[go: up one dir, main page]

EP2036160A1 - Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen - Google Patents

Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen

Info

Publication number
EP2036160A1
EP2036160A1 EP07765056A EP07765056A EP2036160A1 EP 2036160 A1 EP2036160 A1 EP 2036160A1 EP 07765056 A EP07765056 A EP 07765056A EP 07765056 A EP07765056 A EP 07765056A EP 2036160 A1 EP2036160 A1 EP 2036160A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
filter
magnetically tunable
tunable filter
filter according
resonator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP07765056A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP2036160B1 (de
Inventor
Michael Aigle
Claus Tremmel
Dirk Schneiderbanger
Robert Rehner
Michael Sterns
Lorenz-Peter Schmidt
Sigfried Martius
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Original Assignee
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohde and Schwarz GmbH and Co KG filed Critical Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Publication of EP2036160A1 publication Critical patent/EP2036160A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP2036160B1 publication Critical patent/EP2036160B1/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/215—Frequency-selective devices, e.g. filters using ferromagnetic material
    • H01P1/218—Frequency-selective devices, e.g. filters using ferromagnetic material the ferromagnetic material acting as a frequency selective coupling element, e.g. YIG-filters

Definitions

  • the invention relates to a magnetically tunable filter according to claim 1.
  • Magnetically tunable filter find z.
  • B. Use as variable bandpass filters in spectrum analyzers and network analyzers, wherein the desired resonant frequency is adjusted by means of an external variable magnetic field.
  • US Pat. No. 4,888,569 discloses a variable bandpass for frequencies within a frequency range of at most one waveguide band, for example 50-75 GHz, with four resonator balls.
  • the variable bandpass includes an input waveguide, an output waveguide, and a transition waveguide designed to propagate a TE ⁇ O wave mode.
  • the end of the short-circuited wall input waveguide, the beginning of the output waveguide, which is also provided with a shorting wall and mounted in the direction of the externally applied homogeneous magnetic field below the input waveguide and the output waveguide transitional waveguide is arranged in operation between two magnetic poles, which for supplying the setting of a resonant frequency variable magnetic field.
  • Input waveguide and output waveguide have in the direction of wave propagation on a rectangular profile, which has a significantly smaller cross-sectional area in the coupling region than at the connecting flange.
  • the coupling region of the variable bandpass comprises the four resonator balls mounted near a shorting wall and each of the tapered end of the input waveguide and output waveguide and the transitional waveguide of constant cross-sectional area.
  • a disadvantage of the variable bandpass filter described in US Pat. No. 4,888,569 is that, in the case of resonance, the field distribution of the shaft to be coupled out is unfavorable in the coupling region, since this is guided in a waveguide whose profile narrows perpendicular to the propagation direction of the coupling-out shaft to the coupling region.
  • the invention is therefore based on the object to provide a magnetically tunable filter for high frequencies, which has the lowest possible insertion loss in the case of resonance and a very high isolation of the filter input and filter output in the decoupling case.
  • the object is achieved by the magnetically tunable filter according to the invention with the features of claim 1.
  • Advantageous developments of the magnetically tunable filter are the subject matter of the dependent claims.
  • the magnetically tunable filter according to the invention comprises a filter housing and two tunable resonator spheres made of magnetizable material. These are arranged side by side in two filter arms, wherein each filter arm has a built on a substrate layer and in the direction of an electrical connection, ie in the direction of the signal input or in the direction of the signal output, extending coplanar line. Both filter arms are connected to each other by a common coupling opening and have a common
  • Filter housing On both sides of the coupling opening the resonator balls are arranged on each side within the two filter arms.
  • the magnetically tunable filter according to the invention comprises two coplanar lines, whereby a good guidance of the incoming electromagnetic wave and the outgoing shaft is ensured.
  • the coplanar lines have no lower limit frequency.
  • the resonator spheres are positioned in the region of a short circuit, since here over a wide frequency range
  • Magnetic field maximum occurs, which is independent of the frequency of the incoming electromagnetic wave. From the coupling structure and the conductivity type of the coplanar it follows that the working range of the filter according to the invention is relatively wide in terms of frequency and thus for a frequency range to be filtered z. B. from 40GHz to 75GHz is well suited. Furthermore, the coplanar lines used have the advantage that they have a defined characteristic impedance, so that a good coupling of the resonator balls is adjustable. In addition, the characteristic impedance of the coplanar line in the area of the resonator spheres can be easily adapted by using a ⁇ / 4 transformer or a tapers.
  • the coplanar line is preferably constructed on a substrate whose dielectric constant is as low as possible in order to keep the wavelength as large as possible in comparison with the diameter of the resonator spheres.
  • a large wavelength compared to the diameter of the resonator sphere reduces the excitation of interfering secondary modes, since at a large wavelength the magnetic field distribution in the volume of the resonator sphere is more homogeneous than at a smaller wavelength.
  • the two coplanar lines are completely embedded in metallic channels, so that they are largely surrounded by metallic walls.
  • an energy transfer is made possible by the fact that these channels or the filter arms are connected to each other via a coupling opening, wherein the coupling opening is formed differently according to the various embodiments or optionally having apertures with geometrically different or differently positioned apertures.
  • a partially closed by means of a metallic partition coupling opening has the advantage that the resonator have no direct line of sight to each other.
  • the height of the partition is here advantageously chosen so that, although the visual connection between the resonator is prevented, but still a sufficient coupling factor is guaranteed. This is a significant difference from all previous concepts.
  • FIG. 1 is a perspective view of a schematically illustrated structure of a first embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention
  • FIG. 2 is a plan view of a schematically illustrated structure of a second embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention.
  • FIG. 3 shows a side view of a schematically illustrated structure of the second embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention
  • FIG. 4 is a front view of a schematically illustrated structure of the second embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention.
  • Fig. 5 is a perspective view of a schematically illustrated structure of a Filter arm according to the second embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention.
  • Fig. 6 shows a first embodiment of the end portion of
  • Fig. 1 shows a perspective view of a schematically illustrated structure of a first embodiment of the magnetic according to the invention pierceable filter 1 with a filter housing 2 and with two tunable and made of magnetizable material, in particular hexaferrite, existing resonator balls 3a, 3b.
  • the entire filter housing 2 comprises two filter arms 4a, 4b, and a signal input 6a and a signal output 6b, wherein the resonator balls 3a, 3b are arranged side by side in the two filter arms 4a, 4b.
  • Each of the two filter arms 4a, 4b includes a coplanar line 7 constructed on a substrate layer 5 and extending in the direction of an electrical connection 6, wherein the substrate layer 5, which preferably has a low dielectric constant, is arranged on the metallic bottom 10 of the filter arm 4a, 4b.
  • the two adjoining and touching filter arms 4a, 4b are interconnected by a common coupling opening 8, wherein in each case a Resonatorkugel 3a, 3b is positioned on each side of the coupling opening 8 within the two filter arms 4a, 4b above the coplanar line 7.
  • the coplanar line 7 has two outer line strips 27a, 27b and a middle line strip 28, which are located on the same side of the substrate layer 5 facing away from the metallic bottom 10 and have a short-circuit region 31 in the end region 30 of the filter arm 4a, 4b.
  • the two outer conductor strips 27a, 27b and the middle one are located on the same side of the substrate layer 5 facing away from the metallic bottom 10 and have a short-circuit region 31 in the end region 30 of the filter arm 4a, 4b.
