DE3219783C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Ablenkung des Elektronenstrahlbündels einer Fernsehröhre und insbe­ sondere eine Schaltungsanordnung für den Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers in einer monolithisch integrierten Schaltung für die Versorgung des vertikalen Ablenkjoches der Bildröhre.

Schaltungen für die Vertikalablenkung haben einen Oszillator, einen Generator für Sägezahnsignale, einen Verstärker mit rückgekoppeltem Übertragungsleitwerk und einen Rücklaufsignal-Generator. Derartige Schaltungen können in einem einzigen Siliziumplättchen ausgebildet sein, wofür die üblichen Herstellungstechniken für monolithisch integrierte Schaltungen verwendet werden. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise in dem Artikel "A monolithic integrated circuit for vertical deflection in television receivers" be­ schrieben, der auf der "Chicago Fall Conference" von A. Romano und L. Venutti im Jahre 1973 vorgetragen und im Februar 1975 in "Transaction on Consumer Elec­ tronics", Seiten 85-93 veröffentlicht wurde.

Der Verwendung integrierter Schaltungen für die Vertikalablenkung ist eine Grenze gesetzt durch die verhältnismäßig geringe Leistung, die von der End­ stufe und insbesondere von dem Transistor geliefert werden kann, zwischen dessen Kollektor und Emitter die Last des Verstärkers liegt, die das Ablenkjoch der Bildröhre aufweist. Dieser Transistor ist nämlich dasjenige Bauteil der Schaltung, das am stärksten durch Spannung und Strom belastet ist. Ins­ besondere erreicht seine Kollektor-Emitter-Spannung während des normalen Betriebs des Verstärkers periodisch das Doppelte der Speisespannung der Schaltung. Um zu verhindern, daß der Transistor bei diesen Spannungs­ bedingungen von Strom durchflossen wird, was be­ deuten würde, den Transistor erheblichen Belastungen auszusetzen oder auf widerstandsfähigere Transistoren zurückzugreifen und damit größere Flächen des Silizium­ plättchens einzusetzen, ist es eine gebräuchliche Maßnahme, dafür zu sorgen, daß der Transistor während der Überspannungen mit der niedrigst möglichen Impedanz zwischen Basis und Emitter arbeitet, d. h. unter Be­ dingungen, die denjenigen am nächsten sind, für die sich die maximale Durchbruchspannung ergibt, die in der Fachwelt mit BV_CES (shorted-base collector-to- emitter breakdown voltage, d. h. Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung bei kurzgeschlossener Basis) bezeich­ net wird. Bei der in der o. a. Veröffentlichung be­ schriebenen Schaltung ist beispielsweise zwischen Basis und Emitter des Endtransistors ein Schutztransistor geschaltet, der durch eine geeignete Verbindung mit dem Ausgang des Verstärkers in den Sättigungszustand gebracht wird, sobald die Ausgangsspannung die Größe der Speisespannung der Schaltung überschreitet. Auf diese Weise ist der Endtransistor im Sperrzustand, da die Basis-Emitter-Impedanz sehr niedrig ist, und ist somit in der Lage, die durch seine physikalischen und geometrischen Eigenschaften erlaubte Maximalspannung auszuhalten.

