DE60100646T2

DE60100646T2 - Verfahren und Gerät zur Analog-Digital-Umsetzung unter Benutzung von vorhergehenden Signalabtastwerten

Info

Publication number: DE60100646T2
Application number: DE60100646T
Authority: DE
Inventors: Arild Bridgewater Kolsrud
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2000-07-14
Filing date: 2001-01-29
Publication date: 2004-06-17
Anticipated expiration: 2021-01-30
Also published as: DE60100646D1; EP1172935B1; US6542101B1; JP2002057580A; JP3842586B2; EP1172935A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Analog/Digital-Umsetzersysteme und Verfahren zum Umsetzen eines Analogsignals in digitale Form.
Viele physische Einrichtungen erzeugen Ausgangssignale, die analog oder kontinuierlich variierend sind. Die Signalverarbeitung wird heutzutage häufig unter Verwendung digitaler Methoden erreicht. Bei vielen Anwendungen ist es erforderlich, ein Analogsignal in eine digitale Form umzusetzen, die sich für eine Verarbeitung durch ein digitales System eignet. Es gibt viele Arten von Umsetzern, die als Schnittstellen zwischen analogen Einrichtungen und digitalen Systemen wirken. Diese Umsetzer werden in vielfältigen Anwendungen verwendet, darunter Prüfung, Messung, Prozeßsteuerung und Kommunikation. Analog/Digital(A/D-)Umsetzer erzeugen aus einem analogen Eingangssignal ein digitales Ausgangssignal. Bei der Umsetzung von Analogsignalen in digitale Form wird das Analogsignal in der Regel abgetastet und quantisiert. Wenn das analoge Eingangssignal des A/D-Umsetzers mehr als den Endwertspannungspegel, der den maximalen digitalen Ausgabewert für den A/D-Umsetzer erzeugt, erreicht, wird der A/D-Umsetzer gesättigt oder übersteuert. Nachdem der A/D-Umsetzer gesättigt ist, kann die digitale Ausgabe nicht den maximalen digitalen Ausgabewert überschreiten, der durch die Anzahl am Ausgang des A/D-Umsetzers verfügbarer Bit begrenzt wird. Wenn das analoge Eingangssignal über den Endwertspannungspegel ansteigt, führt das plötzliche Abschneiden des digitalen Ausgangsmusters zu einem massiven fehlerhaften Ansprechen oder zu unerwünschten Verzerrungen im digitalen Bereich, was als Diskontinuität bezeichnet werden kann, wenn eine Fouriertransformation des digitalen Ausgangssignals, das sich aus dem analogen Eingangssignal mit dem plötzlichen Abschneiden der Amplitude ergibt, genommen wird.
Eine Lösung des Problems des Abschneidens ist aus WO 99 60704 A bekannt, wobei die abgeschnittenen Abtastwerte mit Abtastwerten ersetzt werden, die die Werte nicht abgeschnittener Abtastwerte aufweisen, die den abgeschnittenen Abtastwerten vorangehen und folgen. In der Regel wird zur Erhaltung der verwendeten Werte dieselbe Anzahl nicht abgeschnittener Abtastwerte, die vor und nach der abgeschnittenen Gruppe von Abtastwerten auftreten, genommen.
Aus US-A-5165100 ist eine Vorrichtung bekannt, die eine Röntgen-Computertomographie (CT) durchführt und ein lineares Detektorarray enthält, das mit einem Datenerfassungsystem verbunden ist, das Abtastmittel und einen A/D-Umsetzer (ADC) umfaßt. Jeder Detektor in dem Array von Detektoren wird als ein Kanal bezeichnet. Der ADC setzt die Analogsignale aus jedem abgetasteten Kanal in einen durch spätere Schaltkreise verarbeiteten digitalen Wert um. Der ADC hat einen endlichen Bereich, und falls das Eingangssignal den Bereich des ADC überschreitet, gibt der ADC einfach seinen Maximalwert aus, gleichgültig, wie viel größer das Signal aus dem Kanal als dieser Maximalwert ist. Signale, die das ADC-Maximum überschreiten, stammen aus Überbereichskanälen, und die innerhalb des ADC-Maximums aus Innerbereichskanälen. Eine grobe Projektion aller Signale, umfassend Signale aus Überbereichs- und Innerbereichskanälen, wird Schaltkreisen der Vorrichtung zugeführt, um die Signale aus den Überbereichs- oder abgeschnittenen Kanälen durch Verwenden eines vereinfachten Modells des abgebildeten Objekts und Anpassen dieses Modells an die Innerbereichskanäle für diese Projektion zu korrigieren. Die Verwendung des Modells basiert auf der Feststellung, daß die Steigung der Daten der Projektionen am Anfang der Bereiche abgeschnittener Daten direkt proportional zu der Größe des Objekts ist.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Analog/Digital-Umsetzersystem nach Anspruch 7 bereitgestellt.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Analog/Digital-Umsetzungssystem (A/D-System), das durch Verwendung mindestens eines vergangenen Signalabtastwerts eine korrigierte Ausgabe eines Analog/Digital-Umsetzers (A/D-Umsetzers) erzeugt. Zum Beispiel schätzt das A/D-System einen Bezugswert oder -punkt, wie zum Beispiel eine Bezugsamplitude, für den mindestens einen vergangenen Abtastwert. Als Reaktion auf eine Anzeige, daß der A/D-Umsetzer gesättigt ist, verwendet das A/D-System den Bezugswert zur Vorhersage eines nächsten Bezugswertes, wie zum Beispiel eines nächsten Amplitudenwerts, aus dem ein korrigierter digitaler Abtastwert erzeugt wird, um den gesättigten Abtastwert zu ersetzen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Andere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden bei Durchsicht der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen ersichtlich. Es zeigen:
1 ein allgemeines Blockschaltbild eines die vorliegende Erfindung realisierenden A/D-Systems.
2 eine graphische Darstellung zur Erläuterung, wie eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen digitalen Ausgangswert für ein Trägersignal korrigiert;
3A–3C ein Flußdiagramm für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 eine graphische Darstellung, wie die Amplitudenschätzung für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird;
5 eine graphische Darstellung davon, wie bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Spitzenvorhersageschätzung durchgeführt wird.