  • Lead strip 28 conductively connected by a metal layer. Furthermore, in the short-circuit region 31, a plated-through hole 35 is provided, which passes through the metal layer through the substrate layer 5 with the Bottom 10 of the filter arm 4a, 4b and the filter housing 2 conductively connects.
  • Line strips 28 and the non-conductive slots 29a, 29b are concentrated, wherein the current density in the longitudinal direction in the vicinity of the short-circuit region 31 has maximum values.
  • the coplanar line 7 embedded in the metallic filter housing 2 a good guidance of the electromagnetic wave to be transported, as defined by the line geometry, is thus achieved.
  • FIG. 2 shows a plan view of a schematically illustrated structure of a second exemplary embodiment of the magnetically tunable filter 1 according to the invention.
  • a first, thin dividing wall 9 which extends between the respective substrate layers 5 of the filter arms 4a, 4b metallic bottom 10 of the filter housing 2 is sufficient.
  • the thickness 15 is dimensioned with two arrows and z. B. between 10 .mu.m - 100 .mu.m, preferably about 50 microns is dimensioned, are the resonator 3 a, 3 b, which consist of a ferri-magnetic or a ferromagnetic material and a diameter of z. B.
  • quartz carrier with the resonator sphere 3 a, 3 b is placed in the short-circuit region 31 of the coplanar line 7.
  • the dashed lines which run parallel to the signal input 6a or to the signal output 6b, each indicate a second thin partition wall 19, which is added in this second embodiment of the magnetically tunable filter according to the invention compared to the embodiment shown in FIG. 1 and is described in more detail with reference to FIG. 3.
  • FIG 3 shows a side view of a schematically illustrated structure of the second exemplary embodiment of the magnetically tunable filter 1 according to the invention with the first partition wall 9 arranged centrally relative to the two filter arms 4a, 4b and with the second partition wall 19, which in the preceding FIG Line was indicated.
  • the height 11 of the first partition wall 9 is less than the total height 12 of the filter housing 2 and the filter arm 4a, 4b, so that this first partition wall 19 a direct visual connection between the two resonator balls 3a, 3b, both sides the first partition 9 are arranged prevented.
  • the magnetically tunable filter according to the invention may instead of the first partition 9 within the common coupling opening 8 of the filter arms 4a, 4b also be mounted a diaphragm which extends from the bottom 10 of the filter housing 2 to the ceiling 16 of the filter housing 2 and an arbitrarily shaped and positioned Aperture has.
  • the aperture can, for example, be circular, elliptical or rectangular or have the shape of a polygon.
  • the second partition wall 19 is provided within the filter arms 4a, 4b and is perpendicular to the longitudinal direction of the coplanar line 7 and the first partition 9, the length 21 of the second partition 19 corresponding to the width 22 of a filter arm 4a, 4b and within the one filter arm 4a is positioned approximately in the region of a short-circuit wall 20b of the adjacent filter arm 4b, which is clearly visible in the plan view of FIG.
  • Partition 19 is fixed in the embodiment of the ceiling 16 of the filter housing 2, wherein the height 23 of the second partition 19 is less than the distance 24 between the substrate layer 5 and the ceiling 16 of the filter housing 2, so that between a lower edge 25 of the second partition 19 and the substrate layer 5 with the coplanar line 7, a second gap 26 is formed with a substantially quadrangular profile.
  • Fig. 4 shows a front view of a schematically illustrated structure of the second embodiment of the magnetically tunable filter 1 according to the invention with the first partition 9 and the second partitions 19.
  • Both resonator balls 3a, 3b are mirror images of each other on both sides of the coupling opening 8 and this side and beyond first partition 9 is arranged.
  • the center of the resonator ball 3a, 3b is located approximately above the line of symmetry of the middle line strip 28 of the coplanar line I 1 so that each Resonator ball 3a, 3b is in the maximum of the magnetic field and an optimal excitation of the desired resonant frequency via the magnetic field of the high frequency source can be carried out, wherein the selected for the positioning of the resonator 3a, 3b area characterized in that in this area the magnetic field maximum independently of the frequency of the incoming and outgoing electromagnetic wave occurs.
  • the structure of the coplanar line 7, the z. B. has a characteristic impedance of 50 ⁇ , takes place on a substrate layer 5, which has a preferably low dielectric constant.
  • the ball diameter of the resonator balls 3a, 3b with z. B. 300 ⁇ m significantly smaller than the wavelength of the incoming and outgoing wave.
  • the excitation of interfering secondary modes is reduced because at a large wavelength, the magnetic field distribution in the spherical volume is more homogeneous than at a wavelength whose dimension is only slightly larger than the ball diameter of the resonator 3a, 3b.
  • the first partition wall 9 between the two resonator balls 3a, 3b prevents the direct coupling of stray fields in the region of the resonator ball 3a, 3b, so that a high decoupling is obtained far away from the resonance.
  • FIG. 5 shows a perspective view of a schematically illustrated structure of a filter arm 4a according to the second exemplary embodiment of the magnetically tunable filter 1 according to the invention with the two partition walls 9 and 19.
  • This filter arm 4a forms one half of a cavity resonator or a connecting resonator 32 for a Hi 0 -Wellmode, where the walls of the connecting resonator 32 from the bottom 10 of the filter housing, the two second partitions 19, the two side walls 3 ⁇ a, 3 ⁇ b and the two short-circuit walls 20a, 20b of the filter arms 4a, 4b and the cover 16 of the filter housing 2 are formed.
  • the through-connection 35 connects the metal layer of the coplanar line 7 to the metallic bottom 10 of the filter arm 4a.
  • the coplanar line is designed in this area as a ⁇ / 4 transformer 34 to transmit the characteristic impedance of the input coplanar line 7 to the characteristic impedance of the coplanar line in the spherical region to adapt to the resonator ball.
  • the coplanar line 7 shows a second embodiment of the end region of the coplanar line 7 of the magnetically tunable filter 1 according to the invention.
  • the coplanar line is designed as a taper 33 in this region in order to adapt the characteristic impedance of the coplanar line 7 to the characteristic impedance of the connecting resonator 32 with the resonator sphere.
  • FIG. 8 shows the simulated decoupling characteristic of the magnetically tunable filter 1 according to the invention in the non-resonant (insulation) case, where curve A is the magnitude of the scattering matrix element Sn and curve B is the frequency-dependent magnitude of the scattering matrix element Si 2 of FIG represented as a two-port filter according to the invention.
  • the values of the curve B are in a range from -75 dB to -115 dB and prove that electromagnetic waves whose frequency lies outside the resonance frequency are very strongly attenuated by the filter 1 according to the invention.
  • curve C shows the simulated course of the coupling (curve C) as a function of the resonance frequency of the magnetically tunable filter 1 according to the invention and the simulated loss of attenuation (curve D) of the H ⁇ o mode of a 2 mm wide waveguide with a length of 0.7 mm.
  • Curve D shows that the frequency-dependent change in the attenuation of the filter 1 according to the invention increases with an increase
  • Resonant frequency of approximately 17 GHz essentially corresponds to the frequency-dependent change in the attenuation of the H 0 modes in the coupling waveguide with the above-mentioned dimensions, which clearly shows that in the connecting resonator 32 in the case of resonance
  • the absolute attenuation values in the case of resonance are between -3 dB and -7dB and thus are orders of magnitude smaller than the values in the decoupling case (isolation) shown in Fig. 8.
  • Curve E shows the frequency-dependent curve of the absorption curve with an absorption maximum at 67.8 GHz and a
  • Curve F shows the frequency-dependent curve of the transmission curve with a pronounced maximum at 67.8 GHz. It is clearly recognize that the frequency position of the absorption maximum and the transmission maximum agree very well.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein magnetisch durchstimmbares Filter (1) mit einem Filtergehäuse (2) und mit zwei durchstimmbaren und aus magnetisierbaren Material bestehenden Resonatorkugeln (3a, 3b), die nebeneinander in zwei Filterarmen (4a, 4b) angeordnet sind. Jeder Filterarm (4a, 4b) weist eine auf einer Substratschicht (5) angeordnete und in Richtung eines elektrischen Anschlusses (6) verlaufende Koplanarleitung (7) sowie eine gemeinsame Koppelöffnung (8) auf, wodurch die beiden Filterarme (4a, 4b) miteinander verbunden sind, wobei nicht unbedingt eine Sichtverbindung der Kugeln gegeben sein muss. Dabei ist jeweils eine Resonatorkugel (3a, 3b) auf jeder der beiden Seiten der Koppelöffnung (8) innerhalb der Filterarme (4a, 4b) positioniert.

