DE60107883T2

DE60107883T2 - Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von parasitären Wellentypen auf planaren Wellenleitern

Info

Publication number: DE60107883T2
Application number: DE60107883T
Authority: DE
Inventors: Kenichi Nagaokakyo-shi Iio; Yohei Nagaokakyo-shi Ishikawa
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-02-16
Filing date: 2001-02-16
Publication date: 2005-12-15
Anticipated expiration: 2021-02-17
Also published as: EP1450433A1; JP2001308608A; EP1126540A3; DE60130932D1; EP1126540A2; DE60107883D1; JP3482958B2; US6504456B2; EP1126540B1; US20010024150A1; EP1450433B1

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung wie z. B. einen Wellenleiter, einen Resonator oder dergleichen, die bzw. der zwei parallele Ebenenleiter umfasst, und auf eine Kommunikationsvorrichtung, die die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Als Übertragungsleitungen zur Verwendung bei einem Mikrowellen- oder Millimeterwellenband werden verschiedene Arten von Übertragungsleitungen verwendet, z. B. geerdete koplanare Übertragungsleitungen, die jeweils eine dielektrische Platte enthalten, die eine Masseelektrode aufweist, die im Wesentlichen ganzflächig auf einer Seite derselben gebildet ist, und eine koplanare Leitung, die auf der anderen Seite derselben gebildet ist; geerdete Schlitzübertragungsleitungen, die jeweils eine dielektrische Platte mit einer auf einer Seite derselben gebildeten geerdeten Elektrode und einem auf der anderen Seite derselben gebildeten Schlitz enthalten; planare dielektrische Übertragungsleitungen, die jeweils eine dielektrische Platte enthalten, die Schlitze aufweist, die einander gegenüberliegend durch die dielektrische Platte auf beiden Seiten der dielektrischen Platte gebildet sind, und so weiter.
All diese Übertragungsleitungen sind so gebildet, dass sie zwei parallele Ebenenleiter enthalten. Somit entstand das Problem, dass, wenn ein elektromagnetisches Feld in Eingangs-/Ausgangsabschnitten und Biegungen der Übertragungsleitungen gestört wird, eine Störmoduswelle wie z. B. eine so genannte Parallelplattenmoduswelle oder dergleichen zwischen den zwei parallelen Ebenenleitern angeregt wird und die Störmoduswelle zwischen den Ebenenleitern ausgebreitet wird. Problematischerweise wird eine Störung bzw. Interferenz in manchen Fällen durch die Störmodusleckwelle zwischen den benachbarten Übertragungsleitungen verursacht, so dass ein Signal zwischen den Leitungen leckt, und so weiter.
62 zeigt ein Beispiel des Hauptausbreitungsmodus einer geerdeten koplanaren Übertragungsleitung und einer Elektromagnetisches-Feld-Parallelmodusverteilung, die in Verbindung mit dem Hauptausbreitungsmodus erzeugt wird. Bei 62 ist eine Elektrode 21 im Wesentlichen ganzflächig auf der unteren Seite einer dielektrischen Platte 20 gebildet, und ein Streifenleiter 19 und eine Elektrode 22 sind auf der oberen Seite derselben gebildet. Die Elektroden 21 und 22 werden als Masseelektroden verwendet. Diese Elektroden, die dielektrische Platte 20 und der Streifenleiter 19 stellen eine geerdete koplanare Übertragungsleitung dar. Bei einer derartigen geerdeten koplanaren Übertragungsleitung wird ein elektromagnetisches Feld an den Endabschnitten derselben gestört, so dass ein elektrisches Feld erzeugt wird, das sich vertikal zu den Elektroden 21 und 22 auf der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Platte 20 erstreckt, und dadurch wird ein elektromagnetisches Parallelplattenmodusfeld erzeugt, wie in 62 veranschaulicht ist. In 62 stellen durchgezogene Pfeile, gestrichelte Linien und Linien, die abwechselnd aus einem langen und zwei kurzen Strichen bestehen, ein elektrisches Feld, ein Magnetfeld bzw. eine Stromverteilung dar.
Zum Zweck des Verhinderns einer Ausbreitung einer derartigen unerwünschten Moduswelle sind herkömmlicherweise Durchgangslöcher, die Elektroden, die auf der Ober- und der Unterseite einer dielektrischen Platte gebildet sind, elektrisch verbinden, entlang einer Übertragungsleitung auf beiden Seiten derselben und bezüglich der Ausbreitungsmoduswellenlänge in ausreichend kurzen Abständen vorgesehen. Wenn diese Durchgangslöcher entlang der Ausbreitungsrich tung eines Wellenleiters vorgesehen sind und die Elektroden auf der oberen und der unteren Seite wie oben beschrieben elektrisch verbinden, fungieren die Durchgangslochteile als elektrische Wände, an denen eine Ausbreitung der Parallelplattenmoduswelle verhindert wird. Bei einem Hochfrequenzbereich wie z. B. einem Millimeterwellenband oder dergleichen ist es jedoch erforderlich, die Dicke der dielektrischen Platte zu verringern, so dass eine Erzeugung von Wellen eines höheren Modus unterdrückt werden kann. Ferner ist es notwendig, die Abstände zwischen den Durchgangslöchern stark zu verringern. Demgemäß ist ein Herstellungsprozess mit hoher Präzision erforderlich.
In dem Fall, in dem in der dielektrischen Platte keine Durchgangslöcher vorgesehen sind, ist es denkbar, ein Verfahren zum Anbringen der gesamten dielektrischen Platte, auf der Elektroden gebildet sind, in einem Grenzwellenleiter einzusetzen. Jedoch muss die Größe des Grenzwellenleiters auf weniger als die Hälfte der Leiterwellenlänge verringert werden. Einschränkungen der Größe der Übertragungsleitung werden schwerwiegend.
Ferner ist es denkbar, ein Verfahren zum Blockieren der Ausbreitung einer Störmoduswelle zu verwenden, bei dem eine Elektrode in dem Bereich, in dem die Störmoduswelle leckt, teilweise entfernt wird, so dass eine magnetische Wand gebildet wird.
Die Anmelderin der vorliegenden Erfindung reicht die japanische Patentanmeldung Nr. 11-025873 über eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung ein, bei der Induktoren und Kondensatoren kombiniert werden, um eine Schaltung mit konzentrierten Elementen zu bilden, und in einer zweidimensionalen Form angeordnet sind.
In der EP-0 975 043 A2 sind eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und eine Kommunikationsvorrichtung offenbart, bei denen Elektroden sowohl auf einer oberen als auch einer un teren Oberfläche einer dielektrischen Platte gebildet sind und geerdete koplanare Leitungen als Übertragungsleitungen auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte gebildet sind. Eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen, die jeweils aus Hochimpedanzleitungen und Niedrigimpedanzleitungen bestehen, die abwechselnd in Reihe geschaltet sind, ist in einem Abstand angeordnet, der kürzer ist als die Wellenlänge einer Welle, die an den geerdeten koplanaren Leitungen entlang wandert. Eine derart aufgebaute Störmodusausbreitungsblockierungsoberfläche verhindert, dass sich eine Störmoduswelle, z. B. ein Parallelplattenmodus, fortbewegt. Ein Nachteil der offenbarten Hochfrequenzschaltungsvorrichtung besteht darin, dass eine große Fläche zum Bauen der Störmodusausbreitungsblockierungsschaltung auf einer der Oberflächen der dielektrischen Platte benötigt wird.
Der Artikel „Leakage Suppression in Koplanar Waveguide Circuits by Patterned Backside Metallization" (IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (IMS), Anaheim, CA, 13. bis 19. Juni 1999, IEEE MTT-S International Microwave Symposium, New York, NY: IEEE, US, Vol. 3, 13. Juni 1999 (1999-06-013), Seiten 871 bis 874, XPOOO896777 ISBM: 0-7803-5136-3) offenbart ein Verfahren zum Unterdrücken von Substratmodi, das sich aus einem unerwünschten Koppeln für Strahlungseffekte ergibt, wenn eine Mikrowellenschaltung auf der Basis von koplanaren Wellenleitern betrieben wird. Ein Nachteil des offenbarten Verfahrens besteht darin, dass notwendigerweise beide Seiten des koplanaren Wellenleiters strukturiert werden müssen, um die beabsichtigten Verbesserungen bereitzustellen.
WO 99/56338 offenbart verlustbehaftete Widerstandsfilme und sich der Länge nach erstreckende koplanare Leiter einer Funktfrequenzübertragungsleitung, die auf der planaren Oberfläche eines isolierenden Substrats definiert sind. Der Widerstandsfilm kann in einem Abstand von oder in dem Raum zwischen parallelen Leitern positioniert sein. Die koplanaren Leiter können als koplanare Schlitzleitung mit zwei Leitern oder als Teil eines koplanaren Wellenleiters mit drei Leitern konfiguriert sein. Der Widerstandsfilm kann sich auch über ansonsten ungenutzte Abschnitte des Substrats erstrecken. Ein weiteres Ausführungsbeispiel liefert eine koplanare Signaldämpfungswiderstandsstruktur zwischen einem koplanaren Signalleiter und einem koplanaren Masseleiter. Die koplanare Widerstandsstruktur kann einen mäanderförmigen oder schlangenlinienförmigen Leiter oder interdigitale kammartige Widerstandsfilmfinger umfassen. Ein Nachteil der koplanaren Mikrowellenschaltung besteht darin, dass ein elektromagnetisches Feld an den Endabschnitten der koplanaren Leiter gestört wird, so dass ein elektrisches Feld verursacht wird, das sich praktisch zu den koplanaren Leitern erstreckt, wodurch ein elektromagnetisches Parallelplattenmodusfeld erzeugt wird.
In der GB-A-2 322 237 ist eine koplanare Wellenleiterleitung offenbart, die auf jeder Seite des Signalleitungsleiters, der an einem dielektrischen Substrat angebracht ist, Masseleiter aufweist, und ein weiterer Masseleiter auf der Basis des Substrats umfasst eine Einrichtung zum elektrischen Verbinden des ersten Masseleiters mit dem Basismasseleiter an den Eingangs- und Ausgangsflächen des Substrats. Die Verbindungseinrichtung kann Durchgangslöcher, Endplatten oder Seitenplatten umfassen. Ein Nachteil der offenbarten koplanaren Wellenleiterleitung auf Masseleiterbasis besteht darin, dass ein Produktionsprozess mit hoher Präzision erforderlich ist, um die offenbarte koplanare Wellenleiterleitung bereitzustellen.
