……総合磁束演算部、１１４……端子電圧演算部、１５１……電流値演算部、１５２……基準電流記憶部。

Claims (6)

1. 直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、
   特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、
   前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、
   前記インバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するインバータ制御手段と、
   前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期ＰＷＭモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が０または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する手段であって、前記モータの回転速度と、前記極数記憶手段に記憶された磁極対数と、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧とに基づいて、前記モータに発生する逆起電圧と前記インバータの出力電圧の基本波成分とを等しくする前記直流電圧の指令値を演算する直流電圧指令値演算手段と
   を具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、
   特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、
   前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、
   前記インバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するインバータ制御手段と、
   前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期ＰＷＭモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が０または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する手段であって、前記モータの回転速度と、前記極数記憶手段に記憶された磁極対数と、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧とに基づいて、前記インバータの出力電圧により前記モータに生成させる総合磁束と前記モータにおける永久磁石による電機子鎖交磁束とを等しくする前記直流電圧の指令値を演算する直流電圧指令値演算手段と
   を具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、
   特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、
   前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、
   前記インバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するインバータ制御手段と、
   前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期ＰＷＭモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が０または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備し、
   前記インバータ制御手段は、
   トルク指令に基づき、前記モータに流すｄ軸電流とｄ軸に対して直交するｑ軸に沿った成分であるｑ軸電流とを決定するｄ軸電流ｑ軸電流決定手段と、
   前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを記憶するインダクタンス記憶手段と、
   前記ｄ軸電流ｑ軸電流決定手段により決定されたｄ軸電流およびｑ軸電流と、前記インダクタンス記憶手段に記憶されたｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧から定まる前記モータの永久磁石の電機子鎖交磁束とに基づいて、前記モータに生成させる総合磁束を演算する総合磁束演算手段とを具備し、
   前記直流電圧指令演算手段は、前記総合磁束演算手段により算出された総合磁束を前記モータに生成させるための前記直流電圧の指令値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、
   特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、
   前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、
   前記インバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するインバータ制御手段と、
   前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期ＰＷＭモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が０または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備し、
   前記インバータ制御手段は、
   トルク指令に基づき、前記モータに流すｄ軸電流とｄ軸に対して直交するｑ軸に沿った成分であるｑ軸電流とを決定するｄ軸電流ｑ軸電流決定手段と、
   前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを記憶するインダクタンス記憶手段と、
   前記ｄ軸電流ｑ軸電流決定手段により決定されたｄ軸電流およびｑ軸電流と、前記インダクタンス記憶手段に記憶されたｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧から定まる前記モータの永久磁石の電機子鎖交磁束とに基づいて、前記モータに与えるべき端子電圧を演算する端子電圧演算手段とを具備し、
   前記直流電圧指令演算手段は、前記端子電圧演算手段により算出された端子電圧を前記モータに与えるための前記直流電圧の指令値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 前記ｄ軸電流ｑ軸電流決定手段は、前記トルク指令に対応したトルクの得られるｄ軸電流およびｑ軸電流であって、両者を成分とする電流ベクトルの絶対値が最小となるｄ軸電流およびｑ軸電流を決定することを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記直流電圧指令値演算手段は、算出した前記直流電圧の指令値が所定の上限値を越えた場合に該指令値を該上限値と等しくすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１の請求項に記載の電力変換装置の制御装置。

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