Trotzdem wird in bestimmten Fällen auch bei diesen Maßnahmen der Endtransistor vor einem Einwirken des Schutztransistors von einem Strom durchflossen, der zusammen mit einer verhältnismäßig hohen Kollektor- Emitter-Spannung bewirkt, daß der Endtransistor bei Leistungen in Betrieb ist, die nahe an der Sicherheits­ grenze liegen. Auf jeden Fall ist der Transistor über längere Zeitabschnitte schwerwiegenden Bedingungen unterworfen, die zu einer raschen Verschlechterung oder Zerstörung des Transistors und damit zum Ausfall der gesamten integrierten Schaltung führen können. Um die­ se Wirkung abzuschwächen, muß dafür gesorgt werden, daß der Schutztransistor in den Sättigungszustand kommt, bevor die Ausgangsspannung des Verstärkers den Wert der Speisespannung erreicht. Ein bekanntes System zur Erzielung dieses Ergebnisses besteht darin, von dem Oszillator, der den Generator für die Sägezahnsignale steuert, einen Impuls zu entnehmen, der dieselbe Periode wie das Sägezahnsignal hat und am Ende der vorhergehen­ den Front oder des vorhergehenden rampenförmigen An­ stiegs dieses Signals beginnt, und mit diesem Impuls die Sättigung des Schutztransistors zu steuern. Da die Ausgangsspannung des Verstärkers die Höhe der Speise­ spannung erst nach dem Ende des Anstiegs erreicht, kommt auf diese Weise der Endtransistor in einen Zu­ stand niedrigster Basis-Emitter-Impedanz bei einer Kollektor-Emitter-Spannung, die niedriger als die Speisespannung ist.

Es kann von Vorteil sein, dem Oszillator einen Impuls zu entnehmen, um den Schutztransistor auf diese Weise zu steuern, wenn der Oszillator in dasselbe Silizium­ plättchen integriert ist, die den Leistungsverstärker enthält; dies ist jedoch nicht mehr von Vorteil, wenn ein besonderer Anschluß für die Verbindung mit einem äußeren Oszillator vorgesehen werden muß. Auf jeden Fall tritt der auf diese Weise erhaltene Schutz mit einer vorbestimmten Periodizität ein, so daß er wirkungslos ist, wenn sich am Ausgang Überspannungen aufgrund zufälliger Unterbrechungen des Anstiegs er­ geben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungs­ anordnung zum Schutz der Endstufe eines Leistungsver­ stärkers einer monolithisch integrierten Schaltung für die Vertikalablenkung in einer Bildröhre zu schaf­ fen, die keine Verbindung mit dem Oszillator des Systems erfordert und bei jeder beliebigen Überspannung am Aus­ gang des Verstärkers eingreift.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Maßnahmen des Kennzeichens des Patentanspruchs 1 gelöst.

Ein Stromspiegel mit einem Reflexionsverhältnis größer als 1 ist als aktive Last eines Differenzverstärkers am Eingang eines Leistungsverstärkers zusätzlich zum übli­ chen Stromspiegel geschaltet, dessen Ausgang mit dem Steuertransistor der Endstufe verbunden ist. Er nimmt unausgeglichene Zustände auf, die verursacht sind durch die Spannungsspitze, die sich am invertierenden Eingang des Differenzverstärkers ergibt, sobald die abfallende Front im Verlauf des Sägezahn-Eingangssignals beginnt, und steuert einen Transistor, der mit der Basis des Steuertransistors so verbunden ist, daß er den Leistungs­ verstärker des unteren Abschnittes der Endstufe im Sperr­ zustand hält. Der Schutz tritt ein, bevor das Ausgangs­ signal die Höhe der Speisespannung erreicht hat.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles, das in der Zeichnung dar­ gestellt ist. Es zeigt

Fig. 1 - das Schaltbild eines Leistungsverstärkers für die Vertikalablenkung mit den er­ findungsgemäß vorgesehenen Maßnahmen und

Fig. 2 - Wellenformen, die den Verlauf der Spannungen und der Ströme in einigen Punkten der Schaltung gemäß Fig. 1 darstellen.