Die US 5,982,339 liefert ein Antennensystem, das eine frequenzselektive Oberfläche aufweist, wobei ein Antennenelement vorgesehen ist, das einen Abschnitt einer frequenzselektiven Oberfläche (FSS) auf seiner Hauptstrahlungs-/-empfangsoberfläche umfasst. Das Antennenelement ist auf leitfähige oder kapazitive Weise mit einer HF-Zuleitungsstruktur gekoppelt, die auch einen FSS-Abschnitt umfassen kann. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der FSS-Antennenabschnitt zumindest teilweise in dem Strahlungsmuster einer zweiten Antenne angeordnet, die in einem Frequenzbereich arbeitet, für den die FSS im Wesentlichen transparent ist. Auf diese Weise können Signale, die durch den Raum an die oder von der zweiten Antenne transferiert werden, mit geringer Dämpfung und/oder Reflexion durch den FSS-Antennenabschnitt wandern. Ein Nachteil des offenbarten Antennensystems besteht darin, dass es eine große Fläche erfordert, um die offenbarten Verbesserungen bereitzustellen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und eine Kommunikationsvorrichtung zu schaffen, die das durch eine Ausbreitung einer Störmoduswelle verursachte Problem ähnlich der obigen japanischen Patentanmeldung Nr. 11-025873 lösen können und bei denen das Muster im Vergleich zu der in der japanischen Patentanmeldung Nr. 11-025873 beschriebenen Schaltung eine stärker verringerte Größe aufweisen kann.
Diese Aufgabe wird durch eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und eine Kommunikationsvorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst.
Um diese Ergebnisse zu bewerkstelligen, ist gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung vorgesehen, die folgende Merkmale aufweist: zumindest zwei parallele Ebenenleiter, eine Schaltung zum Anregen einer elektromagnetischen Welle, die zwischen den zwei Ebenenleitern vorgesehen ist, und eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung zum Koppeln einer Störmoduswelle, die sich zwischen den zwei Ebenenleitern ausbreitet, um die Ausbreitung der Störmoduswelle zu blockieren, wobei die Schaltung auf einer oder beiden Seiten der zumindest zwei Ebenenleiter gebildet ist, wobei die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung eine Mehrzahl von angeordneten Grundmustern aufweist, die jeweils aus einem Streifenleiter hergestellt sind und eine Mehrtor schaltung bilden, die zumindest zwei Tore aufweist, wobei der Streifenleiter der Zweitorschaltung so bestimmt ist, dass jegliche willkürliche Zweitorschaltung der jeweiligen Grundmuster eine Bandsperrfiltercharakteristik aufweist.
Wie in 1 gezeigt ist, ist beispielsweise zwischen Tor Nr. 1 und Nr. 4 einer Viertorschaltung eine Schaltung vorgesehen, die als Bandsperrfilter BEF zwischen dem Tor Nr. 1 und Nr. 4 sowie zwischen jedem benachbarten Paar der anderen Tore fungiert. Das heißt, dass Bandsperrfilterschaltungen zwischen Tor Nr. 1 und Nr. 2, zwischen Tor Nr. 2 und Nr. 3 bzw. zwischen Tor Nr. 3 und Nr. 4 vorliegen. In 1 sind die Masseanschlüsse, die Tor Nr. 2 und Nr. 3 entsprechen, nicht gezeigt.
Was die Totalreflexionsbedingung einer Mehrtorschaltung betrifft, so ist die Totalreflexionsbedingung einer gesamten Schaltung erfüllt, wenn diese Schaltung zwischen zwei willkürlichen Toren die Totalreflexionsbedingung unabhängig von der Symmetrie der Schaltung erfüllt. Indem also mehrere polygonale Grundmuster angeordnet werden, die jeweils eine derartige Mehrtorschaltung, wie sie in 1 gezeigt ist, darstellen, wird eine Störmoduswelle wie z. B. eine Parallelplattenmoduswelle, die sich zwischen zwei Ebenenleitern ausbreitet, mit den Mustern gekoppelt, so dass eine Ausbreitung einer Störmoduswelle verhindert werden kann.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Streifenübertragungsleitung mit einem offenen Ende, die eine elektrische Länge aufweist, die gleich einem Viertel der Wellenlänge bei einer Dienstfrequenz ist, mit einem Streifenleiter der Zweitorschaltung parallel geschaltet, wie z. B. in 2 gezeigt ist. Dadurch kann eine willkürliche Zweitorschaltung eine Bandsperrfiltercharakteristik darstellen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung weist die Zweitorschaltung zumindest zwei Streifenleiter auf, die eine Differenz bezüglich der elektrischen Länge aufweisen, die gleich einer halben Wellenlänge ist, und die zwischen den zwei Toren der Zweitorschaltung parallel zueinander geschaltet sind, wie z. B. in 3 gezeigt ist. In diesem Fall wird ein Bandsperrfilter lediglich durch die Streifenleiter konfiguriert, die zwischen den zwei willkürlichen Toren vorgesehen sind.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Übertragungsleitung, die eine vorbestimmte Impedanz und eine vorbestimmte elektrische Länge aufweist, mit jedem der Eingangs-/Ausgangstore des Grundmusters verbunden. Somit kann die Breite des Frequenzbandes, das die oben beschriebene Bandsperrcharakteristik aufweist, vergrößert werden. Folglich kann die Ausbreitung einer Störmoduswelle über ein breites Band blockiert werden.
Bei einer Kommunikationsvorrichtung gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die oben beschriebene Hochfrequenzschaltungsvorrichtung als Kommunikationssignalausbreitungsabschnitt oder Kommunikationssignalverarbeitungsabschnitt in Kombination mit Sende- und/oder Empfangsschaltungen verwendet.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG(EN)
1 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
2 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines weiteren Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
3 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines weiteren Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
4 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines weiteren Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
5 veranschaulicht eine Grundform einer Viertorschaltungssymmetrie um zwei Achsen;
6A, 6B, 6C und 6D veranschaulichen 1/4-Schaltungsteile der Viertorschaltung bzw. vier Typen von charakteristischen Anregungsmodi;
7A veranschaulicht die Grundform der Viertorschaltung;
7B veranschaulicht einen 1/4-Schaltungsteil der Viertorschaltung;
7C und 7D veranschaulichen jeweils 1/8-Schaltungsteile der Viertorschaltung;
8A, 8B und 8C veranschaulichen jeweils die Totalreflexionsbedingung einer Zweitorschaltung;
9A, 9B und 9C veranschaulichen manche Grundformen von Mehrtorschaltungen;
10A veranschaulicht ein Grundmuster in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
10B veranschaulicht die Gestalt und Größe eines 1/4-Schaltungsteils des Grundmusters;
11A, 11B, 11C und 11D sind Ersatzschaltungsdiagramme der vier charakteristischen Anregungsmodi des Grundmusters;
12A bis 12E veranschaulichen Beispiele von Verteilungen des elektrischen Feldes verschiedener Moduswellen, die um eine Stichleitung herum erzeugt werden;
13 veranschaulicht ein Beispiel eines Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
14A und 14B sind Graphen, die die Frequenzcharakteristika der Parameter zeigen, die zwischen zwei benachbarten Toren in dem Grundmuster erzeugt werden;
15A und 15B veranschaulichen die Frequenzcharakteristika der Parameter, die erhalten werden, wenn die Anwendungsfrequenz für das Grundmuster geändert wird;
16 veranschaulicht ein Beispiel eines herkömmlichen Grundmusters als vergleichbares Beispiel;
17A und 17B veranschaulichen die Frequenzcharakteristika der Parameter zwischen zwei benachbarten Toren des Grundmusters;
18 veranschaulicht ein Beispiel eines weiteren Grundmusters in einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung;
19 veranschaulicht die Frequenzcharakteristik der zwischen zwei benachbarten Toren des Grundmusters erzeugten Parameter;
20 veranschaulicht ein Beispiel eines Grundmusters in einer Dreitorschaltung;
21A und 21B veranschaulichen Modifizierungsbeispiele eines Grundmusters in einer Viertorschaltung;
22 veranschaulicht ein Beispiel eines Grundmusters in einer Schaltung, bei der zwei Streifenleiter zwischen zwei benachbarten Toren parallel zueinander geschaltet sind;
23 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines 1/8-Schaltungsteils des Grundmusters;
24A, 24B, 24C und 24D sind Ersatzschaltungsdiagramme, die erhalten werden, wenn die symmetrische Ebene der Ersatzschaltung offen ist;
25 veranschaulicht ein Beispiel eines weiteren Grundmusters in einer Viertorschaltung;
26 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines weiteren Grundmusters;
27A und 27B sind Ersatzschaltungsdiagramme eines weiteren Grundmusters in einer Viertorschaltung, und 27C zeigt ein Streifenleitermuster;
28 ist ein Beispiel der Grundmuster, die längs und quer angeordnet sind;
29A und 29B veranschaulichen ein weiteres Grundmuster und eine Ersatzschaltung des Musters;
30A veranschaulicht ein Grundmuster einer Dreitorschaltung, und 30B veranschaulicht die Anordnungsmuster der Grundmuster;
31 veranschaulicht ein weiteres Grundmuster einer Viertorschaltung;
32 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines Grundmusters einer weiteren Viertorschaltung;
33 veranschaulicht ein Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine geerdete Schlitzübertragungsleitung angewendet wird;
34 veranschaulicht ein Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine geerdete koplanare Übertragungsleitung angewendet wird;
35A und 35B veranschaulichen ein Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine dielektrische Ebenenübertragungsleitung angewendet wird;
36A und 36B veranschaulichen ein Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine dielektrische Übertragungsleitung angewendet wird;
37 veranschaulicht ein Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine mit einem Resonator versehene Hochfrequenzschaltungsanordnung angewendet wird;
38 veranschaulicht ein Beispiel der Struktur eines spannungseinstellbaren Oszillators;
39A und 39B veranschaulichen ein Beispiel eines Hochfrequenzmoduls, das mit einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung versehen ist;
40 veranschaulicht ein Beispiel der Konfiguration einer Kommunikationsvorrichtung;
41 veranschaulicht ein Beispiel eines asymmetrischen Viertorschaltungsmusters;
42 veranschaulicht die Frequenzcharakteristik der zwischen zwei willkürlichen Toren in einer Mehrtorschaltung erzeugten Parameter;
43A ist ein Ersatzschaltungsdiagramm einer Zweitor-Grundschaltung;
43B ist ein Ersatzschaltungsdiagramm der Zweitor-Grundschaltung und das einer Zweitorschaltung, zu der eine 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitung hinzugefügt ist;
44 veranschaulicht die Frequenzcharakteristika der Parameter der Zweitor-Grundschaltung;
45 veranschaulicht die Impedanzortskurve der Zweitor-Grundschaltung;
46 veranschaulicht die Frequenzcharakteristika der Parameter der Zweitorschaltung, zu der eine 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitung hinzugefügt ist;
47 veranschaulicht eine Impedanzortskurve der Zweitorschaltung, zu der die 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitung hinzugefügt ist;
48 veranschaulicht ein Ersatzschaltungsdiagramm der Zweitorschaltung, in der zwei 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitungen vorliegen;
49 veranschaulicht die Frequenzcharakteristika der Parameter der obigen Schaltung;
50 veranschaulicht die Impedanzortskurve der obigen Schaltung;
51A, 51B und 51C veranschaulichen Beispiele von Grundmustern zum Bilden von Zweitorschaltungen;
52A und 52B veranschaulichen andere Grundmuster zum Bilden von Zweitorschaltungen;
53A, 53B und 53C veranschaulichen Beispiele anderer Grundmuster zum Bilden von Zweitorschaltungen;
54 veranschaulicht ein Beispiel von Grundmustern zum Bilden einer Viertorschaltung;
55 veranschaulicht ein Beispiel weiterer Grundmuster zum Bilden einer Viertorschaltung;
56A ist eine perspektivische Ansicht, die die Konfiguration einer zu messenden Schaltung zeigt;
56B ist eine Draufsicht auf die Schaltung;
57A, 57B und 57C veranschaulichen Charakteristika von Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die aus den in 51A, 51B und 51C gezeigten Grundmustern gebildet werden;
58A und 58B veranschaulichen die Charakteristika von Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die aus den in 52A und 52B gezeigten Grundmustern gebildet werden;
59A und 59B veranschaulichen die Charakteristika der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die aus den in 53A und 53B gezeigten Grundmustern gebildet werden;
60 veranschaulicht die Charakteristika von Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die aus den in 54A und 54B gezeigten Grundmustern gebildet werden;
61 veranschaulicht die Charakteristika der in 55 gezeigten Grundmuster; und
62 ist eine teilweise abgelöste perspektivische Ansicht, die eine Störparallelplattenmoduswelle zeigt.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN DER ERFINDUNG
PRINZIP
Die Totalreflexionsbedingung einer Viertorschaltung als Beispiel eines Schaltungsmusters zur Verwendung bei einem Störungsunterdrückungsmechanismus wird auf der Basis einer Theorie über charakteristische Werte bestimmt, indem die Periodizität des Schaltungsmusters und ferner die Bedingung, dass eine Eingangswelle vollständig reflektiert wird, verwendet wird.