Ausführliche Beschreibung
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele für ein Analog/Digital-Umsetzersysteme (A/D-Umsetzersystem) beschrieben, das die mit der Sättigung eines A/D-Umsetzers durch ein analoges Eingangssignal über dem Endwerteingangsbereich eines Haupt-A/D-Umsetzers verbundenen Probleme verringert. Unter besonderer Bezugnahme auf 1 enthält ein Empfängersystem 10 ein A/D-Umsetzersystem 12, das ein Analogsignal empfängt, das durch mindestens einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 14 in digitale Form umgesetzt werden soll. Das A/D-Umsetzersystem 12 verwendet vorherigen Abtastwert(e) des Signals, um bei Anzeige, daß der A/D-Umsetzer 14 durch das analoge Eingangssignal gesättigt oder übersteuert wird, einen korrigierten digitalen Abtastwert zu erzeugen. Zum Beispiel kann das A/D-System 12 mindestens einen vergangenen Abtastwert zur Bestimmung eines Bezugswerts oder -punkts relativ zu dem vergangenen Signalabtastwert, zum Beispiel einer Bezugsamplitude, wie zum Beispiel einer Hüllenamplitude, für das abgetastete Signal verwenden, indem die Abtastfrequenz und die Signalfrequenz miteinander in Beziehung gesetzt werden. Durch Verwenden des Bezugswerts kann das A/D-System 12 als Reaktion auf einen gesättigten Abtastwert einen korrigierten digitalen Abtastwert schätzen und/oder vorhersagen, indem zum Beispiel der aktuelle Bezugswert für den gesättigten Abtastwert vorhergesagt und der Bezugswert eingestellt wird, um den korrigierten digitalen Abtastwert zu erhalten. Bei bestimmten Ausführungsformen kann der nächste Bezugswert unter Verwendung mehrerer vergangener Bezugswerte für vergangene Abtastwerte vorhergesagt werden, um eine Steigung, einen Gradienten oder eine Trajektorie von Bezugswerten zu erhalten.
Bei dieser Ausführungsform empfängt eine Antenne 18 Hochfrequenz-Analogsignale (HF-Analogsignale) und ein Frontend-Filter 20, wie zum Beispiel ein Bandpaßfilter, filtert die HF-Analogsignale, bevor sie einem rauscharmen Verstärker (LNA) 22 zugeführt werden. Der LNA 22 verstärkt die Analogsignale und führt die Analogsignale analogen Empfängerschaltkreisen 24 zu. Das A/D-Umsetzersystem 12 empfängt die digital umzusetzenden Analogsignale aus den analogen Empfängerschaltkreisen 24. Wenn der A/D-Umsetzer 14 nicht übersteuert ist, was zum Beispiel durch eine Übersteuerungs- oder Überbereichsleitung 30 oder die Ausgabe des A/D-Umsetzers 14 angezeigt wird, empfangen bei bestimmten Ausführungsformen Übersteuerungskorrektur- oder -verarbeitungsschaltkreise 32 die digitalen Ausgangswerte aus dem ersten A/D-Umsetzer 14 und führen die digitalen Ausgangswerte aus dem ersten A/D-Umsetzer 14 als die niedrigstwertigen Bit einem Bus 36 zu. Die Übersteuerungskorrekturschaltkreise 30 können unter Verwendung eines Busschalters implementiert werden. Wenn der A/D-Umsetzer 14 übersteuert wird, was zum Beispiel durch die Übersteuerungsleitung 32 oder durch eine Untersuchung des Ausgangsbitmusters des A/D-Umsetzers 14 angezeigt wird, wählen die Übersteuerungskorrekturschaltung bzw. Verarbeitungsschaltkreise 30 den digitalen Ausgangswert, der unter Verwendung mindestens eines vergangenen Abtastwerts des Signals berechnet oder geschätzt wurde, und plazieren die korrigierte digitale Ausgabe auf den Bus 36. Der Bus 36 führt die digitalisierten Signale den digitalen Funkschaltkreisen 38, zum Beispiel digitalen Abwärtsumsetzern (DDCs) 40a–i, die mit zugeordneten digitalen Signalprozessoren (DSPs) 42a–i verbunden sind, zu.
Bei dieser Ausführungsform weist der Bus 36 größer als die von dem Haupt-A/D 14 bereitgestellten N Bit auf. Zum Beispiel kann der Bus 36 N+X/6 Bit aufweisen, wobei X das relative Offset bzw. der Leistungsdetektionspegel zwischen dem A/D 14 und dem potentiellen Spitzenwert des Eingangssignals ist, da bei dieser Anwendung 1 Bit im digitalen Bereich ungefähr 6 dB im analogen Bereich entspricht. Bei anderen Ausführungsformen kann eine andere Entsprechung zwischen einen Amplitudenwert im analogen Bereich und einem Bit im digitalen Bereich bestehen. Wenn der A/D 14 nicht übersteuert oder gesättigt ist, kann die N-Bit-Ausgabe des A/D 14 auf dem Bus 36 als die N niedrigstwertigen Bit des Busses 36 erzeugt werden. Wenn der A/D 14 gesättigt ist, können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den korrigierten digitalen Abtastwert auf der Grundlage mindestens eines vergangenen Abtastwerts unter Verwendung von mehr oder der höchstwertigen Bit auf dem Bus 36 erzeugen. Die Verarbeitungsschaltkreise 32 können als ein Mikroprozessor, eine Mikrosteuerung oder ein programmierbarer Logikbaustein (z.B. ein programmierbares Gatearray) implementiert werden.
