DE60100114T2 - Filter zur Einspeisung von datenabhängigem Jitter und Pegelgeräusch - Google Patents

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft das Testen von Datenübertragungen in und mit digitalen Schaltkreisen.
• Hochgeschwindigkeits-IO (Input/Output)-Schnittstellen eingebettet in den heutigen Kommunikationsvorrichtungen nähern sich Terabit Bandbreiten an. Die Architektur, welche diese Bandbreitensteigerung erlaubt, basiert auf einer parallelen Anordnung von Serializer-/Deserializer-Zellen, die mit Datenraten von mehreren Gigabit pro Sekunde laufen und eine unabhängige Seriendatenübertragung liefern auf jeder parallelen Spur (SerDES Multilane Interface). Wirtschaftliches Testen solcher Schnittstellen in der Produktion bedeutet jedoch eine enorme Herausforderung. Lösungen auf der Grundlage von Instrumenten sind kostenintensiv und langsam und die Testannäherung mittels Verwenden eines einfachen Loopback zwischen Übertragungs- und Empfangsteil des SerDEs deckt nicht die Fehler ab, welche von Datensignalen resultieren, die Jitter und Pegelrauschen ausgesetzt sind.
• Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Testmethoden zu verbessern mit kosteneffizienten Testvorrichtungen z. B. mit eingebetteten Hochgeschwindigkeits- IO-Schnittstellen. Die Aufgabe wird gelöst durch die unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausführungen werden in den abhängigen Ansprüche angeführt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Andere Ziele und viele der begleitenden Vorteile der vorliegenden Erfindung werden im folgenden gewürdigt und werden besser verständlich durch die folgende detaillierte Beschreibung und durch Heranziehen der begleitenden Zeichnungen. Gleiche Referenzzeichen beziehen sich auf gleiche oder funktional gleiche oder ähnliche Merkmale.
• Fig. 1-6 zeigen die Grundzüge der Einspeisung von Jitter nach der vorliegenden Erfindung
• Fig. 7 zeigt ein Anwendungsbeispiel für das erfindungsgemäße Jittereinspeisungsfiltern
• Fig. 8 zeigt eine vorteilhafte Ausführung für einen Jittereinspeisungsfilter, und
• Fig. 9-11 zeigen das Verhalten des Filters der Fig. 8.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass Jitter eingespeist wird in ein Datensignal 1 (oberer Teil der Fig. 1) unter dem Einfluß von passiven Komponenten oder Vorrichtungen, welche somit einen passiven linearen Filter darstellen, der datenabhängigen Jitter einspeist. Der Effekt der Jittereinspeisung soll nun im Detail erklärt werden für Filter höherer Ordnung (z. B. Filter zumindest zweiter Ordnung). Es ist jedoch klar, dass der Effekt der Jittereinspeisung bereits mit Filtern erster Ordnung vorkommt, jedoch weniger kontrollierbar und im besonderen weniger geeignet für das Anpassen des Verhaltens an die Datenrate des Datensignals 1. Andere Filtertypen können somit entsprechend verwendet werden, wie nicht-lineare oder aktive Filter, diese können jedoch limitiert verwendbar sein - nur für Anwendungen niedrigerer Frequenz.