Zunächst wird eine willkürliche Viertorschaltung einfach wie bei 5 gezeigt ausgedrückt. Angenommen, dass in der Schaltung kein Verlust vorliegt, ist die einheitliche Bedingung gültig. Die jeweiligen Parameter S₁₁, S₁₂, S₁₃, S₁₄, S₂₁, S₂₂, S₂₃ ... S₄₂, S₄₃, S₄₄ können auf die vier Parameter, d. h. S₁₁ bis S₄₁, reduziert werden. Die Streumatrix kann wie folgt ausgedrückt werden.
Nmerische Formel 1
Die Symmetrie der Schaltung wird auf diese Streumatrix angewendet. In dem Fall, in dem die Schaltung um zwei Achsen A-A' und B-B' symmetrisch ist, wie in 5 gezeigt ist, kann die gesamte Viertorschaltung durch eine Analyse der Eintorschaltungen, bei denen eine gerade Anregung oder eine ungerade Anregung auf den zwei symmetrischen Ebenen vorliegt, analysiert werden. Insbesondere sind die Reflexionskoeffizienten an den jeweiligen Anschlüssen bei denjenigen Modi identisch, bei denen auf den zwei symmetrischen Ebenen eine gerade Anregung (hiernach kurz als gerade bezeichnet) bzw. eine ungerade Anregung (hiernach kurz als ungerade bezeichnet) vorliegt, und somit werden diese Modi zu charakteristischen Anregungsmodi.
Auf der Basis der obigen Modi kann man davon ausgehen, dass die folgenden vier Bedingungen vorliegen.

(1) A-A' Ebene, gerader Modus, B-B' Ebene, gerader Modus
(2) A-A' Ebene, gerader Modus, B-B' Ebene, ungerader Modus
(3) A-A' Ebene, ungerader Modus, B-B' Ebene, gerader Modus
(4) A-A' Ebene, ungerader Modus, B-B' Ebene, ungerader Modus

Wie in den 6A bis 6D zu sehen ist, entsprechen die Eintorschaltungen, die gebildet werden, indem die Viertorschaltung entlang der in 5 gezeigten symmetrischen Achsen geschnitten wird, jeweils den oben beschriebenen vier Bedingungen (1) bis (4).
Die charakteristischen Anregungsmodi, die über die entsprechenden Tore bewirkt werden, um die obigen vier Modi zu verwirklichen, sind wie folgt gezeigt.
TABELLE 1
In der Tabelle 1 bedeutet (V) Spannung und +1(V) und –1(V) bedeuten, dass die Spannungen entgegengesetzte Polaritäten aufweisen. Der Inhalt der Tabelle 1 zeigt die charakteristischen Vektoren, die jeweils den obigen Bedingungen (1) bis (4) entsprechen.
Durch Verwendung der oben erwähnten Charakteristikvektoren können die entsprechenden Charakteristikwerte definiert werden. Wenn die charakteristischen Reflexionskoeffizienten, die den Bedingungen (1) bis (4) entsprechen, durch S₁₁ ^ee, S₁₁ ^eo, S₁₁ ^oe und S₁₁ ^oo dargestellt werden, werden die S Parameter der gesamten Schaltung, d. h. S₁₁, S₂₁, S₃₁ und S₄₁, durch die folgenden Formeln ausgedrückt. S11 = (S11 ee + S11 eo + S11 oe + S11 oo)/4 S21 = (S11 ee + S11 eo + S11 oe + S11 oo)/4 S31 = (S11 ee + S11 eo + S11 oe + S11 oo)/4 S41 = (S11 ee + S11 eo + S11 oe + S11 oo)/4
Wenn die Totalreflexionsbedingung gültig wird, wenn also die Bedingung, dass S_ij = 0 bei i ≠ j und S_ij = 1 bei i = j, gültig ist, dann wird S₁₁ ^ee = S₁₁ ^eo = S₁₁ ^oe = S₁₁ ^oo von den obigen Formeln abgeleitet.
Die Beziehung zwischen den oben beschriebenen charakteristischen Reflexionskoeffizienten und den charakteristischen Impedanzen Z₁₁ ^ee, Z₁₁ ^eo, Z₁₁ ^oe und Z₁₁ ^oo kann wie folgt ausgedrückt werden: S11 ij = (Z11 ij – Zo)/(Z11 ij + Zo)wobei Z₁₁ ^ee, Z₁₁ ^eo, Z₁₁ ^oe und Z₁₁ ^oo charakteristische Impedanzen sind, die jeweils durch Eingangs-/Ausgangsimpedanzen standardisiert werden, und Zo die Eingangs-/Ausgangsimpedanz darstellt, wenn die Tore definiert sind. Wenn man die Schaltung betrachtet, die die oben erwähnte Beziehungsformel erfüllt, werden demgemäß die folgenden zwei Bedingungen erhalten. Das heißt, aus Z₁₁ ^eo = Z₁₁ ^oe kann Bedingung 1 erhalten werden, nämlich dass die durch Schneiden auf der Grundlage der Symmetrie gebildete Eintorschaltung um die Mittellinie, die das Tor enthält, symmetrisch ist.
Aus Z₁₁ ^oo = Z₁₁ ^ee kann die Bedingung 2 erhalten werden, nämlich dass die 1/8-Schaltungen, die durch Schneiden entlang der symmetrischen Ebenen gebildet werden, dieselbe Impedanz aufweisen, ungeachtet dessen, ob die symmetrischen Ebenen offen oder kurzgeschlossen sind.
7A bis 7D veranschaulichen die beiden obigen Bedingungen. Der 1/4-Schaltungsteil der 7B wird erhalten, indem das Muster der 7A in Viertel geschnitten wird. Der Schaltungsteil der 7B ist um die Mittellinie C-C' symmetrisch. Für die 1/8-Schaltung, die entlang der Mittellinie geschnitten und in 7C gezeigt ist, ist die Impedanz Z_offen, von dem Tor betrachtet, wenn die symmetrische Ebene offen ist, ferner gleich der Impedanz Z_kurz der in 7D gezeigten 1/8-Schaltung, von dem Tor aus betrachtet, wenn die symmetrische Ebene kurzgeschlossen ist. Z_offen = Z_kurz ist äquivalent zu der Totalreflexionsbedingung, wenn der Bereich zwischen zwei Toren als Bandsperrfilter betrachtet wird.
Wie oben beschrieben wurde, ist die Totalreflexionsbedingung der Viertorschaltung, bei der die Symmetrie der Schaltung angenommen wird, im Fall von Drei- oder Mehr- Torschaltungen gültig. Im Folgenden wird die Grundlage der Gültigkeit beschrieben.
Zunächst zeigt 8A eine symmetrische Zweitorschaltung, um zu demonstrieren, dass die oben beschriebene Bedingung 2 mit der Totalreflexionsbedingung einer Zweitorschaltung zusammenfällt. Ferner zeigen 8B und 8C zwei Ersatzschaltungen der Eintorschaltung, die gebildet wird, indem an der in 8A gezeigten symmetrischen Ebene entlang geschnitten wird, und die erhalten wird, wenn die jeweiligen symmetrischen Ebenen offen oder kurzgeschlossen sind.
