DE3219783A1

DE3219783A1 - Schaltungsanordnung zum schutz der endstufe eines leistungsverstaerkers in einer integrierten schaltung fuer die vertikalablenkung in einer fernsehroehre

Info

Publication number: DE3219783A1
Application number: DE19823219783
Authority: DE
Inventors: Valerio 20018 Sedriano Milano Borghese; Silvano Dr. 20010 Vittuone Milano Coccetti; Pietro 20100 Milano Erratico
Original assignee: ATES Componenti Elettronici SpA; SGS ATES Componenti Elettronici SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1981-05-28
Filing date: 1982-05-26
Publication date: 1983-05-26
Also published as: US4417292A; GB2100086B; FR2507039A1; GB2100086A; DE3219783C2; IT8121999A0; IT1167771B; FR2507039B1

Description

M 2185 M^2 1 978 SGS-MES

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Ablenkung des Elektronenstrahlbündels einer Fenrsehröhre und insbesondere eine Schaltungsanordnung für den Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers in einer monolitlsch integrierten Schaltung für die Versorgung des vertikalen Ablenkjoches der Bildröhre.

Schaltungen für die Vertikalablenkung haben einen Oszillator, einen Generator für Sägezahnsignale, einen Verstärker mit rückgekoppeltem Ubertragungsleitwerk und einen Rücklaufsignal-Generator. Derartige Schaltungen können in einem einzigen Siliziumplättchen ausgebildet sein, wofür die üblichen Herstellungstechniken für monolitisch integrierte Schaltungen verwendet werden. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise in dem Artikel "A monolithic integrated circuit for vertical deflection in television receivers" beschrieben, der auf der "Chicago Fall Conference" von A. Romano und L. Venutti im Jahre 1973 vorgetragen und im Februar 1975 in "Transaction on Consumer Electronics", Seiten 85-93 veröffentlicht wurde.

Der Verwendung integrierter Schaltungen für die Vertikalablenkung ist eine Grenze gesetzt durch die verhältnismäßig geringe Leistung, die von der Endstufe und inbesondere von dem Transistor geliefert werden kann, zwischen dessen Kollektor und Emitter die Last des Verstärkers liegt, die

das Ablenkjoch der Bildröhre aufweist. Dieser Transistor ist nämlich dasjenige Bauteil der Schaltung, das am stärksten durch Spannung und Strom belastet ist. Insbesondere erreicht seine Kollektor-Emitter-Spannung während des normalen Betriebs des Verstärkers periodisch das Doppelte der Speisespannung der Schaltung. Um zu verhindern, daß der Transistor bei diesen Spannungsbedingungen von Strom durchflossen wird, was bedeuten würde, den Transistor erheblichen Belastungen auszusetzen oder auf widerstandsfähigere Transistoren zurückzugreifen und damit größere Flächen des Siliziumplättchens einzusetzen, ist es eine gebräuchliche Maßnahme, dafür zu sorgen, daß der Transistor während der Überspannungen mit der niedrigst möglichen Impedanz zwischen Basis und Emitter arbeitet, d.h. unter Bedingungen, die denjenigen am nächsten sind, für die sich die maximale Durchbruchspannung ergibt, die in der Fachwelt mit BV_„-,_O (shorted-;base collector-toemitter breakdown voltage, d.h. Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung bei kurzgeschlossener Basis.) bezeichnet wird. Bei der in der o.a. Veröffentlichung beschriebenen Schaltung ist beispielsweise zwischen Basis und Emitter des Endtransistors ein Schutztransistor geschaltet, der durch eine geeignete Verbindung mit dem Ausgang des Verstärkers in den Sättigungszustand gebracht wird, sobald die Ausgangsspannung die Größe der Speisespannung der Schaltung überschreitet. Auf diese Weise ist der Endtransistor im Sperrzustand, da die Basis-Emitter-Impedanz sehr niedrig ist, und ist somit in der Lage, die durch seine physikalischen und geometrischen Eigenschaften erlaubte Maximalspannung auszuhalten.