• In einer vorteilhaften Ausführung wie im unteren Teil der Fig. 1 gezeigt, reagiert ein Filter 20 (siehe vorteilhafte Ausführung des Filters 20 in Fig. 7 und Fig. 8) mit einer Schrittantwort 2 auf ein Schrittsignal mit begrenztem Zeitanstieg. Die Schrittantwort 2 weist folgende Charakteristika auf: einen dominanten negativen Extremwert D folgt einer initialen Anstiegskurve B des Datensignals 1. Das Vorkommen eines relativen Minimums C des dominanten negativen Extremwertes D ist vorzugsweise angepaßt, dass es im Wesentlichen paßt zu einer Bitintervallzeit A des Datensignals 1. Das relative Minimum C zeigt einen Amplitudenabfall von ΔV im Hinblick auf die Amplitude oder die Schrittantwort 2 in ihrem konstanten Status. Nach dem dominanten negativen Extremwert D, kann eine Welle oder Oszillation E kleinerer Amplitude folgen, ist jedoch für die Erfindung nicht von Bedeutung.
• Die Filterschrittantwort 2 verursacht Jittereinspeisung in das Datensignal 1 bedingt durch die Überlagerung aufeinanderfolgender Schrittantworten. Die positiven oder negativen Schritte, welche die individuellen digitalen Bits im Datensignal 1 darstellen, verursachen die überlagerten Schrittantworten. Jitter wird induziert an der logischen Schwelle des Entscheidungskreislaufs, welcher die Bitwerte auswertet im Datensignal Output des Jittereinspeisungsfilters.
• Fig. 2a-f zeigen schematisch wie Überlagerung von aufeinanderfolgenden Schrittantworten entgegengesetzter Polarität verwendet wird, um den Jitter zu induzieren. Zum besseren Verständnis, soll der dominante negative Extremwert D angepaßt werden an die Bitintervallzeit A, so dass das relative Minimum C vorkommt nach der Bitintervallzeit A. Daher kann der volle Amplitudenabfall von ΔV zur Einspeisung von Jitter verwendet werden. Es ist klar, dass Variationen des relativen Minimums C weg von der Bitintervallzeit A ebenfalls zur Einspeisung von Jitter führen, es wird jedoch nicht der volle mögliche Bereich des Amplitudenabfalls ΔV verwendet.
• Fig. 2a zeigt schematisch eine Schrittantwort N auf einen positiven Schritt eines Bit n. Der dominante negative Extremwert D verursacht das relative Minimum C. Fig. 2b zeigt eine Schrittantwort N + 1 auf einen negativen Schritt eines folgenden Bit n + 1 von entgegengesetztem logischem Wert, welcher eine Bitintervallzeit ΔV (entsprechend der Datenrate A des Datensignals 1) später vorkommt als das Bit n. Die Überlagerung beider Schrittantworten N und N + 1 wird in Fig. 2c gezeigt. Der Extremwert mit relativem Minimum C der Schrittantwort N und die fallende Kurve im negativen Schritt N + 1 werden überlagert in einer Weise, dass die fallende Kurve des resultierenden Signals verschoben wird zu einer niedrigeren Amplitude von genau der Größe ΔV des dominanten negativen Extremwerts D zu der Zeit zu der er eine Schwelle T kreuzt. Aufgrund der begrenzten Übergangszeit der Kurven im Datensignal 1, wird die Amplitudenverschiebung ΔVübersetzt in eine Zeitverschiebung ΔJ. Die Verschiebung ΔJ stellt eine Zeitangleichung im Hinblick auf die gewünschte Schwellenüberschreitungszeit dar.
• Eine Zeitangleichung findet nicht statt, wenn auf den positiven Schritt N des Bits n viele Bits von selbem Wert folgen, bevor ein Bit von entgegengesetztem Wert einen negativen Schritt verursacht (wie in den Fig. 2d-f dargestellt). In diesem Fall kann die Schrittantwort N des Bits n auf ihren Endwert kommen, bevor der negative Schritt erfolgt. Fig. 2d zeigt nochmals (wie in Fig. 2a) den positiven Schritt N des Bits n mit dem dominanten negativen Extremwert und dem relativen Minimum C. Fig. 2e zeigt die Schrittantwort N + K auf einen negativen Schritt n + k, der K Bits später vorkommt als Bit n und ohne eine Bitwertänderung dazwischen. Fig. 2f zeigt die Überlagerung beider Schrittantworten N und N + K. Ein Extremwert in der Schrittantwort N des vorhergehenden Bits n verschiebt nicht die fallende Kurve des negativen Schritts N + K zu der Zeit. Daher verursacht die fallende Kurve das Überscheiten der Schwelle T zu der erwarteten Bitzeit.