Wenn die Reflexionskoeffizienten in dem geraden und ungeraden Modus dieser zwei Eintorschaltungen durch S₁₁ ^e und S₁₁ ^o dargestellt werden, werden S₁₁ und S₂₁ der in 8A gezeigten Ersatzschaltung wie folgt ausgedrückt. S11 = (S11 e + S11 o)/2 S21 = (S11 e – S11 o)/2
Demgemäß gilt für die Totalreflexionsbedingung, dass S₂₁ gleich 0 ist. Somit wird S₁₁ ^e = S₁₁ ^o, d. h. Z_offen = Z_kurz erhalten. Mit anderen Worten besteht die Totalreflexionsbedingung einer Zweitorschaltung somit darin, dass die durch Schneiden entlang der symmetrischen Ebene gebildeten Eintorschaltungen eine gleiche Impedanz aufweisen, unabhängig davon, ob die symmetrischen Ebenen offen oder kurzgeschlossen sind.
Falls die Totalreflexionsbedingung zwischen willkürlichen Zweitorschaltungen in einer Mehrtorschaltung erfüllt werden kann, kann die Totalreflexionsbedingung der gesamten Mehrtorschaltung erfüllt werden, wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht.
Die obige Beschreibung beruht auf symmetrischen Schaltungen. Für eine asymmetrische Mehrtorschaltung (in diesem Fall eine Viertorschaltung) wird in der Praxis eine Schaltungssimulation durchgeführt. Was die asymmetrische Schaltung betrifft, wird noch demonstriert werden, dass die Totalreflexionsbedingung der gesamten Schaltung erfüllt werden kann, indem willkürliche Zweitorschaltungen so eingestellt werden, dass sie die Totalreflexionsbedingung erfüllen.
41 zeigt die Ersatzschaltung, in der die Simulation durchgeführt wurde. Bei der Schaltung weist eine Übertragungsleitung a θ = 75°, z = 200 Ω auf, und eine Übertragungsleitung b weist θ = 10° und z = 0 Ω auf. Für die Übertragungsleitungen c1, c2, c3 und c4 ist θ π/2 und z = 10 Ω, 50 Ω, 100 Ω bzw. 200 Ω.
42 zeigt Beispiele der Charakteristika von S₁₁, S₂₁, S₃₁ und S₄₁ in der oben beschriebenen Schaltung. Wie in der in 42 gezeigten Charakteristik von ₁₁ zu sehen ist, kann auch bei der asymmetrischen Schaltung ein großer Reflexionskoeffizient über ein breites Band erhalten werden.
Die Ergebnisse zeigen, dass die Totalreflexionsbedingung der Mehrtorschaltung erfüllt werden kann, indem die Totalreflexionsbedingung zwischen zwei beliebigen willkürlichen Toren erfüllt wird, ungeachtet der Symmetrie der Mehrtorschaltung.
Als Mehrtorschaltung, bei der die Eintorschaltungen die oben beschriebenen Bedingungen 1 und 2 erfüllen, können beispielsweise die in 9A bis 9B gezeigten Grundmuster gebildet werden. Das Beispiel der 9A ist eine Dreitorschaltung, das der 9B ist eine Fünftorschaltung und das der 9C ist eine Sechstorschaltung.
Als Nächstes zeigt 10B ein Beispiel einer Eintorschaltung, die die Bedingungen 1 und 2 erfüllt. Das heißt, dass 10B die Eintorschaltung zeigt, die gebildet wird, indem die Schaltung der 10A entlang der beiden symmetri schen Ebenen A-A' und B-B' geschnitten wird. Die Eintorschaltung weist die Konfiguration auf, bei der zwei 1/4-Wellenlänge-Stichleitungen, die einen offenen Anschluss aufweisen, jeweils mit der mit einem Tor Nr. 1 verbundenen Übertragungsleitung verbunden sind. Die Impedanzen der zwei Stichleitungen werden je nach dem Zustand, in dem die beiden symmetrischen Ebenen offen oder kurzgeschlossen sind, geändert. Somit zeigen 11A bis 11B Ersatzschaltungen, die dem Zustand der zwei symmetrischen Ebenen entsprechen. 11A, 11B, 11C und 11D zeigen die Zustände, bei denen die Ebene A-A' offen ist und die B-B' offen ist; bei denen die Ebene A-A' offen und die Ebene B-B' kurzgeschlossen ist; bei denen die Ebene A-A' kurzgeschlossen und die Ebene B-B' offen ist bzw. bei denen die Ebene A-A' kurzgeschlossen und die Ebene B-B' kurzgeschlossen ist. Hier sind die Schaltungen äquivalent zu den Schaltungen, bei denen keine Stichleitung existiert, wenn eine symmetrische Ebene kurzgeschlossen ist. Der Grund dafür liegt darin, dass man annimmt, dass der in der Stichleitung vorhandene Modus lediglich ein TEM-Modus ist, und ferner wird angenommen, dass die Wellen in dem TE01- und dem TE03-Modus, bei denen die symmetrischen Ebenen offen sind, abklingende Wellen sind, und die Auswirkungen der Wellen werden als extrem klein eingeschätzt. Wenn ferner der Modus einer sich in einem Streifenleiter ausbreitenden Welle betrachtet wird, werden Modi, wie sie in den 12A bis 12E gezeigt sind, veranschaulicht. Diese Modi entsprechen einer Beseitigung der Bedingung des Vorhandenseins der TEM-Welle, des TE02- und des TE04-Modus, bei denen man annimmt, dass die symmetrische Ebene eine Kurzschlussebene ist. Somit kann man davon ausgehen, dass der in der Stichleitung vorliegende Modus lediglich der TEM-Wellenmodus ist.
Wie aus den oben beschriebenen Ergebnissen zu ersehen ist, werden alle Eingangsimpedanzen der 11A bis 11D null und erfüllen die Totalreflexionsbedingung. Dementsprechend werden alle einfallenden Wellen von den in 10 gezeigten jeweiligen Toren vollständig reflektiert.
13 zeigt ein Modifizierungsbeispiel des in 10A gezeigten Grundmusters. Bei diesem Beispiel weisen die in 10A gezeigten jeweiligen Stichleitungen eine Mäanderform auf, so dass das gesamte Grundmuster innerhalb eines quadratischen Bereichs gebildet ist.
14A und 14B zeigen die S Parameter der Schaltung der 13. Bei diesem Beispiel ist die optimale Frequenz auf 32 GHz eingestellt. Das heißt, bei 32 GHz wird die elektrische Länge der Stichleitung zu 1/4-Wellenlänge. Aus diesem Grund wird die Totalreflexionscharakteristik über ein vorbestimmtes Band präsentiert, das in der Mitte diese Frequenz aufweist.
15A und 15B zeigen den Fall, bei dem die Anwendungsfrequenz bei dem Muster der 13 auf 20 GHz eingestellt ist. In diesem Fall wird die elektrische Länge der Stichleitung bei 20 GHz 1/4-Wellenlänge. Aus diesem Grund wird die Totalreflexionscharakteristik in einem Band präsentiert, das diese Frequenz als die Mitte aufweist.
16 zeigt ein Muster als Vergleichsbeispiel, in der japanischen Patentanmeldung Nr. 11-025874 gezeigt. 17A und 17B zeigen die Frequenzcharakteristika der S Parameter. Wenn das entworfene Frequenzband auf 32 GHz eingestellt ist, wie in den Fällen der 13, 14A und 14B, weist eine Seite des quadratischen Grundmusters bei dem Beispiel der 16 eine Länge von 0,8 mm auf, während eine Seite des quadratischen Musters bei dem Beispiel der 13 eine Länge von 0,25 mm aufweist. Das Beispiel der 13 weist eine sehr geringe Größe auf, und die Reflexionscharakteristik ist hervorragend. Man kann erkennen, dass die Ausbreitungsblockierungsfähigkeit bezüglich einer Störmoduswelle sehr hoch ist.
Als Nächstes zeigt 18 ein Beispiel eines weiteren Grundmusters. Dieses Grundmuster wird gebildet, indem 1/4- Wellenlänge-Übertragungsleitungen mit den Eingangs-/Ausgangstoren des Musters der 13 in Reihe geschaltet werden. 19 zeigt die Frequenzcharakteristika der S Parameter. Dadurch, dass die Übertragungsleitungen hinzugefügt werden, die jeweils eine vorbestimmte Impedanz und elektrische Länge aufweisen, kann die Bandbreite vergrößert werden.
Als Nächstes wird das Prinzip des Vergrößerns einer Bandbreite beschrieben. In der obigen Beschreibung wurde erklärt, dass der Betrieb einer Mehrtorschaltung als der einer Zweitorschaltung verstanden werden kann. Somit wird das Prinzip nun anhand einer Zweitorschaltung beschrieben.
Als Erstes zeigt 43A eine Zweitor-Grundschaltung. Die Schaltung weist die in 44 gezeigte Reflexionscharakteristik auf. Wenn eine 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitung einer hohen Impedanz zu der Schaltung der 43A hinzugefügt wird, um eine Schaltung zu bilden, wie sie in 43B gezeigt ist, kann der Charakteristik eine große Bandbreite, wie sie in 46 gezeigt ist, verliehen werden. Die physikalische Bedeutung der Charakteristik, der eine große Bandbreite verliehen wird, wird unter Verwendung von Smith-Graphiken beschrieben.
Was die Ortskurve der Impedanz aus der Sicht der gestrichelten Linie a-a' angeht, die erhalten wird, wenn die Frequenz bei der in 43A gezeigten Schaltung von 1,00 GHz auf 60,00 GHz verändert wird, sind in der Smith-Graphik Schleifen gezeichnet, wie bei 45 gezeigt ist.
Was die Ortskurve der Impedanz aus der Sicht der gestrichelten Linie a-a' betrifft, die erhalten wird, wenn eine 1/4-Wellenlänge-Übertragungsleitung einer hohen Impedanz mit der in 43A gezeigten Schaltung verbunden wird, um die in 43B gezeigte Schaltung zu bilden, und wenn die Frequenz von 1,0 GHz auf 60,0 GHz geändert wird, wird der Reflexionskoeffizient bei 30 GHz, der in 45 bei Punkt A positioniert ist, zu Punkt B verschoben, wie in 47 gezeigt ist. Überdies verstärkt die Übertragungsleitung der hohen Impedanz die standardisierte Scheinimpedanz aus der Sicht der Linie b-b', so dass die gesamte Charakteristik nach rechts verschoben wird (in die durch den Pfeil in 47 angegebene Richtung). Die Veränderung des imaginären Teils in der Smith-Graphik ist auf der offenen Seite gering und auf der kurzen Seite groß. Indem die gesamte Impedanzortskurve zur offenen Seite hin verschoben wird, wird die Änderung der Frequenz verstärkt, so dass die große Bandbreite verwirklicht werden kann.