Description

Magnetisch durchstimmbares Filter mit Koplanar.Leitungen
Die Erfindung bezieht sich auf ein magnetisch durchstimmbares Filter gemäß des Anspruchs 1. Magnetisch durchstimmbare Filter finden z. B. Verwendung als variable Bandpässe in Spektrumanalysatoren und Netzwerkanalysatoren, wobei die gewünschte Resonanzfrequenz mittels eines externen veränderbaren Magnetfeldes eingestellt wird.
Aus dem Patent US 4,888,569 geht ein variabler Bandpass für Frequenzen innerhalb eines Frequenzbereichs von maximal einem Hohlleiterband z.B. 50-75 GHz mit vier Resonatorkugeln hervor. Der variable Bandpass umfasst einen Eingangshohlleiter, einen Ausgangshohlleiter und einen Übergangshohlleiter, welche für die Ausbreitung eines TEχo Wellenmodes ausgelegt sind. Das Ende des mit einer Kurzschlusswand terminierten Eingangshohlleiters, der Anfang des Ausgangshohlleiters, der ebenfalls mit einer Kurzschlusswand versehen ist und der in Richtung des extern angelegten homogenen Magnetfelds unterhalb des Eingangshohlleiters und des Ausgangshohlleiters angebrachte Übergangshohlleiter, ist im Betrieb zwischen zwei Magnetpolen angeordnet, die das für die Einstellung einer Resonanzfrequenz veränderbare Magnetfeld zuführen. Eingangshohlleiter und Ausgangshohlleiter weisen in Richtung der Wellenpropagation ein rechteckiges Profil auf, das im Koppelbereich eine deutlich kleinere Querschnittsfläche aufweist als am Verbindungsflansch. Der Koppelbereich des variablen Bandpasses umfasst die vier nahe an einer Kurzschlusswand angebrachten Resonatorkugeln und jeweils das verjüngte Ende des Eingangshohlleiters und des Ausgangshohlleiters sowie den Übergangshohlleiter mit konstanter Querschnittsfläche. Ein Nachteil des in der US 4,888,569 beschriebenen variablen Bandpasses besteht darin, dass im Resonanzfall die Feldverteilung der auszukoppelnden Welle im Koppelbereich ungünstig ist, da diese in einem Hohlleiter geführt ist, dessen Profil sich senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der auszukoppelnden Welle zum Koppelbereich hin verkleinert. Dadurch kommt es zu unerwünschten Reflexionen, die destruktiv überlappen und somit den Betrag der durch die einlaufende Welle transportierten Energie mindern. Dieser Effekt betrifft auch die im Ausgangshohlleiter auslaufende Welle, die nun eine definierte Frequenz aufweist, so dass insgesamt bezogen auf den Eingang des Eingangshohlleiters und den Ausgang des Ausgangshohlleiters die Einfügedämpfung erhöht ist, da die Feldverteilungen im Koppelbereich wegen der sich verjüngenden Geometrie der Hohlleiter gestört sind.
Ein weiterer Nachteil ist die begrenzte Bandbreite des Hohlleiterkonzepts.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zu Grunde, ein magnetisch durchstimmbares Filter für hohe Frequenzen zu schaffen, welches im Resonanzfall eine möglichst niedrige Einfügedämpfung und im Entkopplungsfall eine sehr hohe Isolation von Filtereingang und Filterausgang aufweist.
Die Aufgabe wird gelöst durch das erfindungsgemäße magnetisch durchstimmbare Filter mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte Weiterbildungen des magnetisch durchstimmbaren Filters sind Gegenstand der hierauf rückbezogen Unteransprüche. Das erfindungsgemäße magnetisch durchstimmbare Filter umfasst ein Filtergehäuse und zwei durchstimmbare und aus magnetisierbaren Material gefertigte Resonatorkugeln. Diese sind nebeneinander in zwei Filterarmen angeordnet, wobei jeder Filterarm eine auf einer Substratschicht aufgebaute und in Richtung eines elektrischen Anschlusses, i.e. in Richtung des Signaleingangs bzw. in Richtung des Signalausgangs, verlaufende Koplanarleitung aufweist. Beide Filterarme sind durch eine gemeinsame Koppelöffnung miteinander verbunden und haben ein gemeinsames
Filtergehäuse. Beidseits der Koppelöffnung sind die Resonatorkugeln auf jeder Seite innerhalb der beiden Filterarme angeordnet.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass das erfindungsgemäße magnetisch durchstimmbare Filter zwei Koplanarleitungen aufweist, wodurch eine gute Führung der einlaufenden elektromagnetischen Welle sowie der auslaufenden Welle gewährleistet ist. Die Koplanarleitungen besitzen keine untere Grenzfrequenz.
Des Weiteren ist es von Vorteil, dass die Resonatorkugeln im Bereich eines Kurzschlusses positioniert werden, da hier über einen großen Frequenzbereich ein
Magnetfeldmaximum auftritt, welches unabhängig von der Frequenz der einlaufenden elektromagnetischen Welle ist. Aus der Koppelstruktur und dem Leitungstyp der Koplanarleitung ergibt sich, dass der Arbeitsbereich des erfindungsgemäßen Filters im Hinblick auf die Frequenz relativ breit ist und somit für einen zu filternden Frequenzbereich z. B. von 40GHz bis 75GHz gut geeignet ist . Ferner haben die verwendeten Koplanarleitungen den Vorteil, dass sie einen definierten Wellenwiderstand aufweisen, so dass eine gute Ankopplung der Resonatorkugeln einstellbar ist. Der Wellenwiderstand der Koplanarleitung im Bereich der Resonatorkugeln ist zudem durch die Verwendung eines λ/4-Transformators oder eines Tapers einfach anzupassen.