Die Verarbeitungsschaltkreise 32 überwachen oder verfolgen die Ausgabe des A/D 14 und schätzen oder bestimmen eine Hüllenamplitude bzw. einen Spitzenwert für den mindestens einen vergangenen Signalabtastwert. Das Signal wird von einer Hüllkurve berandet und ein Hüllenamplitudenwert kann ein Wert auf der Hüllkurve des Signals sein, der einem Spitzenwert für den Signalabtastwert entspricht. Wenn die Verarbeitungsschaltkreise 32 eine Anzeige empfangen, daß der A/D 14 gesättigt ist, wie zum Beispiel durch Empfangen eines Übersteuerungssignals auf einer Übersteuerungsleitung 30, verwenden die Verarbeitungsschaltkreise 32 den Hüllenamplitudenwert zur Erzeugung eines digitalen Werts mit größer als N Bit Amplitude, wobei N die Anzahl von aus dem A/D-Umsetzer 14 ausgegebenen Bit ist. Wenn der A/D 14 gesättigt ist, verwenden die Verarbeitungsschaltkreise 32 den Hüllenamplitudenwert für den mindestens einen vorherigen digitalen Abtastwert, um den korrigierten digitalen Abtastwert zu erzeugen, indem der gesättigte Abtastwert mit einem berechneten oder geschätzten digitalen Abtastwert ersetzt oder die digitale Ausgabe mit einem geschätzten Spitzenoffsetwert eingestellt wird. Bei bestimmten Ausführungsformen verwenden die Verarbeitungsschaltkreise 32 mehrere Signalabtastwerte zur Schätzung und/oder Prädiktion eines Hüllenamplitudenwerts, und die Verarbeitungsschaltkreise verwenden mehrere Hüllenamplitudenwerte zur Erzeugung korrigierter digitaler Abtastwerte bei einer Anzeige, daß der A/D 14 gesättigt ist.
Die Schätzung der Hüllenamplituden ist möglich, da die Rate, mit der der A/D-Umsetzer 14 die Eingangssignale abtastet, die als die Abtastfrequenz bezeichnet werden kann, wesentlich größer als die Bandbreite des zugrundeliegenden Informationssignals bzw. der zugrundeliegenden Informationssignale ist, das auf das höherfrequente Trägersignal bzw. die höherfrequenten Trägersignale aufmoduliert wird. Die Bandbreite des Informationssignals hängt direkt mit der Rate zusammen, mit der das Informationssignal, wie zum Beispiel Sprach-, Video-, Text- und/oder andere Daten erzeugt werden und das Informationssignal auf einem höherfrequenten Trägersignal zur Übertragung per Funk moduliert wird. Folglich können Änderungen der Amplitude des Eingangssignals verfolgt werden, indem das mit dem Informationssignal modulierte Trägersignal mit einer Abtastrate abgetastet wird, die viel größer als die Informationssignalfrequenz, aber nicht viel größer als die Trägerfrequenz ist. Außerdem ändert sich die Hüllkurve aufgrund von Fading, des Dopplereffekts und der Summierung mehrerer Trägersignale, aber diese Änderungen sind ebenfalls langsam im Vergleich zu der Abtastfrequenz. Durch Verwenden der Amplitudenhüllenwerte können Hüllenamplitudenwerte vorhergesagt und digitale Abtastwerte aus den vorhergesagten Hüllenamplitudenwerten bestimmt werden, um den gesättigten Abtastwert zu ersetzen.
Zur Erläuterung zeigt 2 zum Beispiel ein Trägersignal 70 übereinstimmend mit einer Periode T_c und einer Frequenz f_c (T_c = 1/f_c). Das Trägersignal 70 wird mit einer Abtastfrequenz f_sampling abgetastet, wobei die Pfeile 72a–i Abtastwerte bedeuten. Die Schwellenpegel 74 stellen die Endwertfähigkeit des A/D 14 dar, so daß die Amplitude des analogen Trägersignals ohne Sättigung des A/D 14 durch N-Bit-Digitalwerte dargestellt werden kann. Wenn die Amplitude des analogen Trägersignals innerhalb der Schwellenpegel 74 liegt, erzeugen die Verarbeitungsschaltkreise 32 die N-Bit-Ausgabe des A/D 14 auf dem Bus 36 als die N niedrigstwertigen Bit auf dem Bus 36, wobei das übrige höchstwertige Bit bzw. die übrigen höchstwertigen Bit auf low gesetzt werden.
Da angenommen wird, daß Änderungen der Amplitude des Trägersignals langsamer als die Frequenz und die Dauer einer Sättigungsspitze sind, nimmt die Amplitude des Trägersignals progressiv zu, bis die Amplitude des analogen Trägersignals die Schwelle 74 übersteigt und die Abtastwerte 72g und 72i auf dem Endwert oder vollen Bereich liegen, aber die wahre Amplitude des analogen Trägersignals abgeschnitten ist.
Die Verarbeitungsschaltkreise 32 verfolgen die Amplitude der Signalabtastwerte. Die Verarbeitungsschaltkreise 32 können nach einer Spitze, die den A/D 14 sättigen könnte, suchen und diese erkennen und versuchen, zu korrigieren. Zum Beispiel könnten die Verarbeitungsschaltkreise 32 erkennen, daß der A/D-Umsetzer 14 gesättigt ist, indem sie die Übersteuerungsleitung 30 untersuchen. Durch Inbeziehungsetzen der Abtastfrequenz und der Trägerfrequenz kann der Hüllenamplituden- oder Spitzenwert für einen vorherigen Signalabtastwert bestimmt werden. Wenn mehrere Hüllenamplitudenwerte für vorherige Signalabtastwerte gegeben sind, können die Verarbeitungsschaltkreise einen Hüllenamplitudenwert oder Spitzenwert für den gesättigten Abtastwert unter Verwendung der Hüllengradienten, der Steigung oder der Trajektorie, die durch die vorherigen Hüllenamplitudenwerte hergestellt werden, vorhersagen.