Trotzdem wird in bestimmten Fällen auch bei diesen Maßnahmen der Endtransistor vor einem Einwirken des Schutztransistors von einem Strom durchflossen, der zusammen mit einer verhältnismäßig hohen Kollektor-Emitter-Spannung bewirkt, daß der Endtransistor bei Leistungen in Betrieb ist, die nahe an der Sicherheitsgrenze Hegen. Auf jeden Fall ist der Transistor über längere Zeitabschnitte schwerwiegenden Bedingungen unterworfen, die zu einer raschen Verschlechterung oder Zerstörung des Transistors und damit zum Ausfall der gesamten integrierten Schaltung führen können. Um diese Wirkung abzuschwächen, muß dafür gesorgt werden, daß der Schutztransistor in den Sättigungszustand kommt, bevor die Ausgangsspannung des Verstärkers den Wert der Speisespannung erreicht. Ein bekanntes System zur Erzielung dieses Ergebnisses besteht darin, von dem Oszillator, der den Generator für die Sägezahnsignale steuert, einen Impuls zu entnehmen, der dieselbe Periode wie das Sägezahnsignal hat und am Ende der vorhergehenden Front oder des vorhergehenden rampenförmigen Anstiegs dieses Signals beginnt, und mit diesem Impuls die Sättigung des Schutztransistors zu steuern. Da die Ausgangsspannung des Verstärkers die Höhe der Speisespannung erst nach dem Ende des Anstiegs erreicht, kommt auf diese Weise der Endttansistor in einen Zustand niedrigster Basis-Emitter-Impedanz bei einer Kollektor-Emitter-Spannung, die niedriger als die Speisespannung ist.

Es kann von Vorteil sein, dem Oszillator einen Impuls zu entnehmen, um den Schutztransistor auf diese Weise zu steuern, wenn der Oszillator in dasselbe Silizium-

plättchen integriert ist, die den Leistungsverstärker enthält; dies ist jedoch nicht mehr von Vorteil, wenn ein besonderer Anschluß für die Verbindung mit einem äußeren Oszillator vorgesehen werden muß. Auf jeden Fall tritt der auf diese Weise erhaltene Schutz mit einer vorbestimmten Periodizität ein, so daß er wirkungslos ist, wenn sich am Ausgang Überspannungen aufgrund zufälliger Unterbrechungen des Anstiegs ergeben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers einer monolitisch integrierten Schaltung für die Vertikalablenkung in einer Bildröhre zu schaffen, die keine Verbindung mit dem Oszillator des Systems erfordert und bei jeder beliebigen Überspannung am Ausgang des Verstärkers eingreift.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Maßnahmen des Kennzeichens des Patentanspruchs 1 gelöst.

Ein Stromspiegel mit einem Reflexionsverhältnis größer als 1 ist als aktive Last eines Differenzverstärkers am Eingang eines Leistungsverstärkers zusätzlich zum üblichen Stromspiegel geschaltet, dessen Ausgang mit dem Steuertransistor der „.Endstufe verbunden ist. Er nimmt unausgeglichene Zustände auf, die verursacht sind durch die Spannungsspitze, die sich am invertierenden Eingang des Differenzverstärkers ergibt, sobald die abfallende Front im Verlauf des Sägezahn-Eingangssignals beginnt, und steuert einen Transistor, der mit der Basis des Steuertransistors so verbunden ist, daß er den Leistungsverstärker des unteren Abschnittes der Endstufe im Sperrzustand hält. Der Schutz tritt ein, bevor das Ausgangssignal die Höhe der Speisespannung erreicht hat,

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Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigen:

Figur 1 - das Schaltbild eines Leistungsverstärkers für die Vertikalablenkung mit den erfindungsgemäß vorgesehenen Maßnahmen und

Figur 2 - Wellenformen, die den Verlauf der Spannungen und der Ströme in einigen Punkten der Schaltung gemäß Figur 1 darstellen.