• In realen Datensignalen mit Random-Inhalt variiert die Lauflänge von Bits mit selbem Wert, so dass Überlagerungen vorkommen zwischen den beiden Extremen der Fälle beschrieben in Fig. 2a-c (Schnell-Toggling von Bitwerten, kurze Lauflänge) und der Fälle beschrieben in Fig. 2d-f (langsames Toggling von Bitwerten, lange Lauflänge). Lauflängen, die nur teilweises Setteln der Schrittantworten erlauben, stellen daher Zwischenfälle dar mit Zeitangleichungen geringer als ΔJ.
• Daher resultiert der generierte negative Extremwert (D) mit seiner Größe AV in der Maximumamplitude ΔJ des eingespeisten Jitters. Wie später beschrieben wird, impliziert dies, dass auch eine kontrollierte Menge von Pegelrauschen gleichzeitig eingespeist wird, so dass ein sogenanntes Daten-Auge (siehe Fig. 3a-b) des resultierenden Signals nicht nur horizontal geschlossen wird sondern auch vertikal in einer sehr kontrollierten Weise.
• Fig. 3a-b zeigen die Konsequenz des erfindungsgemäßen Einspeisungsmechanismus, welcher die sogenannte Augen-Diagramm- Darstellung verwendet. Ein Datenaugendiagramm wird abgeleitet durch ein Überziehen von mehreren (und vorzugsweise allen) Schrittantworten verursacht durch mehrere (und vorzugsweise allen) Bits in einer Datenfolge (so wie Datensignal 1). Augendiagramme sind Fachleuten wohl bekannt und müssen hier nicht weiter spezifiziert werden.
• Fig. 3a zeigt ein typisches schematisches Augendiagramm für ein ungefiltertes Datensignal. Das Augendiagramm der Fig. 3a zeigt einen breiten inneren offenen Augenbereich F1, wo der logische Wert eines Bits bestimmt werden kann ohne Fehler. Fig. 3b zeigt ein schematisches Augendiagramm für ein Datensignal gefiltert mit dem Filter übereinstimmend mit dem oben Ausgeführten. Das Augendiagramm der Fig. 3b zeigt einen bedeutend reduzierten inneren Augenbereich F2, wo der logische Wert eines Bits bestimmt werden kann ohne Fehler. Dieser innere Bereich kann genau kontrolliert werden mit dem Parameter der negativen dominanten Extremwertgröße ΔV.
• Die Grenze des inneren Auges F2 ist rechts und links begrenzt durch den eingespeisten Jitter ΔJ. Ein anderer wichtiger Effekt ist, dass Pegelrauschen in der Größenordnung ΔV des dominanten negativen Extremwerts D eingespeist wird (siehe Fig. 3b). Die resultiert aus der Tatsache, dass jeder positive Schritt ein relatives Minimum C generiert. Wenn weitere Bits von selbem Wert folgen (d. h. Bits mit Datenraten Δt), verursacht dies die Schließung der oberen inneren Augengrenze bei diesem Level ΔV. Dies findet ebenso Anwendung für negative Schritte, so dass die untere Grenze des inneren Auges ebenfalls mit ΔV schließt. Daher wird also der innere Augenbereich auch vertikal in einer sehr kontrollierten Weise geschlossen:
• Ein Jittereinspeisungsfilter einer vorteilhaften Ausführung ist von zweiter Ordnung. Daher kann der Jittereinspeisungsfilter mit weniger Filterkomplexität erreicht werden, z. B. aus wirtschaftlichen Gründen, Erleichterung der technischen Durchführung und Kontrolle. Die Jittereinspeisungsfilter-Synthese ist abgeleitet von der Beschreibung eines Systems zweiter Ordnung in der Frequenzdomäne:
• In dieser Formel stellen z&sub1; und z&sub2; die Nullpunkte dar und p&sub1; und p&sub2; die Pole. Die Konstanten α und β visualisieren die Lage der Nullpunkte, welche mit O angegeben werden, und die Pole - angegeben mit X-auf dem Einheitskreis in der normalisierten komplexen Frequenzdomäne. (Fig. 4a). Variieren der Konstante α zwischen 0 und 2, generiert einander zugeordnete komplexe Pole und Nullpunkte und bewegt den Pol p&sub1; vom Punkt S = 0 + i1 (R) zum Punkt S = - 1 + i0 (Q) und den Pol p&sub2; vom Punkt S = 0 - i1 (T) zum Punkt S = -1 + i0 (Q). Dies findet auch Anwendung bei den Nullpunkten z&sub1; und z&sub2; bei Variieren von β von 0 bis 2.
• Ein anderer wichtiger Fall von Pol-Nullpunkt-Lokalisierung ist gezeigt in Fig. 4b. Bei Variieren der Konstanten β zwischen 2 und positiver Unendlichkeit, liegen beide Pole auf der realen Achse und der Pol p&sub1; wird bewegt vom Punkt Q in Richtung des Ursprungs 0 + i0, und der Pol p&sub2; wird bewegt auf der realen Achse in Richtung negativer Unendlichkeit - + 10.
• Eine vorteilhafte Ausführung des Filters zweiter Ordnung wird erreicht, wenn entweder beide Nullpunkte sich auf dem Einheitskreis befinden und näher an der imaginären Achse sind als die Pole (Fig. 4a) oder wenn die Nullpunkte sich auf dem Einheitskreis befinden, während die Pole auf der realen Achse sind (Fig. 4b). In dieser vorteilhaften Ausführung ist die Lokalisierung von Polen und Nullpunkten absichtlich unter Kontrolle, um horizontale und vertikale Augenschließung einzustellen und die Anpassung an eine gegebene Datenrate zu ermöglichen.
• Als ein Ergebnis der Pol-Nullpunkt-Konfiguration dargestellt in Fig. 4a reagiert der Filter zweiter Ordnung auf eine Schrittfunktion im Datensignal mit einer Schrittantwort dargestellt in Fig. 5a. Als ein Ergebnis der Pol-Nullpunkt- Konfiguration dargestellt in Fig. 4b reagiert der Filter auf eine Schrittfunktion im Datensignal mit einer Schrittantwort dargestellt in Fig. 5b. In beiden Fällen werden die Kriterien, einen dominanten negativen Extremwert D mit einem relativen Minimum C zu haben nach der anfänglich steigenden Kurve B wie in Fig. 1 beschrieben, erfüllt. Im Falle der beiden einander zugeordneten komplexen Pole resultiert eine gedämpfte Oszillation mit mehreren Minima und Maxima vor Erreichen des konstanten Status wie in Fig. 5a dargestellt. Der erste dominante Extremwert D mit Minimum C ist der wichtige Extremwert für Amplitudenreduzierung im Fall der oszillierenden Schrittantwort. Im Falle von zwei realen Polen ist es eine kurzzeitige Amplitudenreduzierung (Extremwert) mit einem einzigen Minimum C vor dem asymptotischen Annähern an den konstanten Status, wie dargestellt in Fig. 5b. Dies ist das Ergebnis von zwei überlagerten Exponentialfunktionen generiert von den verschiedenen Positionen der Pole auf der realen Achse.
• Fig. 6 zeigt das Ergebnis der Pol-Nullpunkt-Konfiguration der vorteilhaften Ausführung des Filters in der Frequenzdomäne. Sie zeigt eine Bandablehnung oder Notch-Filter-Operation in der Magnitudencharakteristik (U) und eine starke Diskontinuität in der Gruppenverzögerungscharakteristik (V). Sich bewegende Pole und Nullpunkte nahe aneinander (geringer Unterschied zwischen α und β) bedeutet eine geringe Abschwächung innerhalb des Ablehnungsbandes und eine kleine Diskontinuität der Gruppenverzögerung, welche äquivalent ist zu einem schwachen negativen Extremwert (D) mit einem kleinen negativen Minimum (C) in der Schrittantwort. Ein großer Unterschied zwischen α und β erzeugt eine hohe Abschwächung im Ablehnungsband und eine starke Diskontinuität der Gruppenverzögerung, welche äquivalent ist zu einem starken negativen Extremwert (D) mit einem starken negativen Minimum (C) in der Schrittantwort.