Der in Fig. 1 gezeigte Leistungsverstärker hat als Vorverstärkerstufe eine Differenzschaltung mit zwei pnp-Transistoren T 1 und T 2 mit Doppelkollektor, deren Emitter mit einem Anschluß eines Konstantstrom-Gene­ rators G 1 verbunden sind, dessen anderer Anschluß mit dem positiven Pol +Vcc einer Speisespannungsquelle ver­ bunden ist. Die Basis des Transistors T 2 ist mit einer Bezugsspannungsquelle Vref verbunden, während die Basis des Transistors T 1, die mit E bezeichnet ist, der invertierende Eingang der Differenzstufe ist. Dies ist außerdem der Eingang des Verstärkers, der über einen Widerstand R 1 an einen Generator für Sägezahnsignale an­ geschlossen ist, der in der Zeichnung als Block GR darge­ stellt ist. Ein mit C 11 bezeichneter Kollektor von T 1 ist mit dem Eingangszweig eines ersten Stromspiegels verbunden, dessen Reflexionsverhältnis oder Stromverstär­ kung 1 ist und der aus zwei gleichen npn-Transistoren be­ steht, von denen der mit T 3 bezeichnete als Diode ge­ schaltet ist und der mit T 4 bezeichnete im Ausgangszweig des Stromspiegels liegt und mit seinem Kollektor an einen Kollektor C 21 des Transistors T 2 angeschlossen ist.

Die Emitter der beiden Transistoren T 3 und T 4 des ersten Stromspiegels sind beide mit dem negativen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden, welcher lediglich durch das Massesymbol dargestellt ist. Die anderen beiden Kollektoren C 12 und C 22 der Transistoren T 1 und T 2 der Differenzstufe sind mit einem zweiten Stromspiegel verbunden, dessen Refle­ xionsverhältnis größer als eins ist und der aus zwei npn-Transistoren T 5 und T 6 besteht, von denen T 6 als Diode geschaltet ist und deren Emitterübergänge von­ einander verschiedene Flächen haben. Im einzelnen ist die Emitterfläche von T 5 größer als diejenige von T 6, beispielsweise fünfmal größer. Die Verbindung des zweiten Stromspiegels mit den Transistoren T 1 und T 2 der Differenzstufe ist bezüglich derjenigen des ersten Stromspiegels umgekehrt, weil der Eingangszweig, der T 6 enthält, mit dem Transistor T 2 verbunden und der Aus­ gangszweig, der T 5 enthält, mit dem Transistor T 1 ver­ bunden ist.

Der Ausgang des Differenzverstärkers, der vom Kol­ lektor von T 4 abgenommen ist, ist an die Basis eines in Emitterschaltung befindlichen npn-Transistors T 7 angeschlossen, der als Steuertransistor für die Endstufe wirkt. Diese hat einen "oberen" Abschnitt, der aus einem Paar von npn-Transistoren T 8 und T 9 in Darlington-Schal­ tung besteht, deren Kollektoren über eine in Durchlaßrich­ tung vorgespannte Diode D 1 mit dem positiven Pol +Vcc der Speisespannungsquelle verbunden sind, und einen "unteren" Ab­ schnitt, der aus einem pnp-Transistor T 10 und einem npn-Transistor T 11 besteht. Der Emitter von T 10 und der Kollektor von T 11 sind beide mit dem Emitter von T 9 in einem Punkt U verbunden, der den Ausgang des Verstärkers bildet. Der Kollektor von T 10 ist an die Basis von T 11 angeschlossen, welche ihrerseits über einen Widerstand R 2 mit dem Masseanschluß verbunden ist, an den auch der Emitter von T 11 angeschlossen ist. Die Basis von T 10 und die Basis von T 8 sind mit dem Kollektor des Steuertransistors T 7 verbunden, und zwar die Basis von T 10 direkt und die Basis von T 8 über drei Dioden, die insgesamt mit D 2 bezeichnet sind. Diese Dioden sind in Durchlaßrichtung vorgespannt, und zwar über einen Stromgenerator G 2, der zwischen die Basis und den Kollektor von T 8 geschaltet ist; sie haben die Funktion, den Ruhestrom der Endstufe zu bestimmen.