48 zeigt ein Beispiel, bei dem ferner 90°-Phasenverschieber zu dem Eingang und Ausgang der in 43B gezeigten Schaltung hinzugefügt werden, so dass die Eingangs-/Ausgangsimpedanz zu einer niedrigen Impedanz wird. Die Bandbreite der Reflexionscharakteristik dieser Schaltung wird erhöht, wie in 49 gezeigt ist. Die Ortskurve der Impedanz aus der Sicht der gestrichelten Linie a-a', die erhalten wird, wenn die Frequenz von 1,0 GHz zu 60,00 GHz geändert wird, ergibt in der Smith-Graphik eine runde Figur, wie in 50 gezeigt ist. Ferner wird die gesamte Charakteristik auf Grund der Übertragungsleitung mit niedriger Impedanz nach links verschoben. Dadurch wird die Resonanzschleife (Impedanzortskurve), die ursprünglich in die linke Richtung gezogen wurde, gänzlich in die äußere periphere Richtung des Kreises geschoben. Somit wird angenommen, dass die große Bandbreite verwirklicht werden kann.
Wie oben beschrieben wurde, kann eine Bandbreite vergrößert werden, indem eine Übertragungsleitung, die eine geeignete Impedanz und eine angemessene elektrische Länge aufweist, zu einem Eingang und zu einem Ausgang hinzugefügt wird.
10A, 13, 18 usw. zeigen Beispiele, die auf einer Viertorschaltung beruhen. Jedoch kann die vorliegende Erfindung gleichermaßen auf eine Dreitorschaltung angewendet werden, wie sie in 20 gezeigt ist, und kann überdies auf eine Mehrtorschaltung, die zumindest fünf Tore aufweist, angewandt werden.
Als Nächstes zeigen 21A und 21B Beispiele eines weiteren Grundmusters, das die oben beschriebene Totalreflexionsbedingung erfüllt. Bei dieser Struktur ist eine 1/4-Wellenlänge-Stichleitung, die ein offenes Ende aufweist, für einen Streifenleiter vorgesehen, der zwei benachbarte Tore, wie sie in 21A gezeigt sind, verbindet und der über den in 21B gezeigten Zustand aus dem in 10A gezeigten Zustand gebildet ist. Die Länge der Streifenleiter, die die zwei Tore verbinden, und die Verbindungspositionen der Stichleitungen mit den Streifenleitern stehen in keinerlei Beziehung zu der oben beschriebenen Totalreflexionsbedingung.
22 zeigt ein weiteres Grundschaltungsmuster, das die oben beschriebene Totalreflexionsbedingung erfüllt. Das Muster ist ein konkretes Beispiel, bei dem zwei Streifenleiter, die eine Differenz bezüglich einer elektrischen Länge aufweisen, die bei einer halben Wellenlänge liegt, zwischen Zweitorschaltungen parallel zueinander geschaltet sind. Beispielsweise sind zwischen den zwei Toren, d. h. den Toren Nr. 1 und Nr. 4, Streifenleiter SL1 und SL2 vorgesehen. Die Differenz bezüglich der elektrischen Länge zwischen den Leitern beträgt π (1/2-Wellenlänge). Dies gilt auch für die Schaltungen zwischen den anderen Paaren von zwei benachbarten Toren.
Bei der Beschreibung unter Verwendung der 7A bis 7D gemäß der Totalreflexionsbedingung weisen die 1/8-Schaltungen, die durch Schneiden, entlang der symmetrischen Ebene, jeder der 1/4-Schaltungen gebildet werden, die durch Schneiden entlang der symmetrischen Ebenen A-A' und B-B' um die zwei Achsen gebildet werden, unter der Grenzbedingung, dass die symmetrische Ebene B-B' gerade/ungerade wird, eine gleiche Impedanz (Z_offen – Z_kurz) auf. Wenn dies auf das in 22 gezeigte Beispiel angewandt wird, wird die 1/8- Schaltung durch die in 23 gezeigte Ersatzschaltung ausgedrückt. In dem Fall, in dem die symmetrische Ebene B-B' offen ist, ist die Ersatzschaltung gezeigt, z. B. in 24A. Wenn die symmetrische Ebene B-B' kurzgeschlossen ist, wird die Ersatzschaltung wie in 24B gezeigt ausgedrückt. Überdies können die Schaltungen der 24A und 24B umgeschrieben werden, um zu den Schaltungen der 24C und 24D zu werden. Wie durch einen Vergleich der 24C und 24D ohne weiteres ersichtlich ist, sind die Eingangsimpedanzen, die erhalten werden, wenn die symmetrischen Ebenen offen und kurzgeschlossen sind, miteinander identisch. Somit erfüllt die Schaltung die Totalreflexionsbedingung.
Bei dem in 22 gezeigten Muster ist es nicht erforderlich, eine Stichleitung zu verwenden, die ein offenes Ende aufweist. Somit liegt ein geringerer Einfluss, der auf ein Koppeln mit anderen Schaltungen zurückzuführen ist, vor. Der Schaltungsentwurf kann leichter durchgeführt werden.
Bei den obigen jeweiligen Ausführungsbeispielen wurden die Viertorschaltungen, die eine Symmetrie um zwei Achsen aufweisen, und die Mehrtorschaltungen, die vergrößerte symmetrische Achsen aufweisen, als Beispiele beschrieben. Ein vorteilhaftes Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass eine Störmoduswellenausbreitung zwischen zwei planaren Leitern unterdrückt wird. Somit kann es sein, dass ein Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungsmuster keine Symmetrie aufweist. Es ist wahr, dass die Schaltungsmuster der in 10A bis 21 gezeigten jeweiligen Ausführungsbeispiele jeweils ein Zweitor-Bandsperrfilter aufweisen, das zwischen zwei benachbarte Tore geschaltet ist. Von diesem Standpunkt aus betrachtet werden nachfolgend andere, unterschiedliche Arten von Ausführungsbeispielen gezeigt.
Als Erstes, beispielsweise bei der in 25 gezeigten Viertorschaltung, sind die jeweiligen Tore durch die Übertragungsleitungen verbunden, die aus Streifenleitern herge stellt sind, die eine elektrische Länge aufweisen, und die Stichleitungen mit offenen Enden sind für die Übertragungsleitungen vorgesehen, um die Symmetrie der Schaltung zu durchbrechen. Bei dieser Schaltung erfüllen die Schaltungen zwischen zwei benachbarten Toren, d. h. diejenigen zwischen Tor Nr. 1 und Tor Nr. 2, zwischen Tor Nr. 2 und Tor Nr. 3, zwischen Tor Nr. 3 und Tor Nr. 4 bzw. zwischen Tor Nr. 4 und Tor Nr. 1 die Totalreflexionsbedingung unabhängig voneinander. Demgemäß kann eine Charakteristik erhalten werden, die ähnlich derjenigen der in 10A oder 21A gezeigten Schaltung ist.
26 zeigt ein Modifizierungsbeispiel der Schaltung der 3, bei dem die vier Bandsperrfilter vorgesehen sind, die aus Streifenleitern hergestellt sind, die eine Differenz bezüglich der elektrischen Länge aufweisen, die gleich einer halben Wellenlänge ist. Bei diesem Beispiel kann die Breite des Frequenzbandes, in dem die Totalreflexionsbedingung im Wesentlichen erfüllt ist, vergrößert werden, indem die Frequenzen der zwei Bandsperrfilter um einen vorbestimmten Betrag voneinander verschoben werden.
Als Nächstes werden die in 10A und 10B gezeigten Muster in Form von Ersatzschaltungen ausgedrückt und vereinfacht. 27A, 27B und 27C zeigen Beispiele der Grundmuster, die dieselben Charakteristika aufweisen wie die erhaltenen Ersatzschaltungsmuster.
27A zeigt die Ersatzschaltung des in 10A gezeigten Musters. 27B zeigt die durch Vereinfachung des Musters erhaltene Ersatzschaltung. 27C zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel der Ersatzschaltung der 28B. Bei dem in 27C gezeigten Schaltungsmuster ist zwischen Tor Nr. 2 und Tor Nr. 3 eine Stichleitung vorgesehen. Elektrisch gesehen weist das Schaltungsmuster die Struktur auf, bei der die Stichleitung zu dem Streifenleiter, der die zwei Tore verbindet, parallel geschaltet ist. Das heißt, dass das Schaltungsmuster die Struktur aufweist, bei der die Stichleitungen in der Nähe des Überkreuzungspunkts der vier Tore verbunden sind, und somit ist zwischen zwei beliebigen der Tore, d. h. zwischen Tor Nr. 1 und Tor Nr. 2, zwischen Tor Nr. 2 und Tor Nr. 3, zwischen Tor Nr. 3 und Tor Nr. 4, zwischen Tor Nr. 4 und Tor Nr. 1, zwischen Tor Nr. 1 und Tor Nr. 3 oder zwischen Tor Nr. 2 und Tor Nr. 4, eine Stichleitung zu dem Streifenleiter, der die zwei Tore aufweist, parallel geschaltet. Die oben beschriebenen Stichleitungen sind Streifenübertragungsleitungen, die jeweils eine elektrische Länge von 1/4-Wellenlänge und ein offenes Ende aufweisen. Demgemäß umfasst die vorliegende Erfindung die Struktur, bei der eine einzelne Bandsperrstichleitung mit einem Streifenleiter verbunden ist, der zumindest zwei Tore verbindet, wie oben beschrieben wurde.
28 zeigt ein Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungsmuster, das eine Mehrzahl der Grundmuster umfaßt, die jeweils in 27C gezeigt sind und in der längs und der quer verlaufenden Richtung angeordnet sind. In dieser Schaltung ist bei einem der in 27C gezeigten Grundmuster das Tor Nr. 1 mit dem Tor Nr. 3 eines benachbarten Grundmusters verbunden, und Tor Nr. 2 ist mit Tor Nr. 4 eines anderen benachbarten Grundmusters verbunden.
