DE69922744T2

DE69922744T2 - Hochfrequenzschaltungsanordnung und Kommunikationsgerät

Info

Publication number: DE69922744T2
Application number: DE69922744T
Authority: DE
Inventors: Yohei Nagaokakyo-shi Ishikawa; Kenichi Nagaokakyo-shi Iio; Takatoshi Nagaokakyo-shi Kato
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-07-24
Filing date: 1999-07-22
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2019-07-23
Also published as: JP2000101301A; DE69922744D1; US20020047751A1; JP3289694B2; EP0975043B1; US6515554B2; EP0975043A2; CA2278395A1; EP0975043A3; US6323740B1; CA2278395C

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, wie beispielsweise einen Wellenleiter oder einen Resonator, die zwei parallele planare Leiter aufweist, und ein Kommunikationsgerät, das eine derartige Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet.
1. Beschreibung der verwandten Technik
Eine Vielfalt von Übertragungsleitungen kann bei Geräten verwendet werden, die in dem Mikrowellenband und dem Millimeterwellenband wirksam sind. Die folgenden Übertragungsleitungen sind typischerweise verfügbar: (i) eine geerdete koplanare Leitung, die aus einer dielektrischen Platte gebildet ist, wobei eine Seite allgemein mit einer Masseelektrode beschichtet ist und die andere Seite eine koplanare Leitung an derselben aufweist; (ii) eine geerdete Schlitzleitung, die aus einer dielektrischen Platte gebildet ist, wobei eine Seite mit einer Masseelektrode beschichtet ist und die andere Seite einen Schlitz aufweist; und (iii) eine planare dielektrische Leitung, die aus einer dielektrischen Platte gebildet ist, wobei beide Seiten Schlitze aufweisen.
Jede der obigen Übertragungsleitungen weist gewöhnlich zwei parallele planare Leiter auf. Wenn ein elektromagnetisches Feld durch Eingangs- und Ausgangsabschnitte und Biegeabschnitte der Übertragungsleitung gestört wird, wird eine Störmodenwelle (auch einfach als ein „Störmode" bezeichnet), wie beispielsweise eine Parallelplattenmodenwelle, bewirkt und bewegt sich zwischen den zwei parallelen plana ren Leitern. Aus diesem Grund beeinflussen sich die Leckstörmodenwellen zwischen benachbarten Leitungen gegenseitig, was das Problem von Lecksignalen präsentiert.
38 stellt den Hauptübertragungsmode einer geerdeten koplanaren Leitung und die Verteilung eines elektromagnetischen Parallelplatte-Mode-Felds dar, das zusammen mit demselben erzeugt wird. Wie es gezeigt ist, ist die Unterseite einer dielektrischen Platte 20 allgemein mit einer Elektrode 21 beschichtet und weist die obere Oberfläche der dielektrischen Platte einen Streifenleiter 19 und eine Elektrode 22 auf. Die Elektroden 21 und 22 dienen als Masseelektroden und die geerdete koplanare Leitung ist somit aus den Elektroden 21 und 22, der dielektrischen Platte 20 und dem Streifenleiter 19 gebildet. Bei einer derartigen geerdeten koplanaren Leitung kann das elektromagnetische Feld bei den Kanten desselben gestört sein, derart, dass ein elektrisches Feld in eine Richtung senkrecht zu den Elektroden 21 und 22 eingerichtet ist und ein elektromagnetisches Parallelplattenmodenfeld auftritt, wie es gezeigt ist. Durchgezogene Linien mit Pfeilspitzen stellen das elektrische Feld dar, gestrichelte Linien stellen das Magnetfeld dar und Strichpunktlinien mit zwei Punkten stellen die Verteilung von Strömen dar.
Um die Ausbreitung einer derartigen ungewollten Modenwelle zu steuern, sind herkömmlicherweise Durchgangslöcher entlang beiden Seiten einer Übertragungsleitung mit einem Abstand vorgesehen, der kürzer als die Wellenlänge einer Übertragungsmodenwelle ist, wodurch eine obere und eine untere Elektrode, die an der oberen und der unteren Fläche einer dielektrischen Platte angeordnet sind, verbunden werden.
Die Durchgangslöcher, die entlang der Ausbreitungsrichtung zum Verbinden der oberen und der unteren Elektrode angeordnet sind, dienen als eine Wand (hierin im Folgenden als eine „elektrische Barriere" bezeichnet), die die Ausbrei tung der Parallelplattenmodenwelle blockiert. In einem Hochfrequenzbereich jedoch, wie beispielsweise dem Millimeterwellenband, muss die dielektrische Platte dünn sein, um die Erzeugung von Oberschwingungsmodenwellen zu steuern, und die Intervalle zwischen den Durchgangslöchern müssen extrem kurz sein. Dies betrifft eine hohe Verarbeitungsgenauigkeit bei der Herstellung der Schaltungsvorrichtung.
Wenn keine Durchgangslöcher in der dielektrischen Platte angeordnet sind, ist die dielektrische Platte, die Elektroden an derselben aufweist, gänzlich in einem Grenzwellenleiter gehäust. In einem derartigen Fall müssen jedoch die Abmessungen des Grenzwellenleiters gleich oder kleiner als die Hälfte der Leiterwellenlänge sein und die Abmessungsanforderungen des Wellenleiters werden strikter.
Ein Abschnitt der Elektrode, bei dem die Störmodenwelle leckt, kann teilweise weggeschnitten sein, um eine Wand zu bilden (hierin im Folgenden als eine „magnetische Wand" bezeichnet), um die Ausbreitung der Störmodenwelle zu blockieren. Diese Anordnung stellt ein neues Problem dar, weil der ausgeschnittene Abschnitt der Elektrode etwa wie ein Resonator wirkt.
In der Veröffentlichung „Resonant Phenomena in Conductor-Backed Coplanar Waveguide (CBCPW)", MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST, 1993, IEEE, MTT-S International Atlanta 14 bis 18, Juni 1993, New York, NY, USA, IEEE US, 14. Juni 1993 (1993-06-14), Seiten 1199–1202, EX010068412 ISBN: 0-7803-1209-0, ist eine Untersuchung offenbart, die Resonanzphänomene bei leiterunterstützten koplanaren Wellenleitern (CBCPW; CBCPW = conductor-backed coplanar waveguide) betrifft. Es ist hierin gezeigt, dass durch ein Verwenden einer koplanaren Wellenleiterstruktur, die zwei Schlitze in der CBCPW-Durchgangsleitung umfasst, die in einem von zwei planaren Leitern gebildet sind, eine Verschiebung der Resonanzfrequenz des leiterunterstützten koplanaren Wellenleiters erreicht werden kann.
Die US 4,383,227 offenbart eine aufgehängte Mikrostreifenschaltung für die Ausbreitung eines Ungerade-Welle-Mode. Die aufgehängte Mikrostreifenschaltung weist einen ersten und einen zweiten Streifenleiter auf, die an einem Substrat vorgesehen sind, wobei der zweite Streifenleiter parallel zu dem ersten Streifenleiter ist und mit demselben gekoppelt ist. Ein Wellenphänomen kann sich durch das Leiterpaar in einem ungeraden Mode ausbreiten. Der Metallkasten, der die Mikrowellenschaltung aufnimmt, kann nun viel größer sein und weist strukturierte Metallebenen auf, die quadratische Abschnitte einer guten elektrischen Leitfähigkeit umfassen, die durch ein Netzwerk von Leitern aus einem Material getrennt sind, das eine schlechte elektrische Leitfähigkeit aufweist.
Die EP 0 553 969 A1 offenbart eine koplanare Übertragungsstruktur, die eine koplanare Übertragungsleitung aufweist, die an einer Oberfläche eines Substrats gebildet ist, und ein verlustreiches Widerstandsmaterial, das an der gegenüberliegenden Oberfläche des Substrats gebildet ist, zum Unterdrücken von elektromagnetischen Störmoden, die sich durch das Substrat ausbreiten. Das verlustreiche Widerstandsmaterial kann Nickelchrom oder dergleichen sein und wird unter Verwendung einer Dünn- oder Dickfilmverarbeitung auf dem Substrat strukturiert.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung zu schaffen, die die Ausbreitung der Störmodenwellen, wie beispielsweise von Parallelplattenmodenwellen, blockiert, während dieselbe frei von dem oben beschriebenen Problem ist, das der elektrischen Wand von Durchgangslöchern und der magnetischen Wand des Ausschnittabschnitts einer Elektrode zugeordnet ist.
Diese Aufgabe wird durch eine Hochfrequenzvorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst.