Der Kollektor des Transistors T 5 des zweiten Stromspie­ gels ist mit der Basis eines npn-Transistors T 12 ver­ bunden, der mit seinem Kollektor an die Basis des Steuer­ transistors T 7 und mit seinem Emitter an Masse angeschlos­ sen ist. Zwei Kondensatoren C 1 und C 2 verbinden die Basis von T 7 mit dem Kollektor von T 7 bzw. mit dem Ausgangsan­ schluß U und haben die Funktion, das Frequenzverhalten des Verstärkers zu kompensieren.

Zwischen dem Ausgang U des Verstärkers und der Masse be­ finden sich in Reihenschaltung das vertikale Ablenkjoch eines Bildschirmes, als Induktivität L dargestellt, ein Kondensator C 3 und ein Widerstand R 3. Eine in Sperrichtung vorgespannte Diode D 3 ist zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistors T 9 geschaltet.

Der Ausgang U des Verstärkers ist mit dem Eingang E durch ein Rückkopplungsnetzwerk zur Bestimmung der Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärkung verbunden; dieses Netzwerk hat einen zwischen den Anschlüssen U und E angeordneten Widerstand R 4 und einen Widerstand R 5 zwischen dem Verbindungspunkt Kondensator C 3 - Widerstand R 3 und dem Eingangsan­ schluß E.

Der Ausgang U ist außerdem mit dem Emitter eines pnp-Transistors T 13 verbunden, dessen Basis über einen Widerstand R 8 an den Versorgungsanschluß +Vcc ange­ schlossen ist und dessen Kollektor mit der Basis eines npn-Transistors T 14 verbunden ist. Der Kollektor dieses Transistors T 14 ist mit der Basis von T 11 verbunden, während der Emitter an Masse angeschlossen ist.

Ein Rücklaufimpuls-Generator (flyback), der in der Zeichnung durch den Block FL dargestellt ist und einen vom Ausgang U betätigten Umschalter aufweist, arbeitet in der Weise, daß er über einen Kondensator C 4 den Kol­ lektor von T 9 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Verstärkers an den Versorgungsanschluß +Vcc oder an Masse anschließt, worauf im folgenden näher eingegangen wird.

Unter der Berücksichtigung, daß die oben beschriebene und in Fig. 1 dargestellte Schaltung dem Fachmann auf dem Gebiet der Fernsehschaltungen mit Ausnahme der er­ findungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem zweiten Stromspiegel T 5, T 6 und dem Transistor T 12 bekannt ist, wird nachfolgend lediglich eine zusammenfassende Be­ schreibung der Wirkungsweise gegeben, während für die Erläuterung weiterer Einzelheiten auf andere Veröffent­ lichungen hingewiesen wird, beispielsweise auf den obenerwähnten Artikel von A. Romani und L. Venutti.

In Fig. 2 ist ein von GR erzeugtes Sägezahnsignal als Spannung v _R in Abhängigkeit der Zeit t dargestellt; dieses Signal liegt am Eingang E der Schaltung an und wird zu­ erst von der Differenzschaltung mit den Transistoren T 1 und T 2 und dann von dem Steuertransistor T 7 spannungs­ verstärkt. Der Steuertransistor T 7 überträgt das Signal für eine entsprechende Stromverstärkung auf die zwei Abschnitte der Endstufe, die ein üblicher Stromverstärker mit "quasi-komplementärer" Symmetrie ist und in der Klasse AB arbeitet. Zu Beginn der Vorderfront oder des Anstiegs des Eingangssignals wird der Transistor T 11 des unteren Abschnittes nur von dem Ruhestrom durchflossen, während der Transistor T 9 des oberen Abschnittes den Maximalstrom i _p an das Joch L liefert. Mit wachsendem Anstieg des Signals wird der Transistor T 11 stärker leitend, wobei er von der Last Strom entnimmt, während der Strom, der durch den Transistor T 9 fließt, abnimmt. Am Ende des Anstiegs leitet T 11 den Maximalstrom -i _p , und T 9 ist im Sperrzustand. In Fig. 2 ist der Strom i _L , der durch die Last fließt, in Abhängigkeit der Zeit t dargestellt. Die lineare Ansprechcharakteristik des Verstärkers wird durch eine geeignete Vorspannung der Stufen und durch das Rückkoppelungsnetzwerk gesichert. Zu Beginn der abfallenden Front des Signales v _R kommen der Steuertransistor T 7 sowie der Endtransistor T 11 in den Sperrzustand, und der Rücklaufimpuls-Generator FL, der während des Anstiegs einen Anschluß des Konden­ sators C 4 an Masse hält, wobei er ihn auf die Spannung +Vcc aufgeladen hält, wird so betätigt, daß derselbe Anschluß von C 4 direkt mit der Speisespannungsquelle +Vcc verbunden wird. Damit wird der Strom i _L , der in das Joch L fließt, zunächst umgekehrt, wobei er durch D 3 und C 4 fließt und dann aufgrund des Leitens von T 9 bis zum Maximalwert i _p ansteigt. Das geschieht in einem Zeitintervall von im allgemeinen 0,8-1 msec, das als Rücklaufperiode bezeichnet und in Fig. 2 mit t _R dar­ gestellt wird. Am Ende dieser Periode kehrt der Ver­ stärker in die linearen Betriebsbedingungen zurück und ist bereit, einen neuen Zyklus zu beginnen.