Der in Figur 1 gezeigte Leistungsverstärker hat als Vorverstärkerstufe eine Differenzschaltung mit zwei pnp-Transistoren T1 und T2 mit Doppelkollektor, deren' Emitter mit einem Anschluß eines Konstantstrom-Generators G1 verbunden sind, dessen anderer Anschluß mit dem positiven Pol +Vcc einer Speisespannungsquelle verbunden ist. Die Basis des Transistors T2 ist mit einer Bezugsspannungsquelle Vref verbunden, während die Basis des Transistors T1, die mit E bezeichnet ist, der invertierende Eingang der Differenzstufe ist. Dies ist außerdem der Eingang des Verstärkers, der über einen Widerstand R1 an einen Generator für Sägezahnsignale angeschlossen ist, der in der Zeichnung als Block GR dargestellt ist. Ein mit C11 bezeichneter Kollektor von T1 ist mit dem Eingangszweig eines ersten Stromspiegels verbunden, dessen Reflexionsverhältnis oder Stromverstärkung 1 ist und der aus zwei gleichen npn-Transistoren besteht, von denen der mit T3 bezeichnete als Diode geschaltet ist und der mit T4 bezeichnete im Ausgangszweig des Stromspiegels liegt und mit seinem Kollektor an einen Kollektor C21 des Transistors T2 angeschlossen ist.

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Die Emitter der beiden Transistoren T3 und T4 des ersten Stromspiegels sind beide mit dem negativen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden, welcher lediglich durch das Massesymbol dargestellt ist. Die anderen beiden Kollektoren C12 und C22 der Transistoren T1 und T2 der Differenzstufe sind mit einem zweiten Stromspiegel verbunden, dessen Reflexionsverhältnis größer als eins ist und der aus zwei npn-Transistoren T5 und T6 besteht, von denen T6 als Diode geschaltet ist und deren Emitterübergänge voneinander verschiedene Flächen haben. Im einzelnen ist die Emitterfläche von T5 größer als diejenige von T6, beispielsweise fünfmal größer. Die Verbindung des zweiten Stromspiegels mit den Transistoren T1 und T2 der Differaizstufe ist bezüglich derjenigen des ersten Stromspiegels umgekehrt, »Wl der Eingangs zweig, der T6 enthält, mit dem Transistor T2 verbunden und der Ausgangszweig, der T5 enthält, mit dem Transistor T1 verbunden ist.

Der Ausgang des Differenzverstärkers, der vom Kollektor von T4 abgenommen ist, ist an die Basis eines in Emitterschaltung befindlichen npn-Transistors T7 angeschlossen, der als Steuertransistor für die Endstufe wirkt. Diese hat einen "oberen" Abschnitt, der aus einem Paar von npn-Translstoren T8 und T9 in Darlington-Schaltung besteht, deren Kollektoren über eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode D1 mit dem positiven Pol +Vcc der Speisespannungsquelle verbunden sind, und einen "unteren" Ab schnitt, der aus einem pnp-Transistor T10 und einem

npn-Transistor Τ11 besteht. Der Emitter von T10 und der Kollektor von T11 sind beide mit dem Emitter von T9 in einem Punkt U verbunden, der den Ausgang des Verstärkers bildet. Der Kollektor von T10 ist an die Basis von T11 angeschlossen, welche ihrerseits über einen Widerstand R2 mit dem Masseanschluß verbunden ist, an den auch der Emitter von TIl angeschlossen ist. Die Basis von T10 und die Basis von T8 sind mit dem Kollektor des Steuertransistors T7 verbunden, und zwar die Basis von T10 direkt und die Basis von T8 über drei Dioden, die insgesamt mit D2 bezeichnet sind. Diese Dioden sind in Durchlaßrichtung vorgespannt', und zwar über einen Stromgenerator G2, der zwischen die Basis und den Kollektor von T8 geschaltet ist; sie haben die Funktion, den Ruhestrom der Endstufe zu bestimmen.