Wenn das elektromagnetische Feld an einem Streifenleiter gestört ist und Elektroden auf beiden Seiten des Streifenleiters in einer geerdeten koplanaren Leitung angeordnet sind, bewegen sich elektromagnetische Störmodenwellen, wie beispielsweise eine Parallelmodenwelle, zwischen den zwei parallelen Elektroden und erreichen die Grenze einer Elektrodenstruktur. Da die Konfiguration der Übertragungsleitung sich jenseits der Grenze verändert, wird ein Abschnitt der elektromagnetischen Welle von der Grenze reflektiert. Die elektromagnetische Welle ist bei dem Diskontinuitätsabschnitt der Elektrodenstruktur, als der Übertragungsleitung, gestört und wird in einen Mode umgewandelt, der durch die Übertragungsleitungskonfiguration übertragen wird. Somit wird eine Modenumwandlung durchgeführt. Die vorliegende Erfindung nutzt diese Operation aus. Eine Schaltung ist angeordnet, um einen Mode zu reflektieren, in den der Störmode, wie beispielsweise der Parallelplattenmode umgewandelt wird, wodurch die Ausbreitung der Störmodenwellen über die Schaltung hinaus blockiert wird.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung umfasst zumindest zwei planare Leiter und eine Schaltung zum Anregen einer elektromagnetischen Welle zwischen den zwei planaren Leitern. Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung, die eine Leiterstruktur umfasst, die die Ausbreitung einer Störmodenwelle durch ein Gekoppeltsein mit der Störmodenwelle blockiert, die sich zwischen den zwei planaren Leitern bewegt, ist in zumindest einem der zwei planaren Leiter angeordnet. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung ist mit der Störmodenwelle gekoppelt, die sich zwischen den zwei planaren Leitern bewegt, wodurch die Ausbreitung der Störmodenwelle blockiert wird. Da die Störmodenausbreitungsblockierschaltung in dem planaren Leiter durch ein einfaches Strukturieren der Elektrode gebildet ist, liegen keine Probleme vor, wie beispielsweise dieselben, die der Bildung der Durchgangslöcher bei der herkömmlichen Technik zugeordnet sind.
Die Leiterstruktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung umfasst vorzugsweise eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen, die um einen Abstand beabstandet sind, der kürzer als die Wellenlänge der elektromagnetischen Welle ist.
Bei der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung ist die Mikrostreifenleitung der Störmodenausbreitungsblockierschaltung vorzugsweise eine Reihenschaltung, bei der eine Hochimpedanzleitung und eine Niedrigimpedanzleitung abwechselnd in Reihe geschaltet sind. Der Störmode, wie beispielsweise der Parallelplattenmode, wird in einen anderen Mode bei der Mikrostreifenleitung umgewandelt und das resultierende Signal bei einer vorbestimmten Frequenz wird reflektiert. Die Ausbreitung der Störmodenwelle ist somit blockiert.
Bei der Hochfrequenzschaltung der vorliegenden Erfindung ist vorzugsweise eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen angeordnet, wobei die Anschlüsse derselben im Leerlauf sind. Die Störmodenwelle wird somit in eine Mikrostreifenmodenwelle umgewandelt, die dann von dem Anschluss im Leerlauf reflektiert wird. Die Störmodenwelle ist somit blockiert.
Die Leiterstruktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung umfasst vorzugsweise eine Mehrzahl von Basisstrukturen, die mit einem Abstand angeordnet sind, der kürzer als die Wellenlänge der elektromagnetischen Welle ist, wobei die Leitung einer Basisstruktur mit der Leitung der benachbarten Basisstruktur verbunden ist, und wobei die Basisstruktur eine polygonale oder kreisförmige Elektrode zum Erzeugen einer Kapazität mit dem anderen planaren Leiter, der von dem einen planaren Leiter unterschiedlich ist, der die Basisstrukturen bildet, und eine Mehrzahl von Leitungen umfasst, die mit der Elektrode verbunden sind. Selbst wenn die Störmodenwellen auf eine mehrfache Weise reflektiert werden, blockiert die Schaltungsvorrichtung die Störmoden wellen nicht nur in eine Richtung senkrecht zu der Ausbreitungsrichtung der Störmodenwelle, sondern auch in eine Richtung parallel zu oder in eine spitze (oder stumpfe) Richtung mit Bezug auf die Ausbreitungsrichtung des Störmode.
Vorzugsweise ist die Elektrode, die eine Kapazität mit dem anderen planaren Leiter erzeugt, der von dem einen planaren Leiter unterschiedlich ist, der die Basisstrukturen bildet, bei einer Verbindungsposition der benachbarten Basisstrukturen angeordnet. Durch ein Wählen einer ordnungsgemäßen Schaltungskonstante ist eine große Blockierfähigkeit bei dem Blockieren der Störmodenwelle vorgesehen.
Vorzugsweise sind aus einer Mehrzahl von Leitungen, die mit der Elektrode verbunden sind, keine zwei Leitungen miteinander in einer Linie in einer Ausrichtung oder einer Verbindungsposition miteinander ausgerichtet. Auf diese Weise wird das Signal von einer Leitung (einem Tor) gleichmäßig unter anderen Leitungen (Toren) verteilt, wodurch der Übertragungsverlust zwischen zwei Toren erhöht wird.
Vorzugsweise umfasst die Leiterstruktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung eine Mehrzahl von Basisstrukturen, wobei jede Basisstruktur eine Zwei-Anschluss-Paar-Schaltung ist, die aus drei Streifenleitungen, einer mittleren Leitung und zwei Endleitungen gebildet ist, die in Reihe geschaltet sind, und wobei die Kopplung zwischen den Endleitungen eingestellt ist, um stärker als die Kopplung zwischen der mittleren Leitung und jeder der zwei Endleitungen zu sein. Die Mikrostreifenmodenwelle, in die die Störmode umgewandelt wird, wird vorzugsweise ausreichend reflektiert (selbst wenn eine dielektrische Platte mit einer niedrigen Dielektrizitätskonstante, die eine Impedanz aufweist, die sich nicht stark mit der Leitungsbreite der Streifenleitungsveränderung verändert, oder eine dicke dielektrische Platte verwendet wird).
Vorzugsweise ist die Schaltung zum Anregen der elektromagnetischen Welle eine Übertragungsleitung und die Störmodenausbreitungsblockierschaltung ist zwischen der Übertragungsleitung und einer anderen Übertragungsleitung oder einem Resonator angeordnet. Diese Anordnung verhindert die gegenseitige Beeinflussung von Leckwellen zwischen den benachbarten Übertragungsleitungen und die gegenseitige Beeinflussung von Leckwellen zwischen der Übertragungsleitung und dem Resonator.
Vorzugsweise ist die Übertragungsleitung eine geerdete koplanare Leitung, eine geerdete Schlitzleitung, eine Streifenleitung, eine planare dielektrische Leitung oder eine dielektrische Leitung.
Die Schaltung zum Anregen der elektromagnetischen Welle ist vorzugsweise ein Resonator und die Störmodenausbreitungsblockierschaltung ist vorzugsweise an der Peripherie des Resonators angeordnet. Diese Anordnung verhindert die gegenseitige Beeinflussung von Leckwellen zwischen dem Resonator und der anderen Übertragungsleitung und zwischen einem Resonator und dem anderen Resonator.
Der Resonator kann von einem Typ sein, der nichtleitfähige ausgeschnittene Abschnitte aufweist, die an parallelen planaren Leitern gebildet sind und als eine magnetische Wand dienen. Die elektromagnetische Welle ist zwischen den ausgeschnittenen nichtleitfähigen Abschnitten eingegrenzt. Alternativ kann der Resonator von einem Typ sein, der elektrische Wände aufweist, die an parallelen planaren Leitern gebildet sind, und die elektromagnetische Welle ist zwischen den nichtleitfähigen ausgeschnittenen Abschnitten eingegrenzt.