Nachstehend wird nun der Betrieb einer Schaltung unter­ sucht, die mit derjenigen der Fig. 1 übereinstimmt, jedoch die Schaltungseinrichtung gemäß der Erfindung nicht aufweist. Sobald die Ausgangsspannung v _U , die ebenfalls in Fig. 2 in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellt ist, während der Rücklaufperiode die Speisespannung +Vcc um einen Wert überschreitet, der gleich der Basis-Emitter-Spannung V _{BET 13} ist, die die Schwelle für das Leiten des Transistors T 13 darstellt, beginnt dieser zu leiten, wobei er den Schutztransistor T 14 in den Sättigungszustand bringt. Solange diese Bedingungen andauern, ist die Basis des Transistors T 11 des unteren Abschnittes der Endstufe prak­ tisch mit dessen Emitter kurzgeschlossen, so daß der Transistor T 11 die von seinen konstruktiven Parametern (BV _CES ) vorgegebene Maximalspannung zwischen Kollektor und Emitter aufnehmen kann. Sobald die Spannung v _U zu Beginn des Rücklaufimpulses anzusteigen beginnt, wird jedoch über die Kapazitäten C 1 und C 2 während der ge­ samten Zeit des Anstiegs dieses Impulses zur Basis des Steuertransistors T 7 ein Strom geleitet. Daher neigt der Transistor T 7 dazu, seinen Sperrzustand zu verlassen, so daß er einen Strom zur Basis des Transistors T 10 schickt, welcher seinerseits die BAsis des Transistors T 11 steuert. Nachdem dieser Effekt vor dem Eingriff der Schutzwirkung aufgrund der Sättigung von T 14 beginnt, wird der Transistor T 11, wenn auch nur für kurze Zeit, starken Belastungen sowohl hinsichtlich Strom als auch hinsichtlich Spannung ausgesetzt.

Dank der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung tritt der beschriebene Nachteil nicht ein, was sich aus der folgenden Erläuterung der Funktion der erfindungsgemäßen Schaltung ergibt.

Zunächst soll die Wirkungsweise des Verstärkers ohne Signale und anschließend während des vorderen Teils des Anstiegs des Eingangssignals v _R betrachtet werden.