Zudem ist die Koplanarleitung vorzugsweise auf einem Substrat aufgebaut, dessen Dielektrizitätszahl möglichst niedrig ist, um die Wellenlänge im Vergleich zum Durchmesser der Resonatorkugeln möglichst groß zu halten. Eine im Vergleich zum Durchmesser der Resonatorkugel große Wellenlänge vermindert die Anregung von störenden Nebenmoden, da bei einer großen Wellenlänge die magnetische Feldverteilung im Volumen der Resonatorkugel homogener ist als bei einer kleineren Wellenlänge.
Außerdem ist es von Vorteil, wenn die beiden Koplanarleitungen vollständig in metallische Kanäle eingebettet sind, so dass diese weitgehend von metallischen Wänden umgeben sind. Im Resonanzfall wird eine Energieübertragung dadurch ermöglicht, dass diese Kanäle bzw. die Filterarme über eine Koppelöffnung miteinander verbunden sind, wobei die Koppelöffnung gemäß den verschiedenen Ausführungsbeispielen unterschiedlich ausgebildet ist oder wahlweise Blenden mit geometrisch unterschiedlichen bzw. verschieden positionierte Blendenöffnungen aufweist.
Eine mittels einer metallischen Trennwand teilweise geschlossene Koppelöffnung hat den Vorteil, dass die Resonatorkugeln keine direkte Sichtverbindung zueinander haben. Die Höhe der Trennwand wird dabei vorteilhafterweise so gewählt, dass zwar die Sichtverbindung zwischen den Resonatorkugeln unterbunden ist, aber noch ein ausreichender Koppelfaktor gewährleistet ist. Dies ist ein bedeutender Unterschied zu allen bisherigen Konzepten.
Sowohl die Struktur als auch die Betriebsweise der Erfindung sowie deren weitere Vorteile und Aufgaben sind jedoch am besten anhand der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den dazugehörigen Zeichnungen verständlich. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 eine perspektivische Darstellung einer schematisch dargestellten Struktur eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 2 eine Draufsicht auf eine schematisch dargestellte Struktur eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 3 eine Seitenansicht einer schematisch dargestellte Struktur des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 4 eine Vorderansicht auf eine schematisch dargestellte Struktur des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 5 eine perspektivische Darstellung einer schematisch dargestellte Struktur eines Filterarms gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 6 eine erste Ausführungsform des Endbereichs der
Koplanarleitung des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 7 eine zweite Ausführungsform des Endbereichs der Koplanarleitung des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 8 den simulierten Entkopplungsverlauf des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters;
Fig. 9 den simulierten Verlauf der Verkopplung in Abhängigkeit von der Resonanzfrequenz des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters sowie den simulierten Dämpfungsverlust der Hio Mode eines 2mm breiten und 0,7mm langen Koppel-Hohlleiters und
Fig.10 einen simulierten Resonanzverlauf des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren
Filters bei einer Resonanzfrequenz von 67,8 GHz.
Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen, wodurch sich eine wiederholende Beschreibung erübrigt.
Fig. 1 zeigt eine perspektivische Darstellung einer schematisch dargestellten Struktur eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstirambaren Filters 1 mit einem Filtergehäuse 2 und mit zwei abstimmbaren und aus magnetisierbaren Material, inbesondere aus Hexaferrit, bestehenden Resonatorkugeln 3a, 3b. Das gesamte Filtergehäuse 2 umfasst zwei Filterarme 4a, 4b, sowie einen Signaleingang 6a und einen Signalausgang 6b, wobei die Resonatorkugeln 3a, 3b nebeneinander in den zwei Filterarmen 4a, 4b angeordnet sind.
Jeder der beiden Filterarme 4a, 4b beinhaltet eine auf einer Substratschicht 5 aufgebaute und in Richtung eines elektrischen Anschlusses 6 verlaufende Koplanarleitung 7, wobei die Substratschicht 5, die vorzugsweise eine niedrige Dielektrizitätszahl aufweist, am metallischen Boden 10 des Filterarms 4a, 4b angeordnet ist. Die beiden nebeneinander liegenden und sich berührenden Filterarme 4a, 4b sind durch eine gemeinsame Koppelöffnung 8 miteinander verbunden, wobei jeweils eine Resonatorkugel 3a, 3b auf jeder Seite der Koppelöffnung 8 innerhalb der beiden Filterarme 4a, 4b oberhalb der Koplanarleitung 7 positioniert ist.
Die Koplanarleitung 7 weist zwei äußere Leitungsstreifen 27a, 27b und einen mittleren Leitungsstreifen 28 auf, die sich auf derselben, dem metallischen Boden 10 abgewandten Seite der Substratschicht 5 befinden und im Endbereich 30 des Filterarms 4a, 4b einen Kurzschlussbereich 31 aufweisen. Im Kurzschlussbereich 31 sind die beiden äußeren Leitungsstreifen 27a, 27b und der mittlere