Überdies zeigen 29A und 29B ein Beispiel eines weiteren vereinfachten Musters, das als Startersatzschaltung aus der in 27A gezeigten Ersatzschaltung erhalten wurde. Bei diesem Beispiel sind bei der in 29A gezeigten Ersatzschaltung zwei Stichleitungen, die jeweils ein offenes Ende mit einer Länge von 1/4-Wellenlänge aufweisen, für einen Streifenleiter, der zwei Tore verbindet, vorgesehen. 29B ist ein konkretes Schaltungsmuster. In dem Fall, in dem die Muster in der längs und in der quer verlaufenden Richtung angeordnet sind, ist das Tor Nr. 1 mit dem Tor Nr. 3 eines benachbarten Musters verbunden, und das Tor Nr. 2 ist mit dem Tor Nr. 4 eines weiteren benachbarten Musters verbunden.
30A und 30B zeigen ein konkretes Beispiel einer Dreitorschaltung. 30A zeigt das Grundmuster. Bei diesem Muster sind die in 20 gezeigten jeweiligen Stichleitungen zu einer Mäanderform gebildet. 30B zeigt, dass die Grundmuster der 30A in der Form einer zweidimensionalen Ebene angeordnet sind und dass die drei Tore entsprechend miteinander verbunden sind.
Wie in 30B gezeigt ist, ist das Profil des Grundmusters dreieckig. Demgemäß können die Grundmuster in dem Fall, in dem eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung in einem zwischen zwei Übertragungsleitungen oder Elektrodenstrukturen gelegenen Raum gebildet ist und in dem der Winkel zwischen den zwei Übertragungsleitungen oder Elektrodenstrukturen 60° beträgt oder nahe bei 60° liegt, in einem hohen Packungsverhältnis angeordnet sein.
31 zeigt ein weiteres Beispiel des Grundmusters, das durch Modifizieren des Grundmusters der 10A gebildet wird. Dieses Grundmuster weist die Struktur auf, bei der benachbarte Tore an einem willkürlichen Punkt miteinander verbunden sind und bei der ein jeweiliges Bandsperrfilter, das eine 1/4-Wellenlänge-Stichleitung mit einem offenen Ende aufweist, zwischen den Verbindungspunkt und jedes Tor eingefügt ist. Bei diesem Muster weist die Schaltung zwischen benachbarten Toren die Bandsperrfiltercharakteristik auf. Indem eine Mehrzahl der Grundmuster angeordnet wird, kann also eine Störmoduswellenblockierungsschaltung gebildet werden.
32 zeigt ein weiteres Grundmuster, das ebenfalls durch Modifizieren des in 10A gezeigten Grundmusters gebildet wird. Auch bei dieser Schaltung sind benachbarte Tore an einem willkürlichen Punkt miteinander verbunden, und Bandsperrfilter, die jeweils zwei Streifenleiter aufweisen, die eine Differenz bezüglich der elektrischen Länge aufweisen, die gleich einer halben Wellenlänge ist, und die parallel zueinander geschaltet sind, sind zwischen den Ver bindungspunkt und jedes jeweilige Tor eingefügt. Das heißt, dass das Bandsperrfilter bei 32 einen Streifenleiter mit einer elektrischen Länge θ und einen Streifenleiter mit einer elektrischen Länge (θ + π/2) umfasst. Ähnlich der Schaltung der 31 werden dadurch zwei Bandsperrfilter zwischen benachbarte Tore eingefügt.
Als Nächstes werden einige Beispiele beschrieben, bei denen mehrere Grundmuster angeordnet sind, die jeweils eine Zweitorschaltung bilden.
51A, 51B und 51C zeigen jeweils die Grundmuster. Die Muster der 51A, 51B und 51C weisen im Grunde dieselbe Struktur auf, mit der Ausnahme, dass sich die Abmessungen voneinander unterscheiden. Hier bezeichnen Nr. 1 und Nr. 2 jeweils Tore. Mit dem Tor Nr. 1 ist ein Streifenleiter (Stichleitung) in einer Mäanderform, der (die) ein offenes Ende aufweist, verbunden. Der Streifenleiter, der das Tor Nr. 1 und das Tor Nr. 2 verbindet, weist eine elektrische Länge auf, die bei einer Dienstfrequenz gleich 1/4-Wellenlänge ist. Der Streifenleiter, der das Tor Nr. 1 und Nr. 2 verbindet, ist in einer Mäanderform gebildet, wie in den 51A, 51B und 51C gezeigt ist, und ist in einem begrenzten Raum angeordnet.
Wenn eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung gebildet wird, indem mehrere Grundmuster, die in den 51A, 51B und 51C gezeigt sind, angeordnet werden, wird das Tor Nr. 1 eines Grundmusters mit dem Tor Nr. 2 eines benachbarten Grundmusters verbunden, was sequentiell wiederholt wird. Die Anzahl der angeordneten Muster wird bestimmt, so dass eine erforderliche Länge erhalten wird. Bei dieser Anordnungsstruktur weist die Übertragungsleitung die Stichleitungen auf, die jeweils ein offenes Ende aufweisen, und abhängig davon in Abständen einer elektrischen Länge, die gleich 1/4-Wellenlänge ist, die als Bandsperrfilter zum Blockieren eines vorbestimmten Frequenzbandes fungieren.
Somit wird bewirkt, dass das blockierte Frequenzband mit der Frequenz einer Störmoduswelle zusammenfällt.
Wenn die Bandbreite der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung senkrecht zu der Anordnungsrichtung der Grundmuster erweitert werden soll, werden die Grundmuster sequentiell verbunden, z. B. in der lateralen Richtung. In der Längsrichtung sind mehrere Sätze von Mustern angeordnet, die jeweils die Grundmuster aufweisen, die in der lateralen Richtung verbunden sind. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, dass die jeweiligen Sätze in den Mustern in der Längsrichtung elektrisch miteinander verbunden sind.
Das Grundmuster der 52A unterscheidet sich von dem der 51A. Die Grundstruktur der 52A ist dieselbe wie die der 52B, jedoch unterscheiden sich die Größen dieser Strukturen. Bei diesem Beispiel ist der Streifenleiter mit einem offenen Ende zu einer rechteckigen Spiralform gebildet und ist mit dem Tor Nr. 1 verbunden.
53A und 53B zeigen jeweils einen Grundmustersatz, der gebildet wird, indem drei Grundmuster miteinander kombiniert werden. Das heißt, dass bei dem Beispiel der 53B drei Grundmuster, wie sie in 52A und 52B gezeigt sind, kombiniert sind. In diesem Fall sind drei Grundmuster, die unterschiedliche Größen aufweisen, kombiniert. Bei dem in 53A gezeigten Beispiel weist einer der drei Streifenleiter mit offenen Enden, der nicht zu einer Spiralform gebildet ist, einfach ein rechteckiges Muster auf.
Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, werden die blockierten Frequenzbänder der jeweiligen Grundmuster voneinander verschieden, indem die Größen der obigen drei Grundmuster differenziert werden. Demgemäß kann das Gesamtmuster Störmoduswellen über ein breites Band hinweg ausschwärzen.
Als Nächstes wird ein Grundmuster beschrieben, das eine Viertorschaltung darstellt.
54 zeigt ein Beispiel des Grundmusters, das die Viertorschaltung darstellt. Hier bezeichnen Nr. 1, Nr. 2, Nr. 3 bzw. Nr. 4 jeweils die Tore. Mit dem Mittelpunkt von Streifenleitern, die diese vier Tore verbinden, sind jeweils vier Streifenleiter (Stichleitungen), die jeweils ein offenes Ende aufweisen und in einer rechteckigen Spiralform gebildet sind, verbunden. Die elektrischen Längen dieser Streifenleiter sind auf 1/4-Wellenlänge bei einer Dienstfrequenz eingestellt.
55 zeigt ein Beispiel eines weiteren Grundmusters, das eine Viertorschaltung darstellt. Hier bezeichnen Nr. 1, Nr. 2, Nr. 3 bzw. Nr. 4 jeweils die Tore. Mit dem Mittelpunkt von Streifenleitern, die diese vier Tore verbinden, sind jeweils vier Streifenleiter (Stichleitungen), die jeweils ein offenes Ende aufweisen und in einer Mäanderlinienform gebildet sind, verbunden. Die elektrischen Längen dieser Streifenleiter sind auf 1/4-Wellenlänge bei einer Dienstfrequenz eingestellt. Bei diesem Beispiel sind die Längen von den Toren Nr. 1, Nr. 2, Nr. 3 und Nr. 4 zu dem Verbindungspunkt der Stichleitungen auf etwa 1/4-Wellenlänge eingestellt. Durch Hinzufügen von Übertragungsleitungen, die eine vorbestimmte Impedanz und eine vorbestimmte elektrische Länge aufweisen, zu den Eingangs-/Ausgangstoren kann die Bandbreite vergrößert werden.
Als Nächstes werden ein Verfahren zum Messen der Charakteristika einer Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung, die jedes der in 51 bis 55 gezeigten Muster enthält, und die Messergebnisse beschrieben.
56A ist eine perspektivische Ansicht entweder eines koplanaren Wellenleiters CPW oder eines durch einen Leiter gestützten koplanaren Wellenleiters CBCPW (geerdeter koplanarer Wellenleiter). 56B ist eine Draufsicht des Wel lenleiters. Wie in 56A und 56B gezeigt ist, sind auf der Oberseite einer dielektrischen Platte 20 eine Elektrode 22 und ein Streifenleiter 19 gebildet. Bei der Elektrode 22 auf beiden Seiten des Streifenleiters 19 ist eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 gebildet. Im Fall eines CPW ist auf der Unterseite der dielektrischen Platte 20 keine Elektrode gebildet. Im Fall eines CBCPW liegt auf der Unterseite der dielektrischen Platte 20 eine Masseelektrode vor.
Die Größen der jeweiligen Abschnitte sind in 56B gezeigt (wobei die Einheit numerischer Werte mm ist).
In den 56A und 56B ist die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 vereinfacht.
57A, 57B und 57C zeigen die Charakteristika der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die die in den 51A, 51B bzw. 51C gezeigten Grundmuster aufweisen. In den Graphen stellen die Abkürzungen „CPW" und „CBCPW" die Charakteristika des CPW und des CBCPW dar, die erhalten werden, wenn die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen nicht vorgesehen sind. Der Begriff „Störmodusblockierung" stellt die Charakteristika der CBCPWs dar, die mit den Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen versehen sind. Die Teile der Charakteristika, die erhalten werden, wenn die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen vorgesehen sind, durch die nach unten gerichteten Pfeile A, B bzw. C angegeben, sind die Frequenzbereiche, in denen das Lecken besonders unterdrückt wird. Dies sind in den 58A bis 61, die in der späteren Beschreibung verwendet werden, dieselben Bereiche.