Ein Kommunikationsgerät umfasst vorzugsweise eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung in einem Signalübertragungsabschnitt oder in einem Signalverarbeitungsabschnitt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1A ist eine Draufsicht, die eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung zeigt, und 1B ist eine Querschnittsansicht der Hochfrequenzschaltung;
2 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm der Hochfrequenzschaltung von 1A, die eine Übertragungsleitung und eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung aufweist;
3 ist eine perspektivische Ansicht, die einen Modenumwandlungsabschnitt zwischen einem Wellenleitermode und einem Mikrostreifenmode zeigt;
4 zeigt Charakteristika des Modenumwandlungsabschnitts;
5A und 5B sind Ersatzschaltungsdiagramme der Störmodenaus breitungsblockierschaltung;
6 ist ein kennzeichnendes Diagramm der Störmodenausbreitungsblockierschaltung;
7A und 7B zeigen Moden in der Störmodenausbreitungsblo ckierschaltung;
8A und 8B zeigen, wie die Störmodenausbreitungsblockier schaltung durch eine Parallelplattenmodenwelle getrieben ist;
9A und 9B sind perspektivische Ansichten einer Auswer tungsvorrichtung der Störmodenausbreitungsblockierschaltung;
10 ist eine Draufsicht der Schaltung der Auswertungsvorrichtung;
11A und 11B sind kennzeichnende Diagramme der Schaltung der Auswertungsvorrichtung, die in 9A und 9B gezeigt ist;
12A und 12B zeigen eine geerdete koplanare Leitung, die einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
13 zeigt eine geerdete Schlitzleitung, die einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
14A und 14B zeigen eine andere geerdete Schlitzleitung, die einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
15A und 15B zeigen eine planare dielektrische Leitung, die einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
16A und 16B zeigen eine dielektrische Leitung, die einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
17 ist eine Draufsicht, die eine andere Störmodenausbreitungsblockierschaltung zeigt;
18 zeigt eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die einen Resonator aufweist, der einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
19 zeigt eine andere Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die einen Resonator aufweist, der einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
20 zeigt noch eine andere Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die einen Resonator aufweist, der einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung zugeordnet ist;
21 zeigt den Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators;
22 zeigt den Aufbau eines Kommunikationsgeräts;
23A bis 23C zeigen Basisschaltungsanordnungen der Störmoden ausbreitungsblockierschaltung;
24 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 23C gezeigt ist;
25A und 25B zeigen eine zweidimensionale Anordnung der Basisschaltung, die in 23C gezeigt ist;
26 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 25A und 25B gezeigt ist;
27 zeigt eine Basisschaltung der Störmodenausbreitungsblockierschaltung;
28A und 28B zeigen eine zweidimensionale Anordnung der Basisschaltung, die in 27 gezeigt ist;
29 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 28A und 28B gezeigt ist;
30A bis 30D zeigen die Basisschaltung, die in 28A ge zeigt ist, und die Modifikation derselben;
31A und 31B zeigen elektrische Charakteristika der Schal tung, die in 30C gezeigt ist;
32A und 32B zeigen elektrische Charakteristika der Schal tung, die in 30D gezeigt ist;
33A und 33B zeigen ein Hochfrequenzmodul, das eine Störmo denausbreitungsblockierschaltung aufweist;
34 zeigt eine Basisschaltung der Störmodenausbreitungsblockierschaltung;
35A und 35B zeigen eine zweidimensionale Anordnung der Basisschaltung, die in 34 gezeigt ist;
36A und 36B zeigen eine Basisstruktur der Störmodenausbrei tungsblockierschaltung;
37 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 36 gezeigt ist; und
38 ist eine perspektivische Ansicht einer Parallelplattenmodenwelle in einer geerdeten koplanaren Leitung mit einem weggebrochenen Abschnitt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Die Ausführungsbeispiele einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf 1A bis 11B erörtert.
1A ist eine Draufsicht, die einen Hauptabschnitt der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung zeigt. Unter Bezugnahme auf 1A verlaufen koplanare Leitungen 1 und 2 parallel zueinander auf der oberen Oberfläche einer dielektrischen Platte und eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3, die zentral zwischen den zwei Leitungen 1 und 2 verläuft, ist durch ein Strukturieren einer Elektrode auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte gebildet. 1B ist eine vergrößerte Ansicht, die einen Abschnitt der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 zeigt.
Bei einer derartigen geerdeten koplanaren Leitung bewegt sich eine Störmodenwelle, wie beispielsweise eine Parallelplattenmodenwelle, zwischen der oberen und der unteren Elektrode der dielektrischen Platte und wird dann durch die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 unter einer Störung in dem elektromagnetischen Feld zwischen den mittleren Streifenleitern und den Elektroden auf beiden Seiten in eine Vielfalt von Moden umgewandelt. 2 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm der geerdeten koplanaren Leitung. Eine Parallelplattenmodenwelle wird bei einem Diskontinuitätsabschnitt der geerdeten koplanaren Leitung erzeugt und wird dann durch die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 in eine Vielfalt von Moden umgewandelt, einschließlich eines TE010-Mode, eines Schlitzmode und eines Mikrostreifenmode.
Eine der Modenwellen, die sich entlang der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 bewegt, ist ein Quasi-TEM-Mode des Mikrostreifens. Die Größe einer Modenumwandlung bei einer Grenze wird erörtert, bevor die Modenumwandlung von dem Parallelplattenmode durch die in 1 gezeigte Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 erörtert wird.
3 ist eine perspektivische Ansicht, die den Aufbau eines Leitungswandlers zwischen einem TE10-Wellenleiter und einer Mikrostreifenleitung zeigt, der für eine Berechnung verwendet werden soll. Da der TE10-Wellenleitermode in einer Modenkonfiguration äquivalent zu dem Parallelplattenmode ist, wird der TE10-Mode-Wellenleiter hier als eine Übertragungsleitung eines Parallelplattenmode behandelt. Hier beträgt die Breite W1 des Wellenleiters 3,2 mm (die Hälfte der Wellenlänge der Welle entlang des Mikrostreifens), die Dicke t der dielektrischen Platte beträgt 0,3 mm, die spezifische Dielektrizitätskonstante r der dielektrischen Platte beträgt 3,2, die Breite W2 des Mikro streifens beträgt 0,72 mm und die charakteristische Impedanz der Mikrostreifenleitung beträgt 50 Ω.
4 zeigt einen Eingangsreflexionskoeffizienten S11 und einen Vorwärtsübertragungskoeffizienten S21 über einer Frequenz des Leitungswandlers zwischen dem TE10-Wellenleiter und der Mikrostreifenleitung, die unter Verwendung eines Dreidimensional-Elektromagnetfeld-Analysesimulators bestimmt wurden. Bei 30 GHz beträgt, wie es gezeigt ist, der Vorwärtsübertragungskoeffizient S21 –1,5 dB oder weniger und der Eingangsreflexionskoeffizient S11 beträgt nur –15 dB. Eine einfallende TE-Welle wird meist in die Quasi-TEM-Modenwelle des Mikrostreifens umgewandelt, ohne reflektiert zu werden.
Da die Quasi-TEM-Modenwelle in dem Mikrostreifen keine Grenzfrequenz aufweist, kann dieselbe eine Übertragungsmodenwelle gegenüber irgendeiner Frequenz sein. Wie es in 1B gezeigt ist, wird eine Struktur erzeugt, so dass die Welle bei einer erwünschten Frequenz (hier 30 GHz) vollständig reflektiert wird. Unter Bezugnahme auf 1B betragen Wa = 0,3 mm, Wb = 1,5 mm, Ws = 1,5 mm und die Dicke der dielektrischen Platte beträgt 0,3 mm. Der Abschnitt der Leitung, der eine Leitungsbreite Wb aufweist, entspricht einer Niedrigimpedanzleitung und der Abschnitt der Leitung, der eine Leitungsbreite Wa aufweist, entspricht einer Hochimpedanzleitung. Eine Mikrostreifenleitung der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist äquivalent eine Schaltung, die aus zwei unterschiedlichen charakteristischen Impedanzen gebildet ist, die abwechselnd in Reihe geschaltet sind, wobei jede eine konstante elektrische Länge derselben aufweist. 5A und 5B zeigen Ersatzschaltungen. 5A zeigt die Ersatzschaltung, die mit einer Hochimpedanzleitung beginnt und mit einer Hochimpedanzleitung endet. 5B zeigt die Ersatzschaltung, die mit einer Niedrigimpedanzleitung beginnt und mit einer Niedrigimpedanzleitung endet (hier Za > Zb). Unter Bezugnahme auf 1B beträgt Ws 1,5 mm und ist ein Viertel der Wellenlänge entlang der Mikrostreifenleitung (d. h. 30 GHz). Elektrische Längen θa und θb in der Ersatzschaltung betragen jeweils π/2.
Bei jeder so aufgebauten Mikrostreifenleitung wird das Signal, das eine erwünschte Frequenz aufweist, vollständig reflektiert, wie es in 6 gezeigt ist.
Wenn eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen angeordnet ist, ist der Abstand Wp von benachbarten Mikrostreifenleitungen ausreichend kürzer als die Wellenlänge der Parallelplattenmodenwelle. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist Wp = 1,5 mm. Aus diesem Grund leckt der Parallelplattenmode nicht aus den Mikrostreifenleitungen.
Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 umfasst somit die Mikrostreifenleitung, die aus Hochimpedanzleitungen und Niedrigimpedanzleitungen gebildet ist, die abwechselnd in Reihe geschaltet sind und jeweils eine konstante elektrische Länge aufweisen. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 reflektiert das Signal, das eine vorbestimmte Frequenz aufweist, vollständig. Bei der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 können eine TE-Mode-Welle und eine Schlitzmodenwelle neben der Quasi-TEM-Modenwelle als die Mikrostreifenmodenwelle übertragen werden. 7A zeigt einen TE01-Mode und 7B zeigt einen Schlitzmode.
Der TE-Mode wird nun erörtert. Unter Bezugnahme auf 7A stellt eine durchgezogene Linie das elektrische Feld dar, stellt eine gestrichelte Linie das Magnetfeld dar und stellt eine Strichpunktlinie mit zwei Punkten die Verteilung von Strömen dar. Bei der TE-Modenkonfiguration ist das elektrische Feld senkrecht zu dem parallelen planaren Leiter, während das Magnetfeld parallel zu der Oberfläche einer Elektrode in Schleife ist.