Leitungsstreifen 28 durch eine Metallschicht leitend miteinander verbunden. Ferner ist im Kurzschlussbereich 31 eine Durchkontaktierung 35 vorgesehen, die die Metallschicht durch die Substratschicht 5 hindurch mit dem Boden 10 des Filterarms 4a, 4b bzw. des Filtergehäuses 2 leitend verbindet.
Diese hohlleitergekoppelten Koplanarleitungen 7 haben den Vorteil, dass die Felder in der Nähe des mittleren
Leitungsstreifen 28 und der nicht leitenden Schlitze 29a, 29b konzentriert sind, wobei die Stromdichte in Längsrichtung in der Nähe des Kurzschlussbereichs 31 Maximalwerte aufweist. Durch die in dem metallischen Filtergehäuse 2 eingebettete Koplanarleitung 7 erreicht man somit eine gute und durch die Leitungsgeometrie definierte Führung der zu transportierenden elektromagnetischen Welle.
Fig. 2 zeigt eine Draufsicht auf eine schematisch dargestellte Struktur eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1. In der gemeinsamen Koppelöffnung 8 befindet sich nun eine erste, dünne Trennwand 9, die zwischen den jeweiligen Substratschichten 5 der Filterarme 4a, 4b bis auf den metallischen Boden 10 des Filtergehäuses 2 reicht. Beidseits dieser Trennwand 9, dessen Dicke 15 mit zwei Pfeilen bemaßt ist und z. B. zwischen 10 μm - 100 μm, bevorzugt ca. 50 μm bemessen ist, sind die Resonatorkugeln 3a, 3b, die aus einem ferri-magnetischen oder einem ferro- magnetischen Material bestehen und einen Durchmesser von z. B. 100 μm - 1000 μm, bevorzugt ungefähr 300 μm, aufweisen, auf einem nicht weiter dargestellten Quarzträger mit Epoxykleber verklebt. Der Quarzträger mit der Resonatorkugel 3a, 3b ist im Kurzschlussbereich 31 der Koplanarleitung 7 platziert.
Die gestrichelten Linien, welche parallel zum Signaleingang 6a bzw. zum Signalausgang 6b verlaufen, deuten jeweils eine zweite dünne Trennwand 19 an, welche in diesem zweiten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters gegenüber dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel hinzu kommt und anhand von Fig. 3 näher beschrieben wird.
Fig. 3 zeigt eine Seitenansicht einer schematisch dargestellte Struktur des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 mit der bezüglich der beiden Filterarme 4a, 4b mittig angebrachten ersten Trennwand 9 und mit der zweiten Trennwand 19, welche in der vorhergehenden Fig. 2 lediglich als gestrichelte Linie angedeutet wurde.
In dieser Seitenansicht ist erkennbar, dass die Höhe 11 der ersten Trennwand 9 geringer ist als die Gesamthöhe 12 des Filtergehäuses 2 bzw. des Filterarms 4a, 4b, so dass diese erste Trennwand 19 eine direkte Sichtverbindung zwischen den beiden Resonatorkugeln 3a, 3b, die beidseits der ersten Trennwand 9 angeordnet sind, verhindert.
Zwischen einer Decke 16 des Filtergehäuses 2 und einer oberen Kante 17 der ersten Trennwand 9, die innerhalb der Koppelöffnung 8 parallel zu dieser verläuft und deren Länge 13 der Länge 14 der Koppelöffnung 8 entspricht, befindet sich daher ein erster viereckiger Spalt 18.
In einer zusätzlichen nicht weiter dargestellten Ausführungsform des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters kann statt der ersten Trennwand 9 innerhalb der gemeinsamen Koppelöffnung 8 der Filterarme 4a, 4b auch eine Blende angebracht sein, die vom Boden 10 des Filtergehäuses 2 bis zur Decke 16 des Filtergehäuses 2 reicht und eine beliebig geformte und positionierte Blendenöffnung aufweist. Die Blendenöffnung kann beispielsweise kreisförmig, ellipsenförmig oder rechteckig sein oder die Form eines Polygons aufweisen.
Die zweite Trennwand 19 ist innerhalb der Filterarme 4a, 4b vorgesehen und steht jeweils senkrecht zur Längsrichtung der Koplanarleitung 7 und zur ersten Trennwand 9, wobei die Länge 21 der zweiten Trennwand 19 der Breite 22 eines Filterarms 4a, 4b entspricht und innerhalb des einen Filterarms 4a ungefähr im Bereich einer Kurzschlusswand 20b des benachbarten Filterarms 4b positioniert ist, was in der Draufsicht von Fig. 2 gut zu erkennen ist.
Aus Fig. 3 ist außerdem ersichtlich, dass die zweite
Trennwand 19 im Ausführungsbeispiel an der Decke 16 des Filtergehäuses 2 befestigt ist, wobei die Höhe 23 der zweiten Trennwand 19 geringer ist als der Abstand 24 zwischen der Substratschicht 5 und der Decke 16 des Filtergehäuses 2, so dass zwischen einer unteren Kante 25 der zweiten Trennwand 19 und der Substratschicht 5 mit der Koplanarleitung 7 ein zweiter Spalt 26 mit einem im wesentlichen viereckigen Profil ausgebildet ist.
Fig. 4 zeigt eine Vorderansicht auf eine schematisch dargestellte Struktur des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 mit der ersten Trennwand 9 und den zweiten Trennwänden 19. Beide Resonatorkugeln 3a, 3b sind spiegelbildlich zu einander beidseits der Koppelöffnung 8 bzw. diesseits und jenseits der ersten Trennwand 9 angeordnet. Der Mittelpunkt der Resonatorkugel 3a, 3b befindet sich ungefähr oberhalb der Symmetrielinie des mittleren Leitungsstreifen 28 der Koplanarleitung I1 so dass jede Resonatorkugel 3a, 3b sich im Maximum des magnetischen Feldes befindet und eine optimale Anregung der gewünschten Resonanzfrequenz über das magnetische Feld der Hochfrequenzquelle erfolgen kann, wobei der für die Positionierung der Resonatorkugel 3a, 3b gewählte Bereich dadurch gekennzeichnet ist, dass in diesem Bereich das Magnetfeldmaximum unabhängig von der Frequenz des der einlaufenden bzw. auslaufenden elektromagnetischen Welle auftritt.