In Abwesenheit von Signalen und mit einem an die Span­ nung Vref angeschlossenen Eingang E der Differenzschal­ tung (Gleichgewichtsbedingung) teilt sich der Strom des Generators G 1 zu gleichen Teilen auf die Transistoren T 1 und T 2 auf. Die beiden Kollektoren dieser beiden Transistoren werden von Strömen durchflossen, die im allgemeinen entsprechend einem Verhältnis, das durch die Flächen der zugehörigen Emitterübergänge bestimmt ist, verschieden sind. Beim ersten Stromspiegel ist der Kollektorstrom von T 4 praktisch gleich dem Strom, der durch T 3 fließt, weil die Emitterflächen der beiden Transistoren gleich sind; außerdem ist er gleich dem Strom des Kollektors C 21 von T 2, wenn der Basisstrom von T 7 vernachlässigt wird. In analoger Weise sind die Ströme, die durch die beiden Zweige des zweiten Spiegels fließen, im wesentlichen untereinander gleich, aber die Betriebsbedingungen der Transistoren T 5 und T 6, die diesen Spiegel bilden, sind verschieden, weil ihre Flächen nicht gleich sind. I 1 sei der Strom, der durch die Kollektoren C 12 und C 22 der beiden Transistoren T 1 und T 2 und damit durch die beiden Zweige des zweiten Stromspiegels fließt, und V _{BE 1} die Spannung zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Basisanschlüsse von T 5 und T 6 und Masse. Wenn die Fläche des Transistors T 5 fünfmal größer ist als diejenige des Transistors T 6, würde, wie dem Fachmann für die Auslegung integrierter Schaltungen bekannt ist, durch den Kollektor von T 5 ein Strom 5 I ₁ fließen, sofern er mit einem Stromgenerator verbunden wäre, der in der Lage ist, einen Strom dieser Größenordnung zur Verfügung zu stellen. Da jedoch der Kollektorstrom von T 5 an den Wert von I 1 ge­ bunden ist, arbeitet dieser Transistor notwendigerweise auf einem Punkt im Sättigungsgebiet seines Kennlinienfeldes, d. h. bei einem Wert für die Kollektor-Emitter-Spannung V _CE < V _{BE 1}. Sobald die Basis-Emitter-Spannung, die für T 12 für den Beginn des Leitens erforderlich ist, praktisch gleich V _{BE 1} ist, befindet sich der Transistor T 12 im Sperrzustand, da sich T 12 und T 6 in derselben inte­ grierten Schaltung und bei derselben Temperatur be­ finden.

Während der Vorderfront des Eingangssignals v _R wird das Leiten von T 1 geringer, während das von T 2 ansteigt. Das verursacht einen Anstieg des Basisstroms von T 7 und damit einen Anstieg des Leitens sowohl von T 7 als auch von T 10 und T 11. Auch das Leiten von T 6 steigt an, während dasjenige von T 5 abfällt, so daß die Funktions­ bedingungen des zweiten Spiegels, sofern möglich, den Sättigungszustand von T 5 und damit den Sperrzustand von T 12 stärken.

Zu Beginn der Rücklaufperiode t _R , d. h. des abfallenden Teils des Eingangssignals v _R , erscheint an der Basis von T 1 ein negativer Spannungsimpuls, der in Fig. 2 durch v _E dargestellt ist, verursacht durch die momentane Unter­ brechung der Regelwirkung des Rückkoppelungsnetzwerks, die sich einstellt, sobald der Strom i _L umkehrt. Aufgrund dieses Impulses steigt das Leiten von T 1 an, während dasjenige von T 2 abfällt. Das bewirkt eine Betriebsweise, die derjenigen entgegengesetzt ist, die für die Vorder­ front von v _R bereits beschrieben worden ist, so daß der Basisstrom von T 7 abnimmt. Wenn diese Abnahme auch ein Vorzeichen hat, das den Sperrzustand von T 11 begünstigt, ist sie doch von nur geringer Größe und da­ mit nicht ausreichend, um die oben beschriebene, uner­ wünschte Wirkung der Kondensatoren C 1 und C 2 aus­ reichend zu dämpfen.