8A und 8B zeigen das elektromagnetische Feld an der Grenze der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3. 8A ist eine perspektivische Ansicht der Grenze und 8B ist eine Querschnittsansicht der Grenze. Wie es gezeigt ist, stellt die gepunktete Linie das Magnetfeld dar und stellt die Strichpunktlinie mit zwei Punkten die Verteilung von Strömen dar. Da benachbarte Leitungen, die jeweils die Hochimpedanzleitungen und die Niedrigimpedanzleitungen aufweisen, die abwechselnd in Reihe geschaltet sind, durch die gleichphasigen Ströme getrieben sind, wird eine mittlere Oberfläche zwischen den zwei benachbarten Leitungen als eine elektrische Wand betrachtet. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist somit angenähert, um ein Wellenleiter zu sein, der eine Metallwand aufweist, die die Grenze zwischen den zwei benachbarten Leitungen bedeckt. Bei diesem Ausführungsbeispiel gibt es eine Möglichkeit, dass eine quadratische Elektrode von 1,5 mm mal 1,5 mm Größe als ein TE110-Mode-Resonator wirkt. Die Resonanzfrequenz des TE110-Mode-Resonators ist durch eine Berechnung bestimmt, um bei diesem Fall 79 GHz zu betragen. Die Grenzfrequenz des Wellenleiters und nicht des Resonators beträgt 58 GHz und ist ausreichend höher als die erwünschte Frequenz (d. h. 30 GHz). Der TE-Mode wird deshalb ein Nicht-Übertragungsmode.
Die Ausbreitung des Schlitzmode wird nun betrachtet. Unter Bezugnahme auf 7B weist die Störmodenausbreitungsblockierschaltung einen Schlitz zwischen zwei benachbarten Leitungen auf. Da eine Störung, die an der Grenze der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 stattfindet, zwei benachbarte Leitungen bei der gleichen Phase anregt, wie es in 8A und 8B gezeigt ist, wird prinzipiell kein Schlitzmode erzeugt.
Die Elektromagnetische-Welle-Moden, die die Störmodenausbreitungsblockierschaltung durchlässt, sind lediglich der Quasi-TEM-Mode der Mikrostreifenleitung. Falls eine Struktur entworfen ist, um diesen Mode vollständig zu reflektieren, wird die Ausbreitung des Parallelplattenmode somit verhindert.
In 9A bis 10 sind Auswertungsschaltungsstrukturen gezeigt. 9A zeigt eine Auswertungsschaltung, die eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung aufweist, die an derselben gebildet ist, und 9B zeigt eine Auswertungsschaltung, die keine Störmodenausbreitungsblockierschaltung aufweist. 10 ist eine Draufsicht der Auswertungsschaltung, die in 9A gezeigt ist. Unter Bezugnahme auf 9A umfasst eine geerdete koplanare Leitung Mikrostreifenleitungen 11 und 12 als Eingangs- bzw. Ausgangsleitungen, eine Elektrode 22, die entlang derselben gebildet ist, und eine Elektrode 21, die an der Unterseite einer dielektrischen Platte 20 gebildet ist. Ungleich einer regelmäßigen geerdeten koplanaren Leitung ist ein Seitenabschnitt der Elektrode entfernt, um eine bilaterale Symmetrie zu zerstören und um die Erzeugung der Parallelplattenmodenwelle zu fördern. Die Ausgangs- und die Eingangsstruktur weisen identische Konfigurationen auf, um den Parallelplattenmode aufzunehmen. Dies basiert auf dem Reziprozitätstheorem, das aus dem Theorem von Green abgeleitet ist, das auf die Schaltung angewandt wird.
Unter Bezugnahme auf 10 ist die Trennung zwischen jedem der Mikrostreifenleiter 11 und 12 und der Elektrode 22 nur 0,1 mm. Diese Elektrodenstruktur stört das elektromagnetische Feld bei dem Hauptübertragungsmode (d. h. TEM-Mode), der sich entlang dem Weg bewegt, wodurch derselbe in eine Parallelplattenmodenwelle umgewandelt wird. Die Parallelplattenmodenwelle bewegt sich somit zwischen der oberen und der unteren Elektrode 21 und 22 der dielektrischen Platte. Dies funktioniert auf die gleiche Weise wie die Ausbreitung einer Strahlungsmodenwelle in einer Leckwellenantenne.
11A und 11B zeigen die Vorwärtsübertragungskoeffizienten S21 der zwei Auswertungsschaltungen, die in 9A bzw. 9B gezeigt sind. Ohne die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 bewegt sich die Parallelplattenmodenwelle bei einem Pegel von –2 bis –3 dB oder höher in einem Be reich 25 bis 35 GHz. Im Gegensatz dazu dämpft die Auswertungsschaltung mit der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 die Parallelplattenmodenwelle auf einen Pegel von –30 dB oder niedriger in einem Bereich von 25 bis 35 GHz.
Unter Bezugnahme auf 12A bis 16B werden spezifische Beispiele von Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen erörtert.
12A ist eine perspektivische Ansicht eines Beispiels einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und 12B ist eine vergrößerte Unterseitenansicht der gleichen Hochfrequenzschaltungsvorrichtung. Wie es gezeigt ist, ist eine Elektrode 21 an der unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 20 gebildet und eine Elektrode 22 und ein Streifenleiter 19 sind an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet. Der Streifenleiter 19 wirkt teilweise als eine geerdete koplanare Leitung 1. Durch ein Strukturieren der Elektrode 21 an der Unterseite der dielektrischen Platte 20 werden die Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 auf beiden Seiten der geerdeten koplanaren Leitung 1 gebildet. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 kann nicht nur an der Oberfläche des Streifenleiters 19, sondern auch an der Unterseite der dielektrischen Platte 20 gebildet sein und die Parallelplattenmodenwelle, die sich zwischen den Elektroden 21 und 22 bewegt, wird in den Quasi-TEM-Mode des Mikrostreifens der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 umgewandelt und wird dann vollständig reflektiert. Auf diese Weise bewegt sich beinahe kein Parallelplattenmode über die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 hinaus.
Bei einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die in 13 gezeigt ist, ist eine Elektrode 21 an der gesamten unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 20 gebildet. Elektroden 22 sind an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet. Ein Schlitz ist bei einer vorbestimmten Position angeordnet und bildet eine geerdete Schlitzleitung 4. Durch ein Strukturieren der Elektroden 22 werden Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 auf beiden Seiten des Schlitzes gebildet.
Im Gegensatz zu der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die in 13 gezeigt ist, umfasst eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die in 14A und 14B gezeigt ist, eine Elektrode 21, die an der Unterseite einer dielektrischen Platte 20 gebildet ist, und Elektroden 22 und eine geerdete Schlitzleitung 4, die an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet sind. Die Elektrode 21 an der Unterseite der dielektrischen Platte 20 ist strukturiert, um Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 an Bereichen zu bilden, die beiden Seiten der Leitung an der Oberfläche entsprechen.
Mit der so aufgebauten geerdeten Schlitzleitung wird die Ausbreitung des Parallelplattenmode gleichmäßig blockiert.
15A und 15B zeigen eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die eine planare dielektrische Übertragungsleitung (PDTL; PDTL = planar dielectric transmission line) verwendet. 15A ist eine perspektivische Ansicht der Vorrichtung und 15B ist eine Unterseitenansicht der dielektrischen Platte 20 derselben. Die dielektrische Platte 20 ist zwischen gegenüberliegenden Elektroden 23 und 24, die jeweils einen Schlitz aufweisen, eingefügt bzw. angeordnet. Die dielektrische Platte 20 und die Elektroden 23 und 24 sind dann zwischen leitfähigen Platten 27 und 28 eingefügt, die parallel zueinander bleiben, wobei ein vorbestimmter Raum zwischen denselben beibehalten ist. Eine Patentanmeldung für die planare dielektrische Übertragungsleitung, die so aufgebaut ist, wurde beim japanischen Patentamt eingereicht (ungeprüfte japanische Patentanmeldung Nr. 7-69867).
Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3, die gleichen wie dieselben, die in 1 gezeigt sind, werden auf beiden Seiten eines Schlitzes 26 durch ein Strukturieren der oberen Elektroden 24 an der dielektrischen Platte 20 gebildet.
Mit dieser Anordnung werden der Parallelplattenmode, der sich zwischen der oberen und der unteren Elektrode 23 und 24 der dielektrischen Platte 20 bewegt, der Parallelplattenmode, der sich in einem Raum zwischen den Elektroden 24 und der leitfähigen Platte 28 bewegt, und der Parallelplattenmode, der sich in einem Raum zwischen den Elektroden 23 und der leitfähigen Platte 27 bewegt, alle in den Quasi-TEM-Mode des Mikrostreifens der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 umgewandelt und werden dann vollständig reflektiert. Auf diese Weise ist die Ausbreitung des Störmode blockiert.