• Die Pole nahe an die imaginäre Achse zu bewegen, bedeutet ein Oszillieren mit schwachem Dämpfen wie in Fig. 5a. Da die Nullpunkte jedoch näher an der imaginären Achse sein müssen als die Pole, reduziert das Bewegen der Pole in Richtung der imaginären Achse auch die Pol-Nullpunkt-Differenz und reduziert somit die Extremwertgröße des dominanten negativen Extremwerts (D). Bewegen der Pole auf dem Einheitskreis in Richtung der realen Achse erhöht das Dämpfen in der Oszillation. Da die Pol-Nullpunkt-Distanz größer sein kann, kann die Abschwächung in dem Pass-Band ebenfalls größer sein und in einem stärkeren negativen Extremwert (D) resultieren. Wenn schließlich Bewegen der Pole auf der realen Achse den dominanten negativen Extremwert erzeugt ohne Oszillation von Exponentialfunktionen, kann in diesem Fall die Pol-Nullpunkt- Distanz sogar größer sein und in einem relativen Minimum (C) resultieren, welches fast die Grundlinie berühren kann. Dieser Fall ist jedoch praktisch von weniger Bedeutung, da eine komplette vertikale Augenschließung bereits erreicht ist, wenn das relative Minimum (C) die Hälfte des Schritt- Amplitudenwerts des konstanten Status erreicht
• Die Position der charakteristischen Frequenz (die Position des Abschwächungsmaximums) im Abschwächungsband ist gegeben durch den realen Teil des zugeordneten komplexen Nullpunkts z&sub1;. Diese charakteristische Frequenz bestimmt die Position des relativen Minimums (C) auf der Zeitachse und erlaubt daher das Anpassen an die Bitintervall-Zeit einer gegebenen Datenrate.
• Fig. 7 zeigt die vorteilhafte Ausführung einer Filteranordnung mit einer Filterstruktur 20 gemäß der vorliegenden Erfindung zum Einspeisen von datenabhängigem Jitter und Pegelrauschen. Im Beispiel der Fig. 7, wird die Filterstruktur 20 zwischen den Knoten A und B eingefügt in eine Übertragungslinie 30, welche ein Datensignal von einer Datenquelle 40 in einen Datenbehälter 50 überträgt. Die Anordnung der Datenquelle 40, des Datenbehälters 50 und der Übertragungslinie 30 kann einfach endend sein oder differential. Quellenhindernisse 60A und 60B werden zum Zwecke der Komplettierung gezeigt. Fig. 8 zeigt eine vorteilhafte Ausführung der Filterstruktur 20 bestehend aus einem einfachen Serien-Resonanzkreislauf zweiter Ordnung. Der Resonanzkreislauf weist eine Serien-Anordnung eines Widerstandselements 210 auf mit Widerstandswert von R&sub2;, ein Induktionselement 220 mit einem Induktionswert von L&sub1; und ein Kapazitätselement 230 mit Kapazitätswert von C&sub1;. Im Beispiel der Fig. 8 können das Widerstandsverhalten R&sub2; des Widerstandselements 210 und das Kapazitätsverhalten C&sub1; des Kapazitätselements 230 variiert werden.
• Die Widerstands-, Induktions- und Kapazitätselemente 210-230 können in jeder Sequenz und auf verschiedene Wege implementiert werden, z. B. kann das Kapazitätselement 230 implementiert werden als Varaktordiode, das Widerstandselement 210 als FET.
• In der beschriebenen Anordnung der Fig. 8, ist die konstante α gegeben durch:
• α = R&sub2;·
• und die Konstante β ist gegeben durch:
• In dieser vorteilhaften Ausführung wird die bedeutende Größe (C) des dominanten negativen Extremwerts (D) kontrolliert durch die Pol-Nullpunkt- Distanz ausgedrückt in der Differenz zwischen den Konstanten α und β und daher durch Variieren des Wertes des Widerstandselements R&sub2; (210). Dies erlaubt das Kontrollieren der horizontalen oder vertikalen Schließung des Datenauges (als Betrag des eingespeisten Jitters und Pegelrauschen). Die charakteristische Frequenz ist gegeben durch:
• ω = 1/
• Daher erlaubt das Variieren des Wertes C&sub1; des Widerstandselements (210) eine direkte Anpassung an die Bit-Intervall-Zeit einer gegebenen Datenrate.
• Fig. 9-11 zeigen die Funktionsweise der vorteilhaften Ausführung beschrieben in Fig. 7 und 8. Die Schrittantwort einer einfachen Schrittantwort mit einem relativen Minimum nach der gewünschten Augenschließung und einer Zeitpositionierung angepaßt an die Bit-Intervall-Zeit der gegebenen Datenrate entspricht der Fig. 5b. Fig. 9 zeigt eine kurze Lauflängensituation (Lauflänge 1) und Fig. 10 zeigt eine lange Lauflängensituation (Lauflänge 12). Fig. 11 stellt das resultierende Datenauge dar von einer realen Messung mit einem Filter gemäß der Erfindung.
• Der Extremwert-Jitter ΔJ kann berechnet werden basierend auf einer Anstiegs- /Abnahmezeit tr/f des Datensignals. Es wird angenommen, dass Einführen einer limitierten Anstiegs-/Abnahmezeit anstelle eines Schritts mit unbegrenzter Anstiegs-/Abnahmezeit die Größe ΔV des dominanten negativen Extremwerts nicht signifikant ändert:
• Durch Variieren des Wertes C1 des Kapazitätselements kann der Filter 20 dimensioniert werden in einem sich wiederholenden Prozeß, so dass die Position Δtmin des relativen Minimums C paßt zur Bit-Intervallzeit Δt der gegebenen Datenrate. In einem nächsten Schritt kann die Größe ΔV des dominanten negativen Extremwerts D an der Position des relativen Minimums angepaßt werden in einer Weise, dass der Extremwert-Jitter ΔJ den gewünschten Wert hat (gegebene Anstiegs-/Abnahmezeit tr/f) und eine passende horizontale und vertikale Augenschließung generiert wird.
• Natürlich kann die Serien-Anordnung der Fig. 8 ersetzt werden durch einen äquivalenten parallelen Resonanzschaltkreis z. B. seriell gekoppelt zwischen den Enden eines geöffneten Knotens A oder B.
• Hinzufügen des Filters 20 in den Loopback-Pfad oder in den Stimulus-Pfad z. B. einer Hochgeschwindigkeits-Pinkarte erlaubt daher präzises Generieren von Augenschließung durch Einspeisen kontrollierter Mengen von Jitter und Pegelrauschen. Dies hilft, die Testanforderungen zu niedrigsten Kosten zu lösen. Horizontale und vertikale Augenschließungen resultierend vom eingespeisten Jitter und Pegelrauschen können variabel gestaltet werden und der Filter kann an verschiedene Datenraten angepaßt werden.
• Es ist klar, dass die Erfindung ganz oder teilweise ausgeführt werden kann oder unterstützt von einem oder mehreren passenden Softwareprogrammen, welche gespeichert werden können oder anderweitig zur Verfügung gestellt von jeder Art von Datenträger und welche ausgeführt werden können in oder durch jede passende Datenverarbeitungseinheit. Insbesondere können Softwaretools verwendet werden zum Berechnen von Filterelementen und Charakteristiken oder zum Simulieren von Filterverhalten.