Sobald jedoch bei der erfindungsgemäßen Schaltungsan­ ordnung der negative Impuls v _E auftritt und das Leiten von T 2 abnimmt, nimmt der Strom, der durch den in Diodenschaltung vorliegenden Transistor T 6 des zweiten Spiegels fließt ab, so daß auch die Spannung zwischen seinen Basis- und Emitter-Anschlüssen geringer wird, bis sie Werte annimmt, die wesentlich kleiner sind als V _{BE 1}. Folglich wird auch der Strom, der von T 5 für die Funktion des zweiten Spiegels benötigt wird, im Reflexionsver­ hältnis geringer, das durch die Flächen der Emitterüber­ gänge von T 5 und T 6 bestimmt ist; von dem Zeitpunkt ab, in dem auch der für den Kollektor von T 5 verfügbare Strom aufgrund der größeren Leitung von T 1 ansteigt, arbeitet der Transistor T 5 im aktiven Bereich, d. h. mit einer Kollektor-Emitter-Spannung, die größer ist als seine Basis-Emitter-Spannung. Da die Kollektor-Emitter- Spannung von T 5 durch die Verbindung mit der Basis von T 12 auf die Größe der Schwellenspannung V _{BE 1} festgelegt ist, erhält der Transistor T 12 an seiner Basis einen Strom, der gleich der Differenz zwischen dem Strom des Kollektors C 12 von T 1 und dem von T 5 aufgenommenen Strom ist. Damit kommt er in den Sättigungszustand, wodurch er bei niedriger Impedanz die Kondensatoren C 1 und C 2 an Masse anschließt. Die Dauer des negativen Spitzen­ wertes, die praktisch gleich der Rücklaufperiode t _R ist, ist wesentlich größer als die Zeit, in der die beiden Kondensatoren aufgeladen werden, so daß sie deren vollständige Entladung gestattet. Weil jetzt in der Basis von T 7 kein unerwünschter Strom fließt, bleibt der Endtransistor T 11 mit einer während der gesamten Dauer der Überspannung am Ausgang sehr kleinen Basis- Emitter-Impedanz im Sperrzustand, so daß die Aufgabe der Erfindung gelöst wird.

Das Reflexions- oder Stromverstärkungsverhältnis des zweiten Stromspiegels, das durch das Verhältnis zwischen den Emitter-Übergangsflächen von T 5 und T 6 bestimmt ist, wird bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung unter der Berücksichtigung bestimmt, daß T 5 während der An­ stiegsrampe des Signals in Sättigung sein muß. Theoretisch, d. h. unter der Annahme eines genauen Gleichgewichtes der beiden Abschnitte des Differenzverstärkers und einer vollständigen Abwesenheit von Störeffekten, genügt es, wenn dieses Verhältnis nur wenig größer als 1 ist.

Es ist zu beachten, daß die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung immer dann in Betrieb kommt, wenn sich eine Neigungsumkehr des Sägezahn-Eingangssignals v _R ergibt, unabhängig von dem Grund für diese Umkehr, und daher die Endstufe des Verstärkers auch gegenüber Spannungen aufgrund von Unterbrechungen oder zufälligen Sprüngen im Verlauf des Eingangssignals schützt.