16A und 16B zeigen eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die eine dielektrische Übertragungsleitung aufweist, bei der die vorliegende Erfindung implementiert ist. 16A ist eine perspektivische Ansicht der Vorrichtung mit einem weggebrochenen Abschnitt, um das Innere der Vorrichtung zu zeigen. 16B ist eine Querschnittsansicht der Vorrichtung. Zwischen leitfähigen Platten 31 und 32 sind dielektrische Streifen 35 und 36 und eine dielektrische Platte 33 angeordnet, die eine Elektrode 34 an der oberen Oberfläche derselben aufweist. Ein so aufgebauter nichtstrahlender dielektrischer Leiter (NRD-Leiter; NRD = nonradiative dielectric guide) grenzt die Energie eines elektromagnetischen Felds auf die dielektrischen Streifen 35 und 36 ein, wodurch ermöglicht wird, dass sich die elektromagnetische Welle durch dieselben bewegt.
Die dielektrische Übertragungsleitung stört im Allgemeinen das elektromagnetische Feld bei dem Diskontinuitätsabschnitt desselben, wie beispielsweise einer Spleißstelle (Splice) von dielektrischen Streifen oder einer Biegung, wobei ermöglicht wird, dass sich der Störmode, wie bei spielsweise der Parallelplattenmode, zwischen dem oberen und dem unteren Leiter bewegt.
Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 sind auf beiden Seiten der dielektrischen Streifen 35 und 36 durch ein Strukturieren der Elektroden 34 an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 33 angeordnet. Die elektromagnetischen Wellen bei dem Parallelplattenmode, die sich in einem Raum A1 zwischen den Elektroden 34 und der oberen leitfähigen Platte 32 bzw. in einem Raum A2 zwischen den Elektroden 34 und der unteren leitfähigen Platte 31 bewegen, werden durch die Mikrostreifenleitungen der Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 in die Quasi-TEM-Modenwellen umgewandelt und werden dann reflektiert. Leckwellen zwischen dieser dielektrischen Übertragungsleitung und einer anderen benachbarten Übertragungsleitung von dielektrischen Streifen werden daran gehindert, einander gegenseitig zu beeinflussen.
Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 eines anderen Ausführungsbeispiels ist in 17 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltung eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen, die jeweils einen Anschluss im Leerlauf aufweisen und parallel angeordnet sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind Mikrostreifenleitungen 17, die sich nach rechts erstrecken, und Mikrostreifenleitungen 18, die sich nach links erstrecken, auf eine interdigitale Weise angeordnet. Übertragungsleitungen (nicht gezeigt), wie beispielsweise geerdete koplanare Leitungen, verlaufen vertikal entlang beiden Seiten der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 in 17. Diese Anordnung blockiert die Ausbreitung der Störmodenwelle in eine Richtung (wie es durch Pfeile dargestellt ist) senkrecht zu der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle entlang den Leitungen.
Der Abstand Wp der benachbarten Mikrostreifenleitungen ist wesentlich kürzer als die Wellenlänge der Parallelplatten modenwelle. Ein derartig kurzer Abstand von Wp verhindert, dass die Parallelplattenmodenwelle zwischen den Mikrostreifenleitungen leckt. Die Länge Ws jeder Mikrostreifenleitung ist eingestellt, um kürzer als die Hälfte der Wellenlänge einer erwünschten Frequenz zu sein (d. h. einer Frequenz der Schlitzmodenwelle, die zwischen den benachbarten Mikrostreifenleitungen bewirkt wird). Bei dieser Anordnung ist die Grenzfrequenz des Schlitzmode ausreichend hoch gemacht und der Störmode, wie beispielsweise der Parallelplattenmode, wird nicht in den Schlitzmode umgewandelt. Es wird somit kein Schlitzmode zurück in einen Parallelplattenmode umgewandelt, was in keinem sich bewegenden Parallelplattenmode resultiert.
Die elektromagnetische Welle bei dem Störmode, wie beispielsweise dem Parallelplattenmode, der sich zwischen Elektroden an der oberen Oberfläche und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte bewegt, wird an dem Mikrostreifenleitungsabschnitt in den Quasi-TEM-Mode umgewandelt. Da die Mikrostreifenleitung bei diesem Anschluss im Leerlauf ist, wird die Quasi-TEM-Modenwelle dort vollständig reflektiert. Folglich bewegt sich beinahe kein Störmode, wie beispielsweise der Parallelplattenmode, über die Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 hinaus. Bei der Vorrichtung, die in 17 gezeigt ist und die Mikrostreifenleitungen 17, die sich nach rechts erstrecken, und die Mikrostreifenleitungen 18, die sich nach links erstrecken, umfasst, ist der Parallelplattenmode, der sich nach rechts bewegt, durch die Mikrostreifenleitungen 17 blockiert und ist der Parallelplattenmode, der sich nach links bewegt, durch die Mikrostreifenleitungen 18 blockiert.
Unter Bezugnahme auf 18 bis 20 werden Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen erörtert, die einen Resonator aufweisen.
Bei der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die in 18 gezeigt ist, weist eine dielektrische Platte 29 eine Elekt rode an der oberen Oberfläche derselben und die andere Elektrode an der unteren Oberfläche derselben auf. Die zwei Elektroden weisen jeweilige kreisförmige nichtleitfähige Abschnitte auf, die einander zugewandt sind. Mit 30 ist der kreisförmige nichtleitfähige Abschnitt bezeichnet, der an der oberen Elektrode angeordnet ist. Bei dieser Anordnung ist ein Resonator, bei diesem Beispiel ein TE010-Mode-Resonator, gebildet, wobei die nichtleitfähigen Abschnitte als eine elektrische Wand arbeiten. Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist an der oberen Elektrode der dielektrischen Platte 29 strukturiert. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist durch ein radiales Anordnen von Mikrostreifenleitungen um den Resonator herum aufgebaut, die jeweils Hochimpedanzleitungen und Niedrigimpedanzleitungen umfassen, die abwechselnd in Reihe geschaltet sind, wie es in 1A gezeigt ist. Die Struktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3, die in 18 gezeigt ist, entspricht einer Struktur, die in dem Polarkoordinatensystem ausgedrückt ist und in die die Struktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3, die in 1A gezeigt ist und in dem kartesischen Koordinatensystem ausgedrückt ist, umgewandelt wird. Wahlweise können die breite Leitungsbreite und die schmale Leitungsbreite abmessungsmäßig konsistent entlang der gleichen Mikrostreifenleitung eingestellt sein. 18 zeigt lediglich einen Teil der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3.
Etwas der Energie des elektromagnetischen Felds, das auf den dielektrischen Resonator eingegrenzt ist, streut bei dem Parallelplattenmode zwischen der oberen und der unteren Elektrode an der dielektrischen Platte 29 von dem dielektrischen Resonator. Die Parallelplattenmodenwelle wird dann in die Quasi-TEM-Modenwelle umgewandelt und durch die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 vollständig reflektiert. Aus diesem Grund leckt beinahe kein Störmode aus der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3. Umgekehrt leckt beinahe keine Störmodenwelle in die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 (zu dem Resonator hin). Selbst falls Übertragungsleitungen oder andere Resonatoren außerhalb der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 vorhanden sind, findet zwischen Leckwellen keine gegenseitige Beeinflussung statt.
19 zeigt die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die in 18 gezeigt ist, wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 derselben mit einer anderen Störmodenausbreitungsblockierschaltung ersetzt ist. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist hier durch ein radiales Anordnen einer Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen um einen Resonator herum aufgebaut, die jeweils einen Anschluss im Leerlauf aufweisen. 19 zeigt lediglich einen Teil der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3. Die Struktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3, die in 19 gezeigt ist, entspricht einer Struktur, in dem Polarkoordinatensystem ausgedrückt, in die die Struktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3, die in 17 gezeigt ist, ausgedrückt in dem kartesischen Koordinatensystem, umgewandelt wird. Die Breite jeder Mikrostreifenleitung ist fest.
Unter Bezugnahme auf 20 ist eine Elektrode an der gesamten unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 29 gebildet und ist eine kreisförmige Resonatorelektrode 37 an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 29 gebildet. Die Anordnung resultiert in einem Planarschaltungsresonator. Der Resonator wirkt als ein dielektrischer TM011-Mode-Resonator mit der Resonatorelektrode 37 als einer elektrischen Wand. Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 ist ebenfalls an der oberen Elektrode der dielektrischen Platte 29 strukturiert.
Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 kann an der unteren Elektrode gebildet sein und die Unterseite der dielektrischen Platte 29 vollständig bedecken. Auf die gleiche Weise wie in 19 kann die Störmodenausbreitungsblockierschaltung 3 hier durch ein radiales Anordnen einer Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen um einen Resonator herum aufgebaut sein, die jeweils einen Anschluss im Leerlauf aufweisen.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator wird nun unter Bezugnahme auf 21 und 22 erörtert.