Der Kollektor des Transistors T5 des zweiten Stromspiegels ist mit der Basis eines npn-Transistors T12 verbunden, der mit seinem Kollektor an die Basis des Steuertransistors T7 und mit seinem Emitter an Masse angeschlossen ist. Zwei Kondensatoren C1 und C2 verbinden die Basis von T7 mit dem Kollektor von T7 bzw. mit dem Ausgangsanschluß U und haben die Funktion, das Frequenzverhalten des Verstärkers zu kompensieren.

Zwischen dem Ausgang ü des Verstärkers und der Masse befinden sich in Reihenschaltung das vertikale Ablenkjoch eines Bildschirmes, als Induktivität L dargestellt, ein Kondensator C3 und ein Widerstand R3. Eine in Sperrichtung vorgespannte Diode D3 ist zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistors T9 geschaltet.

Der Ausgang U des Verstärkers ist mit dem Eingang E durch ein Rückkopplungsnetzwerk zur Bestimmung der Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärkung verbunden; dieses Netzwerk hat einen zwischen den Anschlüssen U und E angeordneten Widerstand R4 und einen Widerstand R5 zwischen dem Verbindungspunkt Kondensator C3 - Widerstand R3 und dem Eingangsanschluß E.

Der Ausgang U ist außerdem mit dem Emitter eines pnp-Transistors T13 verbunden, dessen Basis über¹ einen Widerstand R8 an den Versorgungsanschluß +Vcc angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der Basis eines npn-Transistors ΊΊ 4 verbunden ist. Der Kollektor dieses Transistors T14 ist mit der Basis von T11 verbunden, während der Emitter an Masse angeschlossen ist.

Ein _ Rücklaufimpuls-Generator (flyback), der in der Zeichnung durch den Block FL dargestellt ist und einen vom Ausgang U betätigten Umschalter aufweist, arbeitet in der Weise, daß er über einen Kondensator C4 den Kollektor von T9 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Verstärkers an den Versorgungsanschluß +Vcc oder an Masse anschließt, worauf im folgenden näher eingegangen wird.

Unter der Berücksichtigung, daß die oben beschriebene und in Figur 1 dargestellte Schaltung dem Fachmann auf dem Gebiet der Fernsehschaltungen mit Ausnahme der er-

-ΟΊ.

findungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem zweiten Stromspiegel T5, T6 und dem Transistor T12 bekannt ist, wird nachfolgend lediglich eine zusammenfassende Beschreibung der Wirkungsweise gegeben, während für die Erläuterung weiterer Einzelheiten auf andere Veröffentlichungen hingewiesen wird, beispielsweise auf den oben erwähnten Artikel von A. Romani und L. Venutti.

In Figur 2 ist ein von GR erzeugtes Sägezahnsignal als Spannung v_R in Abhängigkeit der Zeit t dargestellt; dieses Signal liegt am Eingang E der Schaltung an und wird zuerst von der Differenzschaltung mit den Transistoren T1 und T2 und dann von dem Steuertransistor T7 spannungsverstärkt. Der Steuertransistor T7 überträgt das Signal für eine entsprechende Stromverstärkung auf die zwei Abschnitte der Endstufe, die ein üblicher Stromverstärker mit "quasi-komplementärer" Symmetrie ist und in der Klasse AB arbeitet. Zu Beginn der Vorderfront oder des Anstiegs des Eingangssignals wird der Transistor T11 des unteren Abschnittes nur von dem Ruhestrom durchflossen, während der Transistor T9 des oberen Abschnittes den Maximalstrom i an das Joch L liefert. Mit wachsendem

P
Anstieg des Signals wird der Transistor T11 stärker leitend, wobei er von der Last Strom entnimmt, während der Strom, der durch den Transistor T9 fließt, abnimmt. Am Ende des Anstiegs leitet TIl den Maximalstrom -i und T9 ist im Sperrzustand. In Figur 2 ist der Strom i, , der durch die Last fließt, in Abhängigkeit der Zeit t dargestellt. Die lineare Ansprechcharakteristik des Verstärkers wird durch eine geeignete Vorspannung der