Der Aufbau der Koplanarleitung 7, die z. B. einen Wellenwiderstand von 50Ω aufweist, erfolgt auf einer Substratschicht 5, die eine vorzugsweise niedrige Dielektrizitätszahl aufweist. Dadurch ist der Kugeldurchmesser der Resonatorkugeln 3a, 3b mit z. B. 300μm deutlich kleiner als die Wellenlänge der einlaufenden und auslaufenden Welle. Somit wird die Anregung von störenden Nebenmoden verringert, da bei einer großen Wellenlänge die magnetische Feldverteilung im Kugelvolumen homogener ist als bei einer Wellenlänge, deren Dimension nur wenig größer als der Kugeldurchmesser der Resonatorkugel 3a, 3b ist. Die erste Trennwand 9 zwischen den beiden Resonatorkugeln 3a, 3b verhindert die unmittelbare Kopplung von Streufeldern im Bereich der Resonatorkugel 3a, 3b, so dass man eine hohe Entkopplung fernab der Resonanz erhält.
Fig. 5 zeigt eine perspektivische Darstellung einer schematisch dargestellte Struktur eines Filterarms 4a gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 mit den beiden Trennwänden 9 und 19. Dieser Filterarm 4a bildet die eine Hälfte eines Hohlraumresonators bzw. eines Verbindungsresonators 32 für einen Hi0-Wellenmode, wobei die Wände des Verbindungsresonators 32 aus dem Boden 10 des Filtergehäuses, den beiden zweiten Trennwänden 19, den beiden Seitenwänden 3βa, 3βb und den beiden Kurzschlusswänden 20a, 20b der Filterarme 4a, 4b und der Decke 16 des Filtergehäuses 2 gebildet werden. Die
Seitenwand 36a und die Kurzschlusswand 20a sind in dieser Darstellung schraffiert gezeichnet.
Im Kurzschlussbereich 31 des Filterarms 4a ist nun deutlich erkennbar, dass die Durchkontaktierung 35 die Metallschicht der Koplanarleitung 7 mit dem metallischen Boden 10 des Filterarms 4a verbindet.
Fig. 6 zeigt eine erste Ausführungsform des Endbereichs der Koplanarleitung 7 des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1. Die Koplanarleitung ist in diesem Bereich als λ/4-Transformator 34 ausgebildet, um den Wellenwiderstand der Eingangs-Koplanarleitung 7 an den Wellenwiderstand der Koplanarleitung im Kugelbereich mit der Resonatorkugel anzupassen.
Fig. 7 zeigt eine zweite Ausführungsform des Endbereichs der Koplanarleitung 7 des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1. Die Koplanarleitung ist in diesem Bereich als Taper 33 ausgebildet um den Wellenwiderstand der Koplanarleitung 7 an den Wellenwiderstand des Verbindungsresonators 32 mit der Resonatorkugel anzupassen.
Fig. 8 zeigt den simulierten Entkopplungsverlauf des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 im Nicht-Resonanzfall (Isolation) , wobei Kurve A den Betrag des Streumatrixelements Sn und Kurve B den frequenzabhängigen Betrag des Streumatrixelements Si2 des als Zweitor behandelten erfindungsgemäßen Filters wiedergibt. Die Werte der Kurve B liegen in einem Bereich von -75 dB bis -115 dB und belegen, dass elektromagnetische Wellen, deren Frequenz außerhalb der Resonanzfrequenz liegt, von dem erfindungsgemäßen Filter 1 sehr stark gedämpft werden.
Fig. 9 zeigt den simulierten Verlauf der Kopplung (Kurve C) in Abhängigkeit von der Resonanzfrequenz des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 sowie den simulierten Dämpfungsverlust (Kurve D) der Hχo Mode eines 2mm breiten Hohlleiters mit einer Länge von 0,7mm. Kurve C und Kurve D zeigen, dass die frequenzabhängige Änderung der Dämpfung des erfindungsgemäßen Filters 1 bei einer Erhöhung der
Resonanzfrequenz um ungefähr 17 GHz im wesentlichen der frequenzabhängigen Änderung der Dämpfung der Hχ0 Modes in dem Koppel-Hohlleiter mit den oben genannten Abmessungen entspricht, was deutlich zeigt, dass im Verbindungsresonator 32 sich im Resonanzfall der Hχo-
Wellenmode ausbreitet, wobei die absoluten Dämpfungswerte im Resonanzfall zwischen -3 dB und -7dB liegen und somit um Größenordnungen geringer sind als die Werte im in Fig. 8 gezeigten Entkopplungsfall (Isolation).
Fig.10 zeigt einen simulierten Resonanzverlauf des erfindungsgemäßen magnetisch durchstimmbaren Filters 1 bei einer angestrebten Mittenfrequenz von 68 GHz. Kurve E zeigt den frequenzabhängigen Verlauf der Absorptionskurve mit einem Absorptionsmaximum bei 67,8 GHz und einer
Halbwertsbreite von 0,2 GHz und einer Frequenzunschärfe (FWHM) von ungefähr 0,3%. Kurve F zeigt den frequenzabhängigen Verlauf der Transmissionskurve mit einem ausgeprägten Maximum bei ebenfalls 67,8 GHz. Es ist deutlich zu erkennen, dass die Frequenzlage des Absorptionsmaximums und des Transmissionsmaximum sehr gut übereinstimmen .
Die Erfindung ist nicht auf die in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele, insbesondere nicht auf ein Filtergehäuse ohne Trennwände beschränkt. Alle vorstehend beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Merkmale sind beliebig miteinander kombinierbar.