Zur Erläuterung weisen zum Beispiel die vorherigen Abtastwerte 72a, 72b, 72e, 72f und 72h entsprechende Amplitudenhüllenwerte oder Bezugswerte 73a, 73b, 73e, 73f und 73h auf. Die Amplitudenhüllenwerte 73f und 73h und/oder andere Amplitudenhüllenwerte können verwendet werden, um einen Hüllengradienten, eine Steigung oder eine Trajektorie 75 herzustellen, woraus ein vorhergesagter Hüllenamplitudenwert 73i vorhergesagt werden kann. Aus der vorhergesagten Hüllenamplitude 73i können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den vorhergesagten Hüllenamplitudenwert einstellen, um den korrigierten digitalen Abtastwert auf dem Bus 36 zu erzeugen. Der Sättigungsabtastwert 72i kann um einen geschätzten Spitzenoffsetwert eingestellt werden oder durch den eingestellten vorhergesagten Hüllenamplitudenwert als der korrigierte digitale Abtastwert ersetzt werden. Der korrigierte digitale Abtastwert kann dadurch berechnet werden, daß einfach geschätzte und/oder vorhergesagte Amplitudenhüllenwerte verwendet werden, um den nächsten Amplitudenhüllenwert unter Verwendung eines Gradienten oder einer Trajektorie der berechneten aus den vergangenen Hüllenamplitudenwerten vorherzusagen. Als Alternative können andere Bezugswerte, wie zum Beispiel die Bezugsamplituden 77a, 77b, 77e, 77f und 77h zur Vorhersage eines Bezugswerts 77i verwendet werden, aus dem der korrigierte digitale Abtastwert 76 bestimmt wird. Die Signalinformationsdaten in der Spitze (wie zum Beispiel Phase) gehen wahrscheinlich verloren, aber die Erhaltung der Trägersignalhüllkurve wird zumindest teilweise erreicht. Die Hüllkurve des Trägersignals wird dadurch neu erzeugt und das spektrale Neuwachstum und fehlerhafte Ansprechverhalten kann verringert werden. Es wird angenommen, daß ein Verlust der Informationen in einem Abtastwert bei Auftreten des Sättigungsabtastwerts die Bitfehlerrate (BER) nicht wesentlich beeinflußt.
Abhängig von der Ausführungsform kann der geschätzte Spitzenoffsetwert zwischen der Endwertschwelle 74 und dem eingestellten Abtastwert 76 bestimmen, welche Bit in dem Bus 36 (1) verwendet werden. Wenn zum Beispiel die Schwelle 74 den Bereich eines 12-Bit-A/D darstellt und der Offsetwert 12 dB beträgt, könnte ein 14-Bit-Bus 36 digitale Werte unter Verwendung der höchstwertigen Bit des Busses 36 empfangen. Wenn das Offset 6 dB beträgt, könnte der Bus 36 möglicherweise das höchstwertige Bit nicht verwenden, das auf low gesetzt werden würde.
3A–3C zeigen ein Flußdiagramm dafür, wie ein Ausführungsbeispiel des A/D-Einstellverfahrens wirken kann, um eine korrigierte A/D-Ausgabe bereitzustellen, wenn der A/D 14 gesättigt ist. Bei dieser Ausführungsform wird auf der Grundlage vorheriger geschätzter Hüllenamplituden eine vorhergesagte Hüllenamplitude für ein von dem A/D 14 umzusetzendes Signal bestimmt. Wenn die Signalfrequenz nicht bekannt ist, werden die geschätzten Hüllenamplituden auf der Grundlage einer Schätzung der Signalfrequenz, zum Beispiel der Trägerfrequenz f_c, unter Verwendung mehrerer vorheriger Abtastwerte des Signals bestimmt. Im Block 78 von 3A wird der Indexzähler j auf 1 initialisiert, um die Anzahl geschätzter Hüllenamplituden zu zählen, wobei zur Herstellung eines vorhergesagten Hüllenamplitudenwerts mehrere der geschätzten Hüllenamplituden verwendet werden. Im Block 80 wird der Zähler i auf null initialisiert, um die Anzahl von Signalperioden zu zählen, die zur Gewinnung eines geschätzten Hüllenamplitudenwerts verwendet wird, wobei der Zähler f_tot zum Durchführen einer Frequenzmittelung über einen Hüllenamplitudenschätzzyklus zur Bestimmung der Signalfrequenz f_c und c_tot zur Bestimmung der Gesamtzahl von Abtastwerten, die während eines Hüllenamplitudenschätzzyklus genommen werden, dienen. Im Block 82 empfangen die Verarbeitungsschaltkreise 64 einen Signalabtastwert S(t_n) aus dem A/D 14.
Im Block 84 bestimmen die Verarbeitungsschaltkreise 32, ob der A/D 14 gesättigt ist. Wenn im Block 84 der A/D 14 nicht gesättigt ist, was zum Beispiel durch die Übersteuerungsleitung 30 angezeigt wird, fahren die Verarbeitungsschaltkreise 32 direkt damit fort, eine Signalfrequenzschätzung durchzuführen, um in der Lage zu sein, aus dem Abtastwert die Signalhüllenamplitude zu schätzen. Zum Beispiel kann eine A/D-Abtastwertausgabe (diskreter numerischer Wert) durch die folgende Gleichung gekennzeichnet werden: S(tn) = A0(t)sin(2πfctn) (1)wobei t_n folgendermaßen gegeben ist
und n die diskrete inkrementelle Zeitvariable, n = {1, 2, ...} und t ein absoluter Zeitschritt ist. S(t_n) ist die A/D-Abtastwertausgabe (diskreter numerischer Wert). S(t_n) und t_n sind bekannt, aber die Hüllkurve A₀(t) und die Signalfrequenz f_c, wie zum Beispiel die Trägerfrequenz, können geschätzt werden. S(t_n) wird durch Hüllkurve A₀(t) berandet, wobei A₀(t) von Fading, dem Dopplereffekt und der Summierung mehrerer Träger (schwach und stark) abhängt.
