DE69716207T2 - Diodenanordnung in einer dielektrischen Mikrowelleneinrichtung, und die Diodenanordnung benützender Detektor und Mischer - Google Patents

Description

Hintergrund der Erfindung 1. Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Diodenbefestigungsmuster in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung, die z. B. in einem Sende-/Empfangs-Gerät eines Millimeterwellen- oder eines Mikrowellen-Bandes verwendet wird, und auf einen Detektor und einen Mischer, die das Diodenbefestigungsmuster verwenden.
2. Beschreibung des Stands der Technik
• Ein Diodenbefestigungsmuster in einem strahlungslosen dielektrischen Wellenleiter (hierin nachfolgend bezeichnet als "NRD-Leiter") und ein Detektor und ein Mischer, die das Diodenbefestigungsmuster verwenden, wurden durch (1) Kuroki und Xoneyama, "Nonradiative Dielectric Waveguide Circuit Elements Using Beam Lead Diode", den gesammelten Unterlagen des Institute of Electronics, Information and Communication Engineers C-1, Bd. J73-C-I, Nr. 2, Seiten 71-76, Februar 1989, offenbart. Ferner wurde ein Detektor, der in einem H- Leiter angeordnet ist, durch (2) F. A. Benson, P. A. Cudd, F. J. Tischer, "Solid-State Device in H-Guide, Groove Guide and Fence Guide", Electron. Lett., 18. August 1983, Bd. 19, Nr. 17, Seiten 657-658, offenbart.
• Bei dem Muster, das in dem Dokument (1) gezeigt ist, ist ein Schaltungssubstrat, auf dem eine Diode befestigt ist, so angeordnet, um einen dielektrischen Streifen in einer Richtung senkrecht zu der Längsrichtung des dielektrischen Streifens zu schneiden, und elektromagnetische Wellen, die sich durch den dielektrischen Streifen ausbreiten, sind mit der Diode an dem Schaltungssubstrat gekoppelt. Bei der Anordnung, die in Dokument (2) beschrieben ist, ist ein Schaltungssubstrat, auf dem ein lineares Elektrodenmuster gebildet ist, zwischen zentralen Abschnitten eines H- Leiters angeordnet und Dioden sind an dem Elektrodenmuster an gegenüberliegenden Seiten eines dielektrischen Streifens in Abständen von 1/10-Wellenlänge von dem dielektrischen Streifen befestigt, wodurch ein Detektor gebildet wird.
• Bei dem Muster, das in dem Dokument (1) gezeigt ist, kann das Schaltungssubstrat jedoch nicht einfach in der Vorrichtung befestigt werden und neigt dazu, sich zu neigen, da das Schaltungssubstrat, an dem die Diode befestigt ist, in einer Richtung senkrecht zu der Längsrichtung des dielektrischen Streifens angeordnet ist. Somit ist dieses Muster im Hinblick auf das Befestigen nachteilhaft. Ferner besteht ein Bedarf zum Einfügen einer dünnen Platte mit hoher dielektrischer Konstante oder zum Bilden eines Zwischenraums in dem NRD-Leiter zum Zweck des Anpassens. Daher ist die Vorrichtung, die dieses Muster verwendet, schwierig zu entwerfen und herzustellen. Bei dem Dokument (2) ist kein Muster zum Stoppen der Ausbreitung (Lecken) von Millimeterwellen an den gegenüberliegenden Enden der aufgehängten Leitung (in dem Dokument als "Streifenleitung" beschrieben), in der die Dioden befestigt sind, beschrieben und ein Anpassen zwischen dem H-Leiter und den Dioden wird nicht berücksichtigt.
• Folglich ist der Verlust aufgrund eines Leckens von Millimeterwellen aus der aufgehängten Leitung so groß, daß die Dioden nicht ausreichend Energie aufnehmen können, was zu einem großen Umwandlungsverlust führt.
Zusammenfassung der Erfindung
• Im Hinblick auf die oben beschriebenen Probleme ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Diodenbefestigungsmuster in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung zu schaffen, das entworfen ist, um die Einrichtung zu verbessern, mit der ein Schaltungssubstrat in dem dielektrischen Wellenleiter befestigt wird, um eine Anpassung zwischen einem dielektrischen Wellenleiter und einer Diode einfacher zu machen und um den Umwandlungsverlust zu reduzieren.
• Es ist ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, einen Detektor und einen Mischer zu schaffen, die ein derartiges Diodenbefestigungsmuster verwenden.