Claims

Ansprüche
1. Magnetisch durchstimmbares Filter (1) mit einem Filtergehäuse (2) und mit zwei durchstimmbaren und aus magnetisierbarem Material bestehenden Resonatorkugeln (3a, 3b), die nebeneinander in zwei Filterarmen (4a, 4b) angeordnet sind, wobei jeder Filterarm (4a, 4b) eine auf einer Substratschicht (5) angeordnete und in Richtung eines elektrischen Anschlusses (6) verlaufende Koplanarleitung (7) aufweist, wobei die zwei Filterarme (4a, 4b) durch eine gemeinsame Koppelöffnung (8) verbunden sind und jeweils eine Resonatorkugel (3a, 3b) auf jeder Seite der Koppelöffnung (8) innerhalb der beiden Filterarme (4a, 4b) positioniert ist.
2. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die den beiden Filterarmen (4a, 4b) gemeinsame Koppelöffnung (8) an eine erste dünne Trennwand (9) angrenzt, die zwischen den jeweiligen Substratschichten (5) der Filterarme (4a, 4b) bis auf den Boden (10) des Filtergehäuses (2) reicht, wobei die Höhe (11) der ersten Trennwand (9) geringer ist als die Gesamthöhe (12) des Filtergehäuses (2) .
3. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (13) der ersten Trennwand (9), die entlang der Koppelöffnung (8) parallel zu dieser verläuft, der Länge (14) der Koppelöffnung (8) entspricht.
4. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 2 oder
3, dadurch gekennzeichnet:, dass die Dicke (15) der ersten Trennwand (9) 10 μm bis 100 μm, bevorzugt ungefähr 50μm beträgt.
5. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die erste dünne Trennwand (9) eine direkte Sichtverbindung zwischen den beiderseits der Koppelöffnung (8) bzw. beiderseits der ersten Trennwand (9) angeordneten Resonatorkugeln (3a, 3b) verhindert.
6. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen einer Decke (16) des Filtergehäuses (2) und einer oberen Kante (17) der ersten Trennwand (9) ein erster viereckiger Spalt (18) ausgebildet ist, der die Koppelöffnung (8) bildet.
7. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die gemeinsame Koppelöffnung (8) der beiden Filterarme (4a, 4b) eine Blende aufweist, die vom Boden (10) des Filtergehäuses (2) bis zu seiner Decke (16) reicht, wobei die Blende eine beliebig geformte und positionierte Blendenöffnung aufweist.
8. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Blendenöffnung kreisförmig, ellipsenförmig, rechteckig, dreieckig ist oder die Form eines Polygons aufweist.
9. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der beiden Filterarme (4a, 4b) jeweils eine zweite Trennwand (19) vorgesehen ist, die jeweils senkrecht zur Koplanarleitung (8) orientiert ist.
10. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Trennwand (19) innerhalb des einen Filterarms (4a; 4b) ungefähr im Bereich einer Kurzschlusswand (20b; 20a) des anderen Filterarms (4b; 4a) positioniert ist.
11. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (21) der zweiten Trennwand (19) der Breite (22) des Filterarms (4a, 4b) entspricht.
12. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Trennwand (19) mit einer Decke (16) des Filtergehäuses (2) verbunden ist.
13. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Höhe (23) der zweiten Trennwand (19) geringer ist als der Abstand (24) zwischen der Substratschicht (5) und der Decke (16) des Filtergehäuses (2).
14. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen einer unteren Kante (25) der zweiten Trennwand (19) und der Substratschicht (5) ein zweiter Spalt (26) mit einem im wesentlichen viereckigen Profil ausgebildet ist.
15. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Substratschicht (5) eine niedrige relative Dielektrizitätskonstante εr aufweist.
16. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatorkugeln (3a, 3b) aus einem ferri- magnetischen oder einem ferro-magnetischen Material, insbesondere aus einem Ferrit bestehen.
17. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatorkugeln (3a, 3b) einen Durchmesser von
100 μm bis 1000 μm, bevorzugt von ca. 300μm, aufweisen.
18. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatorkugeln (3a, 3b) spiegelbildlich zu einander beiderseits der Koppelöffnung (8) angeordnet sind.
19. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Koplanarleitungen (7) bestehend aus jeweils zwei äußeren Leitungsstreifen (27a, 27b) und jeweils einem mittleren Leitungsstreifen (28) in den jeweiligen Endbereichen (30) des Filterarms (4a, 4b) einen Kurzschlussbereich (31) aufweisen, an welchem der mittlere Leitungsstreifen (28) einer Koplanarleitung (7) mit den beiden äußeren Leitungsstreifen (27a, 27b) der Koplanarleitung (7) leitend verbunden ist.
20. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anpassung des Wellenwiderstands der Koplanarleitung (7) an den Wellenwiderstand eines im Endbereich der beiden Filterarme (4a, 4b) gebildeten Verbindungsresonators (32) mittels eines Tapers (33) realisiert ist.
21. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Anpassung des Wellenwiderstands der
Koplanarleitung (7) an den Wellenwiderstand des im Endbereich der beiden Filterarme gebildeten
Verbindungsresonators (32) mittels eines λ/4- Transformators (34) und/oder eines Tapers realisiert ist.
22. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Verbindungsresonator (32) als Hohlraumresonator für einen Hi0-Wellenmode wirkt.
23. Magnetisch durchstimmbares Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Filterarm (4a, 4b) die Resonatorkugel (3a,
3b) mittels eines Quarzträgers in einem Kurzschlussbereich (31) der Koplanarleitung (7) platziert ist.
24. Magnetisch durchstimmbares Filter nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatorkugel (3a, 3b) mittels eines Epoxyklebers auf dem Quarzträger verklebt ist.
EP07765056.2A 2006-07-04 2007-07-04 Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen Active EP2036160B1 (de)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102006030882 2006-07-04
DE102006053416 2006-11-13
DE102007001832A DE102007001832A1 (de) 2006-07-04 2007-01-12 Magnetisch durchstimmbares Filter mit Koplanarleitungen
PCT/EP2007/005927 WO2008003483A1 (de) 2006-07-04 2007-07-04 Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP2036160A1 true EP2036160A1 (de) 2009-03-18
EP2036160B1 EP2036160B1 (de) 2014-01-22