Wie aus den 57A bis 57C hervorgeht, tritt für CBCPW im Gegensatz zu CPW eine Dämpfung auf, die durch ein Störmoduswellenleck verursacht wird. Wenn die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung vorgesehen ist, wird das Störmoduswellenleck in einem bestimmten Frequenzband unter drückt, so dass die Dämpfung in dem Frequenzband unterdrückt wird. Bei 57A wird die Dämpfung in dem 30 GHz-Band unterdrückt, in der 57B im 25 GHz-Band bzw. in der 57C im 20 GHz-Band.
28A und 58B zeigen die Charakteristika der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die die in 52A und 52B gezeigten Grundmuster aufweisen. Wie aus den Graphen hervorgeht, erfolgt im Gegensatz zu CPW eine Dämpfung, die durch ein Störmoduswellenleck verursacht wird. Wenn die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung vorgesehen ist, wird das Störmoduswellenleck in einem bestimmten Frequenzband unterdrückt, so dass die Dämpfung in dem Frequenzband unterdrückt wird. Wie durch die Pfeile A und B gezeigt ist, wird die Dämpfung in 58A im 27 GHz-Band und in 58B im 36 GHz-Band unterdrückt.
59A und 59B zeigen die Charakteristika der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen, die die in 53A bzw. 53B gezeigten Grundmuster aufweisen. Wie klar zu erkennen ist, wenn die 59A und 59B miteinander verglichen werden, weist das bestimmte Frequenzband, in dem das Störmoduswellenleck unterdrückt wird, eine größere Breite auf, was darauf zurückzuführen ist, dass die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung vorgesehen ist.
60 zeigt die Charakteristik der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung, die die in 54 gezeigten Grundmuster aufweist, und 61 zeigt die Charakteristik der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung, die die in 55 gezeigten Grundmuster aufweist. Wie bei dem Fall A in jeder Figur gezeigt ist, wird die Dämpfung im erstgenannten Fall im 35 GHz-Band und im letzteren Fall im 27 GHz-Band unterdrückt.
Manche Beispiele einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die mit einer Übertragungsleitung versehen ist, werden unter Bezugnahme auf 33 bis 36 beschrieben.
33 ist eine perspektivische Ansicht einer mit einer Schlitzübertragungsleitung versehenen Hochfrequenzschaltungsvorrichtung. Bei diesem Beispiel sind Elektroden 21 und 22 auf der Unter- bzw. der Oberseite einer dielektrischen Platte 20 gebildet, und ein Schlitz ist in einer vorbestimmten Position gebildet, wodurch eine geerdete Schlitzübertragungsleitung 4 gebildet ist. Auf beiden Seiten der Schlitzübertragungsleitung sind Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3, wie sie in 28 oder einer der anderen Figuren gezeigt sind, gebildet. In 33 sind die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 in vereinfachter Form gezeigt.
Da die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 auf beiden Seiten der Schlitzübertragungsleitung und entlang der Schlitzübertragungsleitung vorgesehen sind, werden Parallelplattenmoduswellen, die durch Koppeln mit der Schlitzmoduswelle erzeugt werden, in die Mikrostreifenübertragungsleitungsmoduswellen der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen umgewandelt und vollständig reflektiert. Dadurch werden auf der Außenseite der jeweiligen Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 im Wesentlichen keine Parallelplattenmoduswellen ausgebreitet. Somit erfolgt kein unerwünschtes Koppeln mit benachbarten Übertragungsleitungswellen.
Bei dem in 33 gezeigten Beispiel sind die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen in der Elektrode gebildet, in der der Schlitz gebildet ist. Oder die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 können auf der Seite der Masseelektrode 21 gebildet sein. Überdies können die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen sowohl in der Masseelektrode 21 als auch in der Elektrode 22, in der der Schlitz gebildet ist, vorgesehen sein.
Bei dem Beispiel der 34 ist die Masseelektrode 21 auf der Unterseite der dielektrischen Platte 20 gebildet, und die Elektrode 22 und ein Streifenleiter 19 sind auf der Oberseite gebildet. Ein Teil des Streifenleiters 19 ist eine geerdete koplanare Übertragungsleitung 1. Die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 sind auf beiden Seiten der Elektrode 22 entlang der geerdeten koplanaren Übertragungsleitung 1 gebildet. Bei 34 sind die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 in vereinfachter Form gezeigt.
Somit kann in dem Fall, in dem die vorliegende Erfindung auf die geerdete koplanare Übertragungsleitung angewandt wird, wie oben beschrieben, eine Ausbreitung einer Parallelplattenmoduswelle unterdrückt werden.
Die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 können auf der Seite der Masseelektrode 21 oder sowohl in der Masseelektrode 21 als auch in der Elektrode 22 auf der Oberseite gebildet sein.
35A und 35B zeigen das Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine dielektrische Ebenen-Übertragungsleitung (PDTL – plane dielectric transmission line) angewendet wird. 35A ist eine perspektivische Ansicht der dielektrischen Ebenen-Übertragungsleitung. 35B zeigt die Unterseite der dielektrischen Platte. Elektroden 23 und 24 sind auf der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Platte 20 gebildet, die jeweils Schlitze aufweisen, die einander durch die dielektrische Platte 20 jeweils gegenüberliegen. Parallel zu der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Platte 20 sind in einem vorbestimmten Abstand von denselben Leiterplatten 27 und 28 angeordnet. Die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3, die ähnlich denen in 28 oder in anderen Figuren sind, werden auf beiden Seiten des Schlitzes 26 gebildet, indem die Elektrode 24 auf der Oberseite der dielektrischen Platte 20 strukturiert wird. Bei 35A sind die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen in vereinfachter Form gezeigt.
Bei der obigen Struktur wird jeglicher Parallelmodus in den Halb-TEM-Modus des Mikrostreifens in den Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen umgewandelt und vollständig reflektiert. Dies umfasst den Parallelmodus, bei dem eine Welle zwischen den Elektroden 23 und 24 auf der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Platte 20 ausgebreitet wird, den Parallelplattenmodus, bei dem eine Welle in dem Raum zwischen der Elektrode 24 und der Leiterplatte 28 ausgebreitet wird, bzw. den Parallelplattenmodus, bei dem eine Welle in dem Raum zwischen der Elektrode 23 und dem Leiter 27 ausgebreitet wird. Somit wird eine Ausbreitung von Störmoduswellen blockiert.
36A und 36B zeigen das Beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine dielektrische Übertragungsleitung angewendet wird. 36A ist eine teilweise auseinandergezogene perspektivische Ansicht eines Hauptteils derselben, und 36B ist eine Querschnittsansicht derselben. In den 36A und 36B sind zwischen Leiterplatten 31 und 32 dielektrische Streifen 35 und 36 und eine dielektrische Platte 33, auf deren Oberseite eine Elektrode 34 gebildet ist, vorgesehen, um eine nicht-strahlende dielektrische Übertragungsleitung zum Ausbreiten einer elektromagnetischen Welle zu bilden, wobei die Energie des elektromagnetischen Feldes auf die dielektrischen Streifen 35 und 36 beschränkt ist.
Bei einer dielektrischen Übertragungsleitung ist ein elektromagnetisches Feld allgemein in diskontinuierlichen Teilen des dielektrischen Streifens wie z. B. Verbindungsstellen, Biegungen usw. gestört, so dass zwischen der oberen und der unteren Leiterplatte Störmoduswellen wie z. B. Parallelplattenmoduswellen oder dergleichen ausgebreitet werden.
Die dielektrische Platte 33 wird auf beiden Seiten der dielektrischen Streifen 35 und 36 mit den Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 versehen, indem die Elektrode 34 auf der Oberseite der dielektrischen Platte 33 strukturiert wird. Wie in 36B gezeigt ist, werden dadurch elektromagnetische Parallelplattenmoduswellen, die sich in dem Raum A1 zwischen der Elektrode 34 und der oberen Leiterplatte 32 und in dem Raum A2 zwischen der Elektrode 34 und der unteren Leiterplatte 31 ausbreiten, mittels der Mikrostreifenübertragungsleitungen der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 in Halb-TEM-Modus-Wellen umgewandelt und vollständig reflektiert. Demgemäß tritt keine Störung bzw. Interferenz zwischen den dielektrischen Übertragungsleitungen und den dielektrischen Übertragungsleitungen der benachbarten dielektrischen Streifen auf, die durch Leckwellen verursacht werden könnte.
Hiernach wird unter Bezugnahme auf 37 ein Beispiel einer mit einem Resonator versehenen Hochfrequenzschaltungsvorrichtung beschrieben.
Bei dem Beispiel der 37 sind in Elektroden auf der Ober- und Unterseite einer dielektrischen Platte 29 kreisförmige Elektroden-Nichtbildungsabschnitte 30, die einander durch die dielektrische Platte 29 gegenüberliegen, vorgesehen. Bei dieser Struktur wird ein dielektrischer Resonator gebildet, der die Elektroden-Nichtbildungsabschnitte 30 als magnetische Wände aufweist. Bei diesem Beispiel fungiert der Resonator als TE010-Modus-Resonator. Eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 wird gebildet, indem die Elektrode auf der Oberseite der dielektrischen Platte 29 strukturiert wird. Man sollte beachten, dass die Struktur vereinfacht ist, um bei 37 gezeigt zu werden. Die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 ist dieselbe wie die in 28 oder 30B gezeigte. Wenn die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 um den kreisförmigen Elektroden-Nichtbildungsabschnitt 30 gebildet ist, wie oben beschrieben, kann ein Muster verwendet werden, das dem in den 28 oder 30B gezeigten Muster entspricht, dessen Koordinatensystem, wenn es ein rechteckiges Koordinatensystem ist, in das polare Koordinatensystem umgewandelt ist.