• Um diese Vorteile zu erreichen, wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Diodenbefestigungsmuster in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung bereitgestellt, die ein Paar von Flachleiteroberflächen aufweist, die im wesentlichen parallel zueinander sind, wobei ein dielektrischer Streifen und ein Schaltungssubstrat zwischen den Leiteroberflächen bereitgestellt sind, wobei die Flachleiteroberflächen und der Leiterstreifen einen dielektrischen Wellenleiter bilden, wobei ein verlängertes Leitermuster an dem Schaltungssubstrat gebildet wird, um sich über den dielektrischen Streifen im wesentlichen senkrecht zu demselben zu erstrecken, wobei das Leitermuster und die Flachleiteroberflächen eine aufgehängte Leitung bilden, wobei eine Filterschaltung in jedem von zumindest zwei Orten in dem Schaltungsmuster an gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Streifens bereitgestellt ist, um eine Resonanzschaltung zu bilden, wobei die Filterschaltung ein Signal stoppt, das mit dem dielektrischen Wellenleiter gekoppelt ist und sich durch die aufgehängte Leitung ausbreitet, und wobei eine Diode in Reihe mit dem Leitermuster in der Resonanzschaltung befestigt ist. Bei diesem Muster sind die aufgehängte Leitung und der dielektrische Wellenleiter miteinander magnetfeldgekoppelt und ein Signal, das sich durch den dielektrischen Wellenleiter ausbreitet, wird an die aufgehängte Leitung angelegt. Die Filterschaltungen stoppen das Signal, das mit der aufgehängten Leitung gekoppelt ist, sich zu der Außenseite hin auszubreiten, und die Resonanzschaltung zwischen den Filterschaltungen ist in Resonanz mit dem Signal.
• Bei dem oben beschriebenen Muster ist das Schaltungssubstrat zwischen den zwei Flachleiteroberflächen angeordnet, die im wesentlichen parallel zueinander sind. Somit wird die Einrichtung, mit der das Schaltungssubstrat befestigt wird, durch Kombinieren mit dem dielektrischen Wellenleiter verbessert. Ferner ist das Leitermuster so angeordnet, um den dielektrischen Streifen im wesentlichen senkrecht zu schneiden, und die Filterschaltungen werden an zumindest zwei Orten in dem Leitermuster an gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Streifens bereitgestellt, wodurch eine Resonanzschaltung gebildet wird. Ferner ist eine Diode in der Resonanzschaltung befestigt. Daher ist die aufgehängte Leitung, die die Resonanzschaltung bildet, mit dem dielektrischen Wellenleiter gekoppelt und ist in Resonanz mit demselben, um eine ausreichende Menge an Energie von dem dielektrischen Wellenleiter zu der Diode zu liefern. Das heißt, ein geeignetes Anpassen zwischen dem dielektrischen Wellenleiter und der Diode kann erreicht werden, wodurch der Umwandlungsverlust ausreichend eingeschränkt wird.
• Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die elektrische Länge zwischen den zwei Filterschaltungen, die die Resonanzschaltung bilden, auf ein ganzzahliges Mehrfaches von ungefähr der halben Wellenlänge der Frequenz des Signals eingestellt werden, das sich durch den dielektrischen Wellenleiter ausbreitet, bei dem oben beschriebenen Diodenbefestigungsmuster, wodurch ermöglicht wird, daß die Resonanzschaltung in Resonanz mit dem Zielsignal ist, das sich durch den dielektrischen Wellenleiter ausbreitet, so daß die Umwandlungseffizienz maximiert wird.
• Gemäß einem wiederum anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Detektor bereitgestellt, der eine dielektrische Wellenleitervorrichtung aufweist, die das oben beschriebene Diodenbefestigungsmuster umfaßt. Ein Hochfrequenzsignal wird z. B. als ein empfangenes Signal in den dielektrischen Wellenleiter eingegeben, und ein erfaßtes Signal wird aus der Resonanzschaltung des Leitermusters extrahiert. Das heißt, ein Gleich-Pegelsignal, das durch die Diode erfaßt wird, wird durch die Filterschaltung des Leitermusters von der Außenseite der Resonanzschaltung extrahiert.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Mischer bereitgestellt, der eine dielektrische Wellenleitervorrichtung aufweist, die das oben beschriebene Diodenbefestigungsmuster umfaßt. Ein Signal, das durch Mischen eines Hochfrequenzsignals und eines lokalen Signals erhalten wird, wird in den dielektrischen Wellenleiter eingegeben. Eine Vorspannungsspannung wird an die Diode von der Außenseite der Resonanzschaltung des Leitermusters angelegt. Ein Zwischenfrequenzsignal wird von der Außenseite der Resonanzschaltung extrahiert. Das heißt, wenn die Diode das Hochfrequenzsignal und das lokale Signal empfängt, erzeugt dieselbe harmonische Komponenten der zwei Frequenzkomponenten aufgrund ihrer Nichtlinearität. Unnötige Frequenzkomponenten werden durch die Filterschaltungen entfernt, so daß das Frequenzsignal, das der Differenz zwischen dem Hochfrequenzsignal und dem lokalen Signal entspricht, als Zwischenfrequenzsignal extrahiert wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1A und 1B sind perspektivische und Front-Ansichten einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung, die ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, die ein Diodenbefestigungsmuster und das Muster eines Detektors zeigt;