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Stufen und durch das Rückkoppelungsnetzwerk gesichert. Zu Beginn der abfallenden Front des Signales v_D kommen

der Steuertransistor T7 sowie der Endtransistor T11 in den Sperrzustand, und der Rücklaufimpuls-Generator FL, der während des Anstiegs einen Anschluß des Kondensators C¹J an Masse hält, wobei er ihn auf die Spannung +Vco aufgeladen hält, wird so betätigt, daß derselbe Anschluß von C4 direkt mit der Speisespannungsquelle +Vcc verbunden wird. Damit wird der Strom i. , der in das Joch L fließt, zunächst umgekehrt, wobei er durch D3 und C4 fließt und dann aufgrund des Leitens von T9 bis zum Maximalwert i ansteigt. Das geschieht in einem Zeitintervall von im allgemeinen 0,8 - 1 msec, das als Rücklaufperiode bezeichnet und in Figur 2 mit t_R dargestellt wird. Am Ende dieser Periode kehrt der Verstärker in die linearen Betriebsbedingungen zurück und ist bereit, einen neuen Zyklus zu beginnen.

Nachstehend wird nun der Betrieb einer Schaltung untersucht, die mit derjenigen der Figur 1 übereinstimmt, jedoch die Schaltungseinrichtung gemäß der Erfindung nicht aufweist. Sobald die Ausgangsspannung v„, die ebenfalls in Figur 2 in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellt ist, während der Rücklaufperiode die Speisespannung +Vcc um einen Wert überschreitet, der gleich der Basis-Emitter-Spannung VßETn ist, die die Schwelle für das Leiten des Transistors TI3 darstellt, beginnt dieser zu leiten, wobei er den Schutztransistor TI¹J in den Sättigungszustand bringt. Solange diese Bedingungen andauern, ist die Basis des Transistors T11 des unteren Abschnittes der Endstufe prak-

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tisch mit dessen Emitter kurzgeschlossen, so daß der Transistor T11 die von seinen konstruktiven Parametern (BVpgg) vorgegebene Maximalspannung zwischen Kollektor und Emitter aufnehmen kann. Sobald die Spannung v„ zu Beginn des Rücklaufimpulses anzusteigen beginnt, wird jedoch über die Kapazitäten C1 und C2 während der gesamten Zeit des Anstiegs dieses Impulses zur Basis des Steuertransistors T7 ein Strom geleitet. Daher neigt der Transistor T7 dazu, seinen Sperrzustand zu verlassen, so daß er einen Strom zur Basis des Transistors T10 schickt, welcher seinerseits die Basis des Transistors T11 steuert. Nachdem dieser Effekt vor dem Eingriff der Schutzwirkung aufgrund der Sättigung von T14 beginnt, wird der Transistor TII, wenn auch nur für kurze Zeit, starken Belastungen sowohl hinsichtlich Strom als auch hinsichtlich Spannung ausgesetzt.

Dank der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung tritt der beschriebene Nachteil nicht ein, was sich aus der folgenden Erläuterung der Funktion der erfindungsgemäföen Schaltung ergibt.

Zunächst soll die Wirkungsweise des Verstärkers ohne Signale und anschließend während des vorderen Teils des Anstiegs des Eingangssignals v_R betrachtet werden.

In Abwesenheit von Signalen und mit einem an die Spannung Vref angeschlossenen Eingang E der Differenzschaltung (Gleichgewichtsbedingung) teilt sich der Strom des Generators G1 zu gleichen Teilen auf die Transistoren