Wenn zum Beispiel im Block 84 der A/D 14 nicht gesättigt ist, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 86 voran, in dem die Verarbeitungsschaltkreise bestimmen, ob das Signal eine neue Periode anfängt, indem zum Beispiel Nulldurchgänge des Signals untersucht werden, wie durch das Vorzeichen des Signalabtastwerts angezeigt wird, und wobei eine neue Periode durch einen Übergang vom Negativen ins Positive angezeigt wird. Wenn das Signal nicht in einer neuen Periode liegt, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise zum Block 88 voran. Wenn der Abtastwert positiv ist, dann wird der Zähler a für die Anzahl positiver Abtastwerte in einer Signalperiode um 1 erhöht. Wenn der Abtastwert negativ ist, dann wird der Zähler b für die Anzahl negativer Abtastwerte in einer Signalperiode um 1 erhöht. Zusätzlich wird der Zähler c für die Gesamtzahl von Abtastwerten in einer Signalperiode ebenfalls um 1 erhöht. Wenn im Block 86 eine neue Signalperiode beginnt, schätzen andernfalls die Verarbeitungsschaltkreise 32 die Signalfrequenz f_c für die Periode, addieren die Signalfrequenz f_c für die Periode zu einem Gesamtwert f_tot, der die Summe der Frequenzen für jede zur Schätzung der Signalfrequenz verwendete Periode darstellt, erhöhen c_tot um c und setzen die Zähler für die positiven (a=1), negativen (b=0) und gesamten Signalabtastwerte (c=1) in einer Periode zurück (Block 90). Vom Block 90 aus schreiten die Verarbeitungsschaltkreise zum Block 92 voran, um den Zähler i für die Anzahl von zur Schätzung der Signalfrequenz, zum Beispiel der analogen Trägerfrequenz, verwendeten Signalperioden zu erhöhen.
Zum Beispiel kann die analoge Trägerfrequenz durch Verwendung der folgenden Gleichung geschätzt werden:
wobei N die Anzahl von durchzuführenden Mittelwerten, δ_1i die Anzahl aufeinanderfolgender positiver Vorzeichenbit in der Periode i, δ₂ die aufeinanderfolgende Anzahl negativer Vorzeichenbit in der Periode i bzw. λ₁ die Gesamtzahl von Abtastwerten in der Periode i ist. Trample ist die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten.
Von den Blöcken 88 und 92 aus bestimmen die Verarbeitungsschaltkreise 32 im Block 94, ob eine N-Anzahl von Perioden vergangen ist, für die die Trägerfrequenz f_c bestimmt wurde. Wenn der Zähler i nicht gleich N ist, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 82 fort, um den nächsten Abtastwert zu erhalten. Andernfalls schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 96 von 3B voran, in dem die Signal- oder Trägerfrequenz als Mittelwert der für jede Signalperiode berechneten Frequenzen bestimmt wird, zum Beispiel f_c = f_tot/N. Mit der geschätzten Signalfrequenz f_c können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den Hüllenamplituden- oder Spitzenwert für den Signalabtastwert im Block 98 schätzen und die Gesamtzahl von Abtastwerten, die während eines Hüllenamplitudenschätzzyklus zur Bestimmung der geschätzten Hüllenamplitude verwendet wird, wird in der Variablen d gespeichert.
Durch Umordnen der Gleichung (1) und Verwendung der Informationen in den Gleichungen (2) und (3) können die Verarbeitungsschaltkreise 32 in dieser Ausführungsform nun die Hüllenamplitude oder Spitze des Signalabtastwerts folgendermaßen schätzen:
Im Block 99 erhöhten die Verarbeitungsschaltkreise 32 den Index j für die nächste zu schätzende Hüllenamplitude während eines Hüllenamplituden- oder Spitzenprädiktionszyklus. Die Verarbeitungsschaltkreise 32 bestimmen im Block 100, ob die gewünschte Anzahl geschätzter Amplituden für den aktuellen Spitzen- oder Hüllenamplitudenprädiktionszyklus bestimmt wurde, indem bestimmt wird, ob der Index j größer als, ein gewünschter Wert m ist. Wenn bei 100 der Index j geschätzter Amplituden größer als der gewünschte Wert m ist, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 102 voran, um die vorhergesagte Hüllenamplitude oder Spitze für den Signalabtastwert zu schätzen, und setzen den Schätzamplitudenindex j auf 1 zurück. Bei dieser Ausführungsform können im Block 102 unter Verwendung eines adaptiven Korrekturfaktors λ = M₁/P zur Bestimmung, wie gut der Amplitudenprädiktionszyklus arbeitet, die Verarbeitungsschaltkreise 32 die Hüllenamplitude oder Spitze P gemäß
vorhersagen. Danach schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Anfang des Hüllenamplitudenprädiktionszyklus zurück (Block 80).
Wenn im Block 100j <= m gilt, schreiten ansonsten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Anfang des Hüllenamplitudenschätzzyklus zurück (Block 80), ohne eine vorhergesagte Hüllenamplitude zu bestimmen.
Wenn im Block 84 der A/D 14 gesättigt ist, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 106 voran, um zu bestimmen, ob die Sättigung während des Hüllenamplitudenprädiktionszyklus aufgetreten ist. Wenn der Index j = 1 ist, führen die Verarbeitungsschaltkreise im Block 108 eine Rückwärtskorrektur durch, um die Hüllenamplitude des Abtastwerts unter Verwendung einer vorhergesagten Hüllenamplitude und einer geschätzten Hüllenamplitude vorherzusagen, wobei die vorhergesagte Hüllenamplitude
beträgt. Mit der vorhergesagten Hüllenamplitude schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 110 voran, um den eingestellten oder korrigierten digitalen Abtastwert zu erzeugen, indem die vorhergesagte Hüllenamplitude folgendermaßen eingestellt wird: S(t) = P_adjsin(2πf_c[c_tot + c]). Nachdem im Block 110 der korrigierte Abtastwert erzeugt wurde, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 86 (3A) in den Hüllenamplitudenschätzzyklus zurück.
Wenn im Block 106 der Index j nicht gleich 1 ist, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 112 voran, um zu verschmälern, wo die Sättigung während des Hüllenamplitudenprädiktionszyklus aufgetreten ist. Wenn der Index j = 2 ist, führen die Verarbeitungsschaltkreise 32 im Block 114 eine Vorwärtskorrektur durch, um die Hüllenamplitude des Abtastwerts unter Verwendung vorheriger geschätzter Hüllenamplituden vorherzusagen, wobei die vorhergesagte Hüllenamplitude
beträgt. Mit der vorhergesagten Hüllenamplitude schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 110 voran, um den eingestellten oder korrigierten digitalen Abtastwert zu erzeugen, indem der vorhergesagte Amplitudenwert folgendermaßen eingestellt wird: S(t) = P_adjsin(2πf_c[c_tot + c]). Nachdem im Block 110 der korrigierte Abtastwert erzeugt wurde, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 86 (3A) in den Hüllenamplitudenschätzzyklus zurück.