• Fig. 2 ist eine schematische Draufsicht der dielektrischen Wellenleitervorrichtung, die in Fig. 1 gezeigt ist, wobei die obere Leiterplatte weggelassen ist;
• Fig. 3 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm der Filterschaltung in der Wellenleitervorrichtung, die in Fig. 1 gezeigt ist;
• Fig. 4A bis 4D sind Diagramme, die andere Filterschaltungsanordnungen zeigen;
• Fig. 5 ist ein anderes Beispiel des Leitermusters;
• Fig. 6A bis 6D sind Diagramme, die andere dielektrische Wellenleitermuster zeigen;
• Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Konfiguration eines Mischers zeigt, der ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
• Fig. 8 weist charakteristische Diagramme des Mischers auf, der in Fig. 7 gezeigt ist;
• Fig. 9 ist ein Diagramm, das die Konfiguration eines Mischers zeigt, der ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
• Fig. 10 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des Diodenbefestigungsmusters der dielektrischen Wellenleitervorrichtung;
• Fig. 11 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, das aus Fig. 10 umgewandelt ist;
• Fig. 12A ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, das durch Ändern des Transformatorabschnitts erhalten wird, der in Fig. 11 gezeigt ist;
• Fig. 12B ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, wenn die aufgehängte Leitung in Resonanz ist;
• Fig. 13 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, das durch eine Reihe-Parallel-Umwandlung aus Fig. 12 erhalten wird;
• Fig. 14 ist ein Graph, der die Beziehung Verhältnis zwischen der Befestigungsposition der Diode und 4 zeigt;
• Fig. 15 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der NRD-Kopplungsposition an der aufgehängten Leitung und ZS zeigt;
• Fig. 16A und 16B sind eine Draufsicht bzw. ein äquivalentes Schaltungsdiagramm der dielektrischen Wellenleitervorrichtung zum experimentellen Bestätigen der Charakteristika des Koppelns zwischen der aufgehängten Leitung und dem NRD-Leiter;
• Fig. 17A und 17B sind Graphiken, die den S-Parameter bei der Vorrichtung zeigen, die in Fig. 16 gezeigt ist; und
• Fig. 18 ist ein Graph, der die Frequenzänderungen F1 und F2 im Hinblick auf die Breite und Länge der aufgehängten Leitung bei der Vorrichtung zeigt, die in Fig. 16 gezeigt ist.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
• Ein Diodenbefestigungsmuster in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung und ein Detektor, der ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, werden Bezug nehmend auf die Fig. 1 bis 3 beschrieben.
• Fig. 1A und 1B sind Diagramme, die das Muster einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung zeigen, die als ein Detektor verwendet wird. Fig. 1A ist eine teilweise fragmentarische perspektivische Ansicht und Fig. 1B ist eine Frontansicht aus der Richtung von der vorderen rechten Seite zu der hinteren linken Seite von Fig. 1A. Bezug nehmend auf Fig. 1A und 1B sind Leiterplatten 1 und 2 so angeordnet, um zwei parallele Leiteroberflächen zu bilden, und die dielektrischen Streifen 3a und 3b sind zwischen den zwei Leiterplatten 1 und 2 angeordnet, wobei ein Schaltungssubstrat 4 zwischen den dielektrischen Streifen 3a und 3b positioniert ist. Rillen sind jeweils in den inneren Oberflächen der Leiterplatten 1 und 2 gebildet, und die dielektrischen Streifen 3a und 3b sind in diese Rillen eingepaßt. Das Schaltungssubstrat 4 wird an dessen Umfangsabschnitten gestützt (nicht gezeigt), auf Stützbaugliedern, um im Zentrum der Leiterplatten 1 und 2 in vertikaler Richtung und parallel zu den Leiterplatten 1 und 2 positioniert zu sein, wie in Fig. 1A oder 1B gezeigt ist. Umfangsabschnitte (nicht gezeigt) der Leiterplatten 1 und 2 sind kombiniert, während Abschnitte an einer dielektrischen Wellenleiterregion zwei parallele Flachleiteroberflächen bilden, wie dargestellt ist.
• Jeder der dielektrischen Streifen 3a und 3b, die in Fig. 1 gezeigt sind, ist aus einem dielektrischen Material gebildet, wie z. B. einem Harz oder einem Keramikmaterial, und weist im wesentlichen einen rechteckigen Querschnitt senkrecht zu dessen Längsrichtung auf. Die Distanz zwischen den Leiterplatten 1 und 2 ist auf einen Wert kleiner als λ/2 gesetzt, wenn die Wellenlänge der elektromagnetischen Wellen, die als Millimeterwellen übertragen werden sollen, λ ist, wodurch sichergestellt wird, daß die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen als polarisierte Wellen parallel zu den Leiterplatten 1 und 2 in einer anderen Region als den dielektrischen Streifen 3a und 3b gestoppt wird, und daß dieses Stoppen in den dielektrischen Streifen 3a und 3b ineffektiv gemacht wird, um zu ermöglichen, daß sich die elektromagnetischen Wellen entlang der dielektrischen Streifen 3a und 3b ausbreiten. Das heißt, die dielektrischen Streifen 3a und 3b und die obere und untere Leiterplatte 1 und 2 bilden einen NRD-Leiter. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der LSM01-Modus als ein Übertragungsmodus verwendet.