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Τ1 und Τ2 auf. Die beiden Kollektoren dieser beiden Transistoren werden von Strömen durchflossen, die im allgemeinen entsprechend einem Verhältnis, das durch die Flächen der zugehörigen Emitterübergänge bestimmt ist, verschieden sind. Beim ersten Stromspiegel ist der Kollektorstrom von T4 praktisch gleich dem Strom, der durch T3 fließt, weil die Emitterflächen der beiden Transistoren gleich sind; außerdem ist er gleich dem Strom des Kollektors C21 von Ί2, wenn der Basisstrom von T7 vernachlässigt wird. In analoger Weise sind die Ströme, die durch die beiden Zweige des zweiten Spiegels fließen, im wesentlichen untereinander gleich, aber die Betriebsbedingungen der Transistoren T5 und T6, die diesen Spiegel bilden, sind verschieden, weil ihre Flächen nicht gleich sind. 11 sei der Strom, der durch die Kollektoren C12 und C22 der beiden Transistoren T1 und T2 und damit durch die beiden Zweige des zweiten Stromspiegels fließt, und V_Bp1 die Spannung zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Basisanschlüsse von T5 und T6 und Masse. Wenn die Fläche des Transistors T5 fünfmal größer ist als diejenige des Transistors T6, würde, wie dem Fachmann für die Auslegung integrierter Schaltungen bekannt ist, durch den Kollektor von T5 ein Strom 51, fließen, sofern er mit einem Stromgenerator verbunden wäre, der in der Lage ist, einen Strom dieser Größenordnung zur Verfügung zu stellen. Da jedoch der Kollektorstrom von T5 an den Wert von 11 gebunden ist, arbeitet dieser Transistor notwendigerweise auf einem Punkt im Sättigungsgebiet seines Kennlinienfeldes, d. h. bei einem Wert für die Kollektor-Emitter-Spannung Vpp^Vop,... Sobald die Basis-Emitter-Spannung, die für T12

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für den Beginn des Leitens erforderlich ist, praktisch gleich V_ßE1ist, befindet sich der Transistor Tl2 im Sperrzustand, da sich T12 und T6 in derselben integrierten Schaltung und bei derselben Temperatur befinden.

Während der Vorderfront des Eingangssignals ν wird das Leiten von T1 geringer, während das von T2 ansteigt. Das verursacht einen Anstieg des Basisstroms von T7 und damit einen Anstieg des Leitens sowohl von T7 als auch von T10 und TU. Auch das Leiten von T6 steigt an, während dasjenige von T5 abfällt, so daß die Funktionsbedingungen des zweiten Spiegels, sofern möglich, den Sättigungszustand von T5 und damit den Sperrzustand von T12 stärken.

Zu Beginn der Rücklaufperiode t_, d.h. des abfallenden Teils des Eingangssignals v_D, erscheint an der Basis von

JK

T1 ein negativer Spannungsimpuls, der in Figur 2 durch v„ dargestellt ist, verursacht durch die momentane Unterbrechung der Regelwirkung des Rückkoppelungsnetzwerks, die sich einstellt, sobald der Strom i umkehrt. Aufgrund dieses Impulses steigt das Leiten von T1 an, während dasjenige von T2 abfällt. Das bewirkt eine Betriebsweise, die derjenigen entgegengesetzt ist, die für die Vorderfront von V_n bereits beschrieben worden ist, so daß der Basisstrom von T7 abnimmt. Wenn diese Abnahme auch ein Vorzeichen hat, das den Sperrzustand von T11 begünstigt, ist sie doch von nur geringer Größe und damit nicht ausreichend, um die oben beschriebene, uner-

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wünschte Wirkung der Kondensatoren C1 und C2 ausreichend zu dämpfen.

Sobald jedoch bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung der negative Impuls v_E auftritt und das Leiten von T2 abnimmt, nimmt der Strom, der durch den in Diodenschaltung vorliegenden Transistor T6 des zweiten Spiegels fließt ab,so*daßauch die Spannung zwischen seinen Basis- und Emitter-Anschlüssen geringer wird, bis sie Werte annimmt, die wesentlich kleiner sind als V_BE1· Folglich wird auch der Strom, der von T5 für die Funktion des zweiten Spiegels benötigt wird, im Reflexionsverhältnis geringer, das durch die Flächen der Emitterübergfinge von T5 und T6 bestimmt ist; von dem Zeitpunkt ab, in dem auch der für den Kollektor von T5 verfügbare Strom aufgrund der größeren Leitung von T1 ansteigt, arbeitet der Transistor T5 im aktiven Bereich, d. h. mit einer Kollektor-Emitter-Spannung,■die größer ist als seine Basis-Emitter-Spannung. Da die Kollektor-Emitter-Spannung von T5 durch die Verbindung mit der Basis von T12 auf die Größe der Schwellenspannung V_ßE1 festgelegt ist, erhält der Transistor T12 an seiner Basis einen Strom, der gleich der Differenz zwischen dem Strom des Kollektors C12 von T1 und dem von T5 aufgenommenen Strom ist. Damit kommt er in den Sättigungszustand, wodurch er bei niedriger Impedanz die Kondensatoren CI und C2 an Masse anschließt. Die Dauer des negativen Spitzenwertes, die praktisch gleich der Rücklaufperiode t_R ist, ist wesentlich größer als die Zeit, in der die beiden Kondensatoren aufgeladen werden, so daß sie deren