Unter Bezugnahme auf 37 wird ein Teil der Energie des elektromagnetischen Feldes, der auf den Teil des dielektrischen Resonators beschränkt ist, als Parallelplattenmoduswelle von dem dielektrischen Resonator als Mitte zwischen den über und unter der dielektrischen Platte 29 vorgesehenen Elektroden radial erweitert. Der Parallelplattenmodus wird mittels der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 in den Modus der Mikrostreifenübertragungsleitung umgewandelt, und die Welle wird vollständig reflektiert. Demgemäß lecken im Wesentlichen keine Parallelplattenmoduswellen nach außerhalb der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3. Andererseits lecken im Wesentlichen keine Störmoduswellen von außerhalb der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 in das Innere derselben (in Richtung zu dem Resonator). Dementsprechend tritt zwischen der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3 und Übertragungsleitungen oder anderen Resonatoren außerhalb der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung 3, falls diese vorgesehen sind, keine Interferenz auf, die durch ein Koppeln von Leckwellen verursacht werden könnte.
Hiernach wird unter Bezugnahme auf 38 ein Beispiel der Konfiguration eines spannungsgesteuerten Oszillators beschrieben.
38 ist eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht, die die Konfiguration des spannungsgesteuerten Oszillators zeigt. Die dielektrische Platte 20 ist zwischen der oberen und der unteren Leiterplatte 41 bzw. 44 vorgesehen (die obere Leiterplatte 41 ist der Übersichtlichkeit der Zeichnung halber in einem Abstand von der dielektrischen Platte 20 gezeigt). Auf der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Platte 20 sind verschiedene Arten von Leitermustern gebildet. Ein FET vom Schlitzübertragungslei tungseingangstyp (Millimeterwelle GaAsFET) 50 ist an der Oberseite der dielektrischen Platte 20 angebracht. Aus zwei Elektroden gebildete Schlitze 62 bzw. 63 sind in einem vorbestimmten Abstand auf der Oberseite der dielektrischen Platte 20 angeordnet. Zusammen mit den Schlitzen auf der Unterseite bilden die Schlitze auf der Oberseite eine dielektrische Ebenen-Übertragungsleitung. Eine koplanare Übertragungsleitung 45 versorgt den FET 50 mit einer Gate-Vorspannungsspannung einer Drain-Vorspannungsspannung.
Das Bezugszeichen 61 bezeichnet einen Dünnfilmwiderstand. Der Anschlussabschnitt des auf der Oberseite der dielektrischen Platte 20 gebildeten Schlitzes 62 ist so gebildet, dass er zur Oberseite desselben hin dünner wird, und der Dünnfilmwiderstand 61 ist auf der Oberseite des Anschlussabschnitts des Schlitzes 62 vorgesehen. Auf der Oberseite der dielektrischen Platte 20 ist ein weiterer Schlitz 65 gebildet. Auch auf der Rückseite ist ein Schlitz gebildet, so dass die Schlitze die dielektrische Platte 20 zwischen sich aufnehmen und somit eine dielektrische Ebenen-Übertragungsleitung gebildet wird. Ein Element 60 einer variablen Kapazität ist so angebracht, dass es sich über den Schlitz 65 erstreckt. Je nach der angelegten Spannung variiert die Kapazität. Bei 38 ist auf der Oberseite der dielektrischen Platte 20 ein Leiter-Nichtbildungsabschnitt 64 zum Bilden eines dielektrischen Resonators vorgesehen, der zusammen mit einem Leiter-Nichtbildungsabschnitt für einen dielektrischen Resonator, der gegenüber dem obigen Abschnitt 64 durch die dielektrische Platte 20 auf der Rückseite gebildet ist, in dem relevanten Abschnitt derselben einen dielektrischen TE010-Modus-Resonator bildet.
Die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 sind in den schraffierten Abschnitten der dielektrischen Platte 20 in 38 gebildet. Ferner sind auf der Unterseite der dielektrischen Platte 20 Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen in dem Bereich derselben gegenüber den Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschal tungen auf der Oberseite gebildet. Da die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltungen 3 wie oben beschrieben gebildet sind, wird eine Interferenz zwischen der dielektrischen Ebenen-Übertragungsleitung, die den Schlitz 63 aufweist, der dielektrischen Ebenen-Übertragungsleitung, die den Schlitz 65 aufweist, und dem dielektrischen Resonator, der den Leiter-Nichtbildungsabschnitt 64 aufweist, die durch Leckwellen verursacht sein kann, verhindert.
39A und 39B zeigen ein Beispiel eines Hochfrequenzmoduls, das eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung verwendet, die die Leitermuster aufweist, die in 30B gezeigt sind und zweidimensional angeordnet sind. 39A ist eine perspektivische Ansicht, die das gesamte Hochfrequenzmodul zeigt. Bei dem Hochfrequenzmodul sind mehrere Chip-Integrierte-Schaltung-Teile an einem Substrat 70 angebracht. Somit kann das Hochfrequenzmodul z. B. in einem Frequenzband von 2 bis 30 GHz betrieben werden. 39B ist eine vergrößerte Draufsicht, die einen der Integrierte-Schaltung-Teile zeigt. Bei diesem Integrierte-Schaltung-Teil sind auf dem Substrat ein spiralförmiger Induktor und eine Schlitzübertragungsleitung gebildet. Die Teile bilden gleichermaßen eine passende Schaltung, bei der der Induktor parallel zu der Übertragungsleitung geschaltet ist. Die obige Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung ist in dem Bereich des Moduls gebildet, der den Bereich ausschließt, in dem die Schlitzübertragungsleitungsleitung und der spiralförmige Schlitzinduktor gebildet sind.
In dem Fall, in dem ein verzweigter Abschnitt oder ein Biegeabschnitt in einer Schlitzübertragungsleitung vorgesehen sind, wie oben beschrieben, wird in diesem Abschnitt eine Störmoduswelle erzeugt. Wenn die obige Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung nicht vorgesehen ist und das Teil einfach Ebenenleiter umfasst, breitet sich die obige Störmoduswelle zwischen den parallelen Ebenenleitern aus, so dass sie mit dem spiralförmigen Leiter gekoppelt wird und dazu führt, dass sich die parasitäre Kapazität erhöht. Folglich treten Phänomene wie z. B. eine Interferenz oder dergleichen, z. B. in einem Kommunikationsmodul, auf, oder es entsteht das Problem, dass die Charakteristika der jeweiligen Teile beträchtlich von ihren Entwurfswerten abweichen, wodurch es schwierig wird, den Entwurf des gesamten Kommunikationsmoduls auszuführen.
Wenn im Gegensatz dazu, wie in 39 gezeigt ist, die obige Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung in dem Bereich gebildet ist, der den Bereich ausschließt, in dem die Schlitzübertragungsleitung und der spiralförmige Schlitzinduktor gebildet sind, wie in 39 gezeigt ist, können Störmoduswellen, die in dem verzweigten Abschnitt und dem Biegeabschnitt der Schlitzübertragungsleitung erzeugt werden, in der Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung absorbiert werden. Demgemäß werden die Störmoduswellen nicht mit dem spiralförmigen Induktor gekoppelt, und die parasitäre Kapazität wird nicht erhöht. Somit können die obigen Probleme gelöst werden.
40 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration einer Kommunikationsvorrichtung zeigt, die den obigen spannungsgesteuerten Oszillator verwendet. Bei 40 wird ein Übertragungssignal von einem Leistungsverstärker PA in eine Vorrichtung einer gemeinsamen Antennenverwendung DPX eingegeben. Ein Empfangssignal wird einem Mischer über einen rauscharmen Verstärker LNA und ein RX-Filter (Empfangsfilter) zugeführt. Dagegen weist ein lokaler Oszillator PLL, der eine Phasenregelschleife umfassen kann, einen Oszillator OSC und einen Frequenzteiler DV zum Teilen eines Oszillationssignals auf. Das lokale Signal wird dem obigen Mischer gegeben. Der oben beschriebene spannungsgesteuerte Oszillator wird als der Oszillator OSC verwendet.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Schaltung aus einem Streifenleiter gebildet. Dementspre chend sind die parallelen Ebenenleiter, zwischen denen eine Störmoduswelle ausgebreitet werden soll, einfach strukturiert, was Probleme, wie sie bei der Bildung von herkömmlichen Durchgangslöchern entstehen, eliminiert. Überdies ist es nicht speziell erforderlich, einen Induktor und einen Kondensator als Schaltung mit konzentrierten Elementen bereitzustellen. Da die Schaltung aus einem Streifenleiter gebildet sein kann, können die Grundmuster eine verringerte Größe aufweisen und verpackt sein, um in einem begrenzten Bereich mit hoher Dichte angeordnet zu sein. Somit kann die Störmoduswellenausbreitungsblockierungscharakteristik verbessert werden.

Claims

Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: zumindest zwei parallele Ebenenleiter (21, 22; 23, 24, 27, 28; 31, 32, 34; 41, 44), eine Schaltung zum Anregen einer elektromagnetischen Welle, die zwischen den zwei Ebenenleitern vorgesehen ist, und eine Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung (3) zum Koppeln einer Störmoduswelle, die sich zwischen den zwei Ebenenleitern ausbreitet, um die Ausbreitung der Störmoduswelle zu blockieren, wobei die Schaltung (3) auf einer oder beiden Seiten der zumindest zwei Ebenenleiter gebildet ist, wobei die Störmoduswellenausbreitungsblockierungsschaltung (3) eine Mehrzahl von angeordneten Grundmustern aufweist, die jeweils aus einem Streifenleiter hergestellt sind und eine Mehrtorschaltung bilden, die zumindest zwei Tore aufweist, wobei der Streifenleiter der Mehrtorschaltung so bestimmt ist, dass jede Mehrtorschaltung der jeweiligen Grundmuster eine Bandsperrfiltercharakteristik aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Mehrtorschaltung zumindest zwei Streifenleiter aufweist, die eine Differenz bezüglich der elektrischen Länge aufweisen, die bei einer Dienstfrequenz gleich einer halben Wellenlänge ist, und die zwischen den zumindest zwei Toren der Mehrtorschaltung parallel zueinander geschaltet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Mehrtorschaltung zumindest drei Tore aufweist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der eine Übertragungsleitung, die eine vorbestimmte Impedanz und eine vorbestimmte elektrische Länge aufweist, mit jedem der Eingangs-/Ausgangstore des Grundmusters verbunden ist.
Eine Kommunikationsvorrichtung, die die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 in einem Signalausbreitungsabschnitt oder einem Signalverarbeitungsabschnitt verwendet.