• Ein Leitermuster 5 ist an der oberen Oberfläche des Schaltungssubstrats 4 bereitgestellt, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Das Leitermuster 5 erstreckt sich in einer Richtung im wesentlichen senkrecht zu der Längsrichtung der dielektrischen Streifen 3a und 3b. Das Leitermuster 5 und die obere und untere Leiterplatte 1 und 2 bilden eine aufgehängte Leitung. Die Filterschaltungen 6 und 7 sind auf dem Leitermuster 5 an Positionen an den gegenüberliegenden Seiten der dielektrischen Streifenregion gebildet. Ferner ist eine Balkenleiterdiode 8 an einem Zwischenabschnitt des Leitermusters 5 befestigt und in Reihe mit demselben geschaltet.
• Fig. 2 ist eine Draufsicht der dielektrischen Wellenleitervorrichtung, gezeigt ohne die obere Leiterplatte. Offene Stichleitungen 6a, 6b, 7a und 7b weisen eine Länge ungefähr gleich λ/4 auf. Die Distanz zwischen den offenen Stichleitungen 6a und 6b und die Distanz zwischen den offenen Stichleitungen 7a und 7b ist ferner ungefähr gleich λ/4. Die Distanz L zwischen den offenen Stichleitungen 6a und 7a ist so ausgewählt, daß die elektrische Distanz zwischen denselben ein ganzzahliges Mehrfaches von ungefähr 1/2 der Wellenlänge bei der Frequenz von Millimeterwellen ist, die sich in dem NRD-Leiter ausbreiten. Die Anordnung der offenen λ/4-Stichleitungen, die derart mit der Distanz von λ/4 angeordnet sind, ist durch eine Ersatzschaltung dargestellt, die in Fig. 3 gezeigt ist, und wirkt als ein Bandsperrfilter (BEF; BEF = band elimination filter), der ein Frequenzsignal der Wellenlänge λ abschneidet. Ferner wirken diese zwei Filterschaltungen als eine Resonanzschaltung, die eine aufgehängte Leitung mit einer Länge gleich einem ganzzahligen Mehrfachen von 1/2 der Wellenlänge aufweist und an beiden Enden kurzgeschlossen ist, da die elektrische Distanz zwischen den Filterschaltungen auf ein ganzzahliges Mehrfaches von ungefähr 1/2 der Wellenlänge bei der Frequenz der Millimeterwellen gesetzt ist, die sich in dem NRD-Leiter ausbreiten. Die aufgehängte Leitung, die die Resonanzschaltung bildet, und der NRD-Leiter, der durch die dielektrischen Streifen 3a und 3b gebildet ist, sind miteinander magnetfeldgekoppelt, und die Resonanzschaltung ist in Resonanz mit einem HF-Signal, das sich durch den NRD- Leiter ausbreitet. Da die Balkenleiterdiode 8 in Reihe mit dem Leitermuster 5 in der Resonanzschaltung befestigt ist, sind der NRD-Leiter und die Diode angepaßt, um zu ermöglichen, daß ein Erfassungssignal aus beiden Enden des Leitermusters 5 extrahiert wird. Um die elektrische Länge zwischen den zwei Filtern auf ein ganzzahliges Mehrfaches von ungefähr 1/2 der Wellenlänge der Frequenz der Millimeterwellen zu setzen, die sich durch den NRD-Leiter ausbreiten, kann die entsprechende geometrische Distanz bestimmt werden, durch Berücksichtigen der Länge der gekoppelten Abschnitte der dielektrischen Streifen 3a und 3b und der aufgehängten Leitung, d. h., der Länge des Abschnitts des Leitermusters, das zwischen den dielektrischen Streifen 3a und 3b positioniert ist, die dielektrische Konstante des Schaltungssubstrats und die Reaktanzkomponente der Balkenleiterdiode 8, oder dieselbe kann experimentell bestimmt werden.
• Jede der Filterschaltungen, die in den Fig. 1 bis 3 gezeigt sind, ist durch Anordnen zwei offener Stichleitungen gebildet, die durch eine vorbestimmte Distanz voneinander beabstandet sind. Eine einzelne offene λ/4-Stichleitung kann jedoch alternativ bereitgestellt sein, wie in Fig. 4A gezeigt ist, wenn ein engeres gestopptes Frequenzband ausreicht. Umgekehrt, wenn ein breiteres, gestopptes Frequenzband erforderlich ist, können drei oder mehr offene Stichleitungen bereitgestellt werden, wie in Fig. 4B gezeigt ist. In einem solchen Fall kann die Länge der Stichleitungen und die Distanz zwischen den Stichleitungen gemäß dem gewünschten gestoppten Frequenzband variiert werden. Sogar in dem Fall, in dem eine einzelne offene Stichleitung bereitgestellt ist, kann das gestoppte Frequenzband vergrößert werden, durch Auswählen einer geeigneten Musterform, wie in Fig. 4C gezeigt ist. Ferner kann ein Übertragungsleitungs-Kondensator und ein -Induktor in dem Leitermuster bereitgestellt sein, um einen Tiefpaßfilter (LPF; LPF = low-pass filter) zum Abschneiden der Resonanzfrequenz der oben beschriebenen Resonanzschaltung zu bilden.