Auch wenn nur eine Ausführungsform der Erfindung be­ schrieben und dargestellt ist, können zahlreiche Vari­ anten und Abänderungen vorgenommen werden, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. So kann etwa jeder der beiden Transistoren mit Doppelkollektor des Differenzverstärkers durch ein Paar von Transistoren mit nur einem Kollektor, deren Basis- und deren Emitter­ anschlüsse parallel geschaltet sind, ersetzt werden, oder der zweite Spiegel kann zwei Transistoren, deren Emitter­ übergänge gleich sind, und andere Elemente aufweisen, die das gewünschte Reflexionsverhältnis bestimmen können.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zum Schutz der Endstufe eines Leistungsverstärkers in einer monolithisch inte­ grierten Schaltung für die Vertikalablenkung in einer Fernsehröhre, umfassend mehrere Verstärker­ stufen, unter ihnen eine Differenzeingangsstufe und eine Stromverstärkungs-Endstufe, wobei die Differenzstufe einen ersten Eingang (E) hat, der mit dem Ausgang einer Quelle für Sägezahn-Signale (GR) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer Bezugsspannungsquelle (Vref) verbunden ist, während die Endstufe mit einem Generator für Rücklaufsignale (FL) und einer Last verbunden ist, welche das Ablenkjoch (L) der Bildröhre auf­ weist, und wobei der Ausgang (U) der Endstufe und der erste Eingang (E) der Differenzstufe durch ein Rück­ koppelungsnetzwerk miteinander verbunden sind, gekennzeichnet durch Schaltungs­ mittel (T 5, T 6), die auf jedes Ungleichgewicht der Differenzstufe (T 1, T 2) ansprechen, dessen Vor­ zeichen entgegengesetzt zu dem Ungleichgewicht aufgrund der Vorderfront des Sägezahnsignals (v _R ) ist, und die an ihrem Ausgang zu Beginn jedes Ungleichgewichtes mit entgegengesetztem Vorzeichen ein Schutzsignal erzeugen, und durch einen ge­ steuerten elektronischen Schalter (T 12), der normalerweise geöffnet ist und zwischen die Ein­ gangsanschlüsse einer vorbestimmten Stufe der Ver­ stärkerstufen geschaltet ist und dessen Steueran­ schluß mit dem Ausgang der Schaltungsmittel (T 5, T 6) derart verbunden ist, daß er mit Erscheinen des Schutzsignals schließt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Differenz-Eingangsstufe aus einem Differenzver­ stärker mit bipolaren Transistoren besteht, der einen ersten Abschnitt (T 1) aufweist, dessen Eingang der erste Eingang (E) der Differenzstufe ist, einen zweiten Abschnitt (T 2), dessen Eingang der zweite Eingang (Vref) der Differenzstufe ist, sowie außer­ dem als aktive Last einen ersten Stromspiegel (T 3, T 4) dessen Eingangszweig (T 3) mit dem ersten Abschnitt (T 1) und dessen Ausgangszweig (T 4) mit dem zweiten Abschnitt (T 2) des Differenzverstärkers (T 1, T 2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Stufe der Verstärkerstufen eine Steuerstufe mit Spannungsverstärkung (T 7) ist, die zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers (T 1, T 2) und den Eingang der Endstufe (T 8-T 11) geschaltet ist, daß der gesteuerte, elektronische Schalter einen Transistor (T 12) aufweist, dessen Emitter-Kollektor- Strecke parallel zum Eingang der Steuerstufe (T 7) geschaltet ist, und daß die Schaltungsmittel einen zweiten Stromspiegel mit bipolaren Transistoren auf­ weisen, dessen Eingangszweig an den zweiten Abschnitt (T 2) und dessen Ausgangszweig an den ersten Abschnitt (T 1) des Differenzverstärkers angeschlossen ist und ein Reflexionsverhältnis größer als 1 hat.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromspiegel einen Transistor (T 5) im Ausgangs­ zweig und einen Transistor (T 6) in Diodenschaltung im Eingangszweig aufweist und daß das Reflexions­ verhältnis im wesentlichen gleich dem Verhältnis zwischen den Emitterflächen des Transistors (T 5) im Ausgangszweig und des in Diodenschaltung vor­ liegenden Transistors (T 6) ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Abschnitt des Differenzverstärkers einen ersten Transistor (T 1) bzw. einen zweiten Transistor (T 2) mit Doppelkollektoren aufweisen, wobei von den Kollektoren des ersten Transistors (T 1) einer an den Eingangszweig (T 3) des ersten Stromspiegels und der andere an den Ausgangszweig (T 5) des zweiten Stromspiegels angeschlossen ist und von den Kollektoren des zweiten Transistors (T 5) einer an den Ausgangszweig (T 4) des ersten Strom­ spiegels und der andere an den Eingangszweig (T 6) des zweiten Stromspiegels angeschlossen ist.