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vollständige Entladung gestattet. Weil jetzt in der Basis von T7 kein unerwünschter Strom fließt, bleibt der Endtransistor T11 mit einer während der gesamten Dauer der überspannung am Ausgang sehr kleinen Basis-Emitter-Impedanz im Sperrzustand, so daß die Aufgabe der Erfindung gelöst wird.

Das Reflexions- oder Stromverstärkungsverhältnis des zweiten Stromspiegels, das durch das Verhältnis zwischen den Emitter-Übergangsflächen von T5 und T6 bestimmt ist, wird bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung unter der Berücksichtigung bestimmt, daß T5 während der Anstiegsrarape des Signals in Sättigung sein muß. Theoretisch, d. h. unter der Annahme eines genauen Gleichgewichtes der beiden Abschnitte des Differenzverstärkers und einer vollständigen Abwesenheit von Störeffekten, genügt es, wenn dieses Verhältnis nur wenig größer als 1 ist.

Es ist zu beachten, daß die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung immer dann in Betrieb kommt, wenn sich eine Neigungsumkehr des Sägezahn -Eingangssignals Vn ergibt, unabhängig von dem Grund für diese Umkehr, und daher die Endstufe des Verstärkers auch gegenüber Spannungen aufgrund von Unterbrechungen oder zufälligen Sprüngen im Verlauf des Eingangssignals schützt.

Auch wenn nur eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben und dargestellt ist, können zahlreiche Varianten und Abänderungen vorgenommen werden, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. So kann etwa jeder

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der beiden Transistoren mit Doppelkollektor des Differenzverstärkers durch ein Paar von Transistoren mit nur einem Kollektor, deren Basis- und deren Emitteranschlüsse parallel geschaltet sind, ersetzt werden, oder der zweite Spiegel kann zwei Transistoren, deren Emitterübergänge gleich sind, und andere Elemente aufweisen, die das gewünschte Reflexionsverhältnis bestimmen können.

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Claims

u.Z.: M 2185 M3 (Hi/gu/eb)

ELISABETH J U N Q DR.PHiuDiPL-cneia.*··*' *··"···* *..* .'.JiooQ München 40, ^ O

JORGENSCHIRDEWAHNDR₁RER-NAT₁₁DIPL-PHyS. P.O.BOX401488 ^

GERHARD SCHMITT-NILSON dr..inq. ππηκ*«S

GERHARD B. HAGEN dr. phil t teleqramm/cable: invent München

PETER HIRSCH oiPL.-ΐΝα. telex: s-zs eae

PATENTANWÄLTE

EUROPEAN PATENT ATTORNEYS

SGS-ÄIES Component! Elettronici S.p.A.
Agrate Brianza, Via C. Olivetti, 2

26. Mai 1982

Schaltungsanordnung zum Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers in einer integrierten Schaltung für die Vertikalablenkung in einer Fernsehröhre

Priorität: Italien Nr. 21 999 A/81
Anmeldetag: 28. Mai 1981

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zum Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers in einer monolitisch integrierten Schaltung für die Vertikalablenkung in einer Fernsehröhre, umfassend mehrere Verstärkerstufen, unter ihnen eine Differenzeingangsstufe