• Bei dem Beispiel der dielektrischen Wellenleitervorrichtung, die in Fig. 1 und 2 gezeigt ist, ist das Leitermuster linear auf dem Schaltungssubstrat gebildet. Ein derartiges lineares Leitermuster wird jedoch nicht ausschließlich verwendet. Zum Beispiel kann ein Leitermuster, wie z. B. in Fig. 5 gezeigt ist, das geschwungene Abschnitte aufweist, oder ein Leitermuster, das über seine gesamte Länge geschwungen ist, gebildet werden.
• Bei dem Beispiel, das in Fig. 1 gezeigt ist, weist die Wellenleitervorrichtung ein derartiges Muster auf, daß Rillen in den Leiterplatten gebildet sind, und die dielektrischen Streifen sind in die Rillen eingepaßt. Die Anordnung kann jedoch alternativ derart sein, daß, wie in Fig. 6A gezeigt ist, dielektrische Streifen 3a und 3b und das Schaltungssubstrat 4 zwischen den flachen Leiteroberflächen 101 und 102 ohne Rillen positioniert sind. Ein Muster, wie z. B. das, das in den Fig. 6B, 6C oder 6D gezeigt ist, kann ebenfalls verwendet werden. Das heißt, die dielektrischen Streifen 103 und 104, die Flügel (Flansche) 103' und 104' aufweisen, sind vorbereitet und die Leiteroberflächen 101 und 102 sind aus Plattierfilmen oder ähnlichem an den äußeren Oberflächen der Flügel 103' und 104' gebildet, und das Schaltungssubstrat 4 ist zwischen den dielektrischen Streifen 103 und 104 positioniert.
• Ein Mischer, der ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, wird als nächstes Bezug nehmend auf die Fig. 7 und 8 beschrieben. Dieser Mischer, der dasselbe dielektrische Wellenleitervorrichtungsmuster aufweist wie das erste Ausführungsbeispiel, das in Fig. 1 und 2 gezeigt ist, weist ein Ende des Leitermusters 5 auf, das mit Masse verbunden ist, und umfaßt eine Vorspannungsspannungsversorgungsschaltung, die aus den Komponenten Lb, Rb und Vb besteht, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Diese Vorspannungsspannungsversorgungsschaltung ist mit dem anderen Ende des Leitermusters 5 verbunden. Aus diesem Mischer wird ein Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal; IF = intermediate- frequency) durch einen Kondensator Cl extrahiert. Das heißt, bei diesem Mischer wird ein Signal als eine Mischung aus einem HF-Signal und einem lokalen (Lo-) Signal durch die dielektrischen Streifen 3a und 3b übertragen, eine Vorspannungsspannung wird an die Balkenleiterdiode 8 angelegt, die eine Schottky-Sperrschichtdiode in der Resonanzschaltung ist, und die Frequenzkomponente, die als die Differenz zwischen dem HF-Signal und dem Lo-Signal erhalten wird, wird als IF-Signal durch den Kondensator Ci extrahiert. Der Induktor Lb stoppt ein Lecken des IF-Signals zu der Vorspannungsleistungsversorgungsschaltung und der Kondensator Ci stoppt die Vorspannungsspannung davor, an die IF-Schaltung angelegt zu werden. Fig. 8 zeigt elektrische Charakteristika des oben beschriebenen Mischers. Eine Umwandlungsverlustcharakteristik wurde durch Setzen der Frequenz des IF-Signals auf 100 MHz erhalten. Wenn die Frequenz fLO des lokalen Signals ungefähr 59,6 GHz beträgt, beträgt der Umwandlungsverlust 7,5 dB oder weniger und der Rückflußverlust beträgt 10 dE oder mehr. Somit kann eine zufriedenstellende Anpassung zwischen dem NRD-Leiter und der Diode erreicht werden, und die Reflexion an dem Mischerabschnitt des NRD-Leiters kann ausreichend eingeschränkt werden.
• Fig. 9 zeigt einen Mischer, der ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. Fig. 9 weist eine schematische Draufsicht eines Abschnitts des Mischers auf, der ohne eine obere Leiterplatte gezeigt ist. Ein Leitermuster 5, das die Filterschaltungen 7, 6, 6' und 7' mit offenen Stichleitungen bildet, derart, wie oben beschrieben wurde, ist an der oberen Oberfläche eines Schaltungssubstrats 4 gebildet. Zwei Schottky-Sperrschichtdioden 8 und 8' sind an dem Leitermuster 5 befestigt. Dielektrische Streifen 3b und 3b' sind an der oberen Oberfläche des Schaltungssubstrats 4 bereitgestellt. Dielektrische Streifen in demselben Muster sind ferner an der unteren Oberfläche des Schaltungssubstrats 4 bereitgestellt. Das heißt, das Schaltungssubstrat 4 ist zwischen dem oberen und dem unteren dielektrischen Streifen positioniert. Dieses Muster, bei dem die dielektrischen Streifen und