21 ist eine perspektivische Ansicht, die den Aufbau des spannungsgesteuerten Oszillators zeigt. Eine dielektrische Platte 20 ist zwischen eine obere und eine untere leitfähige Platte 41 und 44 eingefügt (die obere leitfähige Platte 41 ist von der dielektrischen Platte 20 in 21 beabstandet gezeigt). Die dielektrische Platte 20 weist leitfähige Strukturen an der oberen und der unteren Oberfläche derselben auf. Ein Feldeffekttransistor mit Schlitzübertragungsleitungseingang (Millimeterwellen-GaAs-FET) 50 ist an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 befestigt. Jeder von Schlitzen 62 und 63, die an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet sind, behält einen festen Raum zwischen zwei jeweiligen Elektroden bei und bildet eine planare dielektrische Übertragungsleitung entlang Schlitzen an der Unterseite der dielektrischen Platte 20. Koplanare Leitungen 44 führen dem FET 50 eine Gatevorspannungsspannung und eine Drainvorspannungsspannung zu.
Ein Dünnfilmwiderstand 61 ist über dem Schlitz 62 angeordnet, der sich zu dem Ende desselben hin verjüngt. Ein Schlitz 65 ist an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 angeordnet und ein anderer Schlitz ist an der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet. Diese Schlitze bilden eine planare dielektrische Übertragungsleitung. Ein Element mit variabler Kapazität 60, das den Schlitz 65 überspannend befestigt ist, verändert die Kapazität desselben gemäß einer Eingangsspannung. Ein nichtleitfähiger Abschnitt 64 für einen dielektrischen Resonator ist an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 angeordnet und bildet einen dielektrischen TE010- Mode-Resonator zusammen mit einem nichtleitfähigen Abschnitt eines dielektrischen Resonators, der an der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet ist.
Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 sind an kreuzschraffierten Bereichen gebildet, die in 21 gezeigt sind. Die dielektrische Platte 20 weist ferner an entsprechenden unteren Oberflächenbereichen derselben Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3 auf. Die Störmodenausbreitungsblockierschaltungen 3, die so angeordnet sind, verhindern, dass eine gegenseitige Beeinflussung zwischen Leckwellen in der planaren dielektrischen Übertragungsleitung des Schlitzes 63, der planaren dielektrischen Übertragungsleitung des Schlitzes 65 und dem dielektrischen Resonator des nichtleitfähigen Abschnitts 64 stattfindet.
22 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Kommunikationsgeräts zeigt, das den oben angegebenen spannungsgesteuerten Oszillator verwendet. Unter Bezugnahme auf 22 führt ein Leistungsverstärker PA (PA = power amplifier) ein Übertragungssignal einem Duplexer DPX zu. Ein empfangenes Signal wird von dem DPX einem rauscharmen Verstärker LNA (LNA = low-noise amplifier) und einem RX-Filter (Empfangsfilter) und dann einem Mischer zugeführt. Ein lokaler PLL-Oszillator (PLL = phase-locked loop = Phasenregelschleife) ist aus einem Oszillator OSC und einem Frequenzteiler DV zum Frequenzteilen eines Oszillationssignals gebildet. Der lokale PLL-Oszillator versieht den Mischer mit einem lokalen Oszillationssignal. Der oben angegebene spannungsgesteuerte Oszillator wird als der Oszillator OSC verwendet.
Ferner müssen Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen mehrere Reflexionen des Störmode behandeln. Unten sind unter Bezugnahme auf 23A bis 26 Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen erörtert, die eine hohe Störunterdrückungsfähigkeit in anderen Richtungen als einer Richtung senkrecht zu der Ausbreitungsrichtung des Störmode zeigen.
Eine Basisschaltungsstruktur ist aus einem Reiheninduktor L und einem Parallelkondensator C gebildet, die in Reihe geschaltet sind, was eine Basisschaltung eines LPF (LPF = low-pass filter = Tiefpassfilter) ist. Eine Mehrtorschaltung, die in mehrere Richtungen wirkt, ist durch ein Verbinden einer Mehrzahl von Basisschaltungsstrukturen aufgebaut.
23A zeigt die Basisschaltung des LPF und 23B zeigt eine Schaltung, bei der drei Basisschaltungen in drei Richtungen verbunden sind. Bei dieser Schaltung sind Parallelkondensatoren als ein einziges C ausgedrückt, wie es in 23C gezeigt ist.
24 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 23C gezeigt ist. Wie aus 24 zu ersehen ist, erhöht sich der Reflexionskoeffizient bei irgendeinem Tor mit einer Frequenz.
25A und 25B zeigen ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Basisschaltung, die in 23C gezeigt ist, zweidimensional angeordnet ist. 25A zeigt eine Basisleiterstruktur und 25B zeigt einen Teil einer Leiterstruktur, die eine Mehrzahl Basisleiterstrukturen von 25A umfasst. Eine Leiterstruktur, die durch den Buchstaben ,C' dargestellt ist, bezeichnet eine Parallelkapazität, die mit einer geerdeten Elektrode gebildet ist, die an der anderen Oberfläche einer dielektrischen Platte angeordnet ist. Eine Leiterstruktur, die durch den Buchstaben ,L' dargestellt ist, bildet einen Reiheninduktor L. Die Leiterstrukturen C und L können als eine konzentrierte Schaltung behandelt werden, falls dieselben relativ zu der Wellenlänge kurz genug sind (genau gesagt gleich oder kürzer als ein Achtel der Wellenlänge). Selbst falls dieselben größer als diese Größe sind, wirkt die Schaltung immer noch als ein LPF. Die vorliegende Erfindung erlegt der Größe der Leiterstruktur keine spezielle Begrenzung auf.
Jeder Scheitelpunkt einer dreieckigen Leiterstruktur, die die Parallelkapazität bildet, befindet sich nicht in Kontakt mit und ist elektrisch isoliert von dem Scheitelpunkt einer benachbarten dreieckigen Leiterstruktur.
Die Leiterstrukturen L, die jeweils einen Induktor bilden, sind bei drei gleichmäßig beabstandeten Winkelrichtungen 120 Grad voneinander weg angeordnet. Die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung koppelt mit dem Störmode, der sich in die Richtung bewegt, in die sich die Leiterstruktur L erstreckt, wodurch blockiert wird, dass sich der Störmode in diese Richtung bewegt. In irgendeine andere Richtung als die Richtung, in die sich die Leiterstruktur L erstreckt, koppelt die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung mit dem Störmode gemäß der Komponente der Leiterstruktur L in diese Richtung und koppelt dadurch mit dem Störmode, der sich in irgendeine Richtung bewegt, wobei die Ausbreitung des Störmode blockiert ist.
26 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 25B bezeigt ist. Wie aus dem Vergleich mit 24 zu sehen ist, ermöglicht eine zweidimensionale Anordnung der Basisschaltungen (d. h. Basisstrukturen), dass der Störmode von einer niedrigen Frequenz aufwärts reflektiert wird. Die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung bietet somit eine noch höhere Störmodenausbreitungsblockierwirkung.
Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen, die andere LPF-Basisschaltungen verwenden, werden nun unter Bezugnahme auf 27 bis 32B erörtert.
27 zeigt eine LPF-Basisschaltung, die aus einem Parallelkondensator C und vier Reiheninduktoren L gebildet ist. 28A zeigt eine Basisstruktur einer zweidimensionalen Anordnung der LPF-Basisschaltung. 28B zeigt einen Teil einer Leiterstruktur, die eine Mehrzahl von Basisstrukturen umfasst. Unter Bezugnahme auf 28A bezeichnet eine _ Leiterstruktur, die durch den Buchstaben ,C' dargestellt ist, einen Parallelkondensator, der mit einer geerdeten Elektrode gebildet ist, die an der anderen Oberfläche einer dielektrischen Platte angeordnet ist. Eine Leiterstruktur, die durch den Buchstaben ,L' dargestellt ist, bildet einen Reiheninduktor L.
29 zeigt elektrische Charakteristika der Schaltung, die in 28B gezeigt ist. Wie es aus 29 zu ersehen ist, erhöht sich der Reflexionskoeffizient bei irgendeinem Tor mit einer Frequenz. Die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung koppelt mit dem Störmode bei einer höheren Frequenzregion, wodurch die Ausbreitung des Störmode blockiert ist.
Gemäß der Theorie von planaren Schaltungen werden bei der Leiterstruktur, die in 28A gezeigt ist, einfallende Wellen von einem Tor nicht gleichmäßig unter den drei anderen Toren verteilt. Unter Bezugnahme auf 30A fällt die Richtung eines Poynting'schen Vektors von einem Tor Nr. 1 mit einem Tor Nr. 3 zusammen, aber ist senkrecht zu Toren Nr. 2 und Nr. 4. Wie es in 30B gezeigt ist, ist die Leiterstruktur angeordnet, so dass die Tore Nr. 1 und Nr. 3 nicht ausgerichtet sind und so dass die Tore Nr. 3 und Nr. 4 nicht ausgerichtet sind. Die Wirksamkeit der Schaltung ist somit bei der Leiterstruktur verbessert, die in 30B gezeigt ist.