Wenn im Block 112 der Index j größer als 2 ist, führen die Verarbeitungsschaltkreise 32 im Block 116 eine Mittelungskorrektur durch, um die Hüllenamplitude des Abtastwerts unter Verwendung vorheriger geschätzter Hüllenamplituden vorherzusagen, wobei die vorhergesagte Hüllenamplitude
beträgt. Mit der vorhergesagten Hüllenamplitude schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 110 voran, um den eingestellten Abtastwert S(t) = P_adjsin(2πf_c[c_tot + c]) zu erzeugen. Nachdem im Block 110 die vorhergesagte Hüllenamplitude erzeugt wurde, schreiten die Verarbeitungsschaltkreise 32 zum Block 86 (3A) in den Hüllenamplitudenschätzzyklus zurück.
Die obige Ausführungsform des A/D-Systems kann also während eines Hüllenamplitudenschätzzyklus vorherige Signalabtastwerte verwenden, um einen Signalhüllenamplitudenwert zu schätzen. Wenn mehrere Signalhüllenamplitudenwerte gegeben sind, können die Verarbeitungsschaltkreise eine Signalhüllenamplitude vorhersagen. Wenn mindestens zwei geschätzte Signalhüllenamplituden oder mindestens eine geschätzte Signalhüllenamplitude und eine vorhergesagte Hüllenamplitude gegeben sind, können die Verarbeitungsschaltkreise 32 während einer Sättigung des A/D 14 relativ zu einer Steigung, Trajektorie oder eines Gradienten der Hüllenamplituden oder Spitzen des durch den A/D 14 umgesetzten Signalabtastwerts Signalabtastwerte einstellen. Wenn die Signalfrequenz bekannt ist, kann ein einziger vorheriger Signalabtastwert zur Schätzung eines Hüllenamplitudenwerts verwendet werden. Bei bestimmten Ausführungsformen kann zur Vorhersage eines korrigierten Abtastwerts ein einziger vorheriger Abtastwert verwendet werden. Zum Beispiel kann man mit einem Signalvergangenheitsabtastwert einen Hüllenamplitudenwert schätzen oder bestimmen, der zur Vorhersage eines korrigierten Abtastwerts verwendet werden kann, wobei der vorherige Abtastwert S₁(t) = A₀(t)sin(2πf_ct) und der korrigierte Abtastwert S₂(t) = A₀(t)δsin(2πf_ct + Δt⁰) ist, wobei Δt⁰ = f_s/f_c×360° und δ die Hüllenamplitudenzunahme auf der Grundlage eines Konfidenzintervalls ist. Wenn ein Bereich für f_c bekannt ist, dann kann der Wert für f_c in die Gleichung S(t) = A₀(t)δsin(2πf_ct + Δt⁰) eingesetzt werden, und durch Einstellen des Hüllenamplitudenwerts und/oder der Trägerfrequenz für das obige S₂(t), damit der tatsächliche Abtastwert S(t) gleich A₀(t)δsin(2πf_ct + Δt⁰) wird, kann ein Wert für f_c und/oder A₀(t) zur Vorhersage korrigierter digitaler Abtastwerte verwendet werden.
Die Ausführungsform des A/D-Systems 12 von 3A–3C führt insofern eine Korrektur erster Ordnung durch, als mindestens die letzten zwei Signalhüllenamplituden oder mindestens eine geschätzte oder bestimmte Signalhüllenamplitude und eine vorhergesagte Signalhüllenamplitude zur Erzeugung der Signalabtastwerte verwendet werden, wenn der A/D 14 gesättigt ist. Als Alternative könnte man Gleichungen höherer Ordnung verwenden, um eine Trajektorie der Signalhüllenamplituden zur Vorhersage des Signalabtastwerts zu erzeugen, oder die Ordnung der die Hüllenamplituden oder vorhergesagten Hüllenamplituden kennzeichnenden Gleichung könnte sich abhängig von den Signalhüllenamplituden und/oder davon, ob die Signalamplituden unter Verwendung eingestellter Abtastwertamplituden aufgrund von Sättigung geschätzt werden, ändern.
Bei der Ausführungsform von 3A–3C dient ein Amplitudenschätzzyklus zur Bereitstellung geschätzter Hüllenamplituden des durch den A/D 14 umzusetzenden Signals. 4 zeigt einen Hüllenamplitudenschätzzyklus 120, der an einem Signal 122 ausgeführt wird, das unter Verwendung des Flußdiagramms von 3A–3C umgesetzt werden soll. Der Hüllenamplitudenschätzzyklus wird über N Perioden 124a–n des Signals 122 hinweg durchgeführt. Der Amplitudenschätzzyklus 120 wird über N Perioden hinweg durchgeführt, weil die Frequenz des Signals 122 geschätzt werden muß, um einen Hüllenamplitudenwert aus einem Abtastwert zu schätzen. Während jeder Signalperiode 124a–n wird bei dieser Ausführungsform die Frequenz des Signals durch Zählen der Anzahl positiver Abtastwerte 126a–c ("a") und der Anzahl negativer Abtastwerte 128a–d ("b") geschätzt, und wenn die Abtastfrequenz oder das Zeitintervall zwischen Abtastwerten T_s und die Gesamtzahl von Abtastwerten ("c") in dieser Periode bekannt sind, kann die Frequenz für diese Periode geschätzt werden. Nach N Perioden des Signals wird der Mittelwert f_c = f_tot/N der berechneten Frequenzen für jede Periode zur Schätzung einer Signalhüllenamplitude verwendet. Abhängig von der gewünschten Genauigkeit kann die Anzahl N von Perioden, über die hinweg der Hüllenamplitudenschätzzyklus durchgeführt wird, variieren. Es sind alternative Verfahren zur Schätzung oder Berechnung der Signalfrequenz und einer Signalamplitude möglich. Zum Beispiel könnten nach jeder Periode auf der Grundlage der Periodenfrequenz eine Signalamplitude geschätzt und die Signalamplituden über N Perioden gemittelt werden. Nachdem eine Signalfrequenz bestimmt wurde, kann zusätzlich der bei der Bestimmung der Amplitude verwendete Abtastwert variieren. Wenn die Frequenz f_c bekannt oder ohne weiteres verfügbar ist, könnte der beschriebene Hüllenamplitudenschätzzyklus durch ein einfaches Abrufen oder Verwenden der aktuellen Signalfrequenz zusammen mit dem Abtastwert zur Erhaltung der Signalhüllenamplitude ersetzt werden.