das Schaltungssubstrat zwischen flachen Leiteroberflächen im wesentlichen parallel zueinander bereitgestellt sind, ist dasselbe, das in Fig. 1 gezeigt ist. Das oben beschriebene Paar von dielektrischen Streifen weist gebogene Abschnitte auf, die nahe zueinander gebracht werden, um einen Koppler zu bilden. Eine Vorspannungsspannungsversorgungsschaltung, die aus den Komponenten Lb, Rb und Vb gebildet ist, ist ferner mit dem Leitermuster verbunden. Ein HF-Signal und ein Lo- Signal werden dadurch an die zwei Dioden mit jeweiligen Phasendifferenzen von 90º angelegt, so daß die jeweiligen Frequenzkomponenten der Differenz zwischen denselben zueinander entgegengesetzte Phasen aufweisen. Da die Dioden jedoch in entgegengesetzten Richtungen, gesehen von der IF- Schaltungsseite, sind, werden die Frequenzkomponenten der Differenz in Phase miteinander kombiniert, um als IF-Signal durch den Kondensator Ci ausgegeben zu werden. Ein Kondensator Cg wird bereitgestellt, um das Ende des Leitermusters hochfrequenzmäßig mit Masse zu verbinden.
• Außerdem, während die charakteristische Impedanz des NDR- Leiters hoch ist, ungefähr 600 Ohm, ist die der Diode, die in dem Detektor oder dem Mischer verwendet ist, im Betriebszustand klein, mehrere bis mehrere 10 Ohm. Daher ist die Impedanzanpassung zwischen denselben wichtig. Ein Analyseverfahren und ein Impedanzanpassungsverfahren für eine derartige Impedanzanpassung werden beschrieben.
• Das Diodenbefestigungsmuster für eine Anpassung zwischen dem NDR-Leiter und der Diode kann durch eine Ersatzschaltung dargestellt werden, die in Fig. 10 gezeigt ist. In Fig. 10 ist ZNRD die charakteristische Impedanz des NRD- Leiters, ZSS ist die charakteristische Impedanz der aufgehängten Leitung und ZD ist die Impedanz der Diode, die durch RD + jXD gezeigt werden kann. Die aufgehängte Leitung, in der die Diode befestigt ist, und der NRD-Leiter sind magnetfeldgekoppelt, wie dargestellt ist. Wenn die Impedanzen der aufgehängten Leitung aus der Sicht des Magnetfeldkopplungspunktes zwischen dem NRD-Leiter und der aufgehängten Leitung ZA und ZB sind, kann die Schaltung, die in Fig. 10 gezeigt ist, transformiert werden, wie in Fig. 11 gezeigt ist. Dann werden die nachfolgenden Gleichungen aufgestellt:
• ZS = ZA + ZB + jωL2
• 1/(ωC1) = ZNRD/tanθ1
• -1/(ωC2) = Im(ZS) - ωL2
• R2 = Re(ZS)
• wobei Im(ZS) der imaginäre Teil von ZS ist, während Re(ZS) der reale Teil von ZS ist.
• Der Abschnitt des Transformators, der in Fig. 11 gezeigt ist, kann neu geschrieben werden, wie in Fig. 12A gezeigt ist. Ferner ist die Situation wie in Fig. 12B gezeigt, wenn die aufgehängte Leitung in Resonanz ist. Dieselbe kann ferner in Fig. 13 reihe-parallel-umgewandelt werden. Dann werden die nachfolgenden Gleichungen aufgestellt:
• R1" = R1'(1 + S²)
• L1' = L1(1 + 1/S²)
• S = ωL1/R1'
• Dementsprechend werden im angepaßten Zustand nachfolgende Gleichungen aufgestellt:
• ZNRD = R1'(1 + S²)
• 1/(ωC1) = ωL1(1 + 1/S²)
• S = ωL1/R1' = (L1/M)(R2/ωM)
• Wenn M ausreichend klein ist, werden S > > 1 und die obigen Gleichungen wie folgt neu geschrieben:
• ZNRD/R2 = (L1/M)²
• 1/(ωC1) = ωL1
• Aus diesen Gleichungen geht hervor, daß die Anpassung eines kleinen R2 an ein großes ZNRD mit einem relativ kleinen M erreicht werden kann. Es ist ferner offensichtlich, daß die Kompensationskapazität C1 im Hinblick auf L1 durch Setzen der Positionen des NRD-Leiterendes und der aufgehängten Leitung erhalten werden kann (die Distanz D in Fig. 2).
• Die Beziehung zwischen der Befestigungsposition der Diode und des oben beschriebenen R2 wird als nächstes beschrieben. Wenn das in Fig. 10 gezeigte L2 und die Reaktanzkomponente XD der Diode ausreichend klein sind, dann ist ZS, das gemessen wird, wenn θ2B1 geändert wird, während θ2B1 + θ2B2 = 360º und θ2A = 360º, d. h. wenn die Distanz von der Filterschaltung zu der Befestigungsposition der Diode geändert wird, wie in Fig. 14 gezeigt ist. (Die Einheit der Abszisse aus Fig. 14 ist [Ω]). Wie aus Fig. 14 hervorgeht, ist ZS maximiert und R2 (= Re(ZS)) = ZD = RD, wenn die Befestigungsposition der Diode an einer Distanz eines ganzzahligen Mehrfachen von 1/2 der Wellenlänge von der Filterschaltung ist. Wenn die Befestigungsposition der Diode von diesem Punkt verschoben wird, wird der Wert von ZS kleiner. Dementsprechend, wenn die Impedanz der Diode im Vergleich zu der Lastimpedanz groß ist, die durch die Leitungsbreite angepaßt wird, kann eine Impedanzanpassung durch Ändern der Befestigungsposition der Diode bewirkt werden. Zum Beispiel, um Re(ZS) = 5 Ω zu setzen, wenn RD = 10 Ω, dann kann die Diode an einer derartigen Position befestigt werden, daß θ2B1 z. B. ungefähr 135 oder 225º ist.