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POSTSCHECKKONTO: MÖNCHEN 501 75 - 809 ■ BANKKONTO: DEUTSCHE BANK A.Q. MÖNCHEN, LEOPOU3STRASSE 71. KONTO-NH

und eine Stromverstärkungs-Endstufe, wobei die Differenzstufe einen ersten Eingang (E) hat, der mit dem Ausgang einer Quelle für Sägezahn-Signale (GR) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer Bezugsspannungsquelle (Vref) verbunden ist, während die Endstufe mit einem Generator für Rücklaufsignale (FL) und einer Last verbunden ist, welche das Ablenkjoch (L) der Bildröhre aufweist,und wobei der Ausgang (U) der Endstufe und der erste Eingang (E) der Differenzstufe durch ein Rückkoppelungsnetzwerk miteinander verbunden sind, gekennzeichnet durch Schaltungsmittel (T5, T6), die auf jedes Ungleichgewicht der Differenzstufe (T1, T2) ansprechen, dessen Vorzeichen entgegengesetzt zu dem Ungleichgewicht aufgrund der Vorderfront des Sägezahnsignals (ν«) ist, und die an ihrem Ausgang zu Beginn jedes Ungleichgewichtes mit entgegengesetztem Vorzeichen ein Schutzsignal erzeugen, und durch einen gesteuerten elektronischen Schalter (T12), der normalerweise geöffnet ist und zwischen die Eingangsanschlüsse einer vorbestimmten Stufe der Verstärkerstufen geschaltet ist und dessen Steueranschlufö mit dem Ausgang der Schaltungsmittel (T5, T6) derart verbunden ist, daß er mit Erscheinen des Schutzsignals schließt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Differenz-Eingangsstufe aus einem Differenzverstärker mit bipolaren Transistoren besteht, der

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einen ersten Abschnitt ,(T1} aufweist, dessen Eingang der erste Eingang (E) der Differenzstufe ist, einen zweiten Abschnitt (T2), dessen Eingang der zweite Eingang (Vref) der Differenzstufe ist, sowie außerdem als aktive Last einen erstenStromspiegel (T3, T4) dessen Eingangszweig (T3) mit dem ersten Abschnitt (T1) und dessen Ausgangszweig (T4) mit dem zweiten Abschnitt (T2) des Differenzverstärkers (T1, T2) verbunden ist, dadurch gekennz eichnet, daß die vorbestimmte Stufe der Verstärkerstufen eine Steuerstufe mit Spannungsverstärkung (T7) ist, die zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers (T1, T2) und den Eingang der Endstufe (Τ8-ΊΊ1) geschaltet ist, daß der gesteuerte, elektronische Schalter einen Transistor (T12) aufweist, dessen Emitter-Kollektor-Strecke parallel zum Eingang der Steuerstufe (T7) geschaltet ist, und daß die Schaltungsmittel einen zweiten Stromspiegel mit bipolaren Transistoren aufweisen, dessen Eingangszweig an den zweiten Abschnitt (T2) und dessen Ausgangszweig an den ersten Abschnitt (T1) des Differenzverstärkers angeschlossen ist und ein Reflexionsverhältnis größer als 1 hat.

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3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Stromspiegel einen Transistor (T5) im Ausgangszweig und einen Transistor (T6) in Diodenschaltung im Eingangszweig aufweist und daß das Reflexionsverhältnis im wesentlichen gleich dem Verhältnis zwischen den Emitterflächen des Transistors (T5) im Ausgangszweig und des in Diodenschaltung vorliegenden Transistors (T6) ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der erste und der zweite Abschnitt des Differenzverstärkers einen ersten Transistor (T1) bzw. einen zweiten Transistor (T2) mit Doppelkollektoren aufweisen, wobei von den Kollektoren des ersten Transistors (T1) einer an den Eingangszweig (T3) des ersten Stromspiegels und der andere an den Ausgangszweig (T5) des zweiten Stromspiegels angeschlossen ist und von den Kollektoren des zweiten Transistors (T5) einer an den Ausgangszweig (T4) des ersten Stromspiegels und der andere an den Eingangszweig (T6) des zweiten Stromspiegels angeschlossen ist.