Wie in 5 gezeigt, dienen mehrere Hüllenamplitudenwerte 130a–m, die sich aus Amplitudenschätzzyklen 122a–m ergeben, zur Vorhersage eines vorhergesagten Hüllenamplitudenwerts 132 unter Verwendung des Gradienten bzw. der Steigung der geschätzten Hüllenamplitudenwerte 130a–m, die während eines Amplitudenprädiktionszyklus 133 berechnet werden. Nach einem Amplitudenschätzzyklus 134 kann die geschätzte Amplitude den vorhergesagten Hüllenamplitudenwert 134 bei jeglichen Abtastwertkorrekturen ersetzen. Wenn der Gradient bzw. die Steigung unter Verwendung einer Gleichung erster Ordnung bestimmt wird und der A/D am Anfang des Amplitudenprädiktionszyklus, aber bevor die erste geschätzte Amplitude 130a bestimmt wird, gesättigt wird, können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den aktuellen Abtastwert unter Verwendung einer Steigung vorhersagen, die auf der vorherigen vorhergesagten Hüllenamplitude P_prev und der letzten geschätzten Hüllenamplitude M_m des vorherigen Amplitudenhüllenschätzzyklus basiert. Wenn der A/D nach dem ersten Hüllenamplitudenschätzzyklus 120a gesättigt wird, können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den aktuellen Abtastwert unter Verwendung einer Steigung einstellen, die auf der geschätzten Hüllenamplitude M₁ und der letzten geschätzten Hüllenamplitude M_m des vorherigen Amplitudenschätzzyklus basiert. Wenn der A/D nach dem zweiten Hüllenamplitudenschätzzyklus 120b gesättigt wird, können die Verarbeitungsschaltkreise 32 den aktuellen Abtastwert unter Verwendung einer Steigung vorhersagen, die auf der geschätzten Hüllenamplitude M_j–1 und der letzten geschätzten Hüllenamplitude M_j–2 basiert, wobei j–1 ≤ m und m ≥ 2 ist. Wenn also der A/D-Umsetzer gesättigt wird, wird der Sättigungsabtastwert auf dem Bus 36 durch die Verarbeitungsschaltkreise 32 unter Verwendung der vorhergesagten und/oder geschätzten Hüllenamplitudenwerte eingestellt oder ersetzt, um eine vorhergesagte Hüllenamplitude zu bestimmen, die eingestellt werden soll, um den korrigierten Signalabtastwert für den Sättigungssignalabtastwert zu erzeugen.
Bei dieser Ausführungsform bestimmen die Verarbeitungsschaltkreise 32 die vorhergesagte nächste Hüllenamplitude durch Bestimmung einer Steigung, einer Trajektorie bzw. eines Gradienten auf der Grundlage vorheriger geschätzter und/oder vorhergesagter Hüllenamplitudenwerte. Um zum Beispiel die Steigung zu finden, kann man eine Approximation erster Ordnung y(x) = ax + b verwenden, aber auch eine Approximation höherer Ordnung, wie zum Beispiel eine Approximation zweiter Ordnung ax² + bx + c, um eine bessere Genauigkeit zu erhalten. Da man nur an der Steigung interessiert ist, kann bei dieser Ausführungsform der Offsetparameter b vernachlässigt werden. Entsprechend gilt y(x) = ax,
wobei die y'e die Amplituden und die x'e die relative Zeitdifferenz zwischen den Amplituden darstellen.
Abhängig von den Entwurfsparametern, der Robustheit des Entwurfs und der konkreten Anwendung könnten verschiedene Komponenten verwendet oder Komponenten aus dem Entwurf entfernt werden. Zusätzlich zu der oben beschriebenen Ausführungsform sind alternative Konfigurationen des A/D-System möglich, die Komponenten weglassen und/oder hinzufügen und/oder Varianten oder Teile des beschriebenen Systems verwenden. Wenn zum Beispiel die aktuelle Signalfrequenz verfügbar ist, muß der Hüllenamplitudenschätzzyklus nicht wie beschrieben durchgeführt werden, da bei jedem Abtastwert in einer Periode die Hüllenamplitude des Abtastwerts bestimmt werden kann. Wenn die Signalabtastwerte oder berechneten Signalspitzen aus den Signalabtastwerten gegeben sind, kann zum Beispiel aus einer Nachschlagetabelle oder unter Verwendung eines Parallelschieberegisters von Abtastwerten als Alternative ein vorhergesagter Hüllenamplitudenwert erhalten werden. Außerdem wird das A/D-System als den mindestens einen vorherigen Abtastwert verwendend, um einen korrigierten digitalen Abtastwert durch Verwenden des mindestens einen Abtastwerts zur Bestimmung oder Schätzung einer Hüllenamplitude, die zur Vorhersage einer Hüllenamplitude für einen Sättigungsabtastwert verwendet wird, beschrieben, und die vorhergesagte Hüllenamplitude wird eingestellt, um den korrigierten digitalen Abtastwert zu bestimmen. Andere Ausführungsformen können die Beziehung zwischen der Signalfrequenz f_c und der Abtastfrequenz f_s benutzen, um Bezugspunkt(e), wie zum Beispiel Hüllenamplituden, für die Signalabtastwert(e) zu bestimmen, die normiert oder relativ zu derselben Bezugsposition (wie zum Beispiel der Spitzen- oder Hüllenposition) für den Signalabtastwert bzw. die Signalabtastwerte gemacht werden, so daß der Bezugspunkt bzw. die Bezugspunkte zur Vorhersage des korrigierten digitalen Abtastwerts für einen gesättigten Abtastwert verwendet werden können. Zum Beispiel kann der nächste Bezugspunkt aus dem vorherigen Bezugspunkt bzw. den vorherigen Bezugspunkten vorhergesagt und der korrekte digitale Abtastwert für den gesättigten Abtastwert aus dem vorhergesagten Bezugspunkt bestimmt werden.