• Die Beziehung zwischen der NRD-Leiter-Kopplungsposition an der aufgehängten Leitung und R2 wird als nächstes beschrieben. Wenn das in Fig. 10 gezeigte L2 und XD ausreichend klein sind, dann ist ZS, das gemessen wird, wenn θ232 geändert wird, während θ2B1 = 180º und θ2B2 + θ2A = 250º, d. h. wenn die NRD-Leiter-Kopplungsposition an der aufgehängten Leitung verändert wird, wie in Fig. 15 gezeigt ist. Wie aus Fig. 15 hervorgeht, ist ZS minimiert und R2(= Re(ZS)) = ZD = RD, wenn die NRD-Leiter-Kopplungsposition in einer Distanz von einem ganzzahligen Mehrfachen von 1/2 der Wellenlänge der Filterschaltung ist. Wenn die NRD-Leiter- Kopplungsposition von diesem Punkt verschoben wird, wird der Wert von ZS größer. Dementsprechend, wenn die Impedanz der Diode klein ist im Vergleich zu der Lastimpedanz, die durch die Leitungsbreite angepaßt wird, kann eine Impedanzanpassung durch Ändern der Position des NRD-Leiters an der aufgehängten Leitung bewirkt werden. Zum Beispiel, um Re(ZS) = 20 Ω zu setzen, wenn RD = 10 Ω, kann die NRD- Leiter-Kopplungsposition an der aufgehängten Leitung so gesetzt werden, daß θ2B2 z. B. ungefähr 135º oder 225º ist. Wenn L2 und XD nicht als Null betrachtet werden können, kann die Distanz zwischen den Filterschaltungen gemäß den Werten von L2 und XD angepaßt werden, so daß die elektrische Distanz zwischen den Filtern ein ganzzahliges Mehrfaches von 1/2 der Wellenlänge ist.
• L1/M in der obigen Gleichung kann durch Auswählen der Breite der aufgehängten Leitung verändert werden. Die Ergebnisse eines Experiments, das gemacht wird, um diese Auswirkung zu bestätigen, sind nachfolgend gezeigt. Fig. 16A zeigt eine dielektrische Wellenleitervorrichtung, die für eine Bestätigung gemessen wurde, bei der eine an beiden Enden offene, aufgehängte Leitung mit einer Breite W und einer Länge Le so angeordnet ist, um sich über einen dielektrischen Streifen zu erstrecken. Fig. 16B zeigt ein Ersatzschaltungsdiagramm dieser Vorrichtung. Wenn R2 ausreichend klein ist, können f1 und f2 durch die nachfolgenden Gleichungen angenähert werden:
• f1 = 1/(2π )
• f2 =
• k = M/
• Wenn die S11-Charakteristik und die S21-Charakteristik der oben beschriebenen dielektrischen Wellenleitervorrichtung tatsächlich gemessen werden, kann ein Einbruch von S11 bei der Frequenz f1 und ein Einbruch von S21 bei der Frequenz f2 festgestellt werden, wie in den Fig. 17A und 17B gezeigt ist. Werte f1 und f2 wurden im Hinblick auf Änderungen bei der Breite W und der Länge Le der aufgehängten Leitung gemessen. Die Ergebnisse dieser Messung sind in Fig. 18 gezeigt. Wie aus diesen Ergebnissen verständlich wird, variiert der Wert f2 sehr, abhängig von der Breite W der aufgehängten Leitung, während der Wert f1 nicht viel variiert.
• Aus den Ergebnissen der Experimente und der obigen Gleichungen wird verständlich, daß, wenn die Breite W der aufgehängten Leitung verändert wird, sich k&sub1;&sub2; verändert, sich L2 jedoch nicht bemerkbar ändert. Daher kann der Wert L1/M durch Ändern der Breite W der aufgehängten Leitung geändert werden.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie oben beschrieben wurde, ist ein Schaltungssubstrat zwischen zwei flachen Leiteroberflächen, die im wesentlichen parallel zueinander sind, positioniert. Somit wird die Einrichtung, mit der das Schaltungssubstrat befestigt wird, durch Kombinieren mit einem dielektrischen Wellenleiter verbessert. Ferner ist das Leitermuster so angeordnet, um den dielektrischen Streifen im wesentlichen senkrecht zu schneiden, und die Filterschaltungen sind an zumindest zwei Orten in dem Leitermuster an den gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Streifens bereitgestellt, wodurch dieselben eine Resonanzschaltung bilden. Ferner ist eine Diode in der Resonanzschaltung befestigt. Daher ist die aufgehängte Leitung, die die Resonanzschaltung bildet, mit dem dielektrischen Wellenleiter gekoppelt und ist in Resonanz mit demselben, um eine ausreichend große Energie von dem elektrischen Wellenleiter zu der Diode zu liefern. Das heißt, eine geeignete Anpassung zwischen dem dielektrischen Wellenleiter und der Diode kann erreicht werden, wodurch der Umwandlungsverlust ausreichend eingeschränkt wird.
• Ferner ist die Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung in Resonanz mit einem Signal, das sich durch den dielektrischen Wellenleiter ausbreitet und dadurch die Umwandlungseffizienz maximiert.