Leiterstrukturen, die in 30C und 30D gezeigt sind, sind dieselben, die tatsächlich für eine Schaltungsanalyse getestet wurden. Die verwendete Maßeinheit ist μm.
31A und 31B zeigen Analyseergebnisse der Leiterstruktur, die in 30C gezeigt ist. 32A und 32B zeigen Analyseergebnisse der Leiterstruktur, die in 30D gezeigt ist. Die S31-Charakteristik (d. h. eine übertragene Größe) ist durch die Leiterstruktur verbessert, bei der die Tore Nr. 1 und Nr. 3 nicht miteinander ausgerichtet sind und die Tore Nr. 2 und Nr. 4 nicht miteinander ausgerichtet sind.
33A und 33B zeigen ein Hochfrequenzmodul, das eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung verwendet, bei der die Leiterstruktur, die in 30B gezeigt ist, zweidimensional angeordnet ist, wie es in 30A gezeigt ist. 33A ist eine perspektivische Ansicht des gesamten Moduls. Dieses Hochfrequenzmodul weist eine Mehrzahl von integrierten Chipschaltungen auf, die an einem Substrat 70 befestigt sind, und arbeitet in einem Frequenzbereich von beispielsweise 2 bis 30 GHz. 33B ist eine vergrößerte Draufsicht einer integrierten Schaltung. Die integrierte Schaltung weist einen Spiralinduktor und Schlitzübertragungsleitungen an einem Substrat auf und bildet eine Anpassungsschaltung, die äquivalent aus einer Übertragungsleitung und einem parallel geschalteten Induktor aufgebaut ist. Die oben beschriebene Störmodenausbreitungsblockierschaltung ist außerhalb des Bereichs gebildet, in dem die Schlitzübertragungsleitung und der Spiralschlitzinduktor angeordnet sind.
Falls die Schlitzübertragungsleitung eine Verzweigung oder eine Biegung aufweist, wird der Störmode dort erzeugt. Falls die Schlitzübertragungsleitung aus einem planaren Leiter ohne einer Störmodenausbreitungsblockierschaltung aufgebaut ist, die demselben zugeordnet ist, wird sich die Störmodenwelle zwischen parallelen planaren Leitern bewegen, mit dem Spiralinduktor koppeln oder eine parasitäre Kapazität erhöhen. Folglich bewirkt das Kommunikationsmodul eine Funkstörung. Die Charakteristika jeder Komponente weichen wesentlich von den beabsichtigten Entwurfswerten derselben ab, was den Gesamtentwurf des Moduls schwierig macht.
Falls die oben beschriebene Störmodenausbreitungsblockierschaltung außerhalb des Bereichs gebildet ist, in dem die Schlitzübertragungsleitung und der Spiralschlitzinduktor angeordnet sind, wird der Störmode, der bei einer Verzweigung oder einer Biegung an der Schlitzübertragungsleitung erzeugt wird, durch die Störmodenausbreitungsblockierschal tung absorbiert. Es wird keine Störmodenwelle mit dem Spiralinduktor koppeln und eine parasitäre Kapazität wird sich nicht erhöhen.
34 und 35A und 35B zeigen ein anderes Ausführungsbeispiel einer Dreitorschaltung. 34 zeigt eine Dreitorbasisschaltung. Diese Schaltung ist die Schaltung, die in 23C gezeigt ist, mit einem Parallelkondensator C, der mit dem Eingangs-/Ausgangstor jedes Induktors L verbunden ist.
35A zeigt eine Basisleiterstruktur und 35B zeigt einen Teil der Leiterstruktur, die eine Mehrzahl von Basisstrukturen umfasst. Unter Bezugnahme auf 35A bilden die Leiterstrukturen, die durch C1 und C2 dargestellt sind, Parallelkondensatoren C1 und C2, die in 34 gezeigt sind, zusammen mit einer geerdeten Elektrode, die an der anderen Seite einer dielektrischen Platte angeordnet ist. Die Leiterstruktur, die durch L dargestellt ist, bildet einen Reiheninduktor L, der in 34 gezeigt ist.
Jeder Scheitelpunkt einer dreieckigen Leiterstruktur, die die Parallelkapazität C1 bildet, befindet sich nicht in Kontakt mit und ist elektrisch isoliert von dem Scheitelpunkt einer benachbarten dreieckigen Leiterstruktur.
Durch ein Anordnen des Parallelkondensators C2 bei einer Verbindungsposition zwischen benachbarten Basisstrukturen einer Leitung wird die Anzahl von Stufen von LC-Leitern erhöht. Die Störmodenausbreitungsblockierfähigkeit wird sogar noch mehr verbessert.
Eine andere Struktur für eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung wird nun unter Bezugnahme auf 36A bis 37 erörtert.
36A zeigt eine Einheit einer Leiterstruktur, die ferner in vier Untereinheiten einer Leiterstruktur geteilt ist. Eine Untereinheitsstruktur ist aus einem Zwei-Anschlusspaar-Netzwerk (d. h. einem Vier-Anschluss-Netzwerk) gebildet, das eine Niedrigimpedanzleitung, eine Hochimpedanzleitung und eine Niedrigimpedanzleitung umfasst, die in dieser Reihenfolge verbunden sind. Beide Niedrigimpedanzleitungen sind in einer engen Nähe angeordnet, um den Grad an Kopplung zwischen denselben zu erhöhen. Man lasse λg die Übertragungswellenlänge darstellen und die Niedrigimpedanzleitung weist eine Länge von λg/4 auf und verhindert, dass sich der Störmode bei einer bestimmten Frequenz bewegt.
37 zeigt Charakteristikdiagramme der Störmodenausbreitungsblockierschaltungen, die aus den obigen Leiterstrukturen aufgebaut sind. Wie es aus dem S11-Charakteristikdiagramm zu sehen ist, erhöht sich der Reflexionskoeffizient mit einer Frequenz über einen vorbestimmten Wert und die Ausbreitung des Störmode ist wirksam blockiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung koppelt die Störmodenausbreitungsblockierschaltung mit der Störmodenwelle, die sich zwischen zwei parallelen planaren Leitern bewegt, wodurch die Ausbreitung der Störmodenwelle blockiert ist. Da die Störmodenausbreitungsblockierschaltung in den parallelen planaren Leitern gebildet ist, ist die Störmodenausbreitungsblockierschaltung einfach durch ein Strukturieren der Elektrode erzeugt. Jegliche Probleme, wie beispielsweise dieselben die dem herkömmlichen Durchgangsloch zugeordnet sind, zeigen sich nicht.
Wenn die Störmoden in mehrere Richtungen reflektiert werden, koppelt die Störmodenausbreitungsblockierschaltung mit denselben nicht nur in eine Richtung senkrecht zu der Ausbreitungsrichtung des Störmode, sondern auch in eine Richtung parallel zu oder schräg mit Bezug auf die Ausbreitungsrichtung des Störmode.
Die Mikrostreifenmodenwelle, in die der Störmode umgewandelt wird, wird ausreichend reflektiert, selbst wenn eine dielektrische Platte mit niedriger Dielektrizitätskonstante verwendet wird, deren Impedanz sich nicht stark mit der Leitungsbreite der Streifenleitungsveränderung verändert, oder wenn eine dicke dielektrische Platte verwendet wird. Eine ausreichende Störmodenausbreitungsblockierwirkung ist somit erreicht.
Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung verhindert eine gegenseitige Beeinflussung von Leckwellen zwischen einer Übertragungsleitung und einer anderen Übertragung und zwischen der Übertragungsleitung und dem Resonator.
Die Störmodenausbreitungsblockierschaltung verhindert eine gegenseitige Beeinflussung von Leckwellen zwischen dem Resonator und einer anderen Übertragungsleitung und zwischen einem Resonator und einem anderen Resonator.
Selbst falls der Layoutabstand der Übertragungsleitung und des Resonators bei einem Übertragungsabschnitt eines Signals oder bei einem Signalverarbeitungsabschnitt verschmälert ist, wie beispielsweise bei einem Filter zum Durchlassen oder Blockieren eines Signals in einem vorbestimmten Frequenzband, ist eine gegenseitige Beeinflussung zwischen den Übertragungsleitungen oder zwischen der Übertragungsleitung und dem Resonator zuverlässig verhindert. Ein im Allgemeinen kompaktes Kommunikationsgerät ist somit bereitgestellt.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf spezielle Ausführungsbeispiele derselben beschrieben wurde, werden viele andere Variationen und Modifikationen und andere Verwendungen Fachleuten auf dem Gebiet ersichtlich. Es ist deshalb bevorzugt, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die spezifische Offenbarung hierin begrenzt sein soll, sondern lediglich durch die beigefügten Ansprüche.