Claims (11)

1. Ein Filter (20) zur Einspeisung von datenabhängigem Jitter und datenabhängigem Pegelrauschen in ein digitales Datensignal (1) mit einer vorgegebenem Datenrate (A), wobei der Filter (20) auf eine Schrittfunktion mit einer Schrittantwort (2) reagiert und nach einer ersten Zunahme oder Abnahme (B) einen wesentlichen Extremwert (C) zeigt, wie ein Minimum oder Maximum, entgegengesetzt der ersten Zunahme oder Abnahme, wobei das zeitliche Vorkommen des wesentlichen Extremwerts (C) mit Hinblick auf die Schrittfunktion im Wesentlichen im Bereich der gegebenen Datenrate (A) ist.

2. Der Filter (20) nach Anspruch 1, wobei der Filter (20) zumindest zweiter Ordnung ist.

3. Der Filter (20) nach Anspruch 2, wobei der Filter (20) ein Widerstandselement (210) aufweist mit Widerstandswert von R&sub2;, ein Induktionselement (220) mit einem Induktionswert von L&sub1;, und ein Kapazitätselement (230) mit einem Kapazitätswert von C&sub1;.

4. Der Filter (20) nach Anspruch 3, wobei der Widerstandswert von R&sub2; und/oder der Kapazitätswert von C&sub1; variiert werden kann.

5. Der Filter (20) nach Anspruch 3, wobei das Widerstandselement (210), das Induktionselement (220) und das Kapaziätselement (230) gekoppelt werden als Serie oder ein paralleler Resonanzschaltkreis.

6. Der Filter (20) nach Anspruch 2 mit einem Widerstandselement (210) und mindestens zwei Elementen mit Kapaziäts- (230) und/oder Induktionsverhalten (220)

7. Der Filter (20) nach Anspruch 2, wobei sich beide Nullpunkte des Filters zweiter Ordnung (20) auf dem Einheitskreis befinden, und beide Nullpunkte näher an der imaginären Achse sind als die Pole oder die Pole sich auf der realen Achse befinden.

8. Ein Filter (20) zur Einspeisung von datenabhängigem Jitter und datenabhängigem Pegelrauschen in ein digitales Datensignal mit einer gegebenen Datenrate, wobei der Filter (20) auf eine zunehmende Schrittfunktion mit einer Schrittantwort reagiert, welche zumindest ein wesentliches Minimum nach einer ersten Zunahme aufweist, wobei das zeitliche Vorkommen des zumindest einen wesentlichen Minimums der Schrittfunktion im Wesentlichen im Bereich der gegebenen Daten ist.

9. Verwenden eines Filters (20) nach einem der genannten Ansprüche zur Einspeisung von datenabhängigem Jitter und datenabhängigem Pegelrauschen in ein digitales Datensignal mit einer gegebenen Datenrate.

10. Ein Verfahren zur Einspeisung von datenabhängigem Jitter und datenabhängigem Pegelrauschen in ein digitales Datensignal (1) mit einer gegebenen Datenrate (A), wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

(a) Senden des digitalen Datensignals (1) an einen Filter (20), welcher auf eine Schrittfunktion mit einer Schrittantwort (2) reagiert und nach einer ersten Zunahme oder Abnahme (B) einen wesentlichen Extremwert (C) zeigt, wie ein Minimum oder ein Maximum, entgegengesetzt der ersten Zunahme oder Abnahme, und

(b) Anpassen des Filters (20), so dass das zeitliche Vorkommen des wesentlichen Extremwerts (C) im Hinblick auf die Schrittfunktion im Wesentlichen im Bereich der gegebenen Datenrate ist (A).

11. Ein Softwareprogramm oder -produkt, vorzugsweise gespeichert auf einem Datenträger, zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 10, wenn dieses auf einem Datenverarbeitungssystem wie einem Computer durchgeführt wird.