Wie Durchschnittsfachleute verstehen würden, sollten die verschiedenen Komponenten, aus denen das A/D-System besteht, und ihre jeweiligen Betriebsparameter und -charakteristiken beim Entwurf des A/D-Systems ordnungsgemäß berücksichtigt werden. Das A/D-System setzt Analogsignale in digitale Form um und die Analogsignale oder ihr Pegel bzw. ihre Amplitude können auf verschiedene Weisen gemessen oder dargestellt werden, zum Beispiel als Spannung, Strom, Energie, Leistung oder Intensität, aber zur Erläuterung kann sich die Amplitude der Analogsignale im digitalen Bereich auf den Betrag beziehen, den das digitale Signal darstellt. Im analogen Frequenzbereich kann die Amplitude der Analogsignale den Leistungspegel bedeuten, und im analogen Zeitbereich kann die Amplitude den Spannungspegel bedeuten.
Weiterhin wurde das A/D-System unter Verwendung einer bestimmten Funktionsweise für Verarbeitungsschaltkreise mit einem A/D-Umsetzer beschrieben, obwohl erkennbar sein sollte, daß das A/D-System und Teile davon in anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen, softwaregesteuerten Verarbeitungsschaltkreisen, in Firmware, programmierbaren Logikbausteinen, in Hardware oder in anderen Anordnungen diskreter Komponenten implementiert werden können, wie Durchschnittsfachleute anhand der vorliegenden Offenlegung verstehen können. Obwohl bei dem Ausführungsbeispiel mit bestimmten Schaltkreisen gezeigt ist, kann das A/D-System verschiedene Komponenten benutzen, die zusammen im Vergleich zu den gezeigten Schaltkreisen ähnliche Funktionen durchführen. Das Beschriebene soll lediglich die Anwendung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung veranschaulichen. Für Fachleute ist ohne weiteres erkennbar, daß diese und verschiedene andere Modifikationen, Anordnungen und Verfahren an der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können, ohne strikt den hier dargestellten und beschriebenen beispielhaften Anwendungen zu folgen und ohne von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen, der durch die beigefügten Ansprüche definiert wird.

Claims

Verfahren zum Umsetzen eines Analogsignals in digitale Form, bei dem das Analogsignal den folgenden Schritten unterzogen wird: Umsetzen des Analogsignals durch einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) in digitale Abtastwerte; gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Bestimmen eines Hüllengradienten (32) des Analogsignals auf der Grundlage der digitalen Abtastwerte; und Erzeugen eines korrigierten digitalen Abtastwerts mindestens teilweise auf der Grundlage des Hüllengradienten und eines oder mehrerer aus dem A/D-Umsetzer empfangenen Signale.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Erzeugen des korrigierten digitalen Abtastwerts das Erzeugen (32) des korrigierten digitalen Abtastwerts als Reaktion auf eine Sättigung des A/D-Umsetzers umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen eines Hüllengradienten das Bestimmen von Amplituden der digitalen Abtastwerte umfaßt; und Erzeugen des Hüllengradienten unter Verwendung der Amplituden.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Bestimmen eines Hüllengradienten das Bestimmen einer Signalfrequenz aus den digitalen Abtastwerten in einem Amplitudenabschätzungszyklus umfaßt; und das Bestimmen von Amplituden aus den digitalen Abtastwerten und der Signalfrequenz.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Bestimmen von Amplituden das Bestimmen der Amplituden über mehrere Amplitudenabschätzungszyklen hinweg umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Bestimmen eines Hüllengradienten das Vorhersagen eines Amplitudenwerts nach mehreren Amplitudenabschätzungszyklen, und das Erzeugen eines korrigierten digitalen Abtastwerts das Verwenden der vorhergesagten Amplitude zur Erzeugung des korrigierten digitalen Abtastwerts umfaßt.
Analog/Digital-(A/D-)Umsetzersystem zum Umsetzen eines Analogsignals in digitale Form, gekennzeichnet durch einen A/D-Umsetzer (14), der so konfiguriert ist, daß er das analoge Eingangssignal empfängt, um digitale Abtastwerte zu erzeugen; und an den A/D-Umsetzer angekoppelte Verarbeitungsschaltkreise (32), die so konfiguriert sind, daß sie auf der Grundlage eines Hüllengradienten einen korrigierten digitalen Abtastwert erzeugen, wobei der Hüllengradient durch die Verarbeitungsschaltkreise auf der Grundlage von aus dem A/D-Umsetzer empfangenen Signalen erzeugt wird.
System nach Anspruch 7, wobei die Verarbeitungsschaltkreise (32) so konfiguriert sind, daß sie den korrigierten digitalen Abtastwert als Reaktion auf eine Sättigung des A/D-Umsetzers erzeugen.
System nach Anspruch 8, wobei die Verarbeitungsschaltkreise (32) so konfiguriert sind, daß sie Amplituden aus den digitalen Abtastwerten bestimmen und den korrigierten digitalen Abtastwert unter. Verwendung der Amplituden erzeugen.
System nach Anspruch 9, wobei die Verarbeitungsschaltkreise (32) so konfiguriert sind, daß sie in einem Amplitudenabschätzungszyklus eine Signalfrequenz aus den digitalen Abtastwerten erzeugen und eine Amplitude aus den digitalen Abtastwerten und der Signalfrequenz.
System nach Anspruch 10, wobei die Verarbeitungsschaltkreise (32) so konfiguriert sind, daß sie die Amplituden über mehrere Amplitudenabschätzungszyklen hinweg bestimmen.
System nach Anspruch 11, wobei die Verarbeitungsschaltkreise (32) so konfiguriert sind, daß sie einen Amplitudenwert nach mehreren Amplitudenabschätzungszyklen vorhersagen und die vorhergesagte Amplitude zur Erzeugung des korrigierten digitalen Abtastwerts verwenden.