Claims

Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: zumindest zwei planare Leiter (21, 22), die mit Bezug aufeinander angeordnet sind, derart, dass dieselben zum Empfangen einer elektromagnetischen Welle zwischen denselben in der Lage sind; und eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3), die in zumindest einem der zumindest zwei planaren Leiter (21, 22) angeordnet ist, wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) eine Leiterstruktur zum Koppeln mit einer Störmodenwelle umfasst, die aus der elektromagnetischen Welle resultiert und die sich zwischen den zwei planaren Leitern (21, 22) ausbreitet, derart, dass eine Ausbreitung der Störmodenwelle reflektiert wird; dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterstruktur der Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen aufweist, die um einen Abstand beabstandet sind, der kürzer als die Wellenlänge der elektromagnetischen Welle ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der zumindest zwei benachbarte Mikrostreifenleitungen der Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen voneinander beabstandet und geformt sind, derart, dass dieselben sequentiell durch eine erste und eine zweite Strecke getrennt sind, um eine erste und eine zweite sequentiell gekoppelte Impedanz (Za, Zb) zu erzeugen.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die zumindest zwei benachbarten Mikrostreifenleitungen sich über eine Länge (Ws) erstrecken, während dieselben durch die erste Strecke getrennt sind, und sich um im Wesentlichen die gleiche Länge erstrecken, während dieselben durch die zweite Strecke getrennt sind, wobei die Länge (Ws) im Wesentlichen gleich einer Viertelwellenlänge einer Frequenz ist, die reflektiert werden soll.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der der erste und der zweite Abstand derart sind, dass serielle Hochimpedanz-Abschnitte (Za) und Niedrigimpedanz-Abschnitte (Zb) erhalten werden.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 4, bei der die Mikrostreifenleitungen sich in eine Richtung erstrecken, die senkrecht zu der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle ist, die sich entlang einer Übertragungsleitung (1; 2; 4) bewegt.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die ferner eine dielektrische Platte (20; 33) aufweist, wobei die planaren Leiter (21, 22; 34) an gegenüberliegenden Oberflächen der dielektrischen Platte (20; 33) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 6, die ferner einen Streifenleiter (19) aufweist, der an einer der Oberflächen der dielektrischen Platte (20) gebildet ist, wobei eine geerdete koplanare Leitung (1) gebildet ist, wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) die Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen aufweist, die in dem planaren Leiter (21) an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte (20) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 7, bei der die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) einen ersten und einen zweiten Satz von Mikrostreifenleitungen aufweist, wobei der erste Satz zu einer lateralen Seite der geerdeten koplanaren Leitung (1) angeordnet ist und wobei der zweite Satz zu einer gegenüberliegenden lateralen Seite der geerdeten koplanaren Leitung (1) angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 6, die ferner einen Schlitz aufweist, der an einer der Oberflächen der dielektrischen Platte (20) gebildet ist, wobei eine geerdete Schlitzleitung (4) gebildet ist, wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) die Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen umfasst, die in einem der planaren Leiter (21) an der dielektrischen Platte (20) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) einen ersten und einen zweiten Satz von Mikrostreifenleitungen aufweist, wobei der erste Satz zu einer lateralen Seite der geerdeten Schlitzleitung (4) angeordnet ist und wobei der zweite Satz zu einer gegenüberliegenden lateralen Seite der geerdeten Schlitzleitung (4) angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der der erste und der zweite Satz von Mikrostreifenleitungen in dem planaren Leiter (21) an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte (20) als die geerdete Schlitzleitung (4) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der der erste und der zweite Satz von Mikrostreifenleitungen in dem planaren Leiter (21) an der gleichen Oberfläche der dielektrischen Platte (20) wie die geerdete Schlitzleitung (4) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 12, bei der die dielektrische Platte (20) zwischen einer ersten und einer zweiten voneinander beabstandeten leitfähigen Platte (27, 28) angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 6, die ferner folgende Merkmale aufweist: einen ersten dielektrischen Streifen (35), der an einer der Oberflächen der dielektrischen Platte (33) gebildet ist und sich entlang derselben erstreckt; einen zweiten dielektrischen Streifen (36), der an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte (33) gebildet ist und sich entlang derselben erstreckt, im Wesentlichen parallel zu dem ersten dielektrischen Streifen (35); und eine erste und eine zweite voneinander beabstandete leitfähige Platte (31, 32), wobei die dielektrische Platte (33) zwischen denselben angeordnet ist, wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) die Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen umfasst, die in einem der planaren Leiter (34) an einer der Oberflächen der dielektrischen Platte (33) angeordnet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 14, bei der sich die Mikrostreifenleitungen in eine Richtung erstrecken, die senkrecht zu dem ersten und dem zweiten dielektrischen Streifen (35, 36) ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 15, bei der die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) einen ersten und einen zweiten Satz von Mikrostreifenleitungen aufweist, wobei der erste Satz zu einer lateralen Seite jedes dielektrischen Streifens (35, 36) angeordnet ist und der zweite Satz zu einer gegenüberliegenden lateralen Seite jedes dielektrischen Streifens (35, 36) angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, bei der benachbarte Mikrostreifenleitungen (17, 18) der Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen interdigital angeordnet sind und sich in Richtungen erstrecken, die transversal zu der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle sind, und jede Mikrostreifenleitung (17, 18) ein Anschlussende umfasst, das im Leerlauf ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die folgende Merkmale aufweist: eine dielektrische Platte (29), die voneinander beabstandete gegenüberliegende Oberflächen aufweist; einen ersten und einen zweiten Leiter, wobei die Leiter an gegenüberliegenden Oberflächen der dielektrischen Platte angeordnet sind, derart, dass dieselben zum Empfangen einer elektromagnetischen Welle zwischen denselben in der Lage sind; und einen im Wesentlichen kreisförmigen nicht leitfähigen Abschnitt (30), der in dem ersten Leiter positioniert ist, um einen Resonator zu erzeugen; wobei die Störmodenausbreitungsblockierschaltung (3) in dem ersten Leiter angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 18, bei der die Mikrostreifenleitungen sich in eine radiale Richtung mit Bezug auf den nicht leitfähigen Abschnitt (30) des Resonators erstrecken.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 18, bei der benachbarte Mikrostreifenleitungen interdigital angeordnet sind, sich in Richtungen erstrecken, die transversal zu der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle sind, und jede Mikrostreifenleitung ein Anschlussende umfasst, das im Leerlauf ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 18 bis 20, bei der die dielektrische Platte (29) zwischen einer ersten und einer zweiten voneinander beabstandeten leitfähigen Platte (27, 28) angeordnet ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 21, bei der jede Mikrostreifenleitung in der Leiterstruktur einen mittleren leitfähigen Abschnitt umfasst, der einen Kondensator (C) mit dem zweiten Leiter an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte (20) bildet; und wobei eine Mehrzahl von leitfähigen Leitungen sich von dem mittleren leitfähigen Abschnitt erstreckt, um jeweilige Induktivitäten (L) zu bilden, wobei Sätze von leitfähigen Leitungen von benachbarten Mikrostreifenleitungen miteinander verbunden sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 22, bei der jeder mittlere leitfähige Abschnitt in der Leiterstruktur drei leitfähige Leitungen umfasst, die sich von jeder peripheren Kante erstrecken.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 23, bei der jeder mittlere leitfähige Abschnitt in der Leiterstruktur im Wesentlichen dreieckig ist und durch drei periphere Kantensegmente begrenzt ist, wobei sich eine leitfähige Leitung von jedem peripheren Kantensegment erstreckt.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 22, bei der jeder mittlere leitfähige Abschnitt in der Leiterstruktur vier leitfähige Leitungen umfasst, die sich von jeder peripheren Kante erstrecken.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 25, bei der jeder mittlere leitfähige Abschnitt in der Leiterstruktur im Wesentlichen rechteckig ist und durch vier periphere Kantensegmente begrenzt ist, wobei sich eine leitfähige Leitung von jedem peripheren Kantensegment erstreckt.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 26, bei der sich jede leitfähige Leitung von dem jeweiligen peripheren Kantensegment derselben von einer Position erstreckt, die dieses Kantensegment im Wesentlichen halbiert.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 26, bei der sich jede leitfähige Leitung von dem jeweiligen peripheren Kantensegment derselben von einer Position erstreckt, die im Wesentlichen zu einem Ende dieses Kantensegments hin versetzt ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 22, bei der jede Mikrostreifenleitung in der Leiterstruktur eine Mehrzahl von distalen leitfähigen Abschnitten umfasst, wobei ein distaler leitfähiger Abschnitt bei einem distalen Ende jeder leitfähigen Leitung vorgesehen ist, um einen Kondensator mit dem zweiten Leiter an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte zu bilden.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 29, bei der Sätze von benachbarten distalen leitfähigen Abschnitten miteinander verbunden sind, um einen einzigen Kondensator mit dem zweiten Leiter an der gegenüberliegenden Oberfläche der dielektrischen Platte zu bilden.