Claims (4)

1. Eine Diodenbefestigungsstruktur in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung, wobei die Struktur folgende Merkmale aufweist:

ein Paar von flachen Leiteroberflächen (1, 2; 101, 102), die im wesentlichen parallel zueinander sind;

einen dielektrischen Streifen (3a, 3b; 103, 104) und ein Schaltungssubstrat (4), die beide zwischen den Leiteroberflächen (1, 2; 101, 102) bereitgestellt sind, wobei die flachen Leiteroberflächen (1, 2) und der Leiterstreifen (3a, 3b; 103, 104) einen dielektrischen Wellenleiter bilden;

ein längliches Leitermuster (5), das auf dem Schaltungssubstrat (4) gebildet ist, um sich über den dielektrischen Streifen (3a, 3b; 103, 104) im wesentlichen senkrecht zu demselben zu erstrecken, wobei das Leitermuster (5) und die flachen Leiteroberflächen (1, 2; 101, 102) eine aufgehängte Leitung bilden;

eine Filterschaltung (6, 7), die an jedem von mindestens zwei Stellen in dem Leitermuster (1, 2; 101, 102) an den gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Streifens (3a, 3b; 103, 104) bereitgestellt ist, um eine Resonanzschaltung zu bilden, wobei die Filterschaltung (6, 7) ein Signal stoppt, das mit dem dielektrischen Wellenleiter gekoppelt ist und sich durch die aufgehängte Leitung ausbreitet; und

eine Diode (8), die in Reihe mit dem Leitermuster (5) in der Resonanzschaltung befestigt ist.

2. Eine Diodenbefestigungsstruktur in einer dielektrischen Wellenleitervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die elektrische Länge zwischen den zwei Filterschaltungen (6, 7), die die Resonanzschaltung bildet, auf ein ganzes Mehrfaches von ungefähr der halben Wellenlänge der Frequenz eines Signals eingestellt ist, das sich durch den dielektrischen Wellenleiter ausbreitet.

3. Ein Detektor, der folgende Merkmale aufweist:

eine dielektrische Wellenleitervorrichtung, die eine Diodenbefestigungsstruktur gemäß Anspruch 1 oder 2 umfaßt, wobei ein Hochfrequenzsignal in den elektrischen Wellenleiter eingegeben wird; und

eine Einrichtung zum Extrahieren eines erfaßten Signals aus der Resonanzschaltung des Leitermusters.

4. Ein Mischer, der folgende Merkmale aufweist:

eine dielektrische Wellenleitervorrichtung, die eine Diodenbefestigungsstruktur gemäß Anspruch 1 oder 2 umfaßt, ein Signal, das durch Mischen eines Hochfrequenzsignals erhalten wird, und ein lokales Signal, das in den dielektrischen Wellenleiter eingegeben wird;

eine Einrichtung (Lb, Rb, Vb) zum Anlegen einer Vorspannungsspannung an die Diode (8) von der Außenseite der Resonanzschaltung des Leitermusters (5); und

eine Einrichtung (Ci) zum Extrahieren eines Zwischenfrequenzsignals (IF) von der Außenseite der Resonanzschaltung.