Family

ID=38806169

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP07765056.2A Active EP2036160B1 (de) 2006-07-04 2007-07-04 Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8120449B2 (de)
EP (1) EP2036160B1 (de)
DE (1) DE102007001832A1 (de)
WO (1) WO2008003483A1 (de)

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3368169A (en) 1964-05-08 1968-02-06 Stanford Research Inst Tunable bandpass filter
DE1217002B (de) * 1964-07-30 1966-05-18 Siemens Ag Abstimmbares Filter fuer sehr kurze elektro-magnetische Wellen, das mittels der magnetokristallinen Anisotropieeigenschaften abstimmbar ist
US3400343A (en) * 1965-02-23 1968-09-03 Physical Electronics Lab Tunable bandpass filter
US3889213A (en) * 1974-04-25 1975-06-10 Us Navy Double-cavity microwave filter
US4600906A (en) * 1982-12-03 1986-07-15 Raytheon Company Magnetically tuned resonant circuit wherein magnetic field is provided by a biased conductor on the circuit support structure
US4888569A (en) * 1988-05-23 1989-12-19 Hewlett-Packard Company Magnetically tuneable millimeter wave bandpass filter having high off resonance isolation
US4857871A (en) * 1988-10-31 1989-08-15 Harris David L Magnetic field-tunable filter with plural section housing and method of making the same
GB9216915D0 (en) * 1992-08-10 1992-09-23 Applied Radiation Lab Improved radio frequency filter
US5465417A (en) * 1993-12-16 1995-11-07 Hewlett-Packard Company Integrated barium-ferrite tuned mixer for spectrum analysis to 60 GHz
US6563405B2 (en) * 2001-06-21 2003-05-13 Microsource, Inc. Multi-resonator ferrite microstrip coupling filter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2008003483A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE102007001832A1 (de) 2008-01-10
US20090039983A1 (en) 2009-02-12
EP2036160B1 (de) 2014-01-22
WO2008003483A1 (de) 2008-01-10
US8120449B2 (en) 2012-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69823898T2 (de) Hochfrequenzfilter
DE102017103161B4 (de) Antennenvorrichtung und Antennenarray
DE102007005928B4 (de) Übertragungsleitungsübergang
DE69524673T3 (de) Dielektrisches Filter
DE1964670A1 (de) Wellenleiter mit einem dielektrischen Traeger
DE2726797A1 (de) Mikrowellenbandfilter
DE69805095T2 (de) Mit verschiedenen oberflächen gekoppelter resonator
DE69712802T2 (de) Dielektrisches Filter
DE69938626T2 (de) Koaxialer hohlraumresonator
DE10325595B3 (de) Hochfrequenzfilter, insbesondere nach Art einer Duplexweiche
DE3007580C2 (de) Oszillator mit einem dielektrischen Resonator
DE102015009221A1 (de) Verbesserter abstimmbarer Dual-Band-Bandpassfilter
EP2100343B1 (de) Ferritfilter aus blendengekoppelten flossenleitungen
DE68917373T2 (de) Magnetisch abstimmbares Bandpassfilter.
DE69112943T2 (de) Übergangsstück zwischen elektromagnetischen Hohlleitern, insbesondere zwischen einem Rundhohlleiter und einem Koaxialhohlleiter.
DE19915074A1 (de) Dielektrischer Resonator und dielektrisches Filter mit einem solchen Resonator
DE69715035T2 (de) Mikrowellenresonator
DE69932653T2 (de) Dielektrisches Filter und dielektrischer Duplexer
DE10214895A1 (de) Resonatorbauelement, Filter, Duplexer und Kommunikationsvorrichtung, die dieselben verwendet
DE10143689A1 (de) Filter, Multiplexer und Kommunikationsvorrichtung
DE69822574T2 (de) Dielektrisches Filter, Duplexer, und Kommunikationssystem
DE60110033T2 (de) Bandpassfilter mit einer kompakten dielektrischen Struktur aus halbwellen Resonatoren und dazwischenliegenden evanescenten Wellenleitern
DE2828047C2 (de) Frequenzabhängiges Koppelsystem
EP1183752B1 (de) Polarisationsweiche
EP2036160B1 (de) Magnetisch durchstimmbares filter mit koplanarleitungen

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20080707

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL PL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL BA HR MK RS

RIN1 Information on inventor provided before grant (corrected)

Inventor name: REHNER, ROBERT

Inventor name: TREMMEL, CLAUS

Inventor name: SCHMIDT, LORENZ-PETER

Inventor name: SCHNEIDERBANGER, DIRK

Inventor name: AIGLE, MICHAEL DR.

Inventor name: STERNS, MICHAEL

Inventor name: MARTIUS, SIGFRIED

17Q First examination report despatched

Effective date: 20090424

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): DE FR GB

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20130912

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE FR GB

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 502007012731

Country of ref document: DE

Effective date: 20140306

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 502007012731

Country of ref document: DE

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed

Effective date: 20141023

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 502007012731

Country of ref document: DE

Effective date: 20141023

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 10

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 11

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 12

P01 Opt-out of the competence of the unified patent court (upc) registered

Effective date: 20230525

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20250722

Year of fee payment: 19

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20250724

Year of fee payment: 19

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20250723

Year of fee payment: 19